JP3156478B2 - パルス幅変調方式インバータの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調方式インバータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、三レベルインバータの
制御装置に係り、特に、パルス幅変調方式インバータの
制御装置に関する。
制御装置に係り、特に、パルス幅変調方式インバータの
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調方式による可変電圧・可変
周波数（ＶＶＶＦ）インバータ制御により誘導電動機を
駆動する、いわゆる、インバータ電車が実用化された
が、最近では電圧のみならず機関車においても、インバ
ータ駆動方式が主流になりつつある。
周波数（ＶＶＶＦ）インバータ制御により誘導電動機を
駆動する、いわゆる、インバータ電車が実用化された
が、最近では電圧のみならず機関車においても、インバ
ータ駆動方式が主流になりつつある。
【０００３】現在の車両駆動用のインバータシステムで
は、出力電圧の基本成分である変調波信号と三角波等の
搬送波信号との比較でパルス信号を発生させる、いわゆ
る、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が従来から採用さ
れている。
は、出力電圧の基本成分である変調波信号と三角波等の
搬送波信号との比較でパルス信号を発生させる、いわゆ
る、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が従来から採用さ
れている。
【０００４】ＰＷＭ制御方式では、変調波信号と搬送波
信号との零クロス点が常に一致するように制御される同
期変調方式と、変調波に関係なく搬送波を一定とした非
同期変調方式がある。
信号との零クロス点が常に一致するように制御される同
期変調方式と、変調波に関係なく搬送波を一定とした非
同期変調方式がある。
【０００５】現在車両では、二レベルの電圧をＧＴＯサ
イリスタを用いて制御する、二レベルインバータがほと
んどを占めている。しかし、二レベルＧＴＯインバータ
では、スイッチング周波数の制約があり、ゼロ電圧を含
む微小電圧領域では非同期変調を行い、それ以外の電圧
領域では同期変調方式に切り替えているが、電動機で発
生する電磁騒音が大きく、またパルスモード切り替えに
ともなう音質変化も問題となっている。
イリスタを用いて制御する、二レベルインバータがほと
んどを占めている。しかし、二レベルＧＴＯインバータ
では、スイッチング周波数の制約があり、ゼロ電圧を含
む微小電圧領域では非同期変調を行い、それ以外の電圧
領域では同期変調方式に切り替えているが、電動機で発
生する電磁騒音が大きく、またパルスモード切り替えに
ともなう音質変化も問題となっている。
【０００６】これに対し、三レベルインバータでは、出
力電圧のステップ数が二レベルインバータより見かけ上
のスイッチング周波数が高くなり、電磁騒音の低減など
二レベルインバータにおける課題を解決できる特徴を持
っている。そのため、主回路素子に高耐圧ＩＧＢＴを用
いた、車両用の三レベルインバータシステムが開発され
始めている。
力電圧のステップ数が二レベルインバータより見かけ上
のスイッチング周波数が高くなり、電磁騒音の低減など
二レベルインバータにおける課題を解決できる特徴を持
っている。そのため、主回路素子に高耐圧ＩＧＢＴを用
いた、車両用の三レベルインバータシステムが開発され
始めている。
【０００７】三レベルＩＧＢＴインバータのＰＷＭ制御
を図３に示す。すなわち、微小電圧の制御に、ゼロ電圧
を介して正負交互にパルスを出力するダイポーラ変調を
導入し、三レベルインバータのＰＷＭ制御として最も一
般的な、半周期毎に同一極性のパルス列を出力するユニ
ポーラ制御との移行には、インバータ出力電流の変動を
抑えて滑らかな移行を実現するため、一周期中にダイポ
ーラ変調とユニポーラ変調とが混在する部分ダイポーラ
制御を導入している。更に一パルス領域まで連続した出
力電圧の制御を行うために過変調を採用している。
を図３に示す。すなわち、微小電圧の制御に、ゼロ電圧
を介して正負交互にパルスを出力するダイポーラ変調を
導入し、三レベルインバータのＰＷＭ制御として最も一
般的な、半周期毎に同一極性のパルス列を出力するユニ
ポーラ制御との移行には、インバータ出力電流の変動を
抑えて滑らかな移行を実現するため、一周期中にダイポ
ーラ変調とユニポーラ変調とが混在する部分ダイポーラ
制御を導入している。更に一パルス領域まで連続した出
力電圧の制御を行うために過変調を採用している。
【０００８】このように（ａ）ダイポーラ変調、（ｂ）
部分ダイポーラ変調、（ｃ）ユニポーラ変調、（ｄ）過
変調、（ｅ）一パルス制御を行うことにより、全域で電
圧を連続に制御できる。この場合スイッチング周波数の
高周波数化にともない、(ａ)〜（ｄ）までは非同期変調
方式で、（ｅ）の一パルスだけが同期変調方式となる。
（ａ)〜(ｄ）の制御を一パルス制御と対比して多パルス
制御と呼ぶ。
部分ダイポーラ変調、（ｃ）ユニポーラ変調、（ｄ）過
変調、（ｅ）一パルス制御を行うことにより、全域で電
圧を連続に制御できる。この場合スイッチング周波数の
高周波数化にともない、(ａ)〜（ｄ）までは非同期変調
方式で、（ｅ）の一パルスだけが同期変調方式となる。
（ａ)〜(ｄ）の制御を一パルス制御と対比して多パルス
制御と呼ぶ。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように、三レベル
ＩＢＧＴインバータでは多パルス制御で非同期変調，一
パルス制御では同期変調を行うため、非同期変調と同期
変調との切り替え周波数が高く、精度の良い切り替え制
御が必要となる。
ＩＢＧＴインバータでは多パルス制御で非同期変調，一
パルス制御では同期変調を行うため、非同期変調と同期
変調との切り替え周波数が高く、精度の良い切り替え制
御が必要となる。
【００１０】本発明の目的は、非同期変調と同期変調の
切り替えをスムースに行い、全制御領において出力電圧
を連続に制御し、滑らかな乗心地の得られる、パルス幅
変調方式インバータの制御装置を提供することにある。
切り替えをスムースに行い、全制御領において出力電圧
を連続に制御し、滑らかな乗心地の得られる、パルス幅
変調方式インバータの制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明はインバータの基本変調波の位相角を、多パ
ルス制御から一パルス制御への切り替え時には、位相角
演算のサンプリング周期の１／２周期相当分を減算して
位相を遅らせ、、一パルス制御から多パルス制御への切
り替え時には、位相角演算のサンプリング周期の１／２
周期相当分を加算して位相を進ませる。
め、本発明はインバータの基本変調波の位相角を、多パ
ルス制御から一パルス制御への切り替え時には、位相角
演算のサンプリング周期の１／２周期相当分を減算して
位相を遅らせ、、一パルス制御から多パルス制御への切
り替え時には、位相角演算のサンプリング周期の１／２
周期相当分を加算して位相を進ませる。
【００１２】
【作用】多パルス制御と一パルス制御との切り替え時に
基本変調波の位相角を調整することにより、サンプリン
グ演算での時間遅れを補正できるため、滑らかな制御を
実現できる。
基本変調波の位相角を調整することにより、サンプリン
グ演算での時間遅れを補正できるため、滑らかな制御を
実現できる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明によるパルス幅変調方式インバ
ータの制御装置について、図示の実施例により詳細に説
明する。
ータの制御装置について、図示の実施例により詳細に説
明する。
【００１４】図１は、本発明のパルス幅変調方式インバ
ータの制御装置を適用する車両駆動用の三レベルインバ
ータ装置の主回路構成（三相の場合）を示す。図１にお
いて、６０は直流電圧源である電車線、６１，６２は直
流電圧源６０の電圧から中間点Ｎ（以下、中性点と呼
ぶ）を作り出すため分割（分圧）したコンデンサ、７０
〜７３，８０〜８３，９０〜９３は還流用の整流素子を
備えた自己消弧可能なスイッチング素子（この例ではＩ
ＧＢＴとしたが、ＧＴＯサイリスタ，トランジスタ等で
も良い）、７４，７５，８４，８５，９４及び９５はコ
ンデンサの中性点電位を導出する補助整流素子である。
また、負荷は誘導電動機１０の場合を示した。
ータの制御装置を適用する車両駆動用の三レベルインバ
ータ装置の主回路構成（三相の場合）を示す。図１にお
いて、６０は直流電圧源である電車線、６１，６２は直
流電圧源６０の電圧から中間点Ｎ（以下、中性点と呼
ぶ）を作り出すため分割（分圧）したコンデンサ、７０
〜７３，８０〜８３，９０〜９３は還流用の整流素子を
備えた自己消弧可能なスイッチング素子（この例ではＩ
ＧＢＴとしたが、ＧＴＯサイリスタ，トランジスタ等で
も良い）、７４，７５，８４，８５，９４及び９５はコ
ンデンサの中性点電位を導出する補助整流素子である。
また、負荷は誘導電動機１０の場合を示した。
【００１５】それぞれの相毎に独立に動作可能であるス
イッチングアーム７〜９の動作をスイッチングアーム７
を例にとって、その基本的な動作を説明する。
イッチングアーム７〜９の動作をスイッチングアーム７
を例にとって、その基本的な動作を説明する。
【００１６】コンデンサ６１，６２の電圧ｅｄ1，ｅｄ2
を完全平滑な直流電圧源として、ｅｄ1＝ｅｄ2＝Ｅｄ／
２（Ｅｄ：全直流電圧）とする。
を完全平滑な直流電圧源として、ｅｄ1＝ｅｄ2＝Ｅｄ／
２（Ｅｄ：全直流電圧）とする。
【００１７】このとき、スイッチング素子７０〜７３を
表１に示すようにオン・オフ制御することにより、交流
出力端子ＵにＥｄ／２，０，−Ｅｄ／２の三レベルの出
力電圧ｅを得る。
表１に示すようにオン・オフ制御することにより、交流
出力端子ＵにＥｄ／２，０，−Ｅｄ／２の三レベルの出
力電圧ｅを得る。
【００１８】
【表１】
【００１９】Ｓp，Ｓo，Ｓn 及びＳはスイッチング素子
７０〜７３の導通状態を１，０，−１で表現するスイッ
チング関数であり、出力電圧ｅは
７０〜７３の導通状態を１，０，−１で表現するスイッ
チング関数であり、出力電圧ｅは
【００２０】
【数１】
【００２１】で表わされる。
【００２２】ｅは大きさがＥｄ／２，０，−Ｅｄ／２の
パルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、
ｅは正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御する。
パルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般には、
ｅは正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷＭ）
制御する。
【００２３】ここで、本実施例を説明するのに先だっ
て、ＰＷＭ制御について説明する。
て、ＰＷＭ制御について説明する。
【００２４】三レベルインバータのＰＷＭ制御は先に述
べたように、(ａ)ダイポーラ変調，（ｂ）部分ダイポー
ラ変調，（ｃ）ユニポーラ変調，（ｄ）過変調，（ｅ）
一パルス制御を行い、出力電圧を０〜１００％まではほ
ぼ連続に制御している。
べたように、(ａ)ダイポーラ変調，（ｂ）部分ダイポー
ラ変調，（ｃ）ユニポーラ変調，（ｄ）過変調，（ｅ）
一パルス制御を行い、出力電圧を０〜１００％まではほ
ぼ連続に制御している。
【００２５】一般に、インバータ出力電圧指令Ｅ* は、
インバータ周波数指令Ｆｉ* に応じて、図３の実線で示
すように設定される。このインバータ出力電圧指令Ｅ*
と直流電圧Ｅｄより、正弦波変調領域での基本波振幅指
令（変調率)Ａ(０≦Ａ≦１）は
インバータ周波数指令Ｆｉ* に応じて、図３の実線で示
すように設定される。このインバータ出力電圧指令Ｅ*
と直流電圧Ｅｄより、正弦波変調領域での基本波振幅指
令（変調率)Ａ(０≦Ａ≦１）は
【００２６】
【数２】
【００２７】で与えられる。これより基本変調波指令ａ
を、変調率Ａ，位相θより
を、変調率Ａ，位相θより
【００２８】
【数３】 ａ＝Ａsinθ …（数３） θ＝２πＦｉ*ｔ Ｆｉ*：インバータ周波数指令，ｔ：時間 と作成する。
【００２９】（ａ）のダイポーラ変調と（ｃ）のユニポ
ーラ変調間を連続的に移行できるようにするために、数
３の基本変調波指令ａを二分割し、正バイアス変調波指
令ａbp，負バイアス変調波指令ａbnを次式のように作成
する。
ーラ変調間を連続的に移行できるようにするために、数
３の基本変調波指令ａを二分割し、正バイアス変調波指
令ａbp，負バイアス変調波指令ａbnを次式のように作成
する。
【００３０】
【数４】
【００３１】このバイアス量Ｂの設定により、（ａ）ダ
イポーラ変調〜（ｃ）ユニポーラ変調を実現している。
次に各変調について説明する。
イポーラ変調〜（ｃ）ユニポーラ変調を実現している。
次に各変調について説明する。
【００３２】図４でダイポーラ変調を説明する。
【００３３】バイアス量Ｂが、Ａ／２≦Ｂ＜０.５ の範
囲では、正，負のバイアス変調波指令ａbp，ａbnの二層
の変調波指令により、正，負のパルスを発生させ、所定
の最小オンパルス幅を確保して、インバータ出力電圧を
ゼロまで制御できる。
囲では、正，負のバイアス変調波指令ａbp，ａbnの二層
の変調波指令により、正，負のパルスを発生させ、所定
の最小オンパルス幅を確保して、インバータ出力電圧を
ゼロまで制御できる。
【００３４】図５で部分ダイポーラ変調を説明する。
【００３５】バイアス量Ｂが、０＜Ｂ＜Ａ／２の範囲が
部分ダイポーラ変調となる。バイアス量Ｂの大きさによ
っては、バイアス変調波指令ａbp，ａbnがゼロをクロス
するようになるが、この期間では正(または負）側のパ
ルスによって、負(または正）の電圧を実現できないた
めに、基本変調波に比べて出力電圧が減少する。そこで
この期間では、正，負の変調波指令ａp ，ａn を次のよ
うに設定して、不足した電圧を補うようにする。
部分ダイポーラ変調となる。バイアス量Ｂの大きさによ
っては、バイアス変調波指令ａbp，ａbnがゼロをクロス
するようになるが、この期間では正(または負）側のパ
ルスによって、負(または正）の電圧を実現できないた
めに、基本変調波に比べて出力電圧が減少する。そこで
この期間では、正，負の変調波指令ａp ，ａn を次のよ
うに設定して、不足した電圧を補うようにする。
【００３６】
【数５】
【００３７】
【数６】
【００３８】ただし、図５では理解しやすいように
ａp ，ａn を正の信号で表示している。ここで、期間Ｉ
はダイポーラ変調，期間IIはユニポーラ変調である。こ
の補正により、基本変調波に等しい出力電圧が得られ、
ダイポーラ変調とユニポーラ変調が混在する部分ダイポ
ーラ変調が実現できる。
ａp ，ａn を正の信号で表示している。ここで、期間Ｉ
はダイポーラ変調，期間IIはユニポーラ変調である。こ
の補正により、基本変調波に等しい出力電圧が得られ、
ダイポーラ変調とユニポーラ変調が混在する部分ダイポ
ーラ変調が実現できる。
【００３９】図６でユニポーラ変調を説明する。
【００４０】バイアス量Ｂ＝０がユニポーラ変調の領域
で、正，負のバイアス変調波指令ａbp，ａbnは一致す
る。正，負の変調波指令ａp ，ａn は次式となる。
で、正，負のバイアス変調波指令ａbp，ａbnは一致す
る。正，負の変調波指令ａp ，ａn は次式となる。
【００４１】
【数７】
【００４２】
【数８】
【００４３】ただし、図６ではａp ，ａn とも正の信号
になるように表示している。なお過変調制御もこの領域
に属する。
になるように表示している。なお過変調制御もこの領域
に属する。
【００４４】図７で過変調制御を説明する。
【００４５】過変調制御は、正，負の変調波指令ａp ，
ａn の振幅が１以上の領域が存在するもので、この１以
上の領域では、パルスのゼロ期間への落ち込みをなく
し、変調波のゼロクロス付近でのみＰＷＭ制御を行う。
ただし、実際の出力電圧は基本変調波に比べて小さくな
り、変調率Ａの直線的増加に対して出力電圧は直線的に
増加しない。
ａn の振幅が１以上の領域が存在するもので、この１以
上の領域では、パルスのゼロ期間への落ち込みをなく
し、変調波のゼロクロス付近でのみＰＷＭ制御を行う。
ただし、実際の出力電圧は基本変調波に比べて小さくな
り、変調率Ａの直線的増加に対して出力電圧は直線的に
増加しない。
【００４６】そのため変調率Ａの設定を非直線化して出
力電圧の補正を行っている。過変調のＰＷＭ制御部分で
のスイッチング周波数が十分高ければ、出力電圧の基本
波実効値Ｅと変調率Ａの関係は次式で表わせる。
力電圧の補正を行っている。過変調のＰＷＭ制御部分で
のスイッチング周波数が十分高ければ、出力電圧の基本
波実効値Ｅと変調率Ａの関係は次式で表わせる。
【００４７】
【数９】
【００４８】数９よりあらかじめ所要の変調率Ａを算出
して、図８に示すように変調率Ａをインバータの出力電
圧指令Ｅ* に対して非直線的に変化させれば、出力電圧
をインバータの出力電圧指令Ｅ* に対して、直線的に制
御できる。
して、図８に示すように変調率Ａをインバータの出力電
圧指令Ｅ* に対して非直線的に変化させれば、出力電圧
をインバータの出力電圧指令Ｅ* に対して、直線的に制
御できる。
【００４９】以上の（ａ）ダイポーラ変調から（ｄ）過
変調までは、バイアス量Ｂの変化や変調波指令の補正，
変調率の非線形化等の要素はあるものの、ＰＷＭ信号の
作成方法は基本的に同じである。
変調までは、バイアス量Ｂの変化や変調波指令の補正，
変調率の非線形化等の要素はあるものの、ＰＷＭ信号の
作成方法は基本的に同じである。
【００５０】図９で一パルス制御の説明を行う。
【００５１】三レベルＰＷＭ制御ではゼロ電圧期間の幅
を任意に設定できるため、一パルス制御時に出力電圧の
調整が可能となる。出力電圧の立上げのタイミング角度
をαとすると、インバータの出力電圧の基本波実効値Ｅ
はαを用いて次式で表わせる。
を任意に設定できるため、一パルス制御時に出力電圧の
調整が可能となる。出力電圧の立上げのタイミング角度
をαとすると、インバータの出力電圧の基本波実効値Ｅ
はαを用いて次式で表わせる。
【００５２】
【数１０】 Ｅ＝Ｅmax・cosα …（数１０） α≦３０゜での電圧のカバー範囲は８６.６％〜１００
％ であり、α≦３０゜程度の範囲では前述の過変調か
ら出力電圧を連続に制御できる。
％ であり、α≦３０゜程度の範囲では前述の過変調か
ら出力電圧を連続に制御できる。
【００５３】パルス幅の設定は図９に示すように、イン
バータの出力電圧指令Ｅ*とcosθとの交点が、出力電圧
の立上げのタイミング角度αで、−cosθ との交点が、
立下げのタイミング角度βである。このように一パルス
制御のＰＷＭ信号の作成方法は、（ａ）ダイポーラ変調
〜（ｄ）過変調とは全く異なる。
バータの出力電圧指令Ｅ*とcosθとの交点が、出力電圧
の立上げのタイミング角度αで、−cosθ との交点が、
立下げのタイミング角度βである。このように一パルス
制御のＰＷＭ信号の作成方法は、（ａ）ダイポーラ変調
〜（ｄ）過変調とは全く異なる。
【００５４】次に、図２に、本発明を車両駆動用の三レ
べルインバータ装置の制御に適用した一実施例を示す。
図２において、１はインバータ周波数指令Ｆｉ* から、
インバータの出力電圧の基本波位相を演算する位相演算
部である。インバータ周波数指令Ｆｉ* は、図示してい
ない車輪に取り付けられた回転周波数検出器の出力か
ら、電動機の回転周波数を演算し、すべり周波数指令と
加算して求める。位相演算部１の出力１０１は後述する
位相調整部１７に入力し、その出力１１７は正弦波換算
部２で正弦波信号１０２に変換する。３はインバータの
出力電圧指令Ｅ*から、所要のインバータの瞬時出力電
圧を求めるための変調率Ａの演算部である。出力電圧指
令Ｅ* は、前述のインバータ周波数指令Ｆｉ* 及び、図
示していないが、フィルタコンデンサ電圧，電動機電流
から、Ｖ／Ｆ特性が一定となるように求めた、インバー
タ出力電圧の指令値である。変調率Ａは図８に示したよ
うに、過変調領域において、出力電圧指令Ｅ* と非線形
の関係となっている。変調率演算部３の出力１０３と、
正弦波信号１０２を乗算器４で乗算し、基本変調波指令
１０４を得る。５は変調率Ａ出力１０３に対して、基本
変調波指令１０４に加減算を行い、ダイポーラ変調，部
分ダイポーラ変調，ユニポーラ変調を連続的に実現する
ためのバイアス量Ｂを設定するバイアス設定部である。
基本変調波指令１０４とバイアス量１０５とを加算器６
で加算して正バイアス変調波指令１０６，減算器７で減
算して負バイアス変調波指令１０７をそれぞれ得る。前
述した出力電圧の補正を行うため、正バイアス変調波指
令１０６は正の信号１０６１を得る分配器６０１，負の
信号１０６２を得る分配器６０２で正負信号に振り分
け、負バイアス変調波指令１０７は正の信号１０７１を
得る分配器７０１，負の信号１０７２を得る分配器７０
２で正負信号に振り分け、加算器８で正の信号1061，１
０７１を加算し、正側変調波指令ａp １０８及び、加算
器９で負の信号１０６２，１０７２を加算し、負側変調
波指令ａｎ １０９を作成する。１０はパルスタイミン
グ演算部で、正，負側変調波指令１０８，１０９に基づ
いて、スイッチング関数Ｓp，Ｓnのパルスタイミングを
演算する。
べルインバータ装置の制御に適用した一実施例を示す。
図２において、１はインバータ周波数指令Ｆｉ* から、
インバータの出力電圧の基本波位相を演算する位相演算
部である。インバータ周波数指令Ｆｉ* は、図示してい
ない車輪に取り付けられた回転周波数検出器の出力か
ら、電動機の回転周波数を演算し、すべり周波数指令と
加算して求める。位相演算部１の出力１０１は後述する
位相調整部１７に入力し、その出力１１７は正弦波換算
部２で正弦波信号１０２に変換する。３はインバータの
出力電圧指令Ｅ*から、所要のインバータの瞬時出力電
圧を求めるための変調率Ａの演算部である。出力電圧指
令Ｅ* は、前述のインバータ周波数指令Ｆｉ* 及び、図
示していないが、フィルタコンデンサ電圧，電動機電流
から、Ｖ／Ｆ特性が一定となるように求めた、インバー
タ出力電圧の指令値である。変調率Ａは図８に示したよ
うに、過変調領域において、出力電圧指令Ｅ* と非線形
の関係となっている。変調率演算部３の出力１０３と、
正弦波信号１０２を乗算器４で乗算し、基本変調波指令
１０４を得る。５は変調率Ａ出力１０３に対して、基本
変調波指令１０４に加減算を行い、ダイポーラ変調，部
分ダイポーラ変調，ユニポーラ変調を連続的に実現する
ためのバイアス量Ｂを設定するバイアス設定部である。
基本変調波指令１０４とバイアス量１０５とを加算器６
で加算して正バイアス変調波指令１０６，減算器７で減
算して負バイアス変調波指令１０７をそれぞれ得る。前
述した出力電圧の補正を行うため、正バイアス変調波指
令１０６は正の信号１０６１を得る分配器６０１，負の
信号１０６２を得る分配器６０２で正負信号に振り分
け、負バイアス変調波指令１０７は正の信号１０７１を
得る分配器７０１，負の信号１０７２を得る分配器７０
２で正負信号に振り分け、加算器８で正の信号1061，１
０７１を加算し、正側変調波指令ａp １０８及び、加算
器９で負の信号１０６２，１０７２を加算し、負側変調
波指令ａｎ １０９を作成する。１０はパルスタイミン
グ演算部で、正，負側変調波指令１０８，１０９に基づ
いて、スイッチング関数Ｓp，Ｓnのパルスタイミングを
演算する。
【００５５】後述するタイマ出力部１１はパルス作成用
のタイマ部分であるが、通常のパルス作成は、パルスの
立上りか立下りを、サンプリング周期Ｔs 毎に設定する
手段が一般的である。ＴS 発生部１８は、制御装置のク
ロツクＣＬＫからサンプリング周期ＴS １１８を出力す
る。このＴS はインバータのスイッチング周波数を決定
する要素でもあり、インバータのスイッチング周波数Ｆ
swは次式となる。
のタイマ部分であるが、通常のパルス作成は、パルスの
立上りか立下りを、サンプリング周期Ｔs 毎に設定する
手段が一般的である。ＴS 発生部１８は、制御装置のク
ロツクＣＬＫからサンプリング周期ＴS １１８を出力す
る。このＴS はインバータのスイッチング周波数を決定
する要素でもあり、インバータのスイッチング周波数Ｆ
swは次式となる。
【００５６】
【数１１】 Ｆsw＝１／(２×Ｔs ） …（数１１） 図１０はダイポーラ変調（領域Ｉ）とユニポーラ変調
（領域II）におけるスイッチング関数Ｓp，Ｓnのタイミ
ングの発生方法を示している。サンプリング周期ＴS 毎
にパルスタイミングの立上りと立下りを設定するが、ま
ず時刻Ｔ1 では、Ｓp の立上りタイミングＴpup ，Ｓn
の立下りタイミングＴndn を、正，負側変調波指令１０
８，１０９を用いて次式で求める。
（領域II）におけるスイッチング関数Ｓp，Ｓnのタイミ
ングの発生方法を示している。サンプリング周期ＴS 毎
にパルスタイミングの立上りと立下りを設定するが、ま
ず時刻Ｔ1 では、Ｓp の立上りタイミングＴpup ，Ｓn
の立下りタイミングＴndn を、正，負側変調波指令１０
８，１０９を用いて次式で求める。
【００５７】
【数１２】
【００５８】
【数１３】
【００５９】次の時刻Ｔ2 においては、Ｓp の立下りタ
イミングＴpdn ，Ｓn の立上りタイミングＴnup を次式
で求める。
イミングＴpdn ，Ｓn の立上りタイミングＴnup を次式
で求める。
【００６０】
【数１４】
【００６１】
【数１５】
【００６２】Ｔ1 とＴ2 との処理をサンプリング周期Ｔ
s 毎に交互に行うことでＳp，Ｓnを作成できる。
s 毎に交互に行うことでＳp，Ｓnを作成できる。
【００６３】ただし、Ｔpup，Ｔndn，Ｔpdn，Ｔnupは図
２のパルスタイミング演算部１０の出力１００に相当す
るもので、実際の動作はパルスモード切替スイッチ１５
を介してタイマ出力部１１に送られる。タイマ出力部１
１も、サンプリング周期Ｔsに同期して動作するため
に、演算結果のＴpup，Ｔndn，Ｔpdn，Ｔnupは次回の時
刻、例えば時刻Ｔ1 での演算結果は時刻Ｔ2 のタイミン
グでタイマ出力されることになる。従って出力電圧は図
１０のように、サンプリング周期Ｔs だけ遅れたものと
なる。これはタイマをサンプリング周期に同期させて動
作する場合には当然発生する遅れとなる。
２のパルスタイミング演算部１０の出力１００に相当す
るもので、実際の動作はパルスモード切替スイッチ１５
を介してタイマ出力部１１に送られる。タイマ出力部１
１も、サンプリング周期Ｔsに同期して動作するため
に、演算結果のＴpup，Ｔndn，Ｔpdn，Ｔnupは次回の時
刻、例えば時刻Ｔ1 での演算結果は時刻Ｔ2 のタイミン
グでタイマ出力されることになる。従って出力電圧は図
１０のように、サンプリング周期Ｔs だけ遅れたものと
なる。これはタイマをサンプリング周期に同期させて動
作する場合には当然発生する遅れとなる。
【００６４】再び、図２に戻る。一パルス制御は前述の
ように、基本変調波に同期して、半周期の中で、スイッ
チング関数Ｓp，Ｓnの立上りと立下りのタイミング角度
を設定する。１２のcos-1Ｅ*演算部では出力電圧指令Ｅ
* とcosθ との交点を求めるため、cos-1Ｅ*を求める。
１２では演算しても良いし、予めテーブルで用意しても
よい。１２の出力１１２は、スイッチング関数Ｓp，Ｓn
のそれぞれの立上り角α，立下り角βである。これは図
９で示してある。出力１１２を位相タイミング演算部１
３で、時間量データに換算する。この場合、パルスタイ
ミング演算部１０のようなタイミング作成方法では、例
えば、αを判断してから、タイマ出力部１１から出力さ
れるまでに、サンプリング周期Ｔs の遅れが生じてしま
うため、同期変調が実現できない。従って、位相タイミ
ング演算部１３では、基本波位相を監視しておき、次回
のサンプリング周期内で、αまたはβに達すると判断す
れば、過去の基本波位相の増加割合から、αまでの時間
量データを演算する。すなわち、現在のサンプリングで
の基本波位相をθ、前回からのサンプリング周期での基
本位相の増加分をΔθ１２のcos-1Ｅ*演算部でのパルス
Ｓp の立上り角をαp，立下り角をβpとすると、スイッ
チング関数Ｓp の立上りタイミングＴpup,立下りタイミ
ングＴpdn は次式のようになる。
ように、基本変調波に同期して、半周期の中で、スイッ
チング関数Ｓp，Ｓnの立上りと立下りのタイミング角度
を設定する。１２のcos-1Ｅ*演算部では出力電圧指令Ｅ
* とcosθ との交点を求めるため、cos-1Ｅ*を求める。
１２では演算しても良いし、予めテーブルで用意しても
よい。１２の出力１１２は、スイッチング関数Ｓp，Ｓn
のそれぞれの立上り角α，立下り角βである。これは図
９で示してある。出力１１２を位相タイミング演算部１
３で、時間量データに換算する。この場合、パルスタイ
ミング演算部１０のようなタイミング作成方法では、例
えば、αを判断してから、タイマ出力部１１から出力さ
れるまでに、サンプリング周期Ｔs の遅れが生じてしま
うため、同期変調が実現できない。従って、位相タイミ
ング演算部１３では、基本波位相を監視しておき、次回
のサンプリング周期内で、αまたはβに達すると判断す
れば、過去の基本波位相の増加割合から、αまでの時間
量データを演算する。すなわち、現在のサンプリングで
の基本波位相をθ、前回からのサンプリング周期での基
本位相の増加分をΔθ１２のcos-1Ｅ*演算部でのパルス
Ｓp の立上り角をαp，立下り角をβpとすると、スイッ
チング関数Ｓp の立上りタイミングＴpup,立下りタイミ
ングＴpdn は次式のようになる。
【００６５】
【数１６】
【００６６】一方、スイッチング関数Ｓn の場合も同様
に、立上り角をαn ，立下り角をβn とすると、次式で
表わせる。
に、立上り角をαn ，立下り角をβn とすると、次式で
表わせる。
【００６７】
【数１７】
【００６８】以上の出力１１３を切替えスイッチ１５を
介して、タイマ出力部１１へ送る。パルスモード切替部
１４は、出力電圧指令Ｅ* の大きさによって、（ａ）ダ
イポーラ変調〜（ｄ）過変調と一パルス制御との切り替
えを判定するもので、切替信号１１４を切替スイッチ１
５に送って、制御モードを切り替える。また、切替信号
１１４を位相補正部１６に送り、パルスモード切り替え
時に基本波位相の補正量と方向を演算し、演算結果１１
６を位相調整部１７に入力して、基本波位相１０１の補
正を行う。なお点線で囲んだ１００の部分は三相共通の
部分であり、他の部分は各相分必要になる。
介して、タイマ出力部１１へ送る。パルスモード切替部
１４は、出力電圧指令Ｅ* の大きさによって、（ａ）ダ
イポーラ変調〜（ｄ）過変調と一パルス制御との切り替
えを判定するもので、切替信号１１４を切替スイッチ１
５に送って、制御モードを切り替える。また、切替信号
１１４を位相補正部１６に送り、パルスモード切り替え
時に基本波位相の補正量と方向を演算し、演算結果１１
６を位相調整部１７に入力して、基本波位相１０１の補
正を行う。なお点線で囲んだ１００の部分は三相共通の
部分であり、他の部分は各相分必要になる。
【００６９】次に、位相補正部１６の動作について、図
１１を用いて説明する。図１１は過変調から一パルス
に、位相１８０゜を境に切り替える場合を示している。
図中（ａ）の基本変調波指令の図は正，負側の変調波指
令ａp，ａnと重ねて示してある。一パルス制御では、立
上げタイミングαn を演算で求めて、負側変調波指令ａ
n に対して、時間遅れなく負側パルスを発生できるのに
対して、多パルス制御である過変調では、（ｃ）のよう
に正側パルスの作成に時間遅れがあるため、実際に出力
される基本波は、点線で示すａp′ のようになる。従っ
て、切り替え時には基本波がａp′からａnに移行するた
め不連続となり、過電流が発生する。
１１を用いて説明する。図１１は過変調から一パルス
に、位相１８０゜を境に切り替える場合を示している。
図中（ａ）の基本変調波指令の図は正，負側の変調波指
令ａp，ａnと重ねて示してある。一パルス制御では、立
上げタイミングαn を演算で求めて、負側変調波指令ａ
n に対して、時間遅れなく負側パルスを発生できるのに
対して、多パルス制御である過変調では、（ｃ）のよう
に正側パルスの作成に時間遅れがあるため、実際に出力
される基本波は、点線で示すａp′ のようになる。従っ
て、切り替え時には基本波がａp′からａnに移行するた
め不連続となり、過電流が発生する。
【００７０】そこで位相補正部１６では、基本波の位相
指令が連続するように、図１０の場合では負側変調波指
令ａn を遅らせ、ａp′からａnの移行を連続とさせる。
一パルスから過変調への切り替え時には、過変調側での
パルス作成に時間遅れがあるので、過変調側の基本波の
位相指令を進ませるようにする。この補正方向の関係を
相順に対応させて整理したものを表２に示す。
指令が連続するように、図１０の場合では負側変調波指
令ａn を遅らせ、ａp′からａnの移行を連続とさせる。
一パルスから過変調への切り替え時には、過変調側での
パルス作成に時間遅れがあるので、過変調側の基本波の
位相指令を進ませるようにする。この補正方向の関係を
相順に対応させて整理したものを表２に示す。
【００７１】
【表２】
【００７２】補正量について説明する。本実施例のよう
に、サンプリング時間毎に制御を行うサンプル値制御の
場合、その周波数応答はサンプリング周期Ｔs の１／２
となる。そこで、サンプリング周期毎に演算している基
本変調波の位相出力に、１／２×Ｔs 相当の位相角を補
正すれば良い。
に、サンプリング時間毎に制御を行うサンプル値制御の
場合、その周波数応答はサンプリング周期Ｔs の１／２
となる。そこで、サンプリング周期毎に演算している基
本変調波の位相出力に、１／２×Ｔs 相当の位相角を補
正すれば良い。
【００７３】基本変調波の位相は、インバータ周波数指
令Ｆｉ* のサンプリング周期Ｔs 毎の増加分Δθを積算
して得られる。現在の位相をθn ，前回のサンプリング
時の位相をθn-1 とすると
令Ｆｉ* のサンプリング周期Ｔs 毎の増加分Δθを積算
して得られる。現在の位相をθn ，前回のサンプリング
時の位相をθn-1 とすると
【００７４】
【数１８】 θn ＝θn-1 ＋Δθ …（数１８） Δθ＝ｋ×Ｔs ×Ｆｉ* ここで ｋ：換算係数 の関係にあるので、パルスモード切り替え時に１／２Δ
θの補正量を演算し、補正を行う。
θの補正量を演算し、補正を行う。
【００７５】
【発明の効果】本発明によれば、非同期変調と同期変調
との基本変調波の位相の遅れを補正し、出力電圧を連続
に制御できるため、変調モードの切り替えにともなう出
力電流の変動もなく、滑らかな制御が行える。
との基本変調波の位相の遅れを補正し、出力電圧を連続
に制御できるため、変調モードの切り替えにともなう出
力電流の変動もなく、滑らかな制御が行える。
【図１】本発明を適用する車両駆動用の三レベルインバ
ータ装置の主回路図。
ータ装置の主回路図。
【図２】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図３】三レベルインバータのＰＷＭ制御特性図。
【図４】ダイポーラ変調の基本変調波指令と出力電圧の
パルス波形図。
パルス波形図。
【図５】部分ダイポーラ変調の基本変調波指令と出力電
圧のパルス波形図。
圧のパルス波形図。
【図６】ユニポーラ変調の基本変調波指令と出力電圧の
パルス波形図。
パルス波形図。
【図７】過変調の基本変調波指令と出力電圧のパルス波
形図。
形図。
【図８】インバータ出力電圧指令と変調率の関係を示す
説明図。
説明図。
【図９】一パルス制御の出力電圧のパルス波形を示す説
明図。
明図。
【図１０】多パルス制御時のパルスタイミング発生方向
を示す説明図。
を示す説明図。
【図１１】過変調から一パルス制御への移行の説明図。
１…位相演算部、３…変調率演算部、５…バイアス設定
部、１０…パルスタイミング演算部、１１…タイマ出力
部、１２…cos-1Ｅ*演算部、１３…位相タイミング演算
部、１４…パルスモード切替部、１６…位相補正部、１
７…位相調整部、１８…サンプリング設定部。
部、１０…パルスタイミング演算部、１１…タイマ出力
部、１２…cos-1Ｅ*演算部、１３…位相タイミング演算
部、１４…パルスモード切替部、１６…位相補正部、１
７…位相調整部、１８…サンプリング設定部。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−146160（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−344739（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387
Claims (2)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子をパルス制御信号
によりオン・オフ動作させて直流電圧を三レベルの三相
交流電圧に変換するインバータであって、該インバータ
の交流出力の相電圧に比例した基本変調波指令を発生す
る手段と、該基本変調波指令の位相に対して非同期に所
定のサンプリング周期で前記基本変調波指令をサンプリ
ングして前記基本変調波指令の大きさに応じたパルス幅
のパルス立上がり、立下がりのタイミング角度を演算す
るパルス幅変調方式により前記基本変調波指令の半周期
に複数のパルス列の前記パルス制御信号を生成する多パ
ルス制御モードと、前記基本変調波指令の位相に対して
サンプリング周期を同期させて前記基本変調波指令の半
周期内に１パルスの立上がり、立下がりタイミングの角
度を演算し、前記基本変調波指令の半周期に１パルスの
前記パルス制御信号を生成する１パルス制御モードとに
より前記インバータを制御するインバータの制御装置に
おいて、 前記多パルス制御モードと前記１パルス制御モードとの
切り替え時に、前記基本変調波指令の位相を前記サンプ
リング周期に依存した所定の周期分だけ相順に対応させ
て進ませ又は遅らせる補正をする手段を備えたことを特
徴とするパルス幅変調方式インバータの制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記所定の周期分の補
正は、前記サンプリング周期の１／２周期分としたこと
を特徴とするパルス幅変調方式インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33102193A JP3156478B2 (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33102193A JP3156478B2 (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07194130A JPH07194130A (ja) | 1995-07-28 |
| JP3156478B2 true JP3156478B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=18238943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33102193A Expired - Fee Related JP3156478B2 (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | パルス幅変調方式インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3156478B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5002343B2 (ja) | 2007-06-18 | 2012-08-15 | 株式会社豊田中央研究所 | 交流電動機の駆動制御装置 |
| JP6678064B2 (ja) * | 2016-05-26 | 2020-04-08 | マレリ株式会社 | 交流電動機の駆動制御装置 |
| JP6754661B2 (ja) | 2016-10-11 | 2020-09-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法、並びに交流電動機駆動システム |
| CN109980969B (zh) * | 2019-04-01 | 2023-07-28 | 深圳市海思瑞科电气技术有限公司 | 一种三电平逆变器驱动信号窄脉冲的消除方法及其装置 |
-
1993
- 1993-12-27 JP JP33102193A patent/JP3156478B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07194130A (ja) | 1995-07-28 |
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