JPH11196576A - 多相電圧形コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 出力電圧に関係なく電源電流を高力率の正弦
波状とする。 【解決手段】 電源６とダイオードブリッジ３の入力部
間に交流スイッチ２を設け、ダイオードブリッジ３の入
力部には星形結線されたリアクトル１を接続し、リアク
トル１の電流が不連続となるように交流スイッチ２をオ
ン，オフすることにより、従来より低い直流電圧でも入
力電流を正弦波状にし得るようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、交流電圧を直流
電圧に変換し、かつ交流入力電流を高力率の正弦波状の
波形とする、いわゆる高力率正弦波コンバータ装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図９にこの種の従来例を示す。以下の説
明では、多相回路として３相回路を例として説明する。
同図の回路は１石昇圧コンバータと言われるもので、ダ
イオードブリッジ３の入力にリアクトル５１を接続し、
半導体スイッチとダイオードからなる昇圧チョッパ５２
を接続して構成される。この変換器では、半導体スイッ
チをオンにすると、リアクトル５１を通して電源６を短
絡することにより入力電流の波形を形成する。その動作
波形は後述するが、ダイオードブリッジ３の入力に接続
されたリアクトル５１の電流が不連続になるように、ス
イッチを制御することにより、交流から直流を得るとと
もに、入力電流を正弦波状に制御するものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来の回路では、スイ
ッチオフ時の電流が入力電圧に比例しないため、出力電
圧を電源電圧の最大値の２〜３倍にしなくては、入力電
流が正弦波状にならないという問題がある。また、この
ためスイッチ素子やダイオードブリッジに高耐圧のもの
が必要となり、コストアップの原因ともなっている。さ
らに、出力電圧は６００〜９００Ｖ程度となり、低い出
力電圧を必要とする用途には適用することができない。
加えて、起動時には平滑コンデンサ４に電荷が蓄えられ
ていないため、突入電流の発生に備えて初期充電回路を
必要とする、などの問題がある。したがって、この発明
の課題は、簡単かつ安価な構成で電源電流を高力率の正
弦波状にすることにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、この発明では、ダイオードブリッジの入力部と電
源との間に交流スイッチを接続し、ダイオードブリッジ
の入力に星形結線したリアクトルを接続するようにして
いる。すなわち、電源短絡によってリアクトルに蓄えた
エネルギーを放出する際に、電源を通らない構成にし
た。つまり、交流スイッチをオンすると電源電圧はリア
クトルを介して短絡され、リアクトルにエネルギーが蓄
えられる。リアクトルに蓄えたエネルギーは、交流スイ
ッチをオフすることによりダイオードブリッジを通して
負荷へ供給される。この際、電流が電源を通過しないの
で、電源電流はスイッチの短絡時に流れる電源電圧に比
例する電流のみとなり、出力電圧に関係なく正弦波電流
が得られる。

【０００５】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。同図の回路は、エネルギー蓄積
リアクトル１と、交流スイッチ群２と、ダイオードブリ
ッジ３と、平滑コンデンサ４と、直流負荷５と、３相電
圧源６と、高周波フィルタ７とから構成される。なお、
高周波フィルタ７は必ずしも必要なものではなく、場合
によっては省略されることもある。また、交流スイッチ
は半導体スイッチを組み合わせたものから構成される。

【０００６】すなわち、３相電圧源６に高周波フィルタ
７を介して交流スイッチ群２を接続し、交流スイッチ群
２の他端にダイオードブリッジ３の入力部を接続する。
また、ダイオードブリッジ３の入力部には星形結線した
リアクトル１を接続する。ダイオード整流回路３の出力
には平滑コンデンサ４を接続し、平滑コンデンサ４と並
列に直流負荷５を接続する。

【０００７】交流スイッチ群２の３つのスイッチは、同
一のパルスにてリアクトル１の電流が不連続となるよう
に制御される。３つのスイッチがすべてオンのときは、
電源電圧はリアクトル１によって短絡される。このと
き、交流スイッチ群２の入力電流（フィルタ７の出力電
流）ｉ_u ^' ，ｉ_v ^' およびｉ_w ^' は、電源電圧をｖ_u ，
ｖ_v ，ｖ_w 、リアクトル１のインダクタンスをＬ、スイ
ッチがオンの時間をＴ_onとすると、 ｉ_u ^' ＝ｖ_u ・Ｔ_on／Ｌ ｉ_v ^' ＝ｖ_v ・Ｔ_on／Ｌ ｉ_w ^' ＝ｖ_w ・Ｔ_on／Ｌ …（１） となり、電源電圧に比例する傾きで各相の入力電流は増
加する。一方、スイッチがオフすると、リアクトル１に
蓄えられたエネルギーはダイオードブリッジ３を通して
負荷へ放出される。このとき、電流が電源６を通過しな
いため、電源に流れる電流は結局（１）式で示され、高
周波フィルタ７により平滑すれば電源と同期した正弦波
状の電流となる。

【０００８】ここで、電源電流ｉ_u ，ｉ_v およびｉ_w と
ダイオードブリッジ３の入力電流（フィルタ７の出力電
流）ｉ_u ^' ，ｉ_v ^' およびｉ_w ^' 等の関係について、こ
の発明の場合と図９に示す従来例の場合について比較，
検討する。図２（ａ）は従来例の場合のＵ相電流波形例
を示す。すなわち、フィルタ７の出力電流ｉ_u ^' は高調
波フィルタ７によってｉ_u のような連続電流にされる。
つまり、ｉ_u はｉ_u ^' の平均値となる。いま、図９で昇
圧チョッパ５２の半導体スイッチをオンすると、電源は
リアクトル５１を介して短絡され、リアクトル５１にエ
ネルギーが注入される。このとき、例えばＵ相電流ｉ_u
は、（１）式と同様に、 ｉ_u ＝ｖ_u ・Ｔ_on／Ｌ …（２） と表わされ、１回のスイッチングによる電流のピーク値
は電源電圧に比例する。したがって、図２（ａ）のＡ１
部分の面積は、 Ａ１＝ｖ_u ・Ｔ_on ² ／２Ｌ …（３） となり、Ｔ_onを一定とすれば電源電圧に比例する。

【０００９】これに対し、図９で昇圧チョッパ５２の半
導体スイッチがオフしたときの電流は、出力電圧をＶｄ
ｃ、電流が零になるまでの時間をＴｄとすると、 ｉ_u ＝ｖ_u ・Ｔ_on／Ｌ−（Ｖｄｃ−ｖ_u ）Ｔｄ／Ｌ …（４） となり、これをＴｄについて解くと、 Ｔｄ＝ｖ_u ・Ｔ_on／（Ｖｄｃ−ｖ_u ） …（５） となる。したがって、図２（ａ）のＡ２部分の面積は、 Ａ２＝ｖ_u ² ・Ｔ_on ² ／２Ｌ（Ｖｄｃ−ｖ_u ） …（６） となる。この場合、Ａ２の面積はＶｄｃに依存し、ｖ_u
には比例しない。したがって、従来ではＶｄｃを大きく
することでＡ２の面積をＡ１に対して十分小さくし、電
流の正弦波化を図っていた。

【００１０】一方、図１のこの発明では、電源と直列に
交流スイッチ群２を接続することにより、スイッチをオ
フしたときの電流が電源を通過しないようにした。これ
により、図２（ｂ）のようにｉ_u ^' はＡ１部分のみとな
り、フィルタ７の入力電流、すなわち電源電流ｉ_u はＶ
ｄｃが小さくても正弦波となる。スイッチがオフのとき
Ｕ相から負荷に出力される電流ｉＬは図２（ｃ）のよう
になり、Ａ２の部分がリアクトル１から直接ダイオード
整流器３を通して負荷に供給される。

【００１１】図３は図１における直流電圧の制御方式を
示す概念図である。すなわち、検出される直流電圧Ｖ_dc
をその指令値Ｖ_dc ^* と比較し、その差を電圧調節器（Ａ
ＶＲ）に入力する。その出力と三角波とを比較して、パ
ルス幅変調（ＰＷＭ）パルスを得る。なお、３つのスイ
ッチのオン，オフのタイミングは３つとも同時で良い。
また、ＰＷＭパルスは三角波の代わりに台形波などを用
いても得ることができ、パルス幅変調方式の代わりに他
の方式を用いるようにしても良い。

【００１２】図４はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。同図からも明らかなように、図１に示す
交流スイッチ群２の代わりに、２つのスイッチからなる
交流スイッチ群８を用いた点が特徴である。つまり、３
相３線式の回路で２相を制御すれば、他の１相は２相の
合成により決定されるという原理にもとづくもので、そ
の他の点は図１と同様である。

【００１３】図５はこの発明の第３の実施の形態を示す
回路図である。ここでは、交流スイッチを用いずにダイ
オードと半導体スイッチからなる半導体スイッチ群９を
設けた点が特徴である。この場合、使用する半導体スイ
ッチは各相１つで良い。なお、制御方法は図１と同様で
ある。図６はこの発明の第４の実施の形態を示す回路図
である。これは、図５の半導体スイッチ群９の代わりに
半導体スイッチ群１０を用いたもので、図５に比べて半
導体スイッチを１つ節約することができる。

【００１４】図７はこの発明の第５の実施の形態を示す
回路図である。これは、図１の交流スイッチ群２の代わ
りに、半導体スイッチ群２０で構成した点が特徴であ
る。つまり、半導体スイッチ群２０の各素子のスイッチ
ングのタイミングを同じとすると、すべての素子がオフ
のときは電源電流は流れず、また、すべての素子がオン
のときはどの相の電流も任意の方向に流れることが可能
なので、半導体スイッチ群２０の各素子は交流スイッチ
群２と等価ということができる。なお、各素子の向きは
電源側をエミッタとしても、ダイオードブリッジ３の入
力側をエミッタとしても良い。

【００１５】図８はこの発明の第６の実施の形態を示
す。これは、図４に示すものに対してコンデンサ１１，
１２の直列回路を設け、その中点にリアクトル１の他端
を接続することで、スイッチ８をオフしたときにリアク
トル１のエネルギーが半波整流によってコンデンサ１
１，１２に蓄えられるので、図４の場合に比べて効率の
向上が期待できる。

【００１６】

【発明の効果】この発明によれば、スイッチオン時には
電源リアクトルを介して短絡し、オフ時には電源を介す
ることなくリアクトルのエネルギーを負荷へ供給するよ
うにしたので、従来より低い直流電圧でも入力電流を正
弦波状とすることができる。制御も、各スイッチのオ
ン，オフのタイミングは同時で良く、非常に簡単であ
る。その結果、安価で出力電圧範囲の広い高入力力率コ
ンバータを提供することができるという利点が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】図１の場合の電流波形例を従来の場合と対比し
て説明する説明図である。

【図３】この発明の制御方式例を示す概念図である。

【図４】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図５】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図６】この発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】この発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図８】この発明の第６の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図９】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１…リアクトル、２，８…交流スイッチ群、３…ダイオ
ードブリッジ、４…平滑コンデンサ、５…直流負荷、６
…３相電圧源、７…高周波フィルタ、９，１０，２０…
半導体スイッチ群、１１，１２…コンデンサ。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源
   とし、ダイオードブリッジを通して直流電圧に変換する
   多相電圧形コンバータにおいて、 前記電源とダイオードブリッジの入力間にはｎ個の交流
   スイッチからなる交流スイッチ群を設けるとともに、ダ
   イオードブリッジの入力には星形結線してなるリアクト
   ルを接続し、前記交流スイッチ群を制御することによ
   り、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする
   多相電圧形コンバータ。
2. 【請求項２】 前記ｎ個の交流スイッチ群を（ｎ−１）
   個の交流スイッチ群で置き換えることを特徴とする請求
   項１に記載の多相電圧形コンバータ。
3. 【請求項３】 ｎ（２以上の整数）相交流電圧源を電源
   とし、これを直流電圧に変換する多相電圧形コンバータ
   において、 ダイオードを４つ直列に接続した第１ダイオード群と、
   ２つのダイオードの直列回路からなり、前記第１ダイオ
   ード群の第２番目と第３番目のダイオードに並列に接続
   される第２ダイオード群と、この第２ダイオード群と並
   列に接続される半導体スイッチング素子とからなるアー
   ム群を電源の相数ｎと同じ数だけ有する半導体スイッチ
   群を設け、前記第１ダイオード群の中点を電源の一端
   に、前記第２ダイオード群の中点をリアクトルの一端に
   それぞれ接続し、リアクトルの他端は共通に接続し、前
   記半導体スイッチング素子を制御することにより、各相
   の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧
   形コンバータ。
4. 【請求項４】 前記アーム群を電源の相数ｎに対し（ｎ
   −１）個で構成し、残りの１相を２つのダイオードの直
   列回路とし、その中点を電源とリアクトルにそれぞれ接
   続したことを特徴とする請求項３に記載の多相電圧形コ
   ンバータ。
5. 【請求項５】 前記交流スイッチ群を半導体スイッチン
   グ素子とこれに並列接続されたダイオードとからなるス
   イッチ群で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載
   の多相電圧形コンバータ。
6. 【請求項６】 前記リアクトルの中性点を、直流出力部
   に設けた直列コンデンサの中点に接続したことを特徴と
   する請求項１ないし５のいずれかに記載の多相電圧形コ
   ンバータ。
7. 【請求項７】 前記リアクトルの電流が不連続になるよ
   う、交流スイッチまたは半導体スイッチング素子を制御
   することを特徴とする請求項１ないし６のいずれかに記
   載の多相電圧形コンバータ。
8. 【請求項８】 前記交流スイッチまたは半導体スイッチ
   ング素子のオン，オフのタイミングを同一にすることを
   特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の多相電
   圧形コンバータ。