JP3690558B2 - 多相電圧形コンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧を直流電圧に変換し、かつ交流入力電流を高力率の正弦波状の波形とする、いわゆる高力率正弦波コンバータ装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図9にこの種の従来例を示す。以下の説明では、多相回路として3相回路を例として説明する。
同図の回路は1石昇圧コンバータと言われるもので、ダイオードブリッジ3の入力にリアクトル51を接続し、半導体スイッチとダイオードからなる昇圧チョッパ52を接続して構成される。この変換器では、半導体スイッチをオンにすると、リアクトル51を通して電源6を短絡することにより入力電流の波形を形成する。
その動作波形は後述するが、ダイオードブリッジ3の入力に接続されたリアクトル51の電流が不連続になるように、スイッチを制御することにより、交流から直流を得るとともに、入力電流を正弦波状に制御するものである。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
従来の回路では、スイッチオフ時の電流が入力電圧に比例しないため、出力電圧を電源電圧の最大値の2〜3倍にしなくては、入力電流が正弦波状にならないという問題がある。また、このためスイッチ素子やダイオードブリッジに高耐圧のものが必要となり、コストアップの原因ともなっている。さらに、出力電圧は600〜900V程度となり、低い出力電圧を必要とする用途には適用することができない。加えて、起動時には平滑コンデンサ4に電荷が蓄えられていないため、突入電流の発生に備えて初期充電回路を必要とする、などの問題がある。
したがって、この発明の課題は、簡単かつ安価な構成で電源電流を高力率の正弦波状にすることにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、この発明では、ダイオードブリッジの入力部と電源との間に交流スイッチを接続し、ダイオードブリッジの入力に星形結線したリアクトルを接続するようにしている。
すなわち、電源短絡によってリアクトルに蓄えたエネルギーを放出する際に、電源を通らない構成にした。つまり、交流スイッチをオンすると電源電圧はリアクトルを介して短絡され、リアクトルにエネルギーが蓄えられる。リアクトルに蓄えたエネルギーは、交流スイッチをオフすることによりダイオードブリッジを通して負荷へ供給される。この際、電流が電源を通過しないので、電源電流はスイッチの短絡時に流れる電源電圧に比例する電流のみとなり、出力電圧に関係なく正弦波電流が得られる。
【0005】
【発明の実施の形態】
図1はこの発明の第1の実施の形態を示す回路図である。
同図の回路は、エネルギー蓄積リアクトル1と、交流スイッチ群2と、ダイオードブリッジ3と、平滑コンデンサ4と、直流負荷5と、3相電圧源6と、高周波フィルタ7とから構成される。なお、高周波フィルタ7は必ずしも必要なものではなく、場合によっては省略されることもある。また、交流スイッチは半導体スイッチを組み合わせたものから構成される。
【0006】
すなわち、3相電圧源6に高周波フィルタ7を介して交流スイッチ群2を接続し、交流スイッチ群2の他端にダイオードブリッジ3の入力部を接続する。また、ダイオードブリッジ3の入力部には星形結線したリアクトル1を接続する。ダイオード整流回路3の出力には平滑コンデンサ4を接続し、平滑コンデンサ4と並列に直流負荷5を接続する。
【0007】
交流スイッチ群2の3つのスイッチは、同一のパルスにてリアクトル1の電流が不連続となるように制御される。3つのスイッチがすべてオンのときは、電源電圧はリアクトル1によって短絡される。このとき、交流スイッチ群2の入力電流(フィルタ7の出力電流)iu ' ,iv ' およびiw ' は、電源電圧をvu ,vv ,vw 、リアクトル1のインダクタンスをL、スイッチがオンの時間をTonとすると、
となり、電源電圧に比例する傾きで各相の入力電流は増加する。一方、スイッチがオフすると、リアクトル1に蓄えられたエネルギーはダイオードブリッジ3を通して負荷へ放出される。このとき、電流が電源6を通過しないため、電源に流れる電流は結局(1)式で示され、高周波フィルタ7により平滑すれば電源と同期した正弦波状の電流となる。
【0008】
ここで、電源電流iu ,iv およびiw とダイオードブリッジ3の入力電流(フィルタ7の出力電流)iu ' ,iv ' およびiw ' 等の関係について、この発明の場合と図9に示す従来例の場合について比較,検討する。
図2(a)は従来例の場合のU相電流波形例を示す。すなわち、フィルタ7の出力電流iu ' は高調波フィルタ7によってiu のような連続電流にされる。つまり、iu はiu ' の平均値となる。
いま、図9で昇圧チョッパ52の半導体スイッチをオンすると、電源はリアクトル51を介して短絡され、リアクトル51にエネルギーが注入される。このとき、例えばU相電流iu は、(1)式と同様に、
iu =vu ・Ton/L …(2)
と表わされ、1回のスイッチングによる電流のピーク値は電源電圧に比例する。したがって、図2(a)のA1部分の面積は、
A1=vu ・Ton 2 /2L …(3)
となり、Tonを一定とすれば電源電圧に比例する。
【0009】
これに対し、図9で昇圧チョッパ52の半導体スイッチがオフしたときの電流は、出力電圧をVdc、電流が零になるまでの時間をTdとすると、
iu =vu ・Ton/L−(Vdc−vu )Td/L …(4)
となり、これをTdについて解くと、
Td=vu ・Ton/(Vdc−vu ) …(5)
となる。したがって、図2(a)のA2部分の面積は、
A2=vu 2 ・Ton 2 /2L(Vdc−vu ) …(6)
となる。この場合、A2の面積はVdcに依存し、vu には比例しない。したがって、従来ではVdcを大きくすることでA2の面積をA1に対して十分小さくし、電流の正弦波化を図っていた。
【0010】
一方、図1のこの発明では、電源と直列に交流スイッチ群2を接続することにより、スイッチをオフしたときの電流が電源を通過しないようにした。これにより、図2(b)のようにiu ' はA1部分のみとなり、フィルタ7の入力電流、すなわち電源電流iu はVdcが小さくても正弦波となる。スイッチがオフのときU相から負荷に出力される電流iLは図2(c)のようになり、A2の部分がリアクトル1から直接ダイオード整流器3を通して負荷に供給される。
【0011】
図3は図1における直流電圧の制御方式を示す概念図である。
すなわち、検出される直流電圧Vdcをその指令値Vdc * と比較し、その差を電圧調節器(AVR)に入力する。その出力と三角波とを比較して、パルス幅変調(PWM)パルスを得る。なお、3つのスイッチのオン,オフのタイミングは3つとも同時で良い。また、PWMパルスは三角波の代わりに台形波などを用いても得ることができ、パルス幅変調方式の代わりに他の方式を用いるようにしても良い。
【0012】
図4はこの発明の第2の実施の形態を示す回路図である。
同図からも明らかなように、図1に示す交流スイッチ群2の代わりに、2つのスイッチからなる交流スイッチ群8を用いた点が特徴である。つまり、3相3線式の回路で2相を制御すれば、他の1相は2相の合成により決定されるという原理にもとづくもので、その他の点は図1と同様である。
【0013】
図5はこの発明の第3の実施の形態を示す回路図である。
ここでは、交流スイッチを用いずにダイオードと半導体スイッチからなる半導体スイッチ群9を設けた点が特徴である。この場合、使用する半導体スイッチは各相1つで良い。なお、制御方法は図1と同様である。
図6はこの発明の第4の実施の形態を示す回路図である。これは、図5の半導体スイッチ群9の代わりに半導体スイッチ群10を用いたもので、図5に比べて半導体スイッチを1つ節約することができる。
【0014】
図7はこの発明の第5の実施の形態を示す回路図である。これは、図1の交流スイッチ群2の代わりに、半導体スイッチ群20で構成した点が特徴である。つまり、半導体スイッチ群20の各素子のスイッチングのタイミングを同じとすると、すべての素子がオフのときは電源電流は流れず、また、すべての素子がオンのときはどの相の電流も任意の方向に流れることが可能なので、半導体スイッチ群20の各素子は交流スイッチ群2と等価ということができる。なお、各素子の向きは電源側をエミッタとしても、ダイオードブリッジ3の入力側をエミッタとしても良い。
【0015】
図8はこの発明の第6の実施の形態を示す。これは、図4に示すものに対してコンデンサ11,12の直列回路を設け、その中点にリアクトル1の他端を接続することで、スイッチ8をオフしたときにリアクトル1のエネルギーが半波整流によってコンデンサ11,12に蓄えられるので、図4の場合に比べて効率の向上が期待できる。
【0016】
【発明の効果】
この発明によれば、スイッチオン時には電源リアクトルを介して短絡し、オフ時には電源を介することなくリアクトルのエネルギーを負荷へ供給するようにしたので、従来より低い直流電圧でも入力電流を正弦波状とすることができる。制御も、各スイッチのオン,オフのタイミングは同時で良く、非常に簡単である。その結果、安価で出力電圧範囲の広い高入力力率コンバータを提供することができるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施の形態を示す回路図である。
【図2】図1の場合の電流波形例を従来の場合と対比して説明する説明図である。
【図3】この発明の制御方式例を示す概念図である。
【図4】この発明の第2の実施の形態を示す回路図である。
【図5】この発明の第3の実施の形態を示す回路図である。
【図6】この発明の第4の実施の形態を示す回路図である。
【図7】この発明の第5の実施の形態を示す回路図である。
【図8】この発明の第6の実施の形態を示す回路図である。
【図9】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
1…リアクトル、2,8…交流スイッチ群、3…ダイオードブリッジ、4…平滑コンデンサ、5…直流負荷、6…3相電圧源、7…高周波フィルタ、9,10,20…半導体スイッチ群、11,12…コンデンサ。
Claims (7)
- n(2以上の整数)相交流電圧源を電源とし、ダイオードブリッジを通して直流電圧に変換するする多相電圧形コンバータにおいて、
前記電源とダイオードブリッジの入力間にはn個の交流スイッチからなる交流スイッチ群を設けるとともに、ダイオードブリッジの入力には星形結線してなるリアクトルを接続し、前記n個の交流スイッチのオン,オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。 - 前記n個の交流スイッチ群を(n−1)個の交流スイッチ群で置き換えることを特徴とする請求項1に記載の多相電圧形コンバータ。
- n(2以上の整数)相交流電圧源を電源とし、これを直流電圧に変換する多相電圧形コンバータにおいて、
ダイオードを4つ直列に接続した第1ダイオード群と、2つのダイオードの直列回路からなり、前記第1ダイオード群の第2番目と第3番目のダイオードに並列に接続される第2ダイオード群と、この第2ダイオード群と並列に接続される半導体スイッチング素子とからなるアーム群を電源の相数nと同じ数だけ有する半導体スイッチング群を設け、前記第1ダイオード群の中点を電源の一端に、前記第2ダイオード群の中点をリアクトルの一端にそれぞれ接続し、リアクトルの他端は共通に接続し、前記半導体スイッチング素子それぞれのオン,オフのタイミングを互いに同一となるように制御することにより、各相の入力電流を正弦波状とすることを特徴とする多相電圧形コンバータ。 - 前記アーム群を電源の相数nに対し(n−1)個で構成し、残りの1相を2つのダイオードの直列回路とし、その中点を電源とリアクトルにそれぞれ接続したことを特徴とする請求項3に記載の多相電圧形コンバータ。
- 前記交流スイッチ群を半導体スイッチング素子とこれに並列接続されたダイオードとからなるスイッチ群で置き換えたことを特徴とする請求項1に記載の多相電圧形コンバータ。
- 前記リアクトルの中性点を、直流出力部に設けた直列コンデンサの中点に接続したことを特徴とする請求項1〜5のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。
- 前記リアクトルの電流が不連続になるよう、交流スイッチまたは半導体スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項1〜6のいずれかに記載の多相電圧形コンバータ。
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