JP4684763B2 - 静止位置検出回路 - Google Patents

Description

この発明は、モータ回転子の位置検出が可能な静止位置検出回路、および、ホールセンサレスのモータ駆動回路に関する。

小型三相ＤＣブラシレスモータ等の、回転子を有するモータを駆動するに当たって、モータ駆動回路は、始動時のキックを行う必要がある。このとき回転子の位置を適切に検出できなければ、適切な始動が行えない。

回転子の位置を検出するには、ホール（Hall）素子で構成されるホールセンサをモータの回転子付近に設ければよい。しかし、ホールセンサを用いるとコストアップおよび大型化に繋がる。よって、現在ではホールセンサを用いない、いわゆるホールセンサレスのモータが精力的に開発されている。

ホールセンサレスモータの場合、モータ停止状態では誘起電圧（逆起電圧）が発生しないため、回転子の位置検出ができない。そのため、例えば下記特許文献１乃至３に記載の技術のように、静止位置検出回路によりターンオフ時のキックバック時間の長短を検出して、モータ停止時の回転子の位置を検出する方法が開発されている。

なお、その他にも本願に関連する特許文献として、下記特許文献４がある。

特開２００２−３４５２８６号公報 特開２００２−３３５６９１号公報 特開２００２−３１５３８５号公報 特開２００３−４７２８０号公報

上記特許文献１乃至３に記載の静止位置検出回路のように、ターンオフ時のキックバック電圧を測定すれば、モータ停止時の回転子の位置に応じて生じる微小なインダクタンス差によってキックバック電圧の値が異なるため、キックバック時間の長短を検出することによりモータ停止時の回転子の位置を検出することが可能である。

しかし、キックバック電圧を用いた検出方法では、回転子の位置の差に基づく微小なインダクタンス差を検出するために、大きな値のキックバック電流（例えば１［Ａ］程度）を流して大きなキックバック電圧を発生させなければならなかった。キックバック時間の長短の区別を十分に認識可能とするためには、キックバック電圧が大きくなければならないからである。キックバック電流が大きいと、振動発生の原因となる。

また、キックバック電圧を用いた検出方法では、キックバックが生じている僅かな期間しか、インダクタンス差を示す情報が得られないため、情報の検出が不十分な場合もあった。

この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、回転子の位置をより適切に検出可能な静止位置検出回路およびモータ駆動回路を実現する。

本発明は、回転子と少なくとも１相分の負荷とを含むモータの、静止時における前記回転子の位置を検出する静止位置検出回路であって、電流量検出器と、時間計測器と、時間差分増幅器と、位置判定器とを備え、前記電流量検出器は、前記モータを駆動するインバータ回路を制御する制御回路を介して、第１方向、および、前記第１方向とは逆の第２方向に交互に流れる交番電流を、前記負荷に流れさせ、かつ、前記第１方向に流れる前記交番電流が値αに達したことを検出し、前記値αの検出後は、前記制御回路を介して前記交番電流を漸減させて前記第２方向に流れさせ、かつ、前記第２方向に流れる前記交番電流が前記値αの正負反転した値βに達したことを検出し、前記値βの検出後は、前記制御回路を介して前記交番電流を漸減させ、再度、前記第１方向に流れさせ、かつ、以降も所定の回数、前記値αおよびβの検出と前記制御回路を介した前記交番電流の制御とを行い、前記時間計測器は、前記交番電流が前記値αから前記値βに変動するまでの第１時間、および、前記交番電流が前記値βから前記値αに変動するまでの第２時間を計測し、前記時間差分増幅器は、計測された前記第１および第２時間を電気信号に変換し、前記第１および第２時間が前記所定の回数分累積するに対応して前記電気信号を増幅し、前記位置判定器は、前記電気信号の値に応じて、静止時における前記回転子の位置を判定し、前記時間計測器は、電流源と、前記電流量検出器における前記値αの検出から前記値βの検出までの間、前記第１電流源からの電流を選択的に出力することにより、前記第１時間を計測する第１スイッチと、前記電流量検出器における前記値αの検出から前記値βの検出までの間、所定の電位を与える第２スイッチと、前記電流量検出器における前記値βの検出から前記値αの検出までの間、前記第１電流源からの電流を選択的に出力することにより、前記第２時間を計測する第３スイッチと、前記電流量検出器における前記値βの検出から前記値αの検出までの間、接地する第４スイッチとを含み、前記時間差分増幅器は、前記第１および第４スイッチに接続された第１電極と前記第２および第３スイッチに接続された第２電極とを備えた、前記第１および第２電極間の電圧が前記電気信号として機能する、所定の容量値のコンデンサを含み、前記位置判定器は、前記コンデンサの前記第２電極および第１電極が正負入力端にそれぞれ接続され、出力する論理値を、静止時における前記回転子の位置の判定信号として機能させる比較器を含む静止位置検出回路である。

本発明によれば、時間計測器が、第１および第２時間を計測し、時間差分増幅器が、第１および第２時間を電気信号に変換し、第１および第２時間が所定の回数分累積するに対応して電気信号を増幅する。交番電流を用いるので、キックバック電圧を用いる場合と異なり、交番回数を増やして電気信号を増幅させ、検出の精度を高めることができる。また、交番回数を増やせば、交番電流の値α，βを増やすことなく電気信号を増幅させることができるので、キックバック電圧を用いる場合と異なり、大きな値の交番電流を流す必要はない（例えば０．１［Ａ］程度）。その結果、交番電流を小さな値にすることができ、振動発生を抑制可能である。よって、回転子の位置をより適切に検出可能な静止位置検出回路を実現できる。

＜実施の形態１＞
本実施の形態は、モータの負荷に交番電流を流し、第１方向に電流の流れた時間と第１方向とは逆方向の第２方向に電流の流れた時間とを電気信号に変換・増幅して、その電気信号の値により、静止時におけるモータ回転子の位置を判定する静止位置検出回路およびモータ駆動回路である。

図１は、本実施の形態に係るモータ駆動回路とモータとを示す図である。図１に示すように、モータ１は例えば三相ＤＣブラシレスホールセンサレスモータであって、永久磁石たる回転子１０、および、界磁鉄心に電機子コイルが巻きつけられた三相分の負荷で構成される固定子１１を備える。固定子１１の負荷は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に存在し、各相負荷は中点（ＣＴ）で結合されている。

また、モータ駆動回路は、モータ１を出力信号２ａにより駆動するインバータ回路２、インバータ回路２を信号３ａにより制御する出力トランジスタ制御回路３、静止時における回転子１０の位置を検出する静止位置検出回路４、動作時における回転子１０の位置を検出する位置検出コンパレータ５、位置検出コンパレータ５の出力信号５ａの一部にマスク処理を施す位置検出マスク回路６、位置検出マスク回路６の出力信号６ａを受けて駆動演算を行うセンサレス駆動演算回路７、および、センサレス駆動演算回路７からの出力信号７ａまたは静止位置検出回路４からの出力信号４ａのいずれかを出力信号８ａとして出力トランジスタ制御回路３に与える信号選択回路８を備える。なお、モータ静止時は静止位置検出回路４が機能し、モータ回転時はセンサレス駆動演算回路７が機能する。両者間の信号４ｂは、両回路における動作のシェイクハンド信号である。

インバータ回路２は、トランジスタＱ１〜Ｑ６を備えた三相インバータ回路であって、トランジスタＱ１，Ｑ２の直列接続体が第１のアームを、トランジスタＱ３，Ｑ４の直列接続体が第２のアームを、トランジスタＱ５，Ｑ６の直列接続体が第３のアームを、それぞれ構成している。トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点がＵ相負荷に接続され、トランジスタＱ３，Ｑ４の接続点がＶ相負荷に接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６の接続点がＷ相負荷に接続されている。各アームの一端には電源電圧ＶＣＣが与えられ、各アームの他端には電流量検出用の抵抗２１を介して接地電圧ＧＮＤが与えられている。

図２は、本発明の原理を示す図である。ここでは例として、固定子１１のＵ相負荷とＶ相負荷との間に交番電流を流し、Ｕ相負荷からＶ相負荷への方向を正と、逆方向を負とする。また、Ｕ相負荷およびＶ相負荷をまとめたものを負荷１１ａとし、負荷１１ａに回転子１０が与える磁力線の影響を模擬的に磁石１０ａで表す。

負荷１１ａには、モータの回転動作時に正・逆両方向に電流が流れる。負荷１１ａの抵抗Ｒの値は、回転子１０の物理的位置および負荷１１ａに流れる電流の方向によらず一定であるが、負荷１１ａのインダクタンスＬの値は、回転子１０の物理的位置によって、また負荷１１ａに流れる電流の方向によって、変化する。磁石１０ａの磁力線強度、および、負荷１１ａに電流が流れて発生する磁力線の強度が、負荷１１ａのインダクタンスＬの値に影響するからである。

ここで、負荷１１ａのインダクタンスＬの値は、モータの回転動作時のみならず、回転子１０の静止時においても、回転子１０の静止時の物理的位置および負荷１１ａに流れる電流の方向によって変化する。そして、負荷１１ａのインダクタンスＬの値の大小は、回転子１０の物理的位置および負荷１１ａに流れる電流の方向に対応している。

すなわち、上記対応関係を予め定義しておけば、負荷１１ａのインダクタンスＬの値を検出することにより、回転子１０の物理的位置を知ることができる。このことは、後述の図１４および図１５を用いた説明にて詳述される。本願では、始動時のキック前に、静止位置検出回路４によって、静止時における回転子１０の位置を検出する。

図３は、本実施の形態に係る静止位置検出回路４の詳細構成を示す図である。図３に示すように、この静止位置検出回路４は、電流量検出器４０と、時間計測器４１と、時間差分増幅器４２と、ロータ位置判定器４３とを備える。

電流量検出器４０は、インバータ回路２内の抵抗２１に発生する電圧を信号２ｂとして受け、それに基づいて検出信号４０ａを生成する。時間計測器４１は、検出信号４０ａに基づいて、交番電流が固定子１１の各相負荷にて第１方向に流れた時間と、交番電流が第１方向とは逆方向の第２方向に固定子１１の各相負荷にて流れた時間とを計測し、電流信号たる信号Ｓ４として出力する。

また、時間差分増幅器４２は、電流信号たる信号Ｓ４を電圧信号Ｓ３に変換し、固定子１１の各相負荷にて第１および第２方向に交番電流が流れた時間が交番電流の交番回数分累積するに対応して電圧信号Ｓ３を増幅し、出力する。そして、ロータ位置判定器４３は、電圧信号Ｓ３の値に応じて、静止時における回転子の位置を判定する。

図４は、電流量検出器４０の詳細構成を示す図である。電流量検出器４０は、電源４００と、比較器４０１と、ＡＮＤゲート回路４０２と、Ｄ−フリップフロップ４０３と、マスク信号発生回路４０４とを含む。比較器４０１は、交番電流により発生するインバータ回路２内の抵抗２１における電圧降下Ｖｒを、電源４００の生成する所定の電圧Ｖ１と比較して、電圧降下Ｖｒが電圧Ｖ１より大きい場合にその出力を活性化させる。

ＡＮＤゲート回路４０２は、マスク信号生成回路４０４から出力されるマスク信号６ｂと、比較器４０１の出力との論理積を演算し、信号Ｓｒとして出力する。Ｄ−フリップフロップ４０３は、その出力Ｑを検出信号４０ａとして出力する。また、反転出力／Ｑは出力Ｑの反転信号であり、Ｄ−フリップフロップ４０３の入力Ｄに与えられる。信号Ｓｒは、Ｄ−フリップフロップ４０３のクロック入力Ｔに与えられる。マスク信号生成回路４０４は、マスク信号６ｂを生成する。

図５は、静止位置検出回路４内の時間計測器４１、時間差分増幅器４２およびロータ位置判定器４３の詳細構成を示す図である。時間計測器４１は、電流源４１０と、検出信号４０ａの論理値がＬｏｗのときに電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力する第１スイッチ４１１と、検出信号４０ａの論理値がＨｉのときに電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力する第２スイッチ４１２とを含む。第１スイッチ４１１からの出力は、信号Ｓ４の一部を構成する信号Ｓ４ａとなり、第２スイッチ４１２からの出力は、信号Ｓ４の他の一部を構成する信号Ｓ４ｂとなる。

時間差分増幅器４２は、第１スイッチ４１１の出力により充電を行う所定の容量値の第１コンデンサ４２３と、第２スイッチ４１２の出力により充電を行う第１コンデンサ４２３と同容量値の第２コンデンサ４２１とを含む。第１コンデンサ４２３の一端は第１スイッチ４１１に接続され、他端には接地電位ＧＮＤが与えられる。第２コンデンサ４２１の一端は第２スイッチ４１２に接続され、他端には接地電位ＧＮＤが与えられる。第１コンデンサ４２３の一端における電位は電圧信号Ｓ３の一部を構成する信号Ｓ３ａとなり、第２コンデンサ４２１の一端における電位は電圧信号Ｓ３の他の一部を構成する信号Ｓ３ｂとなる。

また、時間差分増幅器４２は、リセット信号Ｓ２の活性化時に第１コンデンサ４２３の一端に接地電位ＧＮＤを与えて第１コンデンサ４２３を放電させるトランジスタ４２２と、リセット信号Ｓ２の活性化時に第２コンデンサ４２１の一端に接地電位ＧＮＤを与えて第２コンデンサ４２１を放電させるトランジスタ４２０と、をも含む。

そして、ロータ位置判定器４３は、電圧信号Ｓ３の他の一部の信号Ｓ３ｂおよび一部の信号Ｓ３ａを正負入力端にそれぞれ受け、出力する論理値を、静止時における回転子の位置の判定信号４ａとして機能させる比較器４３０を含む。

次に、本実施の形態に係る静止位置検出回路４の動作について説明する。図６は、始動時のキック前に、静止位置検出回路４が静止時における回転子１０の位置を検出する際のタイミングチャートである。

図６に示されているように、本発明ではキック位置決定の前に、Ｕ−Ｖ相間、Ｖ−Ｗ相間、Ｗ−Ｕ相間のそれぞれに、交番電流を流す。すなわち、期間Ｔｕ１において、回転子１０の位置検出のためにＵ−Ｖ相間に交番電流を流し、その後の期間Ｔｕ２において、Ｕ−Ｖ相間での検出結果の情報が出力トランジスタ制御回路３にて記憶される。なお、Ｕ相電流とＶ相電流が相補的な波形となっているのは、Ｕ相負荷（またはＶ相負荷）に入り込む電流を＋とし、Ｕ相負荷（またはＶ相負荷）から流出する電流を−としているからである。

同様に、期間Ｔｖ１においてＶ−Ｗ相間に交番電流を流し、その後の期間Ｔｖ２においてＶ−Ｗ相間での検出結果の情報が出力トランジスタ制御回路３にて記憶される。また、期間Ｔｗ１においてＷ−Ｕ相間に交番電流を流し、その後の期間Ｔｗ２においてＷ−Ｕ相間での検出結果の情報が出力トランジスタ制御回路３にて記憶される。

図７は、図６におけるＵ−Ｖ相間の交番電流発生期間の一部Ｕ１を拡大したタイミングチャートである。本発明に係るモータ駆動回路においては、回転子１０の磁界により影響される、固定子１１の各相負荷に流れる電流の過渡応答の時間を計測することにより、インダクタンスの値の大小を判定し、その結果に基づいて回転子１０の物理的位置を判定する。

図７の期間ＴＡに示されているように、まず静止位置検出回路４は、インバータ回路２を制御する出力トランジスタ制御回路３を介して、Ｕ相からＶ相へと向かう第１方向に流れる電流を発生させ、値α（例えば絶対値０．１［Ａ］）に達するまで増加させる。そして、Ｕ相からＶ相へと向かう第１方向の電流が値αに達したら、次に静止位置検出回路４は、出力トランジスタ制御回路３を介して、図７の期間ＴＢに示されているように、その電流値を減少させて０［Ａ］にまで戻し、今度は第１方向とは逆のＶ相からＵ相へと向かう第２方向に流れる電流を発生させ、値αの正負反転した値β（すなわち、値αと同様に例えば絶対値０．１［Ａ］）に達するまで増加させる。

そして、Ｖ相からＵ相へと向かう第２方向の電流が値βに達したら、次に静止位置検出回路４は、出力トランジスタ制御回路３を介して、図７の期間ＴＣに示されているように、再びその電流値を減少させて０［Ａ］にまで戻し、再度、Ｕ相からＶ相への第１方向に流れる電流を発生させ、値αに達するまで増加させる。以降も、静止位置検出回路４は、出力トランジスタ制御回路３を介して、交番電流の交番回数分、値αおよびβの間を行き来する交番電流を発生させる。

ここで、期間ＴＡ〜ＴＣの各々について、図２の負荷１１ａをモデルとした回路方程式を立てる。まず、図８は、抵抗ＲとインダクタンスＬとを有する負荷１１ａに直流電圧Ｅを与えた時の、期間ＴＡにおける過渡現象を考えるための回路図である。図８の回路図においては、負荷１１ａに流れる電流の初期値をｉ₀としている。

この回路図にて、時間ｔにより変動する電流ｉ(ｔ)は、

で表される。図７に示すように、期間ＴＡの初頭では電流が流れていないので、数１のうち第２項は０と考えられる。すなわち、期間ＴＡにおける電流ｉ(ｔ)は、

で表される。よって、数２を変形すれば、

となり、時間ｔの式となる。

次に、期間ＴＢにおける過渡現象を考える。図９はそのための回路図である。期間ＴＢの初頭では初期値として値αの電流が流れているので、図９では、図８のｉ₀と同じ向きに電流αが示されている。一方、期間ＴＢの終端では、値αの正負反転した値βが流れるので、図９では、電流αとは逆方向の電流βも示されている。また、インバータ回路２の制御により、期間ＴＡの場合とは逆向きの電圧が負荷１１ａに付加されるので、図９の直流電圧Ｅの向きは、図８の直流電圧Ｅの向きと反対となっている。

この回路図にて、数１を根拠に値βの電流が流れる時点での方程式を考えると、

となる。この数４を変形すれば、

が得られる。この数５を変形すれば、

となり、時間ｔの式となる。図７において期間ＴＢは検出信号４０ａの時間ｔ１で表されているので、時間ｔの代わりにｔ１を採用し、また、期間ＴＢにおける負荷１１ａのインダクタンスをＬ１とすれば、数６は、

と表せる。

次に、期間ＴＣにおける過渡現象を考える。この場合は、図７から分かるように、初期値が値βで終端値が値αとなっているだけで、その他の点は期間ＴＢの場合と同様であるので、図９および数６において、期間ＴＢの場合の値αおよびβを入れ替えて考えるだけでよい。よって、期間ＴＣにおける回路方程式は、

となる。図７において期間ＴＣは検出信号４０ａの時間ｔ２で表されているので、時間ｔの代わりにｔ２を採用し、また、期間ＴＣにおける負荷１１ａのインダクタンスをＬ２とすれば、数８は、

と表せる。

数７と数９とを比較すると、αとβの絶対値が同じであれば、時間ｔ１およびｔ２の比は、

で表せる。

数１０から分かるように、インダクタンスＬ１およびＬ２の比は、交番電流が値αから値βに変動するまでの時間ｔ１および交番電流が値βから値αに変動するまでの時間ｔ２の比に一致している。よって、時間ｔ１およびｔ２を計測し、その大小関係を特定すれば、Ｕ−Ｖ相間の負荷１１ａと回転子１０の位置との関係を記述することができる。

なお、図１０〜図１３は、期間ＴＡ乃至ＴＣにおける、インバータ回路２の動作を示す図である。図１０は、交番電流がＵ相からＶ相への第１方向に増加して流れてゆく場合（図７の期間ＴＡおよび期間ＴＣのうち電流値が０［Ａ］よりも大きい部分）を示している。この場合、インバータ回路２内のトランジスタＱ１およびＱ４がオンし、他のトランジスタはオフ状態である。

図１１は、第１方向に流れていた交番電流が減衰してゆく場合（図７の期間ＴＢのうち電流値が０［Ａ］よりも大きい部分）を示している。この場合、インバータ回路２内のトランジスタＱ２およびＱ３がオンし、他のトランジスタはオフ状態である。図１２は、交番電流がＶ相からＵ相への第２方向に増加して流れてゆく場合（図７の期間ＴＢのうち電流値が０［Ａ］よりも小さい部分）を示している。この場合、インバータ回路２内のトランジスタＱ２およびＱ３がオンし、他のトランジスタはオフ状態である。図１３は、第２方向に流れていた交番電流が減衰してゆく場合（図７の期間ＴＣのうち電流値が０［Ａ］よりも小さい部分）を示している。この場合、インバータ回路２内のトランジスタＱ１およびＱ４がオンし、他のトランジスタはオフ状態である。

このような交番電流の発生と回転子１０の位置判定とを行う際の各回路の動作につき、以下に説明する。まず、図４の電流量検出器４０中の電源４００の生成する電圧Ｖ１の値を、インバータ回路２中の抵抗２１での電圧降下ＶｒのＴＢ，ＴＣ等の各期間における最大値よりも僅かに低い値に設定しておく。

抵抗２１での電圧降下Ｖｒの値は、期間ＴＢの当初において電流αと抵抗２１の抵抗値との積である。期間ＴＢの経過に伴って電流値は低下してゆくので、電圧降下Ｖｒの値もそれに伴って電流値と同様の波形で低下する。

ところが、電流値低下局面においては、電圧降下ＶｒにスパイクＳＰ１が現れる。トランジスタＱ２およびＱ３に電源Ｖｃｃから接地電位ＧＮＤへと向かう方向とは反対方向の電流（図１１の破線矢印）が流れており、それらのドレイン−ソース間に逆バイアス方向の電圧がかかっている。これにより、電流が第１方向から第２方向へと切り替わる付近（図１１から図１２へと切り替わる付近）においては、電源Ｖｃｃから接地電位ＧＮＤへと向かう方向の電流（図１２の実線矢印）に加えて、ドレイン−ソース間容量に蓄積された電荷も急激に抵抗２１に流れることとなる。電圧降下ＶｒにスパイクＳＰ１が現れるのは、上記の理由からである。

マスク信号６ｂは、このようなスパイクＳＰ１を検出しないようマスクするための信号であり、電流が値αまたはβに達した時点から一定期間（例えば２μsec）、マスク信号生成回路４０４より出力される。マスク信号生成回路４０４においては、信号３ａを検出して各トランジスタＱ１〜Ｑ６のオン・オフ切替時を検出し、切替時から一定期間、マスク信号６ｂを出力する。マスク信号６ｂは、図７に示すとおりＬｏｗアクティブの信号である。ＡＮＤゲート回路４０２は、マスク期間中においては、マスク信号６ｂがＬｏｗであるために比較器４０１の出力の如何にかかわりなく、Ｌｏｗを出力しつづける。

第１方向に流れていた交番電流が減衰し、一方、交番電流が第２方向に増加して流れてゆくと、抵抗２１での電圧降下Ｖｒの値は、期間ＴＢの後半において電流βと抵抗２１の抵抗値との積の値に近づいてゆく。よって、電圧降下Ｖｒの値もそれに伴って電流値と同様の波形で増大する。

そして、電圧降下Ｖｒの値が電源４００の生成する電圧Ｖ１の値よりも大きくなったとき、比較器４０１はその出力をＨｉへと活性化させる。この時点においては、マスク信号６ｂはマスク期間後であるためにＨｉとなっている。よって、ＡＮＤゲート回路４０２は、比較器４０１の出力の活性化を信号Ｓｒとして出力する。図７において、信号Ｓｒがパルス状に発生しているのは、このためである。

そして、期間ＴＣの開始に伴って、ＡＮＤゲート回路４０２は、再びＬｏｗへと活性化したマスク信号６ｂを受け、比較器４０１の出力の如何にかかわりなくＬｏｗを出力する。そして、期間ＴＣにおいてもマスク期間経過後に、ＡＮＤゲート回路４０２は、電圧降下Ｖｒの値が電圧Ｖ１の値よりも大きくなったときに活性化する比較器４０１の出力を、信号Ｓｒとして出力する。その後の期間においても同様に、ＡＮＤゲート回路４０２は、同様にパルス状の信号Ｓｒを出力する。すなわち、ＡＮＤゲート回路４０２は、比較器４０１の出力を時間ｔ１およびｔ２の各後半においてのみ通過させる論理ゲート回路として機能する。

Ｄ−フリップフロップ４０３は、その反転出力／Ｑがその入力Ｄに与えられているので、クロック入力Ｔの活性化に伴って、その出力Ｑを交互にＨｉ、Ｌｏｗと出力する。クロック入力Ｔには信号Ｓｒが与えられていることから、Ｄ−フリップフロップ４０３は、ＡＮＤゲート回路からの出力の活性化を契機として、出力の論理値を反転させるフリップフロップとして機能する。

そして、このＤ−フリップフロップ４０３の出力の反転が、値αおよびβの検出信号４０ａおよび交番電流の制御信号４０ａとなる。すなわち、図３に示す制御信号４０ａにより、電流量検出器４０は、モータ１を駆動するインバータ回路２を制御する出力トランジスタ制御回路３を介して、Ｕ相からＶ相への第１方向、および、Ｖ相からＵ相への第２方向に交互に流れる交番電流を、Ｕ−Ｖ相間の負荷１１ａに流れさせ、かつ、第１方向に流れる交番電流が値αに達したことを検出した後は、出力トランジスタ制御回路３を介して交番電流を漸減させて第２方向に流れさせ、かつ、第２方向に流れる交番電流が値βに達したことを検出した後は、出力トランジスタ制御回路３を介して交番電流を漸減させ、再度、第１方向に流れさせ、かつ、以降も交番回数分、値αおよびβの検出と出力トランジスタ制御回路３を介した交番電流の制御とを行うのである。

なお、図４に示すリセット信号Ｓ１は、Ｕ−Ｖ相間に交番電流を流した後、次にＶ−Ｗ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化され、同様にＶ−Ｗ相間に交番電流を流した後、次にＷ−Ｕ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化されるリセット信号であり、各相間での検出結果を次の相間での検出に影響せしめないための信号である。

図３および図５に示す時間計測器４１は、検出信号４０ａにより、交番電流が値αから値βに変動するまでの時間ｔ１（図７の期間ＴＢ）、および、交番電流が値βから値αに変動するまでの時間ｔ２（図７の期間ＴＣ）を計測し、計測された時間ｔ１，ｔ２だけ電流信号Ｓ４（Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ）を出力する機能を有する。

すなわち、時間計測器４１内の第１スイッチ４１１は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値αの検出から値βの検出までの間（検出信号４０ａのＬｏｗ期間）、電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力することにより、時間ｔ１を計測する。そして、時間計測器４１内の第２スイッチ４１２は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値βの検出から値αの検出までの間（検出信号４０ａのＨｉ期間）、電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力することにより、時間ｔ２を計測する。

図３および図５に示す時間差分増幅器４２は、電流信号たる信号Ｓ４を電圧信号Ｓ３に変換し、時間ｔ１，ｔ２が交番回数分、累積するに対応して電圧信号Ｓ３（Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ）を増幅する。すなわち、第１コンデンサ４２３は、時間ｔ１の間オンする第１スイッチ４１１からの電流信号Ｓ４ａが一回入力されるごとに電荷を蓄積し、交番回数分、時間ｔ１が累積するに対応して蓄積電荷を増大させ、信号Ｓ３ａを増幅する。同様に、第２コンデンサ４２１は、時間ｔ２の間オンする第２スイッチ４１２からの電流信号Ｓ４ｂが一回入力されるごとに電荷を蓄積し、交番回数分、時間ｔ２が累積するに対応して蓄積電荷を増大させ、信号Ｓ３ｂを増幅する。

第１コンデンサ４２３および第２コンデンサ４２１は同容量値であり、投入される電流もＩ１と同じ値であることから、仮に時間ｔ１およびｔ２が同値であれば、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂも同じ値となる。しかし、時間ｔ１およびｔ２が異値であれば、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂは、交番回数分だけ増幅されていることから、時間ｔ１およびｔ２の差異を強調して出力することとなる。

なお、図５に示すリセット信号Ｓ２は、Ｕ−Ｖ相間に交番電流を流した後、次にＶ−Ｗ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化され、同様にＶ−Ｗ相間に交番電流を流した後、次にＷ−Ｕ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化されるリセット信号であり、各相間での検出結果（第１コンデンサ４２３および第２コンデンサ４２１の充電量）を次の相間での検出に影響せしめないための信号である。

図５に示すロータ位置判定器４３の比較器４３０は、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの大小を比較し、信号Ｓ３ｂが信号Ｓ３ａよりも大きければ、Ｈｉの論理値を出力し、信号Ｓ３ａが信号Ｓ３ｂよりも大きければ、Ｌｏｗの論理値を出力する。この比較器４３０の出力４ａが、静止時における回転子１１の位置の判定信号として機能する。

以上は、図６におけるＵ−Ｖ相間の交番電流発生および回転子位置判定を説明したものであるが、この後、同様にしてＶ−Ｗ相間とＷ−Ｕ相間とにおいても交番電流発生および回転子位置判定が行われる。

すなわち、電流量検出器４０は、負荷１１ａのＶ−Ｗ相間について、値αおよびβの検出と出力トランジスタ制御回路３を介した交番電流の制御とを行い、時間計測器４１は、負荷１１ａのＶ−Ｗ相間について時間ｔ１，ｔ２を計測し、時間差分増幅器４２は、負荷１１ａのＶ−Ｗ相間について、電圧信号Ｓ３への変換とその増幅とを行い、ロータ位置判定器４３は、負荷１１ａのＶ−Ｗ相間について電圧信号Ｓ３を受けて判定を行う。その後、電流量検出器４０は、負荷１１ａのＷ−Ｕ相間について、値αおよびβの検出と出力トランジスタ制御回路３を介した交番電流の制御とを行い、時間計測器４１は、負荷１１ａのＷ−Ｕ相間について時間ｔ１，ｔ２を計測し、時間差分増幅器４２は、負荷１１ａのＷ−Ｕ相間について、電圧信号Ｓ３への変換とその増幅とを行い、ロータ位置判定器４３は、負荷１１ａのＷ−Ｕ相間について電圧信号Ｓ３を受けて判定を行う。

図１４および図１５は、各相間にて交番電流発生および回転子位置判定が行われた結果と、回転子１０の位置との対応関係を説明する図である。Ｕ−Ｖ相間の交番電流を例に採って説明をすれば、Ｕ相からＶ相への第１方向の交番電流の流れる時間ｔ１が、Ｖ相からＵ相への第２方向の交番電流の流れる時間ｔ２よりも長ければ、図１４中の丸１、丸５、丸６に示すように、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの電位差はマイナス値となり、比較器４３０の出力４ａはＬｏｗとなる。

このときの回転子１０および固定子１１の位置関係は図１５中の丸１、丸５、丸６に示すいずれかの位置にあると判定できる。とりわけ、図１５中の丸６の場合は、固定子１１のＵ相負荷が回転子１０のＳ極に真正面で対面し、固定子１１のＶ相負荷が回転子１０のＮ極に真正面で対面していることから、インダクタンスＬ１，Ｌ２の差がもっとも顕著となる。

一方、Ｕ相からＶ相への第１方向の交番電流の流れる時間ｔ１が、Ｖ相からＵ相への第２方向の交番電流の流れる時間ｔ２よりも短ければ、図１４中の丸２、丸３、丸４に示すように、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの電位差はプラス値となり、比較器４３０の出力４ａはＨｉとなる。

そして、このときの回転子１０および固定子１１の位置関係は図１５中の丸２、丸３、丸４に示すいずれかの位置にあると判定できる。とりわけ、図１５中の丸３の場合は、固定子１１のＵ相負荷が回転子１０のＮ極に真正面で対面し、固定子１１のＶ相負荷が回転子１０のＳ極に真正面で対面していることから、インダクタンスＬ１，Ｌ２の差がもっとも顕著となる。

同様にして、Ｖ−Ｗ相間およびＷ−Ｕ相間についても、比較器４３０の出力４ａにより回転子位置判定が行われているので、負荷１１ａの各相分の判定結果の組み合わせに基づいて、静止時における回転子１０の位置がより精度よく判定される。すなわち、図１４および図１５に示されているように、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＬｏｗ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＬｏｗおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＨｉの場合は丸１の回転子位置と、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＨｉ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＬｏｗおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＨｉの場合は丸２の回転子位置と、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＨｉ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＬｏｗおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＬｏｗの場合は丸３の回転子位置と、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＨｉ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＨｉおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＬｏｗの場合は丸４の回転子位置と、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＬｏｗ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＨｉおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＬｏｗの場合は丸５の回転子位置と、Ｕ−Ｖ相間判定結果がＬｏｗ、Ｖ−Ｗ相間判定結果がＨｉおよびＷ−Ｕ相間判定結果がＨｉの場合は丸６の回転子位置と、それぞれ判定できる。

これらの判定結果は、静止時におけるモータ回転子の位置を示しており、キック動作を行う際に出力トランジスタ制御回路３にて参照される。

本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、時間計測器４１が、時間ｔ１，ｔ２を計測し、時間差分増幅器が、時間ｔ１，ｔ２を電圧信号Ｓ３に変換し、時間ｔ１，ｔ２が交番電流の交番回数分累積するに対応して電圧信号Ｓ３を増幅する。交番電流を用いるので、キックバック電圧を用いる場合と異なり、交番回数を増やして電圧信号Ｓ３を増幅させ、検出の精度を高めることができる。また、交番回数を増やせば、交番電流の値α，βを増やすことなく電圧信号Ｓ３を増幅させることができるので、キックバック電圧を用いる場合と異なり、大きな値の交番電流を流す必要はない（例えば０．１［Ａ］程度）。その結果、交番電流を小さな値にすることができ、振動発生を抑制可能である。よって、回転子１０の位置をより適切に検出可能な静止位置検出回路およびモータ駆動回路を実現できる。

また、本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、ロータ位置判定器４３は、負荷の各相分について電圧信号Ｓ３を受けて判定を行い、かつ、負荷の各相分の判定結果の組み合わせにも基づいて、静止時における回転子１０の位置を判定する。負荷の各相分の判定結果の組み合わせに応じて回転子１０の位置は異なることから、回転子１０の位置をより精度よく検出することができる。

また、本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、電流量検出器４０は、比較器４０１と、ＡＮＤゲート回路４０２と、Ｄ−フリップフロップ４０３とを含み、Ｄ−フリップフロップ４０３の出力の反転が、値αおよびβの検出信号４０ａおよび交番電流の制御信号４０ａとなる。よって、電流量検出器４０を簡単な回路で構成することができる。

また、本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、時間計測器４１は電流源４１０と第１および第２スイッチ４１１，４１２とを含み、時間差分増幅器４２は第１および第２コンデンサ４２１，４２３を含み、ロータ位置判定器４３は比較器４３０を含む。よって、時間計測器４１、時間差分増幅器４２およびロータ位置判定器４３を簡単な回路で構成することができる。

＜実施の形態２＞
本実施の形態は、実施の形態１に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路の変形例であって、実施の形態１における時間計測器４１、時間差分増幅器４２の他の構成例を示すものである。

図１６は、本実施の形態に係る静止位置検出回路４内の時間計測器４１ａ、時間差分増幅器４２ａの詳細構成を示す図である。時間計測器４１ａは、第１および第２電流源４１０，４１３と、検出信号４０ａの論理値がＬｏｗのときに第１電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力する第１スイッチ４１１と、検出信号４０ａの論理値がＨｉのときに第２電流源４１３への電流Ｉ１を選択的に引き込む第２スイッチ４１２とを含む。第１スイッチ４１１から出力される電流および第２スイッチ４１２により引き込まれる電流は、信号Ｓ４たる電流信号Ｓ４ｃとなる。

時間差分増幅器４２は、第１スイッチ４１１の出力により充電を行い、第２スイッチ４１３による電流引き込みにより放電を行い、その電極間電圧が電圧信号Ｓ３ａとして機能する所定の容量値のコンデンサ４２４と、コンデンサ４２４の電極間電圧の初期値を与えることが可能な定電圧電源４２６と、スイッチ４２５とを含む。

コンデンサ４２４の一端は第１スイッチ４１１および第２スイッチ４１３に接続され、他端には接地電位ＧＮＤが与えられる。定電圧電源４２６の正端子はスイッチ４２５を介してコンデンサ４２４の一端に接続され、負端子には接地電位ＧＮＤが与えられる。定電圧電源４２６の正端子における電位Ｓ４ｄは、電圧信号Ｓ３の他の一部を構成する信号Ｓ３ｂとなる。

そして、ロータ位置判定器４３は、電圧信号Ｓ３の他の一部の信号Ｓ３ｂおよび一部の信号Ｓ３ａを正負入力端にそれぞれ受け、出力する論理値を、静止時における回転子の位置の判定信号４ａとして機能させる比較器４３０を含む。

図１６に示す時間計測器４１ａは、検出信号４０ａにより、交番電流が値αから値βに変動するまでの時間ｔ１（図７の期間ＴＢ）、および、交番電流が値βから値αに変動するまでの時間ｔ２（図７の期間ＴＣ）を計測し、計測された時間ｔ１だけ電流信号Ｓ４ｃを出力し、計測された時間ｔ２だけ電流信号Ｓ４ｃを引き込む機能を有する。

すなわち、時間計測器４１ａ内の第１スイッチ４１１は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値αの検出から値βの検出までの間（検出信号４０ａのＬｏｗ期間）、第１電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力することにより、時間ｔ１を計測する。そして、時間計測器４１ａ内の第２スイッチ４１２は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値βの検出から値αの検出までの間（検出信号４０ａのＨｉ期間）、第２電流源４１３への電流Ｉ１を選択的に引き込むことにより、時間ｔ２を計測する。

図１６に示す時間差分増幅器４２ａは、電流信号たる信号Ｓ４ｃを電圧信号Ｓ３ａに変換し、時間ｔ１，ｔ２が交番回数分、累積するに対応して電圧信号Ｓ３ａを増幅する。すなわち、コンデンサ４２４にはまず、スイッチ４２５がリセット信号Ｓ２により一時的にオンされることにより定電圧電源４２６の生成する電圧が初期値としてあらかじめ与えられ、その後、スイッチ４２５がオフにされる。

コンデンサ４２４は、時間ｔ１の間オンする第１スイッチ４１１からの電流信号Ｓ４ｃが一回入力されるごとに電荷を蓄積し、交番回数分、時間ｔ１が累積するに対応して蓄積電荷を増大させ、信号Ｓ３ａを増幅する。一方、コンデンサ４２４は、時間ｔ２の間オンする第２スイッチ４１２によって電流信号Ｓ４ｃが一回引き込まれるごとに電荷を放出し、交番回数分、時間ｔ２が累積するに対応して蓄積電荷を減少させ、信号Ｓ３ａを減少させる。

第１スイッチ４１１からの電流値はＩ１であり、第２スイッチ４１３により引き込まれる電流値もＩ１であることから、仮に時間ｔ１およびｔ２が同値であれば、流入電流量と流出電流量が同値となり、コンデンサ４２４の電極間電圧たる信号Ｓ３ａは、初期値たる定電圧電源４２６の生成する電圧（信号Ｓ３ｂ）と同じままとなる。しかし、時間ｔ１およびｔ２が異値であれば、信号Ｓ３ａは、交番回数分だけ増幅されていることから、時間ｔ１およびｔ２の差異を強調して出力することとなり、初期値たる信号Ｓ３ｂとはかけ離れたものとなる。

なお、図１６に示すリセット信号Ｓ２は、Ｕ−Ｖ相間に交番電流を流した後、次にＶ−Ｗ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化され、同様にＶ−Ｗ相間に交番電流を流した後、次にＷ−Ｕ相間に交番電流を流しはじめる前に活性化されるリセット信号であり、各相間での検出結果（コンデンサ４２４の充電量）を次の相間での検出に影響せしめないための信号である。

図１６に示すロータ位置判定器４３の比較器４３０は、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの大小を比較し、信号Ｓ３ｂが信号Ｓ３ａよりも大きければ、Ｈｉの論理値を出力し、信号Ｓ３ａが信号Ｓ３ｂよりも大きければ、Ｌｏｗの論理値を出力する。この比較器４３０の出力４ａが、静止時における回転子１１の位置の判定信号として機能する。

以上は、図１６の時間計測器４１ａ、時間差分増幅器４２ａおよびロータ位置判定器４３の動作説明であるが、その他の回路の動作については、実施の形態１に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路と同様のため、説明を省略する。

本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、時間計測器４１ａは第１および第２電流源４１０，４１３と第１および第２スイッチ４１１，４１２とを含み、時間差分増幅器４２ａはコンデンサ４２４と定電圧電源４２６とを含み、ロータ位置判定器４３は比較器４３０を含む。よって、時間計測器４１ａ、時間差分増幅器４２ａおよびロータ位置判定器４３を簡単な回路で構成することができる。また、時間差分増幅器４２ａに含まれるコンデンサ４２４は一つであるので、回路規模増大を抑制することができる。

＜実施の形態３＞
本実施の形態も、実施の形態１に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路の変形例であって、実施の形態１における時間計測器４１、時間差分増幅器４２の他の構成例を示すものである。

図１７は、本実施の形態に係る静止位置検出回路４内の時間計測器４１ｂ、時間差分増幅器４２ｂの詳細構成を示す図である。時間計測器４１ｂは、電流源４１０と、検出信号４０ａの論理値がＬｏｗのときに電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力する第１スイッチ４１１と、検出信号４０ａの論理値がＬｏｗのときに所定の電位を与える第２スイッチ４１４と、検出信号４０ａの論理値がＨｉのときに電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力する第３スイッチ４１５と、検出信号４０ａの論理値がＨｉのときに接地する第４スイッチ４１２と、所定の電位を生成する電圧源４１６とを含む。第１スイッチ４１１から出力される電流および第４スイッチ４１２により引き込まれる電流は、信号Ｓ４たる電流信号Ｓ４ｆとなる。

時間差分増幅器４２は、第１スイッチ４１１および第４スイッチ４１２に接続された第１電極と第２スイッチ４１４および第３スイッチ４１５に接続された第２電極とを備えた、第１および第２電極間の電圧が電圧信号Ｓ３（Ｓ３ａ，Ｓ３ｂ）として機能する、所定の容量値のコンデンサ４２７を含む。

そして、ロータ位置判定器４３は、比較器４３０を含み、コンデンサ４２７の第２電極は比較器４３０の正入力端に接続され、コンデンサ４２７の第１電極は比較器４３０の負入力端に接続される。なお、コンデンサ４２７の第１電極における電位が信号Ｓ３ａとなり、コンデンサ４２７の第２電極における電位が信号Ｓ３ｂとなる。

図１７に示す時間計測器４１ｂは、検出信号４０ａにより、交番電流が値αから値βに変動するまでの時間ｔ１（図７の期間ＴＢ）、および、交番電流が値βから値αに変動するまでの時間ｔ２（図７の期間ＴＣ）を計測し、計測された時間ｔ１だけ電流信号Ｓ４ｆを出力し、計測された時間ｔ２だけ電流信号Ｓ４ｆを引き込む機能を有する。

すなわち、時間計測器４１ｂ内の第１スイッチ４１１および第２スイッチ４１４は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値αの検出から値βの検出までの間（検出信号４０ａのＬｏｗ期間）、電流信号Ｓ４ｆとして電流源４１０からの電流Ｉ１を選択的に出力することにより、時間ｔ１を計測する。そして、時間計測器４１ｂ内の第４スイッチ４１２および第３スイッチ４１５は、検出信号４０ａにより、電流量検出器４０における値βの検出から値αの検出までの間（検出信号４０ａのＨｉ期間）、電流信号Ｓ４ｆとして第４スイッチ４１２を介して接地電位ＧＮＤへと電流Ｉ１を選択的に引き込むことにより、時間ｔ２を計測する。

図１７に示す時間差分増幅器４２ｂは、電流信号たる信号Ｓ４ｆを電圧信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂに変換し、時間ｔ１，ｔ２が交番回数分、累積するに対応して電圧信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂを増幅する。すなわち、コンデンサ４２７は、時間ｔ１の間、第１スイッチ４１１および第２スイッチ４１４がオンすることにより、電流信号Ｓ４ｆが一回入力されるごとに電荷を蓄積し、交番回数分、時間ｔ１が累積するに対応して蓄積電荷を増大させ、信号Ｓ３ａを増幅する。一方、コンデンサ４２７は、時間ｔ２の間、第４スイッチ４１２および第３スイッチ４１５がオンすることにより、電流信号Ｓ４ｆが一回引き込まれるごとに電荷を放出し、交番回数分、時間ｔ２が累積するに対応して蓄積電荷を減少させ、信号Ｓ３ａを減少させる。

第１スイッチ４１１からの電流値はＩ１であり、第４スイッチ４１２により引き込まれる電流値もＩ１であることから、仮に時間ｔ１およびｔ２が同値であれば、流入電流量と流出電流量が同値となり、コンデンサ４２７の電極間電圧たる信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂには、電位差は発生しない。しかし、時間ｔ１およびｔ２が異値であれば、信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂは、交番回数分だけ増幅されていることから、時間ｔ１およびｔ２の差異を強調して出力することとなり、時間ｔ１およびｔ２の差異に応じて信号Ｓ３ａ，Ｓ３ｂに大小の差が生じる。

なお、図１７の回路においては、各相間の検出後においてリセットする場合、第１スイッチ４１１、第２スイッチ４１４、第３スイッチ４１５および第４スイッチ４１２のすべてをオンとすればよい。これにより、コンデンサ４２７の蓄積電荷が放出される。

図１７に示すロータ位置判定器４３の比較器４３０は、信号Ｓ３ａおよびＳ３ｂの大小を比較し、信号Ｓ３ｂが信号Ｓ３ａよりも大きければ、Ｈｉの論理値を出力し、信号Ｓ３ａが信号Ｓ３ｂよりも大きければ、Ｌｏｗの論理値を出力する。この比較器４３０の出力４ａが、静止時における回転子１１の位置の判定信号として機能する。

以上は、図１７の時間計測器４１ｂ、時間差分増幅器４２ｂおよびロータ位置判定器４３の動作説明であるが、その他の回路の動作については、実施の形態１に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路と同様のため、説明を省略する。

本実施の形態に係る静止位置検出回路およびモータ駆動回路によれば、時間計測器４１ｂは電流源４１０と第１乃至第４スイッチ４１１，４１４，４１５，４１２とを含み、時間差分増幅器４１ｂはコンデンサ４２７を含み、ロータ位置判定器４３は比較器４３０を含む。よって、時間計測器４１ｂ、時間差分増幅器４２ｂおよびロータ位置判定器４３を簡単な回路で構成することができる。また、時間差分増幅器４２ｂに含まれるコンデンサ４２７は一つであるので、回路規模増大を抑制することができる。

実施の形態１に係るモータ駆動回路とモータとを示す図である。 本発明の原理を示す図である。 実施の形態１に係る静止位置検出回路の詳細構成を示す図である。 静止位置検出回路内の電流量検出器の詳細構成を示す図である。 静止位置検出回路内の時間計測器、時間差分増幅器およびロータ位置判定器の詳細構成を示す図である。 始動時のキック前に、静止位置検出回路が静止時における回転子の位置を検出する際のタイミングチャートである。 Ｕ−Ｖ相間の交番電流発生期間の一部を拡大したタイミングチャートである。 抵抗とインダクタンスとを有する負荷に直流電圧を与えた時の、期間ＴＡにおける過渡現象を考えるための回路図である。 期間ＴＢにおける過渡現象を考えるための回路図である。 インバータ回路の動作を示す図である。 インバータ回路の動作を示す図である。 インバータ回路の動作を示す図である。 インバータ回路の動作を示す図である。 各相間にて交番電流発生および回転子位置判定が行われた結果と、回転子の位置との対応関係を説明する図である。 各相間にて交番電流発生および回転子位置判定が行われた結果と、回転子の位置との対応関係を説明する図である。 実施の形態２に係る静止位置検出回路を示す図である。 実施の形態３に係る静止位置検出回路を示す図である。

符号の説明

１ モータ、２ インバータ回路、３ 出力トランジスタ制御回路、４ 静止位置検出回路、４０ 電流量検出器、４１ 時間計測器、４２ 時間差分増幅器、４３ ロータ位置判定器。

Claims (1)

1. 回転子と少なくとも１相分の負荷とを含むモータの、静止時における前記回転子の位置を検出する静止位置検出回路であって、
   電流量検出器と、
   時間計測器と、
   時間差分増幅器と、
   位置判定器と
   を備え、
   前記電流量検出器は、前記モータを駆動するインバータ回路を制御する制御回路を介して、第１方向、および、前記第１方向とは逆の第２方向に交互に流れる交番電流を、前記負荷に流れさせ、かつ、前記第１方向に流れる前記交番電流が値αに達したことを検出し、前記値αの検出後は、前記制御回路を介して前記交番電流を漸減させて前記第２方向に流れさせ、かつ、前記第２方向に流れる前記交番電流が前記値αの正負反転した値βに達したことを検出し、前記値βの検出後は、前記制御回路を介して前記交番電流を漸減させ、再度、前記第１方向に流れさせ、かつ、以降も所定の回数、前記値αおよびβの検出と前記制御回路を介した前記交番電流の制御とを行い、
   前記時間計測器は、前記交番電流が前記値αから前記値βに変動するまでの第１時間、および、前記交番電流が前記値βから前記値αに変動するまでの第２時間を計測し、
   前記時間差分増幅器は、計測された前記第１および第２時間を電気信号に変換し、前記第１および第２時間が前記所定の回数分累積するに対応して前記電気信号を増幅し、
   前記位置判定器は、前記電気信号の値に応じて、静止時における前記回転子の位置を判定し、
   前記時間計測器は、
   電流源と、
   前記電流量検出器における前記値αの検出から前記値βの検出までの間、前記第１電流源からの電流を選択的に出力することにより、前記第１時間を計測する第１スイッチと、
   前記電流量検出器における前記値αの検出から前記値βの検出までの間、所定の電位を与える第２スイッチと、
   前記電流量検出器における前記値βの検出から前記値αの検出までの間、前記第１電流源からの電流を選択的に出力することにより、前記第２時間を計測する第３スイッチと、
   前記電流量検出器における前記値βの検出から前記値αの検出までの間、接地する第４スイッチと
   を含み、
   前記時間差分増幅器は、
   前記第１および第４スイッチに接続された第１電極と前記第２および第３スイッチに接続された第２電極とを備えた、前記第１および第２電極間の電圧が前記電気信号として機能する、所定の容量値のコンデンサ
   を含み、
   前記位置判定器は、
   前記コンデンサの前記第２電極および第１電極が正負入力端にそれぞれ接続され、出力する論理値を、静止時における前記回転子の位置の判定信号として機能させる比較器
   を含む静止位置検出回路。

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