JPS58103875A - パルス幅変調インバータの出力電圧制御装置 - Google Patents

パルス幅変調インバータの出力電圧制御装置

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JPS58103875A
JPS58103875A JP56202996A JP20299681A JPS58103875A JP S58103875 A JPS58103875 A JP S58103875A JP 56202996 A JP56202996 A JP 56202996A JP 20299681 A JP20299681 A JP 20299681A JP S58103875 A JPS58103875 A JP S58103875A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）　　インバータの出力
電圧側＃（ＡＶＲ）方法に係ル、特に鍔導電動機（ＩＭ
）を精密に制御するに好適なＰＷＭインバータの出力電
圧制御方法に関する。
ＰＷＭイ／パータは、搬送波と変調波のレベル比較で得
られたＰＷＭ信号によって駆動され、この信号と同じパ
ルス列の出力電圧を発生する。従ってこの出力電力は、
基本波成分だけでなく、多数の高調波成分を含む。一方
、ＰＷＭインバータでＩＭを可変周波数駆動する場合、
出力電圧と周波数との比（Ｅ、＃）を一定にして制御す
る。この制御系は速度制御部と電圧制御部に分けられる
。速度制御部の説明は省く。電圧制御部の構成は従来。
ＰＷＭインパークの出力電圧を電圧変成＃＃（ＦＴ）を
介して検出し、この検出値を設定電圧値と突き合せ、そ
の誤差分でＰＷＭ信号を補正すｔ方法であつ九。この方
法は検出値そのものに高崗成分を含＾ む。しかるにＩＭのトルク特性を決めるのは磁束でＴｏ
シ、その磁束を発生させるのは、出力電圧のうちの基本
波成分である（高調波成分はむしろ害になる）。従って
、高調波成分を含む検出値を４還量としてＰＷＭインバ
ータの出力電圧制御を行なりたのでは、ＩＭの精密な制
御は望めない。そこで出力電圧の検出値から基本波成分
のみを抜き出し、その基本波成分を帰還量として使うこ
とが轟然考えられる。しかし、この方法祉理論的には可
能であるが実際的でない。その理由は第１に、基本波成
分のみを抜き出す計算が非常に複雑であり、専用の高速
フーリエ変換器を用いたとしても連応性の点で不十分で
あること、第２に、基本波成分を可変フィルタでより分
ける方法ではトルク脈動が発生しやすいこと（％にイン
バータ周波数が過渡的に変化した場合に顕著となる）、
第３に、低周波領域では、電圧検出用トランスが飽和し
事実上出力電圧検出が不可能となること等である。
本発明の目的は、ＩＭの精密制御に好適なｎ割インバー
メの出力電圧制御方法を提供するにある。
本発明の要点は、変調波の波高値と搬送波の波高値との
比をＫｍ（振幅比）、その関数をｇ（Ｋｍ）とし、ＰＷ
Ｍインバータの入力直流電圧をＥｏとし九とき、その出
力電圧の基本波成分Ｅｉが、関係式Ｅ１＝！Ｉ（Ｋｉｉ
）・Ｅｏで与えられることに着目し、この関係式より求
め九Ｅｉを帰還量としてＰＷＭインバータの出力電圧制
御を行なうことにある。
この関係式社次のようにして導出される。
いｔＰＷＭイ／バータを構成するスイッチング素子のう
ち、Ｕ相正側の素子に所定のＰＷＭ信号が与えられた場
合を考えると、その相電圧Ｅｌｌは、ＰＷＭインバータ
の入力電圧ＥＤと同じ波高値をもち、かつ、与えられた
ＰＷＭ信号と同じパルス列をもった波形となる。この相
電圧Ｅｏは次式で表わされる。
Ｅｕ＝ΣＢｌ’ｍ　ｌｌ　８ｔａ（２ｆｌ−１）６１　
ｔ　　　　　　・・−・・−（１）（ｎＨ正の整数、ω
：角周波数〕 （２ｆｌ−１）次の高調波成分Ｅ　ｔ　ｌｌ−１は、こ
の相電圧″Ｅｗ　（又は線間電圧Ｅｏマ″−ｖ’　３　
Ｅｕ　）をフーリエ級数に展開して求められる。
この展開式は搬送波と変調波の関係によって変わる。そ
こで、以下変調波の中周期中に含まれる搬送波の数（分
割数）をＮ、変調波の変調レベルをＤ１搬送波の波高値
をＨ％ＰＷＭ信号を８としで説明する。
Ｍ１図り分割数がＮ−２１で、変調レベルがＤｚ　＊　
ＤＩ　−ＤＡの三つの場合を示す。このとき、高調波成
分Ｅ１ｍ４を表わす展開式は次のようになる。
ただし、ｔ＝Ｄｔ／Ｄｉ　ｅ　ｍ＝Ｄ＊／Ｄｓ　＊に厘
＝Ｄ、／Ｈである。
ｔｓ２図は分割数がＮ−１５で、変調レベルがり、、Ｄ
Ｉの二つの場合を示す。Ｅｌｍ−１は次のようになる。
ただし、Ｌ　−Ｄ　Ｉ　／　Ｄ　＊　−Ｋ　＊　＝　Ｄ
　＊　／　Ｈである。
□第３図は分割数がＮり９で、変調レベルが第２図と同
様ＤＩ　ｅ　ＤＩの二つの場合を示す。Ｅｌｍ−１は次
のようになる。
ただし、ｔ−Ｄｔ／Ｄａ−Ｋｍ−Ｄｍ／Ｈである。
上記（２）〜（４）式にｆｉ−１１代入すれば、基本波
成分Ｅ１の関係式Ｅｒ−ｇ　（Ｋ冨）φＥｏが求められ
る。
この関係式は、Ｎ＝２１．１５．９の場合だけでなく、
Ｎ　−３（２９−１）、（Ｐ　：正の整数）を漕たすす
べてのＮに対して成立する。
なお、第１図〜第３図では、搬送波として三角波、変調
波として階段波を用いたが、これに限らず、例えば搬送
波として鋸歯状波、変調波として正弦波、台形波等を用
いて４よい。
第４図は本発明の一実施例である。コンバータ３は、交
流源１から交流を入力し、直流線路５に直流を出力する
。直流線路５には平滑コンデンサ７が接続される。ＰＷ
Ｍインバータ９は、直流線路５から直流を入力し、外部
からの信号によって制御され、所望の交流をＩＭに出力
する。ＰＷＭイ／パータ９は次のように制御される。制
御系は速度制御部２０と電圧制御部３０に分けられる。
速度制御系２０では、速度指令器１０の指令値ｆ１１に
対応し要分割数Ｎを選択し、搬送波を形成するカウンタ
の基本単位時間Ｔ（μｍ＞′ｔ−決定する。搬送波の波
高値Ｈは、Ｈ＝（２ＮＴ’ｔｓ）Ｘ１０”数がｆ、−で
波高値がＨの、第１図〜第３図に示すようカミ角波をＰ
ＷＭ信号作成回路２７に出力するとと４に、波高値Ｈを
変調波発生器２３に出力する。変調波発生器２３は、こ
の波高値Ｈと後述する電圧制御器３９からの出力Ｋｍと
を入力し、例えば分割数Ｎ＝２１の場合　Ｉ）　、　＝
ｅ　Ｋ　Ｈ＠　Ｈ。
ＤＩ　＝”　ＤＩ　＋　ＤＩ　＝””ＤＢから変調波の
変調レベルを求め、第１図〜第３図に示すような階段波
をＰＷＭ信号作成回路２７に出力する（１゜ｍは定数で
、ＰＷＭ信号の高調°波成分が少なくなるように決める
見ＰＷＭ信号作成回路２７は、この階段波と三角波のレ
ベル比較によシ第１図〜第３図に示すＰＷＭ信号Ｓを作
成する。この信号Ｓの作成方法は、例えば特願昭５５−
１５８６６９号明細書第３０頁〜第３７頁に詳しい。ゲ
ート駆動回路１２は、この信号Ｓを増幅して、ＰＷＭイ
ンバータ９を構成する各スイッチング素子（図示しない
）に出力する。一方、電圧制御部３０では、電圧設定器
３１が速度指令値ｆ、を入力し、Ｅ／ｆ、一定の関係を
満たす電圧設定値Ｅ１ｍ　　を出力する。また電圧検出
器１４はＰＷＭインバータ９の入力１［ｆｉ電圧Ｅａを
検出し、基本波電圧算出器３５はこの電圧Ｅｏと、後述
する振４比Ｋｙｓにより定まる関数ｇ（Ｋｍ）とから、
関係式Ｅ、＝ｇてＫｍ）・Ｅｏの計算を行ない、出力電
圧の基本波成分Ｅ、を算出する。ここで関数ｇ（Ｋｍ）
は、上記（２）〜（４）式から直接求めてもよいが、実
用的範囲で比較的よい近似式ｇ（Ｋ璽）＋ｆｆ買・Ｋ厘
、（α札；比例定数）が成立することから、比例定数α
貿の値を分割数Ｎの値に応じてテーブル化しておき、こ
のα舅と振幅比に＋ｗとの積から関数ｇ（Ｋｍ）を求め
る方が簡便である。減算器３７は、このようにして算出
した基本波成分Ｅ１　と先に求めた電圧設定１直Ｅ１ｍ
との差分ΔＥ１を出力する。電圧制御器３９は、インバ
ータ運転開始時には設定値Ｅ１ｍに対応する振幅比Ｋｍ
を出力し、運転中は上記差分ΔＥ、の値で補正した振幅
比Ｋｍを出力する。このＫｍは、基本波電圧算出器３５
と変調波発生器２３にそれぞれ与えられ、各所で所定の
処理が行なわれる。ＰＷＭインバータ９はこのように構
成された速度制御部２０および電圧制御部３０の出力に
よって制御されるのである。本実施例によれば、基本波
成分Ｅ、を帰還量として出力電圧制御をするので、ＩＭ
の精密な制御が可能となる。
第５図は本発明の他の実施例で、第４図の実施例の主要
部分をマイクロコンピュータ４０で構成したものである
。上述の速度制御部２０および電圧制御部３０の演算プ
ログラムはすべてマイクロコンピュータ４０の中の読み
出し専用メモリ（ＲＯＭ）４５に予め記憶されている。
いま速度指令器１０から指令値’ｔ（アナログイ１）が
、また電圧検出器１４から直流電圧Ｅｅ　Ｇアナログ値
）がそれぞれ入力されると、入力処理装置４１はこのｆ
、どＥｅの値をそれぞれアナログ−デジタル変換してデ
ータｆｓ　、　ＥＤ　　（デジタル値）を出力する。デ
ータｆ１　、Ｅｓはバス４２を介して書き込み読み出し
可能メモリ（ＲＡＭ）４３に書き込まれる。
マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）４４　ｉｔ、　ハス４２
を介してＲＡＭ４３からデータｆｓ　、Ｅｏを銃み出し
、このデータを用いてＲＯＭ４５から読み出した演算グ
ログラムを実行し、ＰＷＭ信号指令データを出力する。
出力処理装置４６Ｆｉ、この指令データに基づいてＰＷ
Ｍ信号Ｓを作成する。このようにして第４図の実施例と
同様の制御がなされる。本実施例によれば、信頼性およ
び経済性のよい装置でＩＭの精密制御をすることができ
る。
以上のように、本発明では出力電圧の基本波成分Ｅ、を
帰還量としているので、Ｉ′Ｍの精密制御が可能なＰＷ
Ｍインバータを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図〜第３図はそれぞれ分割数がＮ＝２１゜１５．９
の場合のパルス幅変調信号の作成説明図、ＷＪ４図は本
発明の一実施例、第５図は本発明の他の実施例を示す図
である。 ｌ・・・交流源、３・・・コンバータ、５・・・直流線
路、７・・・平滑コンデンサ、９・・・ＰＷＭインバー
タ、１０・・・速度指令器、１２・・・ゲート駆動回路
、１４・・・電圧検出器、２０・・・速度制御部、３０
・・・電圧制御部、４０・・・マイクロコンピュータ。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 ｌ、搬送波と変調波のレベル比較で得られ九パルス幅変
    調信号に基づいてインバータを構成するスイッチ／グ素
    子（点弧制御するパルス幅変調インバータの出力電圧制
    御方法において、上記変調波の波高値と搬送波の波高値
    との比Ｋｍの関数ｇ（Ｋｍ）と、上記インバータの入方
    直流電圧との横から求めた出力電圧の基本波成分を上記
    インバータの出力電圧制御の帰還量としたことを特徴と
    するパルス幅変調インバータの出力電圧制御方法。 ′Ｌ　％許請求の範囲第１項において、前記関数ｇ（Ｋ
    ｍ）ｔｉ前記Ｋｍと比例定数αとＱ積から近似的に求め
    ることを特徴とするパルス幅変調インバータの出力電圧
    制御方法。
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