JP2539538B2

JP2539538B2 - 直流交流電力変換装置

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Publication number: JP2539538B2
Application number: JP2240951A
Authority: JP
Inventors: 伸夫佐志田; 和法真田; 正人小山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1990-09-10
Filing date: 1990-09-10
Publication date: 1996-10-02
Anticipated expiration: 2011-10-02
Also published as: JPH04121067A; DE69108650T2; US5189603A; CA2051017A1; EP0475345A3; EP0475345A2; EP0475345B1; KR960003407B1; DE69108650D1; KR920007312A; CA2051017C

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、例えば無停電電源装置のような交流電源
装置において使用される直流−交流電力変換装置に関す
るものであり、特に絶縁用の変圧器を介して高周波の電
力がやり取りされる高周波中間リンク方式の電力変換装
置に関するものである。

〔従来の技術〕従来装置の構成を第15図によって説明する。第15図は
例えばIEEE PESC′88 Record,pp658−663,1988に示され
た従来の直流−交流電力変換装置のブロック図である。
図において、１はインバータ回路、２は入力側がインバ
ータ回路１に接続された変圧器、３は変圧器２の出力側
に接続されたサイクロコンバータ回路、４はサイクロコ
ンバータ回路３の出力側に接続されたフィルタ回路、５
はサイクロコンバータ回路３の出力電流を検出する電流
検出器、６はキャリア信号発生器、７は基準電圧信号発
生回路、８は絶対値回路、９はPWM回路、10はインバー
タスイッチング回路、11はサイクロコンバータスイッチ
ング回路である。インバータ回路１は４つのスイッチン
グ素子S₁〜S₄によって構成され、サイクロコンバータ回
路３は４つのスイッチング素子S₅,S₆,S₅′,S₆′により
構成される。

変圧器２は１次:2次の巻数比が1:2で、２次巻線の中
点に中間タップが設けられている。又、フィルタ回路４
はリアクトルとコンデンサからなるLCフィルタ回路であ
る。12,13はこの直流−交流電力変換装置に接続された
直流電源及び負荷回路である。

次に、上記した従来装置の動作を第16図を参照しなが
ら説明する。まず、第16図の最上段に示すように、基準
電圧信号発生回路７から出力された正弦波状の基準電圧
信号Ｖ^＊は絶対値回路８によって絶対値信号|V^＊｜に変
換される。この絶対値信号|V^＊｜は、キャリア信号発生
器６から出力されるキャリア信号とともにPWM回路９に
入力される。これにより、PWM回路９は２種類の２値信
号T_a,T_bを出力する。即ち、絶対値信号|v^＊｜とキャリ
ア信号の振幅が一致するタイミングに同期してレベルが
変化する２値信号T_aと、キャリア信号の立下りに同期し
てレベルが変化する２値信号T_bが出力される。次に、２
値信号T_a,T_bがインバータスイッチング回路10に入力さ
れ、インバータ回路１を構成する４つのスイッチング素
子S₁〜S₄のオンオフ信号T₁〜T₄が出力される。即ち、オ
ンオフ信号T₁,T₃は２値信号T_b,T_aと同一信号であり、オ
ンオフ信号T₂,T₄はそれぞれ２値信号T_b,T_aを符号反転し
た信号である。ここで、オンオフ信号T₁〜T₄のレベルが
ハイのとき対応するスイッチング素子S₁〜S₄がオンし、
ローのときオフするものとする。又、第15図よりスイッ
チング素子S₁〜S₄と変圧器２の２次電圧v₂との関係は、
次式のようになる。

ただし、v_dcは直流電源12の直流出力電圧である。従
って、インバータ回路１を構成するスイッチング素子S₁
〜S₄をオンオフ信号T₁〜T₄に応じてオンオフすると、v₂
は第16図に示すようにPWM変調された交流電圧となる。

一方、２値信号T_b、基準電圧信号Ｖ^＊及び電流検出器
から出力されるサイクロコンバータ回路３の出力電流i
_ccがサイクロコンバータスイッチング回路11に入力され
ると、サイクロコンバータ回路３を構成する４つのスイ
ッチング素子S₅,S₆,S₅′,S₆′のオンオフ信号T₅,T₆,
T₅′,T₆′が出力される。まず、出力電流i_ccの極性をi
_ccが負荷回路13に流れ込む方向を正とすると、i_ccの極
性が正のときスイッチング素子S₅又はS₆がオンオフ動作
し、負のときS₅′又はS₆′がオンオフ動作する。次に、
サイクロコンバータ回路３の出力電圧v_ccと変圧器２の
２次電圧v₂との関係は、第15図により次式のようにな
る。

従って、オンオフ信号T₅又はT₅′を２値信号T_bと同一
信号とし、オンオフ信号T₆又はT₆′を２値信号T_bを符号
反転した信号とすると、v_ccの極性は正となる。反対
に、オンオフ信号T₅又はT₅′を２値信号T_bを符号反転し
た信号とし、オンオフ信号T₆又はT₆′を２値信号T_bと同
一信号とすると、v_ccの極性は負となる。以上のことか
らサイクロコンバータスイッチング回路11では、基準電
圧信号発生回路７及び電流検出器５からそれぞれ入力さ
れた基準電圧信号Ｖ^＊及びサイクロコンバータ回路３の
出力電流i_ccの極性判別を行い、これらの極性に応じてP
WM回路９から入力された２値信号T_bより第16図に示すよ
うなオンオフ信号T₅,T₆,T₅′,T₆′を発生する。これに
応じて，サイクロコンバータ回路３の出力電圧v_ccとし
て、第16図の最下段に示すようなPWM変調された正弦波
電圧が得られる。さらに、この出力電圧v_ccをフィルタ
回路４に入力すると、PWM変調による高周波成分が除去
された正弦波電圧が負荷回路13に供給される。このと
き、基準電圧信号ｖ^＊の周波数に対しキャリア信号の周
波数を充分高くすると、負荷回路13に供給される負荷電
圧v_LはPWM変調による高周波成分が充分除去され、かつ
振幅及び位相がほぼ基準電圧信号ｖ^＊に等しい電圧とな
る。なお、第16図は負荷回路13を遅れ力率の線形負荷と
した場合のスイッチングパターンを示している。

ここでインバータおよびサイクロコンバータの各スイ
ッチング素子を流れる電流を考える。サイクロコンバー
タ出力電流は連続して流れるので、各スイッチング素子
のオフ時点でも電流は断続せず、他のオン素子に転流す
ることになる。サイクロコンバータではS₅とS₆および
S₅′とS₆′とがそれぞれペアを作っており、互いに相補
的に電流を転流し合う。例えばS₅が電流をオフすると、
その電流はオンするスイッチS₆に転流して流れ、S₅′が
電流をオフすると、S₆′に転流して流れることになる。
インバータ回路では、式（１）でv₂＝０のときはインバ
ータ回路内を電流が還流し、v₂＝v_dc又は−v_dcのときは
直流電源（12）を電流が流れる。例えばS₁とS₄とがオン
して電流が流れている状態からS₄が電流をオフすると、
その電流はオンするスイッチS₃に転流して流れることに
なる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の直流−交流電力変換装置は、上記したように直
流電力を入力して基準電圧信号に応じた交流電力を出力
する。このような直流−交流電力変換装置は、変圧器を
介して高周波の電力がやり取りされるので、一般的に高
周波中間リンク式電力変換装置と呼ばれる。この高周波
中間リンク式の直流−交流電力変換装置を例えば無停電
電源装置のような交流電源装置に用いると、絶縁用の変
圧器及びフィルタ回路の小形軽量化が実現できることが
知られている。

ところが、従来の直流交流電力変換装置は、上述した
ようにインバータ回路およびサイクロコンバータ回路の
スイッチング素子が電流のオンオフを行うために、大き
なスイッチング損失を発生するので、変換効率が低く、
又、スイッチング周波数を高くできないという問題があ
った。又、スイッチングに起因する電圧サージも発生す
る問題もあった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたものでスイッチング損失が小さく、変換効率の高い
かつ、電圧サージの少ない直流交流変換装置を得ること
を目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る直流交流電力変換装置は、複数のスイ
ッチング素子を有するインバータ回路、キャリア信号に
同期した信号を発生し、この信号によって上記インバー
タ回路の各スイッチング素子を制御することにより上記
インバータ回路の入力である直流電力を第１の周波数の
交流出力に変換させるインバータスイッチング回路、上
記インバータ回路の交流出力を変圧する変圧器、この変
圧器の出力側に接続され、複数のスイッチング素子を有
するサイクロコンバータ回路及び上記キャリア信号と基
準電圧信号とに関係する信号を発生し、この信号によっ
て上記サイクロコンバータ回路の各スイッチング素子を
制御することにより上記変圧器の出力をパルス幅変調
（PWM変調）すると共に、上記サイクロコンバータに所
定の出力を生じさせる出力モードと、上記サイクロコン
バータ内で電流を還流させ、上記サイクロコンバータに
出力を生じさせない還流モードとを繰り返し、上記変圧
器の出力を第２の周波数の交流出力に変換させるサイク
ロコンバータスイッチング回路を備え、上記インバータ
回路は上記サイクロコンバータの還流モードであるゼロ
電流時に各スイッチング素子のスイッチングを行わせる
ようにしたことを特徴とするものである。

〔作用〕

この発明におけるサイクロコンバータ回路は、所定の
出力を生じるモードと出力電流を回路内で還流させて出
力を生じないようなモードをもつようにPWM変調を行な
う。又、インバータ回路は上記出力電流がサイクロコン
バータ回路内に還流されている期間、即ち、インバータ
回路に実質的に電流が流れていない期間にそのスイッチ
ング素子をオンオフする。

〔実施例〕

以下、この発明の実施例を図面とともに説明する。第
１図〜第５図はこの発明の第１の実施例を示し、第１図
はその構成図である。2Aは変圧器、6Aはキャリア信号発
生器、14はインバータ回路、15はサイクロコンバータ回
路、16は基準電圧信号発生回路、17Aはインバータスイ
ッチング回路、18Aはスイッチング信号発生回路であ
る。なお、フィルタ回路４、直流電源12及び負荷回路13
は従来と同様である。

第２図はインバータ回路14、変圧器2A及びサイクロコ
ンバータ回路15の詳細な構成を示す。インバータ回路14
は直流電源12に接続された入力端子141,142と、トラン
ジスタやMOS FET等のスイッチング素子S₁〜S₄と、これ
らと逆並列に接続されたダイオードD₁〜D₄と、出力端子
143,144とから構成されている。又、変圧器2Aは、イン
バータ回路14の出力端子143,144に接続された１次側の
巻線端子21,22と、２次側の巻線端子23,24を有してお
り、その変圧比は1:1である。サイクロコンバータ回路1
5は、２次側巻線端子23,24と接続された入力端子151,15
2と、トランジスタやMOS FET等のスイッチング素子S₅〜
S₈,S₅′〜S₈′と、これらのスイッチング素子と逆並列
に接続されたダイオードD₅〜D₈,D₅′〜D₈′と、フィル
タ回路４に接続された出力端子153,154から構成されて
いる。なお、２つのスイッチング素子S_n,S_n′（ｎ＝５
〜８）とこれに逆並列に接続されたダイオードD_n,D_n′
（ｎ＝５〜８）とは、通電方向が制御可能な双方向性ス
イッチを構成している。

第３図はインバータスイッチング回路17Aの詳細な構
成を示し、キャリア信号発生器6Aに接続された入力端子
170と、入力端子170に入力された入力信号のピークを検
出するピーク検出回路171と、ピーク検出回路171の信号
に同期して出力信号の極性が反転する1/2分周期172と、
これに接続されたノット回路173と、出力端子174〜177
とから構成されている。

第４図はスイッチング信号発生回路18Aの詳細な構成
を示し、キャリア信号発生器6Aに接続された入力端子20
0と、基準電圧信号発生回路16に接続された入力端子201
と、絶対値回路202と、キャリア信号v_pの立下がりスロ
ープと基準電圧信号|v_cc ^＊｜との交点で幅の狭い出力信
号を出すように構成された比較器203と、キャリア信号v
_pの立上がりスロープと基準電圧信号|v_cc ^＊｜との交点
で幅の狭い出力信号を出すように構成された比較器205
と、ノット回路207,208,210,と、入力信号の立上りに同
期して出力の極性が反転する1/2分周器204,206と、極性
判別回路209と、アンド回路211〜218と、オア回路219〜
222と、出力端子223〜226とから構成されている。

次に、上記構成の動作を第５図のタイミングチャート
を用いて説明する。まず、キャリア信号発生器6Aから第
５図（ａ）に示す三角波状のキャリア信号v_pが出力され
る。

次に、インバータスイッチング回路17Aから以下の動
作によってデューティ比50％のオンオフ信号T₁〜T₄が出
力される。即ち、キャリア信号v_pが入力端子170を介し
て入力されるとピーク検出器171はキャリア信号v_pのピ
ークに同期した信号を1/2分周器172に入力し、1/2分周
器172から第５図（ｂ）の信号T_xが出力され、ノット回
路173からは信号T_xを符号反転した信号T_yが出力され
る。（第５図（ｃ））この結果、信号T_xがオンオフ信号
T₁,T₄として出力端子174,175から出力され、信号T_yがオ
ンオフ信号T₂,T₃として出力端子176,177から出力され
る。オンオフ信号T₁〜T₄のレベルがハイのときインバー
タ回路14の対応するスイッチング素子S₁〜S₄はオンし、
ローのときオフするとする。又、第２図よりスイッチン
グ素子S₁〜S₄のオンオフと変圧器2Aの２次電圧v₂との関
係は次式のようになる。

従って、２次電圧v₂は第５図（ｄ）に示すようにデュ
ーティ比が50％の矩形波電圧となる。

一方、基準電圧信号発生回路16からサイクロコンバー
タ回路15が出力すべき基準電圧信号v_cc ^＊が出力され、
キャリア信号v_pとともにスイッチング信号発生回路18A
に入力される。スイッチング信号発生回路18Aはこれを
受けて、次のようにPWM変調されたスイッチング信号T₅
〜T₈を出力する。

まず、入力端子201を介して入力された基準電圧信号v
_cc ^＊は絶対値回路202により絶対値信号|v_cc ^＊｜に変換
される。この絶対値信号|v_cc ^＊｜は２つに分けられ、一
方は入力端子200を介して入力されたキャリア信号v_pの
立下がりと比較されるために比較器203に入力され、一
方は、v_pの立上がりと比較されるために比較器205に入
力される。

比較器203の出力は1/2分周器204に送られ、1/2分周器
204は第５図（ｅ）に示す信号T_aを出力する。比較器205
の出力は1/2分周器206に送られ、1/2分周器206は第５図
（ｆ）に示す信号T_bを出力する。

さらに、信号T_aをノット回路207に入力すると信号T_c
が出力され、信号T_bをノット回路208に入力すると信号T
_dが出力される。ここで、信号T_a〜T_dとサイクロコンバ
ータ回路15の出力電圧v_ccとの関係について説明する。
出力電圧v_ccの極性を正にしたい場合には、次式に従っ
てスイッチング信号T₅〜T₈を決定する。

T₅＝T_a、T₆＝T_d、T₇＝T_c、T₈＝T_b …（４）このスイッチング信号T₅〜T₈に応じて、双方向性スイ
ッチング素子S_n,S_n′（ｎ＝５〜８）のオンオフ信号T_n
（ｎ＝５〜８）が出力される。但し、S_nとS_n′（ｎ＝５
〜８）とはT_nにより同時にオンオフするものとする。

スイッチング素子S₅〜S₈、S₅′〜S₈′のオンオフとサ
イクロコンバータ回路15の出力電圧v_ccとの関係は、次
式で示される。

従って、（４）式および（５）式より、第５図におい
て信号T_aがハイレベル、T_bがローレベルのときv_cc＝
v₂、信号T_aがローレベルT_bがハイレベルのときv_cc＝−v₂ 信号T_a,T_d又は信号T_b,T_cがハイレベルのときv_cc＝０
となるので、サイクロコンバータ回路15の出力電圧v_cc
は第５図（ｇ）に示すようにPWM変調されかつ極性が正
の電圧となる。反対に、v_ccの極性を負にしたい場合
は、次式に従ってスイッチング信号T₅〜T₈を決定すれば
よい。

T₅＝T_c、T₆＝T_b、T₇＝T_a、T₈＝T_d …（６）次に、第４図の動作説明の続きを説明する。極性回路
209から基準電圧信号▲ｖ^* _cc▼の極性信号v_sgnが出力さ
れる。又、ノット回路210から極性信号V_sgnを符号反転
した信号が出力される。これらの信号及び信号T_a〜T_dは
アンド回路211〜218を介してオア回路219〜222に入力さ
れ、基準電圧信号▲ｖ^* _cc▼の極性が正のときはアンド
回路211,214,216,217からそれぞれ信号T_a,T_c,T_d,T_bが出
力されるので、出力端子223〜226から（４）式に対応し
たスイッチング信号T₅〜T₈が出力される。同様にして、
基準電圧信号▲ｖ^* _cc▼の極性が負のときは、（６）式
に対応したスイッチング信号T₅〜T₈が出力される。

以上の動作によって、基準電圧信号発生回路16から出
力された交流の基準電圧信号▲ｖ^* _cc▼をPWM変調した波
形の電圧v_ccがサイクロコンバータ回路15から出力され
る。又、サイクロコンバータ回路15の出力側に接続され
たフィルタ回路４によって出力電圧v_ccの高周波成分が
除去された後、負荷回路13に供給される。

ここで、第５図にもとづいて、インバータ14とサイク
ロコンバータ15を流れる電流について説明する。

サイクロコンバータ15の出力電流I_ccは第５図（ｈ）
に示すようにフィルタ回路（４）および負荷回路13によ
って定まる連続した電流である。サイクロコンバータ15
を流れる電流はスイッチング素子のPWM動作により、下
記２つのモード、サイクロコンバータを通過し、出力を
生ずるモードとサイクロコンバータ内を還流するモード
とを繰返す。

（ア）通過（出力）モードサイクロコンバータアームの内、S₅とS₈との２アーム
又はS₆とS₇との２アームが同時にオンし、v_ccの電圧が
出力されるモード。出力電流I_ccは、インバータ14から
サイクロコンバータ15を通過して出力される。

（イ）還流モードサイクロコンバータアームの内S₅とS₆との２アーム又
はS₇とS₈との２アームが同時にオンし、v_ccの電圧が零
になるモード。出力電流I_ccはサイクロコンバータ内を
還流して出力され、インバータには電流が流れない。

従ってサイクロコンバータの入力電流I_sは第５図
（ｉ）に示すように、v_cc（第５図（ｇ））の電圧が出
力されている期間だけ流れる。ところで、v_ccのパルス
幅は第５図（ａ）のキャリア信号v_pの零点を中心とする
ように制御され、最もパルス幅が広くなった時にv_pの１
つのピークから次のピークまでの幅になる。今ここで第
５図（ａ）に示す基準電圧信号の絶対値|v_cc ^＊｜が最大
でもキャリア信号v_pのピーク値より小さくなるように基
準電圧発生回路16のゲインを設定しておけば、キャリア
信号v_pのピーク値付近ではv_ccは必ず零になり、I_sも必
ず零になる。一方インバータ14のスイッチング素子のス
イッチングは第５図（ｂ），（ｃ）に示すようにキャリ
ア信号v_pのピークに同期しているので、I_s＝０の期間、
即ちインバータの各アームに実質的に電流が流れていな
い期間に、必ずインバータのスイッチングが行なわれ
る。ところで、インバータのスイッチング素子のスイッ
チング損失は、スイッチング素子を流れる電流と印加さ
れる電圧に関係し、電流が零のときにはスイッチング損
失は発生しない。即ち、このインバータはスイッチング
損失を発生することなく運転される。

又、インバータのスイッチングに起因して発生し、回
路素子の耐圧を左右するサージ電圧は、インバータ回路
のインダクタンス分を流れる電流を遮断することによっ
て発生するので、スイッチング素子を流れる電流が零の
ときにスイッチングすれば有害なサージ電圧は発生しな
い。

次にこの発明の第２の実施例を第６図〜第10図によっ
て説明する。

この実施例は、多相の交流出力を得る場合の一例とし
て、３相の交流電圧を出力させるときの実施例である。

第６図はこの第２の実施例のブロック構成を示し、4A
は３相フィルタ回路、15Aはサイクロコンバータ回路、1
6Aは基準電圧信号発生回路、18Bは第１のスイッチング
信号発生回路、30Aは第２のスイッチング信号発生回路
であり、他の構成は第１図に示された第１の実施例と同
じである。13Aはこの直流−交流電力変換装置に接続さ
れた３相の負荷回路である。

第７図はサイクロコンバータ回路15Aおよびフィルタ
回路4Aの詳細な構成を示す。サイクロコンバータ回路15
Aは変圧器2Aの２次側巻線端子23,24とそれぞれ接続され
た入力端子400,401と、トランジスタやMOS FET等のスイ
ッチング素子S₅〜S₁₀、S₅′〜S₁₀′と、これらのスイッ
チング素子と逆並列に接続されたダイオードD₅〜D₁₀、D
₅′〜D₁₀′と、フィルタ回路4Aに接続された出力端子40
2、403、404とから構成されている。なお、２つのスイ
ッチング素子S_n、S_n′（ｎ＝５〜10）とこれに逆並列に
接続されたダイオードD_n、D_n′（ｎ＝５〜10）とは双方
向性スイッチを構成している。フィルタ回路4Aはサイク
ロコンバータ回路15Aの出力端子402、403、404とそれぞ
れ接続された入力端子405、406、407と、リアクトルＬF
およびコンデンサＣFと、出力端子408、409、410とから
構成されてる。

第８図は第１のスイッチング信号発生回路18Bの詳細
な構成を示し、基準電圧信号発生回路16Aに接続された
入力端子420、421、422と、キャリア信号発生器6Aに接
続された入力端子423と、比較器424〜426とノット回路4
30〜432と極性判別回路433〜435と、出力端子436〜444
とから構成されている。

第９図は第２のスイッチング信号発生回路30Aの詳細
な構成を示し、第１のスイッチング信号発生回路18Bの
出力端子436〜441に接続された入力端子450〜455と、ス
イッチング信号発生回路18Bの出力端子442〜444に接続
された入力端子456、457、458と、インバータスイッチ
ング回路17に接続された入力端子459と、イクスクルー
シブオア（XOR）回路462〜464、465〜470と、出力端子4
71〜476とから構成されている。

次に、上述した第２の実施例の動作を第10図を参照し
ながら説明する。まず、キャリア信号発生器6Aから第10
図（ａ）に示すような三角波状のキャリア信号v_pが出力
される。次に、このキャリア信号v_pをインバータスイッ
チング回路17に入力することによって出力されるオンオ
フ信号T₁〜T₄に応じてインバータ回路14の４つのスイッ
チング素子S₁〜S₄をオンオフ動作させると、変圧器2Aの
２次電圧v₂は第10図（ｄ）に示すようなデューティ比が
50％の矩形波電圧となる。以上の動作は、第１の実施例
の動作と同一なので詳細な動作説明は省略する。つづい
て、基準電圧信号発生回路16Aから３相（ｕ相、ｖ相、
ｗ相とする）の交流基準電圧信号▲Ｖ^* _ccu▼、▲Ｖ^* _ccv
▼、▲Ｖ^* _ccw▼が出力され、キャリア信号発生器6Aから
出力されたキャリア信号v_pとともに第１のスイッチング
信号発生回路18Bに入力される。

次に、ｕ相の電圧を制御するためのサイクロコンバー
タ回路15Aに含まれる４つのスイッチング素子S₅、S₆、S
₅′、S₆′のオンオフ動作を第10図を参照しながら説明
する。まず、入力端子420を介して入力されたｕ相基準
電圧信号v_ccuは入力端子423を介して入力されたキャリ
ア信号とともに比較基424に入力され、比較器424から第
10図（ｅ）に示すような第１のスイッチング信号T_puが
出力される。さらに、この信号T_puをノット回路430に入
力すると第10図（ｆ）に示すような第１のスイッチング
信号T_guが出力される。そして、これらの第１のスイッ
チング信号T_pu、T_guは、それぞれ出力端子436、437から
出力される。また、ｕ相電圧極性信号v_sguが出力端子44
2から出力される。

次に、第２のスイッチング信号発生回路30Aの動作に
ついて説明する。まず、第１のスイッチング信号発生回
路18Bから出力されたｕ相電圧極性信号v_sguおよびイン
バータスイッチング回路17から出力された第10図（ｂ）
に示す信号T_xがそれぞれ、入力端子456、459を介して入
力され、さらにXOR回路462に入力される。すると、XOR
回路462から、極性信号v_sgu,T_xのレベルが同じとき（つ
まり、サイクロコンバータ回路15Aのｕ相出力電圧v_ccu
とトランス２次電圧v₂（第10図（ｄ））の極性が同じと
き）はハイレベルの、極性信号v_sgu,T_xのレベルが異な
るときはローレベルの信号Y_uが出力される。つづいて、
第１のスイッチング信号発生回路18Bから出力されたス
イッチング信号T_puおよびT_guがそれぞれ入力端子450、4
51を介して入力され、さらに、上記の信号Y_uとともにXO
R回路465、466に入力される。すると、XOR回路465、466
からv₂の極性に応じた第２のスイッチング信号T₅、T
₆が、出力端子471、472から出力され、それぞれサイク
ロコンバータ回路15AのS₅とS₅′およびS₆とS₆′をオン
オフさせる。

次にサイクロコンバータ回路15Aの出力電圧について
ｕ相をとって説明する。ここで、サイクロコンバータ回
路15Aの入力電圧中性点の電位即ち、変圧器2A2次巻線の
中点の電位を基準にするとｕ相出力端子402の電圧v_uoは
次式のようになる。

S₅およびS₅′のオンオフ信号T₅は、PWM信号T_puとv₂の
極性を表す信号T_xとから上述のように生成され、第10図
（ｇ）のような信号になるので、結局v_uoは第10図
（ｈ）に示すように、PWM信号T_puに対応して、基本波成
分がv_ccu ^＊になるようPWM変調された波形になる。

ｖ相出力電圧v_vo,W相出力電圧v_woも同様に、基準信号
v_ccv ^＊、v_ccw ^＊にそれぞれ対応した波形になり、ｖ相出
力端子403,W相出力端子404にそれぞれ出力される。これ
らの出力電圧はフィルタ回路4Aによって高周波成分が除
去されて、出力端子408〜410に出力されて、負荷回路13
Aに供給される。

ここで、サイクロコンバータ15Aを流れる電流に着目
すると、前記第１の実施例と同様に通過モードと還流モ
ードとが存在する。但し、３相回路の場合には還流する
アームが複数存在するので、例えばｕ相電流I_ccuが還流
する時には、ｖ相アーム（S₇およびS₇′又はS₈および
S₈′）又はＷ相アーム（S₉およびS₉′又はS₁₀および
S₁₀′）もしくは両方のアームを流れる。但し３相の電
流の和は常に零（I_ccu＋I_ccv＋I_ccw＝０）であるので、
ｕ相電流の一部のみが還流するモードも存在する。３相
の電流が全て還流するのは、S₅（又はS₅′）,S₇（又はS
₇′）,S₉（又はS₉′）の３アームが同時にオンする場
合、もしくはS₆（又はS₆′）,S₈（又はS₈′）,S₁₀（又
はS₁₀′）の３アームが同時にオンする場合である。

第10図から判るように、この３相の電流が全て還流す
るスイッチングパターンは、前記第１の実施例と同様
に、キャリア信号v_pのピーク値付近で必ず発生する。従
って、この第２の実施例においても、I_s＝０の期間、即
ちインバータの各アームに実質的に電流が流れていない
期間に必ずインバータのスイッチングが行われるので、
インバータのスイッチング損失を発生することなく、
又、サージ電圧も発生しないで、しかも３相の出力電圧
を得る。

次にこの発明の第３の実施例を第11図〜第14図によっ
て説明する。この実施例は３層の交流電圧を出力させる
別の実施例である。

第11図はこの第３の実施例のブロック構成を示し、6B
は鋸歯状のキャリア信号を発生させるキャリア信号発生
器、17Bはインバータスイッチング回路、18Cはスイッチ
ング信号発生回路であり、他の構成は第６図に示された
第２の実施例と同じである。

第12図はインバータスイッチング回路17Bの詳細な構
成を示し、入力端子170に入力された入力信号の立上が
りエッジで信号を発生する検出回路178以外は第３図に
示す第１および第２の実施例のインバータスイッチング
回路と同一である。

第13図はスイッチング信号発生回路18Cの詳細な構成
を示し基準信号発生回路16Aに接続された入力端子420〜
422と、キャリア信号発生器6Bに接続された入力端子423
と、キャリア信号v_pの立下がりスロープと基準電圧信号
v_ccu ^＊,v_ccv ^＊,v_ccw ^＊との交点で幅の狭い出力信号を出
力するように構成された比較器433〜435と1/2分周器427
〜429と、ノット回路430〜432と、出力端子471〜476と
から構成されている。

次に上述した第３の実施例の動作を第14図を参照しな
がら説明する。

まず、キャリア信号発生器6Bから第14図（ａ）に示す
ような右下がり鋸歯状波形のキャリア信号v_pが出力され
る。次にこのキャリア信号v_pをインバータスイッチング
回路17Bに入力することによって、v_pの立上がりエッジ
に同期したインバータオンオフ信号T_x（T₁,T₄）とT_Y（T
₂,T₃）とがインバータ回路14に出力され、対応する信号
によりインバータ回路14の４つのスイッチング素子S₁〜
S₄をオンオフ動作させると、変圧器2Aの２次電圧は第14
図（ｄ）に示すような、キャリア信号v_pの立上がりエッ
ジに同期したデューティ比が50％の矩形波電圧となる。
つづいて、基準電圧信号発生回路16Aから３相の交流基
準電圧信号v_ccu ^＊,v_ccv ^＊,v_ccw ^＊が出力され、上記キャ
リア信号v_pと共にスイッチング信号発生回路18Cに入力
される。

ここでｕ相に着目すると、キャリア信号v_pの立上がり
スロープと基準電圧信号v_ccu ^＊との交点で比較器433か
ら狭幅パルスが出力され、1/2分周器427で分周されて、
第14図（ｅ）に示すようなスイッチング信号T₅が出力端
子471に出力される。又、T₅をノット回路430で反転した
信号T₆が出力端子472に出力される。

同様にｖ相に対応した信号T₇,T₈が出力端子473,474
に、Ｗ相に対応した信号T₉,T₁₀が出力端子475,476にそ
れぞれ出力される。但しここで、３つの1/2分周回路427
〜429は同期がとれており、T₅,T₇,T₉はそれぞれキャリ
ア信号v_pの同一周期中に立上がり又は立下がる。

上記T₅〜T₁₀のスイッチング信号はそれぞれサイクロ
コンバータ回路15Aの対応するスイッチング素子S₅と
S₅′〜S₁₀とS₁₀′をオンオフさせる。

この結果、サイクロコンバータ回路15Aのｕ相出力端
子402には第14図（ｇ）に示すv_ccu ^＊をPWM変調した出力
電圧v_uoが、ｖ相出力端子403には第14図（ｈ）に示すv
_voが得られる。

ここで、_uv線間電圧v_uvは、第14図（ｉ）に示すよう
にv_uoとv_voとの差の電圧になる。

この第３の実施例でも前記第１および第２の実施例と
同様に、サイクロコンバータ電流の通過モードと還流モ
ードが存在する。今、ｕ相とｖ相の間に流る電流I_uvに
着目すると、前記第１の実施例と同様に、v_uvに電圧が
出力されている期間が通過モードになるので、I_sの中の
_uv成分は第14図（ｋ）に示すような波形になる。

第14図（ｂ）乃至（ｃ）と（ｋ）とを比較すると、イ
ンバータ回路のスイッチングは必ず還流モードの期間に
行なわれることが判る。ｗ相の電流を考慮に入れても、
同様の結果となり、結局キャリア信号v_pの立上がりエッ
ジ付近では３相の電流が全て還流モードになる。従って
この第３の実施例においてもI_s＝０の期間、即ち、イン
バータ回路の各アームに実質的に電流が流れていない期
間に必ずインバータ回路のスイッチングが行なわれるの
で、前記第1,第２の実施例と同様の効果を奏する。

更にこの第３の実施例は第２の実施例よりも構成が簡
単になる。又、今まで３相について説明してきたが、サ
イクロコンバータを前記第１の実施例のように単相出力
として構成することも可能である。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、インバータ回路と
サイクロコンバータ回路を組合せ、インバータ回路のス
イッチングを出力電流がサイクロコンバータ回路内に還
流されている期間に行なうように構成したので、インバ
ータのスイッチング損失が無く、又スイッチングサージ
も小さな、効率の高い装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図はこの発明の各実施例のインバータ回路・変圧器及
びサイクロコンバータ回路を示すブロック図、第３図は
この発明の第１の実施例のインバータスイッチング回路
を示すブロック図、第４図はこの発明の第１の実施例の
スイッチング信号発生回路を示すブロック図、第５図は
この発明の第１の実施例のスイッチングパターン説明
図、第６図はこの発明の第２の実施例を示すブロック
図、第７図はこの発明の第２の実施例のサイクロコンバ
ータ回路及びフィルタ回路を示すブロック図、第８図は
この発明の第２の実施例の第１のスイッチング信号発生
回路を示すブロック図、第９図はこの発明の第２の実施
例の第２のスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第10図はこの発明の第２の実施例のスイッチングパ
ターン説明図、第11図はこの発明の第３の実施例を示す
ブロック図、第12図はこの発明の第３の実施例のインバ
ータスイッチング回路を示すブロック図、第13図はこの
発明の第３の実施例のスイッチング信号発生回路を示す
ブロック図、第14図はこの発明の第３の実施例のスイッ
チングパターン説明図、第15図は従来の直流−交流電力
変換装置を示すブロック図、第16図は従来の直流−交流
電力変換装置のスイッチングパターン説明図である。 2A……変圧器、4,4A……フィルタ回路、５……電流検出
器、6,6A,6B……キャリア信号発生器、12……直流電
源、13,13A……負荷回路、14……インバータ回路、15,1
5A……サイクロコンバータ回路、16,16A……基準電圧信
号発生回路、17A,17B……インバータスイッチング回
路、18A,18C……スイッチング信号発生回路、18B……第
１のスイッチング信号発生回路、30A……第２のスイッ
チング信号発生回路。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のスイッチング素子を有するインバー
タ回路、キャリア信号に同期した信号を発生し、この信
号によって上記インバータ回路の各スイッチング素子を
制御することにより上記インバータ回路の入力である直
流電力を第１の周波数の交流出力に変換させるインバー
タスイッチング回路、上記インバータ回路の交流出力を
変圧する変圧器、この変圧器の出力側に接続され、複数
のスイッチング素子を有するサイクロコンバータ回路及
び上記キャリア信号と基準電圧信号とに関係する信号を
発生し、この信号によって上記サイクロコンバータ回路
の各スイッチング素子を制御することにより上記変圧器
の出力をパルス幅変調（PWM変調）すると共に、上記サ
イクロコンバータに所定の出力を生じさせる出力モード
と、上記サイクロコンバータ内で電流を還流させ、上記
サイクロコンバータに出力を生じさせない還流モードと
を繰り返し、上記変圧器の出力を第２の周波数の交流出
力に変換させるサイクロコンバータスイッチング回路を
備え、上記インバータ回路は上記サイクロコンバータの
還流モードであるゼロ電流時に各スイッチング素子のス
イッチングを行わせるようにしたことを特徴とする直流
交流電力変換装置。