JPH11266374A - クランプ回路 - Google Patents
クランプ回路Info
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- JPH11266374A JPH11266374A JP10067533A JP6753398A JPH11266374A JP H11266374 A JPH11266374 A JP H11266374A JP 10067533 A JP10067533 A JP 10067533A JP 6753398 A JP6753398 A JP 6753398A JP H11266374 A JPH11266374 A JP H11266374A
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- H04N5/16—Circuitry for reinsertion of dc and slowly varying components of signal; Circuitry for preservation of black or white level
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Abstract
すること。 【解決手段】 映像信号103がコンデンサC1を介し
て反転入力端子1に入力されると、反転入力端子1の電
位は黒レベル基準信号が入力される非反転入力端子10
5より低いので出力端子107は高レベルになろうとす
る。これによりトランジスタQ1がオンとなりコンデン
サC1が充電される。やがてコンデンサC1が充電完了
に近付くと反転入力端子1の電位が反転入力端子2の電
位より高くなるため反転入力端子2が優先され、帰還ル
ープは7から8に切換えられる。帰還ループ8にはコン
デンサC1が接続されていないため出力に負荷容量が見
えなくなり、よって帰還ループによる発振を防止するこ
とが可能となる。
Description
し、特に映像信号処理等に用いるクランプ回路に関す
る。
となる理由を説明する。図6は映像信号とペデスタルレ
ベル(pedestal level)の関係を示す図
である。
101が揃っている場合は映像信号103の白レベル部
分が画面上で白く表示され、黒レベル部分が画面上で黒
く表示される(同図(A)参照)。
示すように直流成分が失われてしまう。その結果、本来
白となるべきところが白にならず、コントラストが変わ
った映像となる。そこで、直流分再生回路を入れ、強制
的にペデスタルレベル101をそろえる必要がある。
ルクランプ回路とは、外部から決められた黒レベル10
2を映像信号103が持っている黒レベルに合わすため
の回路である。
レースケールにおける映像信号波形と、その電圧レベル
関係を説明する。図7はSYNC信号をもったグレース
ケールにおける映像信号波形とその電圧レベル関係を示
す波形図である。
された最低レベルの電圧を外部から与えられた黒レベル
に強制的にレベルシフトすることで十分である。
は、このSYNCパルスを検出するためにまず入力され
た最低電位を外部から与えられた基準電位に合わせ込む
必要がある。
る。図8は従来のレベルクランプ回路の一例の回路図、
図9はこのレベルクランプ回路の入出力波形図である。
最低電位になるような回路構成の基本系である。本回路
は別名「直流分挿入回路」とも呼ばれている。
と、ダイオードDiと、直流電源(設定電圧Vr)とか
らなり、コンデンサCの入力側に入力電圧Vinが入力
され、コンデンサCの出力側より出力電圧Voutが出
力されるというものである。
の最低電位になるようにクランプする回路構成である。
定常状態ではダイオードDiはオフ状態となる。
ないレベルのΔVF分下がったレベル(図9参照)でク
ランプされてしまう。
(rb)とVoutに接続される負荷抵抗(不図示)と
ダイオードDiの順方向抵抗(rf)等で決まるもので
ある。具体的には ΔVF/(Vin−ΔVF)=rf/rb …(1) となる。
たい電圧をVrに設定することにより、入力波形のデュ
ーティーにかかわりなく、常に一定の電位でクランプす
ることが可能な回路構成である。
を定めることができず、クランプレベルVrに対しΔV
Fという誤差電圧が発生することが理解できる。
明する。図10は従来のレベルクランプ回路の他の一例
の回路図である。これは演算増幅器を応用した回路であ
る。
くクランプ電圧を制御できない。そこで図10に示すよ
うにダイオード(ここではトランジスタQ1のエミッタ
及びベース)を帰還ループ104内に入れることによ
り、クランプ電圧の誤差を小さくしている。
応用したクランプ回路は非反転入力端子105に黒レベ
ル電圧VBLが印加された演算増幅器A11と、一端が
演算増幅器A11の反転入力端子106に接続され、他
端に映像信号103が入力されたコンデンサC1と、ベ
ースが演算増幅器A11の出力端子107に接続され、
エミッタが演算増幅器A11の反転入力端子106に接
続されたNPNトランジスタQ1と、このNPNトラン
ジスタQ1のエミッタと接地間とに接続された定電流源
I1とから構成されている。又、NPNトランジスタQ
1のエミッタに出力端子Voutが接続されている。
1のエミッタが演算増幅器A11の反転入力端子106
に接続されるため、全体として負帰還のかかった増幅器
が構成される。これにより、NPNトランジスタQ1の
エミッタ(即ち、出力端子Vout)は黒レベル電圧V
BLになるように働くことになる。
I1はコンデンサC1を充放電することにより、映像信
号103のペデスタル電圧と黒レベル電圧VBLとの差
をコンデンサC1の両端電圧に置換え、NPNトランジ
スタQ1のエミッタに得られる映像信号103のペデス
タル電圧を黒レベル電圧VBLに等しくする。
示す波形図である。同図に示すように映像入力信号10
3の接地(GND)電位が出力信号Voutでは黒レベ
ル電位(VBL)にレベルシフトされることを示してい
る。
開平5−83595号公報(特に図7参照)に開示され
ている。
における差動増幅器61、トランジスタ21、トランジ
スタ22と抵抗34、コンデンサ42が本発明の従来例
(図10)の演算増幅器A11、トランジスタQ1、定
電流源I1、コンデンサC1に夫々相当する。又、特開
平5−83595号公報の図7における電圧源71の電
圧が本発明の従来例(図10)の黒レベル電圧VBLに
相当する。
回路の他の例が特開昭62−164380号公報、特開
平8−204994号公報及び特開平3−127559
号公報に開示されている。
特開昭63−283278号公報に出力を反転入力端子
に帰還させるとともにその帰還ループに切換え可能なフ
ィルタを挿入することにより、その帰還ループを積分器
として動作させてラインレベルの変化を補正するクラン
プ回路が開示され、特開平3−175795号公報にク
ランプ回路の出力をエラー検出回路を介してクランプ回
路の入力側に帰還させ、電源投入等の初期状態に一時的
に帰還ループを切断して代わりにクランプ回路の参照電
圧を目標値近傍の電圧にすることにより、帰還ループが
安定するまでに要する時間の短縮化を図ったフィードバ
ッククランプ方式が開示され、特開平3−258116
号公報にクランプ回路の出力をA/D変換器及びクラン
プレベル制御回路を介してクランプ回路の入力側に帰還
させる帰還ループと、A/D変換器の出力を振幅制御回
路を介してA/D変換器の入力側に帰還させる帰還ルー
プとを有し、クランプレベル制御回路の動作を振幅制御
回路の動作より優先させることにより、安定かつ確実に
入力信号の信号レベル変動を補正することができる利得
制御回路が開示され、特開平4−314270号公報に
増幅器の出力が演算増幅器に入力され、演算増幅器の出
力が増幅器の入力側に帰還される第1帰還ループと、演
算増幅器の出力がその演算増幅器の入力側に帰還される
第2帰還ループと、第1及び第2帰還ループを選択的に
遮断するスイッチとを有することにより、クランプモー
ド、通常動作中の画像モード及び帰還消去モードのいず
れのモードにおいても同一出力電圧を出力するクランプ
回路が開示されている。
のクランプ回路は帰還ループのいわゆる「位相余裕」が
低下し、発振する可能性が高いという欠点があった。
ク制御のためのループ伝達関数をいい、180度からル
ープ利得が1である周波数におけるループ位相角の絶対
値を差引いたものをいう。従って、単位は度となる。
が高いのは、直流カット用のコンデンサ(例えば、図1
0のコンデンサC1)が出力端子Voutに接続されて
いるため、このコンデンサが負荷容量に見えるためであ
る。
1)の容量負荷に対してはループ(例えば、図10のル
ープ104)利得の位相余裕条件が厳しくなり、そのた
め、帰還ループにおける位相余裕が低くなって発振に至
ることになる。
還ループによる発振を防止することが可能なクランプ回
路を提供することにある。
に本発明は、低い電位の方の信号が優先して入力される
第1及び第2反転入力端子と、非反転入力端子と、出力
端子とを有する演算増幅手段と、前記出力端子と前記第
1反転入力端子間に接続される第1整流手段と、前記出
力端子と前記第2反転入力端子間に接続される第2整流
手段と、前記第1反転入力端子にその一端が接続される
容量素子とからなり、前記容量素子の他端より信号が入
力され、前記容量素子の一端より信号が出力されること
を特徴とする。
力されるとこれにより容量素子が充電されるが、その容
量素子が接続されている第1反転入力端子の電圧が第2
反転入力端子の電圧より高くなると第2反転入力端子が
選択される。
量素子が接続された第1反転入力端子と出力端子とによ
り形成される帰還ループが選択されるが、容量素子の充
電が完了すると容量素子が接続されていない第2反転入
力端子と出力端子とにより形成される帰還ループが選択
される。
(定常状態)での帰還ループにおいては、直流カット用
の容量素子が負荷容量として見えなくなるため、演算増
幅手段の容量負荷に対するループ利得の位相余裕が多く
なる。
発振を防止することが可能となる。
て添付図面を参照しながら説明する。まず、第1の実施
の形態について説明する。図1は本発明に係るクランプ
回路の第1の実施の形態の回路図である。なお、以下の
図において従来例(図10)と同様の構成部分について
は同一番号を付し、その説明を省略する。
NPNトランジスタQ1,Q2と、コンデンサC1と、
電流源I1,I2とからなる。
105には映像信号103の黒レベルに相当する電圧V
BLが入力され、演算増幅器A1の出力端子107には
NPNトランジスタQ1,Q2のベースが共通接続され
る。
演算増幅器A1の第1反転入力端子1間が短絡され、N
PNトランジスタQ2のエミッタと演算増幅器A1の第
2反転入力端子2間が短絡される。
1の一端が接続され、NPNトランジスタQ1のエミッ
タには電流源I1が接続され、NPNトランジスタQ2
のエミッタには電流源I2が接続される。
クタは電源VCCに共通接続される。
接続され、NPNトランジスタQ1,Q2のエミッタは
夫々第1出力端子4,第2出力端子5に接続される。
明する。演算増幅器A1の非反転入力端子105には、
映像信号103の黒レベルに相当する電圧VBLが入力
される。
渡的な動作として、コンデンサC1の一端と接続されて
いる演算増幅器A1の第1反転入力端子1の電圧は非反
転入力端子105に入力された電圧VBLより低い電圧
であるため、演算増幅器A1の第1出力端子4における
出力は高レベルになろうとする。
が高レベルになることからNPNトランジスタQ1はオ
ン状態となり、これによりコンデンサC1はNPNトラ
ンジスタQ1のエミッタ端子を介して充電される。これ
により第1の帰還ループ7が形成される。
なわち演算増幅器A1の第1反転入力端子4は非反転入
力端子105と疑似短絡(virtual shor
t)状態になろうとする。すなわち、コンデンサC1の
一端は非反転入力端子105の電圧VBLと同じ電圧に
なろうとする。
と、演算増幅器A1の出力端子107の電圧が低レベル
となるためNPNトランジスタQ1はほぼオフ状態とな
る。
コレクタからエミッタを介して定電流源I1へ流れてい
た電流は容量C1から定電流源I1へ流れるようにな
る。
る信号は最低レベルが黒レベル電圧VBLにレベルシフ
トされた映像信号103となる。
03は電圧VBLだけレベルシフトして第1出力端子4
より出力される。
定電流源I2に共通接続されている第2反転入力端子2
の電圧は、常に第1反転入力端子1の電圧と比較され、
電圧の低い方が優先される。
て第2反転入力端子2の電圧の方が第1反転入力端子1
の電圧より低くなる。従って、第2反転入力端子2が優
先され、最終的には帰還ループとして第2反転入力端子
2とNPNトランジスタQ2のエミッタとの間で第2の
帰還ループ8が形成される。
た時、この帰還ループ8にはコンデンサC1が接続され
ていないため出力に負荷容量C1が見えない。
的に向上させることができることを示している。従っ
て、この帰還ループによる発振を防止することが可能と
なる。
す。同図の横軸は時間(単位:秒)を示し、縦軸は電圧
(単位:ボルト)を示す。
0)から時間T1までは出力信号の最低レベルは徐々に
上昇していくが、時間T1に到達すると出力信号の最低
レベルはクランプ電圧Vclp一定となる。この時間T
0から時間T1までがコンデンサC1が満充電されるま
での過渡状態を示し、時間T1以降がコンデンサC1が
満充電された定常状態を示している。
説明する。図2は演算増幅器A1の回路図である。な
お、図1と同様の端子番号については同様の番号を付
し、その説明を省略する。
タQ4,Q5で構成される第1差動増幅器と、PNPト
ランジスタQ9及びQ10のいずれかとQ8とで構成さ
れる第2差動増幅器と、PNPトランジスタQ6,Q7
で構成されるカレントミラー回路と、増幅器A2と、定
電流源I3〜I5とからなる。
タとNPNトランジスタQ4のコレクタとが接続され、
PNPトランジスタQ7のコレクタとNPNトランジス
タQ5のコレクタとが接続されている。又、PNPトラ
ンジスタQ6のコレクタとベースとは短絡されている。
タと増幅器A2の入力側とが接続されている。又、増幅
器A2の出力側には出力端子107が接続されている。
PNPトランジスタQ9,Q10のエミッタが接続され
ている。
PNPトランジスタQ8のエミッタが接続され、PNP
トランジスタQ8のコレクタとPNPトランジスタQ
9,Q10のコレクタとはともに接地されている。
Q5のエミッタとが共通接続されている。そして、NP
NトランジスタQ4エミッタと接地間に定電流源I3が
接続され、電源VCCとNPNトランジスタQ4のベー
ス間に定電流源I5が接続され、電源VCCとPNPト
ランジスタQ9のエミッタ間に定電流源I4が接続され
ている。
ッタは電源VCCに接続されている。
が非反転入力端子105に接続され、PNPトランジス
タQ9のベースが第1の反転入力端子1に接続され、P
NPトランジスタQ10のベースが第2の反転入力端子
2に接続される。
子105、第1及び第2の反転入力端子1,2、出力端
子107が図2の非反転入力端子105、第1及び第2
の反転入力端子1,2、出力端子107となる。
トランジスタQ8〜Q10で構成される第2差動増幅回
路は、非反転入力端子が1個(105)で反転入力端子
が2個(1及び2)で構成されている。
される電圧のうちの低い電圧の方が優先し、その低い方
の電圧が入力されたPNPランジスタ(Q9及びQ10
のいずれか)が活性化される。
方が反転入力端子2に印加される電圧より低い場合はP
NPトランジスタQ9のコレクタ電流の方がPNPトラ
ンジスタQ10のコレクタ電流より大となるためPNP
トランジスタQ9がオン状態となりPNPトランジスタ
Q10がオフ状態となる。このためPNPトランジスタ
Q8とQ9とで差動増幅回路が形成される。
方が反転入力端子1に印加される電圧より低い場合はP
NPトランジスタQ10のコレクタ電流の方がPNPト
ランジスタQ9のコレクタ電流より大となるためPNP
トランジスタQ10がオン状態となりPNPトランジス
タQ9がオフ状態となる。このためPNPトランジスタ
Q8とQ10とで差動増幅回路が形成される。
が図3である。図3はトランジスタQ9及びQ10の動
作を示すベース差電圧対コレクタ電流特性図である。
Q9のベースに印加される電圧VBQ9とPNPトラン
ジスタQ10のベースに印加される電圧VBQ10との
差電圧(VBQ10−VBQ9)を示し、縦軸はPNP
トランジスタQ9及びQ10のコレクタ電流を示す。
スタQ9のコレクタ電流ICQ9を示し、曲線K2はP
NPトランジスタQ10のコレクタ電流ICQ10を示
す。
スタQ9のベース電圧の方がPNPトランジスタQ10
のベース電圧よりも低いことを意味し、差電圧が負のと
きはPNPトランジスタQ10のベース電圧の方がPN
PトランジスタQ9のベース電圧よりも低いことを意味
する。
ときはPNPトランジスタQ10が完全にオン状態とな
り(K2参照)、PNPトランジスタQ9が完全にオフ
状態となる(K1参照)。
トランジスタQ10のコレクタ電流ICQ10は減少
し、逆にPNPトランジスタQ9のコレクタ電流ICQ
9は増大する。
ジスタQ9及びQ10のコレクタ電流ICQ9,ICQ
10は等しくなり、さらに差電圧が+V3となるとPN
PトランジスタQ9が完全にオン状態となり、PNPト
ランジスタQ10が完全にオフ状態となる。
トランジスタQ9及びQ10のコレクタ電流は変化す
る。そして、差電圧が±V3となると一方のトランジス
タが完全にオン状態となり他方のトランジスタが完全に
オフ状態となるのである。
優先される回路は本出願人が出願した特公平5−054
630号に記載されている。
9及びQ10のいずれかとPNPトランジスタQ8とで
差動増幅器が形成されると、それらの出力はさらにPN
PトランジスタQ4及びQ5で形成される差動増幅器で
増幅され、さらにPNPトランジスタQ4及びQ5で形
成されるカレントミラー回路でシングルエンド出力に変
換された後増幅器A2へ入力される。
幅器A2で増幅された後出力端子107より出力され
る。
差動増幅回路の一例が本出願人が出願した特公昭59−
102089号公報(特に第3図)に記載されている。
る。図4は本発明に係るクランプ回路の第2の実施の形
態の回路図である。なお、図1と同様の構成部分につい
ては同一番号を付し、その説明を省略する。
NPNトランジスタQ1と、コンデンサC1と、電流源
I1とからなる。
ュプル構成となっており、NPNトランジスタQ15と
PNPトランジスタQ16とによりAB級出力段が構成
されている。
ッタとPNPトランジスタQ16のエミッタとが接続さ
れ、その接続点が第2出力端子11に接続される。
2とが短絡される。又、NPNトランジスタQ15,Q
16のベース間には直列にダイオードD1,D2が接続
され、さらにNPNトランジスタQ15のベースは第1
出力端子12を介してNPNトランジスタQ2のベース
に接続されている。
は定電流源I11が接続されている。なお、その他の各
端子の接続は省略されている。
プッシュプル回路で増幅するものである。
器A2の出力部を形成するものである。即ち、図2の演
算増幅器A2の出力をこのプッシュプル回路で増幅する
と考えてよい。
NトランジスタQ15のベースに入力するとともに、演
算増幅器A2の出力を反転したものをPNPトランジス
タQ16のベースに入力する。そして、NPNトランジ
スタQ15及びPNPトランジスタQ16のエミッタ共
通接続点より(出力端子11より)出力を得るととも
に、PNPトランジスタQ15のベースからも出力を得
る。
る。NPNトランジスタQ1のエミッタには電流源I1
が接続され、コレクタは電源VCCに接続される。
第1反転入力端子1、NPNトランジスタQ1のエミッ
タ及び電流源I1と共通接続される。
5には映像信号103の黒レベルに相当する電圧VBL
が入力され、コンデンサC1の他端には映像信号103
が入力され、出力端子4より出力信号が出力される。
実施の形態も動作は第1の実施の形態と同様である。
と第2反転入力端子P3とを結ぶ帰還ループ21でコン
デンサC1が接続されないループが形成され、演算増幅
器A3の第1出力端子12とNPNトランジスタQ1と
第1反転入力端子1とを結ぶ帰還ループ22でコンデン
サC1が接続されるループが形成される。
は帰還ループ22が有効となり、コンデンサC1の充電
が完了した後は帰還ループ21が有効となるのである。
形態のように定電流源I2を設ける必要がなく、ただ第
2反転入力端子2と演算増幅器A3の第2出力端子11
とを短絡するだけでよいということである。
18度であったものが、本発明のクランプ回路では64
度となり、46度位相余裕が向上した。
優先して入力される第1及び第2反転入力端子と、非反
転入力端子と、出力端子とを有する演算増幅手段と、前
記出力端子と前記第1反転入力端子間に接続される第1
整流手段と、前記出力端子と前記第2反転入力端子間に
接続される第2整流手段と、前記第1反転入力端子にそ
の一端が接続される容量素子とからなり、前記容量素子
の他端より信号が入力され、前記容量素子の一端より信
号が出力されるようクランプ回路を構成したため、クラ
ンプ回路の帰還ループによる発振を防止することが可能
となる。
るとその容量素子が充電され、その容量素子の一端が接
続されている第1反転入力端子の電位が上昇する。この
容量素子の充電が完了するまではこの容量素子が接続さ
れた第1反転入力端子と出力端子とを結ぶ帰還ループが
選択される。
2反転入力端子の電位より高くなると第2反転入力端子
が優先され、これにより帰還ループは容量素子が接続さ
れていない第2反転入力端子と出力端子とを結ぶループ
に切換えられることになる。
帰還ループに容量素子が接続されないため出力に負荷容
量が見えなくなり、このため演算増幅手段の容量負荷に
対するループ利得の位相余裕が向上する。
発振を防止することが可能となるのである。
の回路図である。
ス差電圧対コレクタ電流特性図である。
の回路図である。
ある。
映像信号波形とその電圧レベル関係を示す波形図であ
る。
る。
図である。
ある。
Claims (9)
- 【請求項1】 低い電位の方の信号が優先して入力され
る第1及び第2反転入力端子と、非反転入力端子と、出
力端子とを有する演算増幅手段と、 前記出力端子と前記第1反転入力端子間に接続される第
1整流手段と、 前記出力端子と前記第2反転入力端子間に接続される第
2整流手段と、 前記第1反転入力端子にその一端が接続される容量素子
とからなり、前記容量素子の他端より信号が入力され、
前記容量素子の一端より信号が出力されることを特徴と
するクランプ回路。 - 【請求項2】 前記第1整流手段は第1NPNトランジ
スタと第1電流源とからなり、前記第1NPNトランジ
スタのベースが前記演算増幅手段の出力端子に接続され
コレクタが電源に接続されエミッタが前記第1電流源、
前記第1反転入力端子及び前記容量素子の一端に接続さ
れ、 前記第2整流手段は第2NPNトランジスタと第2電流
源とからなり、前記第2NPNトランジスタのベースが
前記演算増幅手段の出力端子に接続されコレクタが前記
第1NPNトランジスタのコレクタと共通接続されエミ
ッタが前記第2電流源及び前記第2反転入力端子に接続
されることを特徴とする請求項1記載のクランプ回路。 - 【請求項3】 低い電位の方の信号が優先して入力され
る第1及び第2反転入力端子と、非反転入力端子と、出
力部が一組の相補形トランジスタをプッシュプル接続し
たもので構成され、前記トランジスタのうち一方の制御
端子が第1出力端子に接続され、前記トランジスタの共
通接続部が第2出力端子に接続され、かつ前記第2出力
端子と前記第2反転入力端子とが短絡される演算増幅手
段と、 前記第1出力端子と前記第1反転入力端子間に接続され
る整流手段と、 前記第1反転入力端子にその一端が接続される容量素子
とからなり、前記容量素子の他端より信号が入力され、
前記容量素子の一端より信号が出力されることを特徴と
するクランプ回路。 - 【請求項4】 前記整流手段はNPNトランジスタと定
電流源とからなり、前記NPNトランジスタのベースが
前記演算増幅手段の前記第1出力端子に接続され、コレ
クタが電源に接続され、エミッタが前記定電流源、前記
容量素子の一端及び前記第1反転入力端子に接続される
ことを特徴とする請求項3記載のクランプ回路。 - 【請求項5】 前記演算増幅手段は前記反転入力端子及
び非反転入力端子に入力された電圧の差分を増幅する差
動増幅器と、この差動増幅器の出力をシングルエンド出
力に変換する能動負荷と、この能動負荷の出力を増幅す
る増幅器とからなり、前記増幅器の出力側が前記出力端
子に接続されることを特徴とする請求項1〜4いずれか
に記載のクランプ回路。 - 【請求項6】 前記能動負荷はカレントミラー回路であ
ることを特徴とする請求項5記載のクランプ回路。 - 【請求項7】 前記演算増幅手段の反転入力部は2つの
PNPトランジスタのエミッタ及びコレクタを共通接続
してなり、さらに前記エミッタ共通接続部には定電流源
が接続され、前記コレクタ共通接続部は接地され、各々
のPNPトランジスタのベースは前記第1及び第2反転
入力端子に接続され、かつ前記エミッタ共通接続部より
信号が出力されることを特徴とする請求項1〜6いずれ
かに記載のクランプ回路。 - 【請求項8】 前記非反転入力端子には基準電圧が印加
され、前記容量素子の一端に入力される信号の最低電位
は前記基準電圧より低いことを特徴とする請求項1〜7
いずれかに記載のクランプ回路。 - 【請求項9】 前記容量素子の他端に入力される信号は
映像信号であり、前記非反転入力端子に印加される電圧
は映像の黒レベル信号であることを特徴とする請求項1
〜8いずれかに記載のクランプ回路。
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