JPH11122978A - 独立巻線をもつｄｃブラシレスモータの駆動電流制御方法 - Google Patents
独立巻線をもつｄｃブラシレスモータの駆動電流制御方法Info
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- JPH11122978A JPH11122978A JP10222771A JP22277198A JPH11122978A JP H11122978 A JPH11122978 A JP H11122978A JP 10222771 A JP10222771 A JP 10222771A JP 22277198 A JP22277198 A JP 22277198A JP H11122978 A JPH11122978 A JP H11122978A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P6/28—Arrangements for controlling current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 独立位相巻線をもつブラシレスモータのＰＷ
Ｍモード電流を、位相巻線の数に関係なく制御する方法
を提供する。 【解決手段】 回路の共通接地ノードと、フルブリッジ
段階部を構成する２個のハーフブリッジ段階の一方に共
通接続されている下段電位ノードとの間に接続された第
１検出抵抗器における第１位相巻線を流れる電流、およ
び他方のハーフブリッジ段階に共通接続されている下段
電位ノードとの間に接続された第２検出抵抗器における
第２位相巻線を流れる電流を検出する工程と、第１検出
抵抗器および第２検出抵抗器における信号を同じ基準信
号と比較して２つの単安定回路のためのトリガ信号を作
成する工程と、２つの単安定回路の対応する単安定回路
にて作成された信号と位相巻線のシーケンサ／シンクロ
ナイザー装置にて作成された駆動信号とを合成する合成
論理ゲート部を経由してハーフブリッジのそれぞれを駆
動する工程と、からなる電流制御方法。
Ｍモード電流を、位相巻線の数に関係なく制御する方法
を提供する。 【解決手段】 回路の共通接地ノードと、フルブリッジ
段階部を構成する２個のハーフブリッジ段階の一方に共
通接続されている下段電位ノードとの間に接続された第
１検出抵抗器における第１位相巻線を流れる電流、およ
び他方のハーフブリッジ段階に共通接続されている下段
電位ノードとの間に接続された第２検出抵抗器における
第２位相巻線を流れる電流を検出する工程と、第１検出
抵抗器および第２検出抵抗器における信号を同じ基準信
号と比較して２つの単安定回路のためのトリガ信号を作
成する工程と、２つの単安定回路の対応する単安定回路
にて作成された信号と位相巻線のシーケンサ／シンクロ
ナイザー装置にて作成された駆動信号とを合成する合成
論理ゲート部を経由してハーフブリッジのそれぞれを駆
動する工程と、からなる電流制御方法。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に「ブラシレ
ス」式と呼ばれる高速電子切換ＤＣモータを駆動する方
法に関する。
ス」式と呼ばれる高速電子切換ＤＣモータを駆動する方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子切換式のＤＣモータは、高速動作を
必要とする多様な制御調整装置、および、ハードディス
ク、フレキシブルディスク、光ディスク、ＤＣ−ＲＯＭ
などの大容量記憶装置や、テープストリーマなどの回転
を伴う周辺装置で利用されている。これらの装置は高速
設計が可能であるが、モータの位相巻線による電気負荷
の誘電特性、モータの慣性、回転質量ポーズ制限などに
より、加速中に正確な制御が可能なモータの実現には技
術上の問題がある。
必要とする多様な制御調整装置、および、ハードディス
ク、フレキシブルディスク、光ディスク、ＤＣ−ＲＯＭ
などの大容量記憶装置や、テープストリーマなどの回転
を伴う周辺装置で利用されている。これらの装置は高速
設計が可能であるが、モータの位相巻線による電気負荷
の誘電特性、モータの慣性、回転質量ポーズ制限などに
より、加速中に正確な制御が可能なモータの実現には技
術上の問題がある。
【０００３】そのようなブラシレスＤＣモータの電子切
換システムは、多数の位相巻線に応じて設計可能である
が、一般的には、星形状に接続され６つの異なる切換位
相とＰ個の極をもつ３相の巻線を備える。この場合、ロ
ータの一回転において３×Ｐ個の平衡点が存在すること
になる。
換システムは、多数の位相巻線に応じて設計可能である
が、一般的には、星形状に接続され６つの異なる切換位
相とＰ個の極をもつ３相の巻線を備える。この場合、ロ
ータの一回転において３×Ｐ個の平衡点が存在すること
になる。
【０００４】本明細書では、各励磁相を２つの大文字で
示している。大文字の１番目（Ａ、Ｂ、Ｃなど）は、電
流がそれぞれの供給端子から星構造の中心ＣＴへ向かっ
て流れる通常の巻線を示し、記号＼に続く２番目の大文
字は、通常は星構造中心ＣＴから入力された電流が相対
巻線の供給端子に向かうような巻線を表す。
示している。大文字の１番目（Ａ、Ｂ、Ｃなど）は、電
流がそれぞれの供給端子から星構造の中心ＣＴへ向かっ
て流れる通常の巻線を示し、記号＼に続く２番目の大文
字は、通常は星構造中心ＣＴから入力された電流が相対
巻線の供給端子に向かうような巻線を表す。
【０００５】前記ブラシレスモータは、普通は、その出
力段階が多相全波ブリッジ回路であるＩＣ回路により駆
動されるが、３相モータの場合には、６バイポーラ式
（ＢＪＴ）または電界効果式（ＭＯＳ）のパワートラン
ジスタで構成される。一般的に、モータ電流は、図１の
回路図に示されるように、ＰＷＭモードや相互コンダク
タンスループで線形制御されている。
力段階が多相全波ブリッジ回路であるＩＣ回路により駆
動されるが、３相モータの場合には、６バイポーラ式
（ＢＪＴ）または電界効果式（ＭＯＳ）のパワートラン
ジスタで構成される。一般的に、モータ電流は、図１の
回路図に示されるように、ＰＷＭモードや相互コンダク
タンスループで線形制御されている。
【０００６】モータの所定の切換位相期間中には、「ソ
ース」パワートランジスタが通電状態（ＭＯＳ素子の場
合は飽和状態）に駆動され、「シンク」パワートランジ
スタが相互コンダクタンス素子として作用する。
ース」パワートランジスタが通電状態（ＭＯＳ素子の場
合は飽和状態）に駆動され、「シンク」パワートランジ
スタが相互コンダクタンス素子として作用する。
【０００７】ＤＣモータを電子切換する技術では、異な
るモードに従って回転を制御することができる。その制
御モードの例は、同出願者による１９９６年８月１日受
理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３０４４０．２、
１９９６年５月２２日受理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．
９６８３０２９５．０、１９９６年４月４日受理のヨー
ロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３０１９０．３、１９９６
年５月２９日受理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３
０１８０．４に記述されている。
るモードに従って回転を制御することができる。その制
御モードの例は、同出願者による１９９６年８月１日受
理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３０４４０．２、
１９９６年５月２２日受理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．
９６８３０２９５．０、１９９６年４月４日受理のヨー
ロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３０１９０．３、１９９６
年５月２９日受理のヨーロッパ特許出願Ｎｏ．９６８３
０１８０．４に記述されている。
【０００８】各切換位相中において、電圧または電流の
制御モードに関係なく、モータ巻線の駆動は一定または
可変電流で行われる。
制御モードに関係なく、モータ巻線の駆動は一定または
可変電流で行われる。
【０００９】各相が一定電流で駆動されるような３相巻
線ＤＣモータの場合、各切換位相中に２つの巻線が駆動
され、３番目の巻線は励起されない。このような駆動方
法は、３個の巻線のうち２個にだけ絶えず電流が流れる
ので、「バイポーラ」式と呼ばれている。
線ＤＣモータの場合、各切換位相中に２つの巻線が駆動
され、３番目の巻線は励起されない。このような駆動方
法は、３個の巻線のうち２個にだけ絶えず電流が流れる
ので、「バイポーラ」式と呼ばれている。
【００１０】３個の巻線端子をＡ、Ｂ、Ｃとし、Ａの電
位がＢの電位より大きなＡ相とＢ相間の入力をＡＢ＼と
仮定すると、回転を与える順序は下記の通りとなる。
位がＢの電位より大きなＡ相とＢ相間の入力をＡＢ＼と
仮定すると、回転を与える順序は下記の通りとなる。
【表１】 ＡＢ＼−ＡＣ＼−ＢＣ＼−ＢＡ＼−ＣＡ＼−ＣＢ＼
【００１１】モータを逆方向に回転させるには、上記の
逆の順序にすればよい。
逆の順序にすればよい。
【００１２】モータを効率的に駆動させるためには、位
相の切換時間をロータの瞬時位置に同期させねばならな
い。
相の切換時間をロータの瞬時位置に同期させねばならな
い。
【００１３】このような「バイポーラ」式の駆動方法で
は、瞬時に２個の巻線が励磁されるため、星構造のモー
タでは、３つのハーフブリッジ部の共通電源に直列に接
続された単独の検出抵抗器を使うことにより電流の制御
ができる。
は、瞬時に２個の巻線が励磁されるため、星構造のモー
タでは、３つのハーフブリッジ部の共通電源に直列に接
続された単独の検出抵抗器を使うことにより電流の制御
ができる。
【００１４】実際には、駆動電流が交差通電する位相
（巻線）は直列接続されているので、巻線と検出抵抗器
を通過する出力段階の電流基本出力の単独制御を必要と
するだけである。
（巻線）は直列接続されているので、巻線と検出抵抗器
を通過する出力段階の電流基本出力の単独制御を必要と
するだけである。
【００１５】検出抵抗器の端子における電流が生成する
電圧は、普通は線形式である電流制御回路でフィードバ
ック電圧として使われ、例えば、ＰＷＭ式やハーフブリ
ッジ部低段ＭＯＳ式の飽和電圧トランジスタを制御し、
ハーフブリッジ部や高段ＭＯＳトランジスタを所定時間
だけオフする。
電圧は、普通は線形式である電流制御回路でフィードバ
ック電圧として使われ、例えば、ＰＷＭ式やハーフブリ
ッジ部低段ＭＯＳ式の飽和電圧トランジスタを制御し、
ハーフブリッジ部や高段ＭＯＳトランジスタを所定時間
だけオフする。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】星構造接続のモータと
違い、その駆動動作が図２に図示されている独立巻線を
もつモータでは、巻線が直列に接続されていない。それ
ゆえ、このようなシステムで電流制御を行うには、図３
のように、下段ハーフブリッジを検出抵抗器を経由して
接地させる。これにより、モータ巻線を流れる全電流
が、所定の巻線に対する電流の追加により制御できる
が、逆起電力が発生するため、単独巻線の電流が変動し
てしまう。
違い、その駆動動作が図２に図示されている独立巻線を
もつモータでは、巻線が直列に接続されていない。それ
ゆえ、このようなシステムで電流制御を行うには、図３
のように、下段ハーフブリッジを検出抵抗器を経由して
接地させる。これにより、モータ巻線を流れる全電流
が、所定の巻線に対する電流の追加により制御できる
が、逆起電力が発生するため、単独巻線の電流が変動し
てしまう。
【００１７】図４は、上記で説明した電流制御式のモー
タ巻線における電流を示す図である。この制御方法で
は、逆起電力により最大トルク発生時において電流が制
限されるため、効率低下が避けられない。
タ巻線における電流を示す図である。この制御方法で
は、逆起電力により最大トルク発生時において電流が制
限されるため、効率低下が避けられない。
【００１８】そのために各位相巻線の電流を個別に制御
する別の方法が試みられており、図５は、それぞれのモ
ータ巻線を駆動する３つのフルブリッジ部が駆動できる
ような独立巻線のブラシレスモータの回路図である。当
然ながら、電流制御ループを巻線の数で乗算する必要が
ある。
する別の方法が試みられており、図５は、それぞれのモ
ータ巻線を駆動する３つのフルブリッジ部が駆動できる
ような独立巻線のブラシレスモータの回路図である。当
然ながら、電流制御ループを巻線の数で乗算する必要が
ある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明は、独立位相巻線
をもつブラシレスモータのＰＷＭモード電流を、バイポ
ーラ式で駆動させるものである。実際の位相巻線の数に
関係なく、２個の検出抵抗器と２個の制御ループだけを
使って、電流は各巻線ごとに別々に制御される。
をもつブラシレスモータのＰＷＭモード電流を、バイポ
ーラ式で駆動させるものである。実際の位相巻線の数に
関係なく、２個の検出抵抗器と２個の制御ループだけを
使って、電流は各巻線ごとに別々に制御される。
【００２０】本発明の方法は、下記の動作にて実行でき
る。
る。
【００２１】回路の共通接地ノードと、フルブリッジ段
階部の２個のハーフブリッジ段階の一方に共通接続され
ている下段電位ノードとの間に接続された第１検出抵抗
器における第１位相巻線を流れる電流、および、回路の
共通接地ノードと、他方のハーフブリッジ段階に共通接
続されている下段電位ノードとの間に接続された第２検
出抵抗器における第２位相巻線を流れる電流を検出する
段階と、前記第１検出抵抗器および第２検出抵抗器にお
ける信号を、同じ基準信号と比較して、２つの単安定回
路のためのそれぞれの論理トリガ信号を作成する段階
と、前記２つの単安定回路の対応する単安定回路にて作
成された信号と、位相切換のシーケンサ／シンクロナイ
ザー装置にて作成された駆動信号とを合成する合成論理
ゲート部を経由して前記ハーフブリッジのそれぞれを駆
動する段階と、を行う。
階部の２個のハーフブリッジ段階の一方に共通接続され
ている下段電位ノードとの間に接続された第１検出抵抗
器における第１位相巻線を流れる電流、および、回路の
共通接地ノードと、他方のハーフブリッジ段階に共通接
続されている下段電位ノードとの間に接続された第２検
出抵抗器における第２位相巻線を流れる電流を検出する
段階と、前記第１検出抵抗器および第２検出抵抗器にお
ける信号を、同じ基準信号と比較して、２つの単安定回
路のためのそれぞれの論理トリガ信号を作成する段階
と、前記２つの単安定回路の対応する単安定回路にて作
成された信号と、位相切換のシーケンサ／シンクロナイ
ザー装置にて作成された駆動信号とを合成する合成論理
ゲート部を経由して前記ハーフブリッジのそれぞれを駆
動する段階と、を行う。
【００２２】ここで前記合成論理ゲート部は、フルブリ
ッジ段階部の上段または下段にて電流循環をさせる方法
に従って、ＯＲ論理式でもＡＮＤ論理式でも構わず、い
ずれの場合でも、本発明では、独立して駆動される位相
巻線の数に関係なく、必要な制御ループおよび電流検出
抵抗器の数を制限して、ＰＷＭ電流モードの制御が可能
となる。
ッジ段階部の上段または下段にて電流循環をさせる方法
に従って、ＯＲ論理式でもＡＮＤ論理式でも構わず、い
ずれの場合でも、本発明では、独立して駆動される位相
巻線の数に関係なく、必要な制御ループおよび電流検出
抵抗器の数を制限して、ＰＷＭ電流モードの制御が可能
となる。
【００２３】本発明の特徴や長所は、以下における付随
図面を参照した複数の実施例の説明からより明白になろ
う。
図面を参照した複数の実施例の説明からより明白になろ
う。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明による装置の第１実施形態
を、図６を使って説明する。
を、図６を使って説明する。
【００２５】デジタル入力信号で制御されるトリプルハ
ーフブリッジ（３個のハーフブリッッジ部）が備えてい
るＩＣ素子を２個用いる。それぞれのＩＣ素子に接続さ
れるハーフブリッジ部には、駆動入力ＥＮ＿Ａ、ＥＮ＿
Ｂ、ＥＮ＿Ｃと命令入力ＩＮＡ、ＩＮＢ、ＩＮＣ、ＩＮ
ａ、ＩＮｂ、ＩＮｃが接続される。駆動入力が論理値０
に設定されているときは、ハーフブリッジ内部の両ＤＭ
ＯＳパワートランジスタは動作停止となる。駆動信号が
論理値１で、命令入力が論理値１の場合にはハーフブリ
ッジ部の上段のＤＭＯＳ出力トランジスタが駆動され、
命令入力が論理値０のときはハーフブリッジ部の下段の
ＤＭＯＳパワートランジスタが駆動される。
ーフブリッジ（３個のハーフブリッッジ部）が備えてい
るＩＣ素子を２個用いる。それぞれのＩＣ素子に接続さ
れるハーフブリッジ部には、駆動入力ＥＮ＿Ａ、ＥＮ＿
Ｂ、ＥＮ＿Ｃと命令入力ＩＮＡ、ＩＮＢ、ＩＮＣ、ＩＮ
ａ、ＩＮｂ、ＩＮｃが接続される。駆動入力が論理値０
に設定されているときは、ハーフブリッジ内部の両ＤＭ
ＯＳパワートランジスタは動作停止となる。駆動信号が
論理値１で、命令入力が論理値１の場合にはハーフブリ
ッジ部の上段のＤＭＯＳ出力トランジスタが駆動され、
命令入力が論理値０のときはハーフブリッジ部の下段の
ＤＭＯＳパワートランジスタが駆動される。
【００２６】図６では、それぞれＡ、Ｂ、Ｃの出力端子
をもつ３個のハーフブリッジ部の下段電位ノードは第１
検出抵抗器Ｒｓ１経由で接地されており、他方、それぞ
れａ、ｂ、ｃの出力端子をもつ３個のハーフブリッジ部
の下段電位ノードは第２検出抵抗器Ｒｓ２経由で接地さ
れている。
をもつ３個のハーフブリッジ部の下段電位ノードは第１
検出抵抗器Ｒｓ１経由で接地されており、他方、それぞ
れａ、ｂ、ｃの出力端子をもつ３個のハーフブリッジ部
の下段電位ノードは第２検出抵抗器Ｒｓ２経由で接地さ
れている。
【００２７】前記各検出抵抗器は、電圧比較器とワンシ
ョット単安定回路とから成り、モータの３個の位相巻線
に個別に作用できるＰＷＭ電流制御回路に接続されてい
る。この電流制御回路は、定電流ＴＯＦＦおよびブリッ
ジ上段での低速電流循環を備えたパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）式のものである。
ョット単安定回路とから成り、モータの３個の位相巻線
に個別に作用できるＰＷＭ電流制御回路に接続されてい
る。この電流制御回路は、定電流ＴＯＦＦおよびブリッ
ジ上段での低速電流循環を備えたパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）式のものである。
【００２８】下記の分析においては、定電流ＴＯＦＦで
のＰＷＭ電流制御が対象となるが、一定周波数によるＰ
ＷＭ制御も同様に考慮でき、本発明はその両方に適用可
能である。
のＰＷＭ電流制御が対象となるが、一定周波数によるＰ
ＷＭ制御も同様に考慮でき、本発明はその両方に適用可
能である。
【００２９】発明の機能原理：前記で説明した３個の独
立位相巻線をもつブラシレスモータのバイポーラ駆動の
操作は、以下のように実行できる。
立位相巻線をもつブラシレスモータのバイポーラ駆動の
操作は、以下のように実行できる。
【００３０】３個の独立位相巻線をもつブラシレスモー
タの場合、ブラシレスモータの位相回転順序は、下記の
ように書き直せる。
タの場合、ブラシレスモータの位相回転順序は、下記の
ように書き直せる。
【表２】 第１段階 第２段階 第３段階 第４段階 第５段階 第６段階 Aa＋bB Aa＋cC Bb＋cC Bb＋aA Cc＋aA Cc＋bB
【００３１】第１段階を例にして説明すると、ＡとＢが
励磁相巻線であって、位相巻線Ａ内ではＡからａへ電流
が流れ、位相巻線Ｂ内ではｂからＢへ電流が流れ、位相
巻線Ｃ内では電流が流れない。
励磁相巻線であって、位相巻線Ａ内ではＡからａへ電流
が流れ、位相巻線Ｂ内ではｂからＢへ電流が流れ、位相
巻線Ｃ内では電流が流れない。
【００３２】図６のシーケンサでは、順序に整合し、か
つ、ロータ位置検出器で検出されるモータのロータ位置
に同期するような方法で出力段階部を駆動させるプログ
ラムを形成する下記のような信号が作成される。
つ、ロータ位置検出器で検出されるモータのロータ位置
に同期するような方法で出力段階部を駆動させるプログ
ラムを形成する下記のような信号が作成される。
【表３】 ＥＮ＿Ａ ＥＮ＿Ｂ ＥＮ＿Ｃ ＩｎＡ ＩｎＢ ＩｎＣ Ｉｎａ Ｉｎｂ Ｉｎｃ
【００３３】図６によれば、制御される電流値は、比較
器ＣＯＭＰ１とＣＯＭＰ２の反転入力端に入力される制
御電圧Ｖｃｔｒｌの値で決まる。
器ＣＯＭＰ１とＣＯＭＰ２の反転入力端に入力される制
御電圧Ｖｃｔｒｌの値で決まる。
【００３４】２つの単安定回路ＯＮＥ１、ＯＮＥ２で、
瞬時に駆動位相巻線を流れる電流が循環位相内でゲート
へ送られる期間が決められる。これを、ＯＲ＿Ａ、ＯＲ
＿ａ、ＯＲ＿Ｂ、ＯＲ＿ｂ、ＯＲ＿Ｃ、ＯＲ＿ｃとす
る。
瞬時に駆動位相巻線を流れる電流が循環位相内でゲート
へ送られる期間が決められる。これを、ＯＲ＿Ａ、ＯＲ
＿ａ、ＯＲ＿Ｂ、ＯＲ＿ｂ、ＯＲ＿Ｃ、ＯＲ＿ｃとす
る。
【００３５】ここで第１段階を、残り全部の段階（切換
位相）にも適用できるため、分析することにする。
位相）にも適用できるため、分析することにする。
【００３６】第１段階において、ＡとＢが励磁巻線であ
る場合、巻線Ａの電流は検出抵抗器Ｒｓ２を流れ、巻線
Ｂの電流は検出抵抗器Ｒｓ１を流れる。それゆえ、この
切換位相の期間には、巻線Ａの電流は電流制御回路（CU
RRENT CONTROL）２で制御され、巻線Ｂの電流は電流制
御回路１で制御されることになる。
る場合、巻線Ａの電流は検出抵抗器Ｒｓ２を流れ、巻線
Ｂの電流は検出抵抗器Ｒｓ１を流れる。それゆえ、この
切換位相の期間には、巻線Ａの電流は電流制御回路（CU
RRENT CONTROL）２で制御され、巻線Ｂの電流は電流制
御回路１で制御されることになる。
【００３７】巻線Ａに関しては、単安定回路ＯＮＥ１、
ＯＮＥ２の出力が当初は論理値０であるため、出力段階
でのプログラム信号の論理値は下記のようになる。
ＯＮＥ２の出力が当初は論理値０であるため、出力段階
でのプログラム信号の論理値は下記のようになる。
【表４】ＥＮ＿Ａ＝”１”（ハーフブリッジを駆動） ＩｎＡ＝ＩＮＡ＝”０” Ｉｎａ＝ＩＮａ＝”０”
【００３８】巻線Ａを流れる電流は、ＭＯＳトランジス
タＴ１ＡとＴ４Ａをオンにすることにより供給でき、モ
ータ巻線を流れる電流により作られるＲｓ２の電圧値が
制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ２の出
力が単安定回路ＯＮＥ２にトリガをかけ、単安定回路Ｏ
ＮＥ２の出力を所望の期間だけ論理値１に変える。そし
て、Ｉｎａ信号とＯＲ処理された単安定回路ＯＮＥ２の
出力は、ゲート出力ＯＲ＿ａ（駆動信号ＩＮａと等価）
を論理値１に変換させるので、ＭＯＳトランジスタＴ４
ＡがオフとなりＭＯＳトランジスタＴ３Ａがオンとな
る。このようにして、巻線Ａの電流は、ＭＯＳトランジ
スタＴ１ＡとＴ３Ａから成るブリッジ部の上段を低速循
環する位相の間減少し、この状態は、単安定回路ＯＮＥ
２の出力が論理値０に戻って、前の状態をリセットする
まで変化しない。その後、ＭＯＳトランジスタＴ１Ａと
Ｔ４Ａをオンにすることにより位相巻線Ａ内に電流が増
加し始め、Ｒｓ２の電圧低下が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越
えると、このサイクルが繰り返される。
タＴ１ＡとＴ４Ａをオンにすることにより供給でき、モ
ータ巻線を流れる電流により作られるＲｓ２の電圧値が
制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ２の出
力が単安定回路ＯＮＥ２にトリガをかけ、単安定回路Ｏ
ＮＥ２の出力を所望の期間だけ論理値１に変える。そし
て、Ｉｎａ信号とＯＲ処理された単安定回路ＯＮＥ２の
出力は、ゲート出力ＯＲ＿ａ（駆動信号ＩＮａと等価）
を論理値１に変換させるので、ＭＯＳトランジスタＴ４
ＡがオフとなりＭＯＳトランジスタＴ３Ａがオンとな
る。このようにして、巻線Ａの電流は、ＭＯＳトランジ
スタＴ１ＡとＴ３Ａから成るブリッジ部の上段を低速循
環する位相の間減少し、この状態は、単安定回路ＯＮＥ
２の出力が論理値０に戻って、前の状態をリセットする
まで変化しない。その後、ＭＯＳトランジスタＴ１Ａと
Ｔ４Ａをオンにすることにより位相巻線Ａ内に電流が増
加し始め、Ｒｓ２の電圧低下が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越
えると、このサイクルが繰り返される。
【００３９】同時に、位相巻線Ｂでは、出力段階のプロ
グラム信号の論理値が下記のようになる。
グラム信号の論理値が下記のようになる。
【表５】ＥＮ＿Ｂ＝”１” ＩｎＢ＝ＩＮＢ＝”０” Ｉｎｂ＝ＩＮｂ＝”１”
【００４０】巻線Ｂを流れる電流は、ＭＯＳトランジス
タＴ３ＢとＴ２Ｂをオンにすることにより供給でき、モ
ータ巻線を流れる電流により作成されるＲｓ１の電圧値
が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ１の
出力が単安定回路ＯＮＥ１にトリガをかけ、その出力を
所望の期間だけ論理値１に変える。そして、ＩｎＢ信号
とＯＲ処理にされた単安定回路ＯＮＥ１の出力は、ゲー
ト出力ＯＲ＿Ｂ（駆動信号ＩＮＢと等価）を論理値１に
変換させるので、ＭＯＳトランジスタＴ２Ｂがオフとな
りＭＯＳトランジスタＴ１Ｂがオンとなる。このように
して、巻線Ｂの電流は、ＭＯＳトランジスタＴ１ＢとＴ
３Ｂから成るブリッジ部の上段を低速循環する位相の間
減少し、この状態は、単安定回路ＯＮＥ１の出力が論理
値０に戻って、前の状態をリセットするまで変化しな
い。その後、ＭＯＳトランジスタＴ３ＢとＴ２Ｂをオン
にすることにより位相巻線Ｂ内で電流が増加し始め、Ｒ
ｓ１の電圧低下が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、この
サイクルが繰り返される。
タＴ３ＢとＴ２Ｂをオンにすることにより供給でき、モ
ータ巻線を流れる電流により作成されるＲｓ１の電圧値
が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ１の
出力が単安定回路ＯＮＥ１にトリガをかけ、その出力を
所望の期間だけ論理値１に変える。そして、ＩｎＢ信号
とＯＲ処理にされた単安定回路ＯＮＥ１の出力は、ゲー
ト出力ＯＲ＿Ｂ（駆動信号ＩＮＢと等価）を論理値１に
変換させるので、ＭＯＳトランジスタＴ２Ｂがオフとな
りＭＯＳトランジスタＴ１Ｂがオンとなる。このように
して、巻線Ｂの電流は、ＭＯＳトランジスタＴ１ＢとＴ
３Ｂから成るブリッジ部の上段を低速循環する位相の間
減少し、この状態は、単安定回路ＯＮＥ１の出力が論理
値０に戻って、前の状態をリセットするまで変化しな
い。その後、ＭＯＳトランジスタＴ３ＢとＴ２Ｂをオン
にすることにより位相巻線Ｂ内で電流が増加し始め、Ｒ
ｓ１の電圧低下が制御電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、この
サイクルが繰り返される。
【００４１】ブリッジ部の上段つまり支線部において電
流を循環させる代わりに、ブリッジ部の下段つまり支線
部において電流を循環させることも可能である。
流を循環させる代わりに、ブリッジ部の下段つまり支線
部において電流を循環させることも可能である。
【００４２】この場合、３個のモータ巻線の電流制御回
路は、図７の第２実施形態に変更される。
路は、図７の第２実施形態に変更される。
【００４３】第１実施形態と第２実施形態の相違点は、
ＰＷＭ電流制御を実行するため、出力段階を構成するブ
リッッジ部の下段階での低速循環に対応して、比較器Ｃ
ＯＭＰ２でＲｓ１の電圧低下値が制御電圧Ｖｃｔｒｌと
比較され、比較器ＣＯＭＰ１でＲｓ２の電圧低下値が制
御電圧Ｖｃｔｒｌと比較されることである。同じく、Ａ
とＢが駆動巻線である場合の第１段階、つまり切換位相
を例として説明する。
ＰＷＭ電流制御を実行するため、出力段階を構成するブ
リッッジ部の下段階での低速循環に対応して、比較器Ｃ
ＯＭＰ２でＲｓ１の電圧低下値が制御電圧Ｖｃｔｒｌと
比較され、比較器ＣＯＭＰ１でＲｓ２の電圧低下値が制
御電圧Ｖｃｔｒｌと比較されることである。同じく、Ａ
とＢが駆動巻線である場合の第１段階、つまり切換位相
を例として説明する。
【００４４】前述のように、位相巻線Ａの電流が検出抵
抗器Ｒｓ２を流れるとき、位相巻線Ｂの電流は検出抵抗
器Ｒｓ１を流れるが、ここでは、位相巻線Ａの電流は電
流制御回路１で制御され、巻線Ｂの電流は電流制御回路
２で制御されることになる。
抗器Ｒｓ２を流れるとき、位相巻線Ｂの電流は検出抵抗
器Ｒｓ１を流れるが、ここでは、位相巻線Ａの電流は電
流制御回路１で制御され、巻線Ｂの電流は電流制御回路
２で制御されることになる。
【００４５】巻線Ａに関して、単安定回路ＯＮＥ１、Ｏ
ＮＥ２の出力が当初は論理値０であるため、出力段階で
のプログラム信号の論理値は下記のようになる。
ＮＥ２の出力が当初は論理値０であるため、出力段階で
のプログラム信号の論理値は下記のようになる。
【表６】ＥＮ＿Ａ＝”１”（ハーフブリッジを駆動） ＩｎＡ＝ＩＮＡ＝”１” Ｉｎａ＝ＩＮａ＝”０”
【００４６】この場合、巻線Ａを流れる電流は、ＭＯＳ
トランジスタＴ１ＡとＴ４Ａにて供給される。
トランジスタＴ１ＡとＴ４Ａにて供給される。
【００４７】電流制御回路１は、シーケンサの出力信号
と共に、ＡＮＤ論理処理で出力段階の駆動信号に作用す
る。具体的には、検出抵抗器Ｒｓ２での電圧低下が制御
電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ１により所
定期間だけ単安定回路ＯＮＥ１の出力が論理値１に変わ
る。このため、インバータＩＮＶ１とゲートを経由し
て、シーケンサの出力信号とＩｎＡとでＡＮＤ論理処理
が行われ、ＩＮＡ信号が論理値０に変わり、出力段階を
駆動させるため、ブリッジ部の下段での電流循環が開始
され、この場合、ＭＯＳトランジスタＴ２ＡとＴ４Ａを
オンにする。
と共に、ＡＮＤ論理処理で出力段階の駆動信号に作用す
る。具体的には、検出抵抗器Ｒｓ２での電圧低下が制御
電圧Ｖｃｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ１により所
定期間だけ単安定回路ＯＮＥ１の出力が論理値１に変わ
る。このため、インバータＩＮＶ１とゲートを経由し
て、シーケンサの出力信号とＩｎＡとでＡＮＤ論理処理
が行われ、ＩＮＡ信号が論理値０に変わり、出力段階を
駆動させるため、ブリッジ部の下段での電流循環が開始
され、この場合、ＭＯＳトランジスタＴ２ＡとＴ４Ａを
オンにする。
【００４８】位相巻線Ｂでは、下記のようになる。
【表７】 ＥＮ＿Ｂ＝”１”（ハーフブリッジ部を駆動） ＩｎＢ＝ＩＮＢ＝”０” Ｉｎｂ＝ＩＮｂ＝”１”
【００４９】当初は、ＭＯＳトランジスタＴ３ＢとＴ２
Ｂを経由して電流がモータに供給されている。そして、
検出抵抗器Ｒｓ１の端子における電圧値が制御電圧Ｖｃ
ｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ２が単安定回路ＯＮ
Ｅ２にトリガをかけ、所望期間だけ単安定回路ＯＮＥ２
の出力が論理値１に変わる。これにより、インバータＩ
ＮＶ２とゲートを経由して、シーケンサの出力信号とＩ
ｎｂとでＡＮＤ論理処理が行われて、ＩＮｂ信号が論理
値０に変わり出力段階を駆動させるため、ブリッジ部の
下段での電流循環が開始され、この場合、ＭＯＳトラン
ジスタＴ４ＢとＴ２Ｂがオンになるのである。
Ｂを経由して電流がモータに供給されている。そして、
検出抵抗器Ｒｓ１の端子における電圧値が制御電圧Ｖｃ
ｔｒｌを越えると、比較器ＣＯＭＰ２が単安定回路ＯＮ
Ｅ２にトリガをかけ、所望期間だけ単安定回路ＯＮＥ２
の出力が論理値１に変わる。これにより、インバータＩ
ＮＶ２とゲートを経由して、シーケンサの出力信号とＩ
ｎｂとでＡＮＤ論理処理が行われて、ＩＮｂ信号が論理
値０に変わり出力段階を駆動させるため、ブリッジ部の
下段での電流循環が開始され、この場合、ＭＯＳトラン
ジスタＴ４ＢとＴ２Ｂがオンになるのである。
【図１】単数の検出抵抗器を使った、星形状に接続され
た３個の位相巻線をもつブラシレスモータを駆動する装
置のブロック図。
た３個の位相巻線をもつブラシレスモータを駆動する装
置のブロック図。
【図２】それぞれが互いに完全独立したステータ巻線を
もつブラシレスモータ、および、３個のモータの巻線を
独立して駆動する３つのフルブリッジ段階から成る相対
出力段階部の図。
もつブラシレスモータ、および、３個のモータの巻線を
独立して駆動する３つのフルブリッジ段階から成る相対
出力段階部の図。
【図３】モータ巻線の電流制御のための１個の検出抵抗
器を使う、図２の独立巻線をもつブラシレスモータにお
ける電流制御の方法を示す図。
器を使う、図２の独立巻線をもつブラシレスモータにお
ける電流制御の方法を示す図。
【図４】図３で示されるような電流制御装置による、モ
ータの巻線の電流波形図。
ータの巻線の電流波形図。
【図５】独立巻線をもつブラシレスモータ内の電流を個
別に制御するための装置の別回路図。
別に制御するための装置の別回路図。
【図６】本発明による、フルブリッジ出力段階部の上段
における電流循環でＰＷＭ電流の制御をする、バイポー
ラ式で駆動される独立巻線をもつブラシレスモータの制
御装置のブロック図。
における電流循環でＰＷＭ電流の制御をする、バイポー
ラ式で駆動される独立巻線をもつブラシレスモータの制
御装置のブロック図。
【図７】フルブリッジ出力段階部の下段において電流循
環させる、図６と同じ装置の図。
環させる、図６と同じ装置の図。
フロントページの続き (72)発明者 ボスコロ ミケーレ イタリア 30019 ソットマリナ ヴィア ニコロゼノ 19 (72)発明者 ベルトリニ ルカ イタリア 20148 ミラノ ヴィアヴェニ ーロ 11
Claims (7)
- 【請求項１】 各巻線が、第１と第２のハーフブリッジ
段階から成るフルブリッジ段階部で独立駆動でき、その
第１と第２のハーフブリッジ段階の上段パワー素子と下
段パワー素子が、その信号が所定の基準値と比較されて
論理制御信号を作成できるような少なくとも１個の電流
検出抵抗器を使って位相巻線の電流をモニターすること
により、互いに異なる相において制御できる、多相Ｒ−
Ｌ電気アクチュエータの電流をＰＷＭモードで制御する
電流制御方法であって、 回路の共通接地ノードと、前記フルブリッジ段階部を構
成する２個のハーフブリッジ段階の一方に共通接続され
ている下段電位ノードとの間に接続された第１検出抵抗
器における第１位相巻線を流れる電流、および、回路の
共通接地ノードと、他方の前記ハーフブリッジ段階に共
通接続されている下段電位ノードとの間に接続された第
２検出抵抗器における第２位相巻線を流れる電流を検出
する工程と、前記第１検出抵抗器および第２検出抵抗器
における信号を、同じ基準信号と比較して、２つの単安
定回路のためのそれぞれのトリガ信号を作成する工程
と、前記２つの単安定回路の対応する単安定回路にて作
成された信号と位相巻線のシーケンサ／シンクロナイザ
ー装置にて作成された駆動信号とを合成する合成論理ゲ
ート部を経由して前記ハーフブリッジのそれぞれを駆動
する工程と、からなることを特徴とする電流制御方法。 - 【請求項２】 前記合成論理ゲート部がＯＲ論理式であ
る請求項１記載の電流制御方法。 - 【請求項３】 前記合成論理ゲート部が、それぞれの単
安定回路で作成される信号を反転した後で合成するＡＮ
Ｄ論理式である請求項１記載の電流制御方法。 - 【請求項４】 各巻線が、第１と第２のハーフブリッジ
段階から成るフルブリッジ段階部で独立駆動でき、その
第１と第２のハーフブリッジ段階の上段パワー素子と下
段パワー素子が、その信号が所定の基準値と比較されて
論理制御信号を作成できるような少なくとも１個の電流
検出抵抗器を使って位相巻線の電流をモニターすること
により、互いに異なる相において制御できる、多相Ｒ−
Ｌ電気アクチュエータのＰＷＭ電流制御装置であって、 回路の共通接地ノードと、前記各フルブリッジ段階部の
２つのハーフブリッジ段階の一方にそれぞれ共通接続さ
れている下段電位ノードとの間に接続された第１検出抵
抗器と、回路の共通接地ノードと、前記各フルブリッジ
段階部の他方のハーフブリッジ段階にそれぞれ共通接続
されている下段電位ノードとの間に接続された第２検出
抵抗器と、それぞれが対応する検出抵抗器における電圧
を共通の基準信号と比較する第１と第２の比較器と、前
記２つの比較器の対応する比較器の出力の変更により所
定時間幅のパルスを作成できる第１と第２の単安定回路
と、前記２つの単安定回路のそれぞれで作成された論理
信号と位相切換のシーケンサ／シンクロナイザー装置に
て作成された駆動論理信号とを合成し、前記フルブリッ
ジ段階の各部を構成するハーフブリッジ対のそれぞれの
ハーフブリッジ部を駆動する論理信号を作成する合成論
理ゲート部と、から成ることを特徴とするＰＷＭ電流制
御装置。 - 【請求項５】 前記合成論理ゲート部がＯＲ論理式であ
る請求項４記載のＰＷＭ電流制御装置。 - 【請求項６】 前記合成論理ゲート部が、ＡＮＤ論理式
であって、それぞれの単安定回路で作成される信号を反
転した後で合成する請求項４記載のＰＷＭ電流制御装
置。 - 【請求項７】 前記各ハーフブリッジ部が、そのハーフ
ブリッジ段階を構成するパワー素子を停止／駆動させる
ための第２入力端をもつ請求項４〜６のいずれか１項に
記載のＰＷＭ電流制御装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT97830420.2 | 1997-08-08 | ||
| EP97830420A EP0896422B1 (en) | 1997-08-08 | 1997-08-08 | Current control in driving DC-brushless motor with independent windings |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122978A true JPH11122978A (ja) | 1999-04-30 |
Family
ID=8230755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10222771A Pending JPH11122978A (ja) | 1997-08-08 | 1998-08-06 | 独立巻線をもつｄｃブラシレスモータの駆動電流制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6057663A (ja) |
| EP (1) | EP0896422B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11122978A (ja) |
| DE (1) | DE69721757T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006057317A1 (ja) * | 2004-11-24 | 2006-06-01 | Nsk Ltd. | 無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 |
| JP2008543268A (ja) * | 2005-06-10 | 2008-11-27 | ジーメンス ヴィディーオー オートモーティヴ アクチエンゲゼルシャフト | 外部ハーフブリッジ電力出力段を制御するための電子的制御ユニット、および電子的制御ユニットを備える電気モータ駆動部 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20010048278A1 (en) * | 1999-02-04 | 2001-12-06 | Glen C. Young | Cross coupled motor gate drive |
| JP2000236684A (ja) * | 1999-02-16 | 2000-08-29 | Sanyo Electric Co Ltd | モータ駆動回路 |
| US6344720B1 (en) * | 1999-10-28 | 2002-02-05 | International Business Machines Corporation | Current mode PWM technique for a brushless motor |
| US6597135B2 (en) | 2001-09-24 | 2003-07-22 | Siemens Vdo Automotive Inc. | Combination of resistor and PWM electronic device to control speed of a permanent magnet DC motor |
| US6867566B2 (en) * | 2003-08-15 | 2005-03-15 | Ims Inc. | Method and apparatus for improved low current accuracy in multi-phase step motors |
| JP4684763B2 (ja) * | 2005-06-29 | 2011-05-18 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 静止位置検出回路 |
| CN101425031B (zh) * | 2007-10-29 | 2010-07-21 | 英业达股份有限公司 | 多电压准位检测电路 |
| JP5326889B2 (ja) | 2009-07-13 | 2013-10-30 | 株式会社ジェイテクト | 電動パワーステアリング装置 |
| JP5338544B2 (ja) * | 2009-07-28 | 2013-11-13 | 株式会社ジェイテクト | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2016084091A2 (en) | 2014-11-27 | 2016-06-02 | Nexus Systems Ltd | Motor control system and method |
| CN106301036B (zh) * | 2015-05-27 | 2019-01-01 | 珠海格力电器股份有限公司 | 磁悬浮轴承开关功率放大器及其控制方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4002158C2 (de) * | 1990-01-25 | 1993-10-07 | Phytron Elektronik Gmbh | Schaltvorrichtung zum Schalten einer Stromerregung der Statorwicklungen eines elektronisch kommutierbaren Elektromotors |
| JPH04172986A (ja) * | 1990-11-07 | 1992-06-19 | Secoh Giken Inc | 高速３相直流電動機 |
| US5194786A (en) * | 1991-02-27 | 1993-03-16 | Kollmorgen Corporation | Linear current source amplifier for brushless dc motor |
| JP3022063B2 (ja) * | 1993-01-07 | 2000-03-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| DE4339553C1 (de) * | 1993-11-19 | 1995-06-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Treiberschaltung für einen Schrittmotor |
| US5739662A (en) * | 1996-08-30 | 1998-04-14 | Emerson Electric Co. | Low cost drive for a reluctance machine having fully-pitched windings |
-
1997
- 1997-08-08 DE DE69721757T patent/DE69721757T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-08-08 EP EP97830420A patent/EP0896422B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-08-05 US US09/131,249 patent/US6057663A/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-08-06 JP JP10222771A patent/JPH11122978A/ja active Pending
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|---|---|---|---|---|
| WO2006057317A1 (ja) * | 2004-11-24 | 2006-06-01 | Nsk Ltd. | 無結線式モータ、その駆動制御装置及び無結線式モータの駆動制御装置を使用した電動パワーステアリング装置 |
| JP2008543268A (ja) * | 2005-06-10 | 2008-11-27 | ジーメンス ヴィディーオー オートモーティヴ アクチエンゲゼルシャフト | 外部ハーフブリッジ電力出力段を制御するための電子的制御ユニット、および電子的制御ユニットを備える電気モータ駆動部 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0896422A1 (en) | 1999-02-10 |
| EP0896422B1 (en) | 2003-05-07 |
| DE69721757D1 (de) | 2003-06-12 |
| DE69721757T2 (de) | 2003-11-13 |
| US6057663A (en) | 2000-05-02 |
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|---|---|---|---|
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