JPH10513549A - 副ループ動作された電流変圧器を有する直流及び交流電流センサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は線路内の電流の非−接触測定用電流センサに関する。電流は、電流変成器上の検出巻線に高周波逆転電圧を供給し、高周波サイクル毎に少なくとも１回、変成器を直線領域にドライブする回路によって検出される。検出巻線を流れる電流は、変成器が直線領域にある間にサンプリングされる。好ましくは、検出巻線に印加されている電圧の逆転の時点の付近で、電流がサンプリングされ、小さい方の絶対値を有するサンプルが線電流に比例したサンプルとして選択される。

Description

【発明の詳細な説明】 副ループ動作された電流変圧器を有する直流及び交流電流センサ 関連出願へのクロスリファレンス 本出願は、ウェン−ジアン グー(Wen-Jian Gu)他によって出願され、「直流 から高周波までの応用のための絶縁された電流センサ(ISOLATED CURRENT SENSOR FOR DC TO HIGH FREQUENCY APPLICATIONS)」という名称の出願中の特許出願第 ０８／１５９，３９４号と、本出願の譲受人に譲渡された同時に出願されたホワ ード ペイン(Howard Pein) 、グレゴリー ティー ディヴィンセンゾ(Gregogy T. Divincenzo)、パウロ ピー カルデイラ(Paulo P．Caldeira)、ウェン−ジ アン グー(Wen-Jian Gu)及びステフェン エル ウォング(Stephen L．Wong)に よる「電子処理ユニットと、このユニットを含む回路ブレーカ(ELECTRONIC PROC ESSING UNIT，AND CIRCUIT BEREAKER INCLUDING SUCH A UNIT)」という名称の親 特許出願第０８／号の課題と関連している。 発明の背景 １．発明の分野 本発明は、電流が検出される導体から電気的に絶縁された電気的信号を出力す る電流の“非接触”測定用の装置及び回路に係り、より詳細には、複雑な温度補 償、或いは、高価、クリティカルな半導体又は磁気部品を必要としないセンサに 関する。 このタイプの非常に簡単な装置は、線電流巻線及び２次巻線を備えた変成器コ アを有する、所謂、電流変成器である。２次巻線は、小さい値の抵抗で終端され ているので、線路から見たインピーダンスは非常に小さい。通常、１次巻線は数 回の巻数しかなく、或いは、コアの開口を通過し、１回巻のコイルとして機能す る線路導体の絶 縁された長さの範囲からなる。破壊電圧が高く、１次及び２次巻線間の漏れ電流 が無視できる程小さくなるように、１次コイルの十分な絶縁を与えることは非常 に容易であり、温度の極端な状態による影響を比較的受けないような変成器は、 非常に安定性があり、コア内の磁束レベルが飽和に達しない限り非常に正確に分 かっている電流比を有する。しかし、最初の遷移の後に、線電流の直流成分は、 ２次巻線の対応する成分によって映されることがなく、非常に低い周波数の測定 には大きいコアが必要であり、（典型的な励磁電流のピークの大きさのオーダー ）の線電流内の直流成分の比較的小さい値は、交流成分でさえ２次巻線の両端の 電圧によって正確に映されなくなるように、各交流サイクルの少なくとも一部分 の間にコアを十分に飽和させる。 定格を容易に変え得るように電流センサを回路ブレーカー内のトリップ信号源 として使用すべき場合には、たとえ電源が交流であるときでも、センサは、直流 に至るまで動作することが望ましい。更に、電子トリップブレーカーが直流動作 用に定められることが望ましく、直流の正確な測定が要求される。かかる応用の 場合に、或いは、直流又は非常に低い周波数が関連している場合には、別のタイ プの非接触電流センサが必要とされる。 ２．先行技術の説明 直流に至るまで動作可能な周知のタイプの電流センサは、ホール効果センサを 使用する。しかし、それらは温度の感度と位置の感度が非常に高く、２個の別々 の導体で電流を比較するときのように高精度が求められる場合に、高価な校正が 必要とされる。 より最近の開発には、高周波交流によって飽和磁束の値の間で駆動される変成 器コアを使用する能動電流平衡回路が含まれている。 米国特許第４，２７６，５１０号には、特に、高周波スイッチング回路が電流 変成器コア上の中央でタップされた２次巻線の２個の 端に直流電圧を交互に印加する接地障害検出に適した電流センサが記載されてい る。電圧の値は、飽和付近でＢ−Ｈ曲線のちょうど屈曲部にコアをドライブする よう選択される。上記２個の巻線の半分を流れる励磁電流は、線電流に起因する 磁束（又は接地障害）がコア内に存在しないならば、時間的に相違するが、大き さで一致する。励磁電流が一致しない場合に、これは、インダクタンスが励磁電 流の二つのピークの近くで異なることを示す。電流差は、差動増幅器によって検 出され、線電流の影響を励起する３次巻線に印加される電流を発生する。３次巻 線を流れる電流は、線電流又は接地障害電流の測定量になる。 米国特許第４，９１４，３８３号には、’５１０号特許の回路と幾らか類似し ているが、飽和状態からコアを引出し、或いは、遠ざけるため、交互に反対向き に２次巻線に電流を供給する電流測定回路が記載されている。一方の向きで、２ 次巻線が測定されるべき導体の電流から給電され、もう一方の向きで、電力はバ ッテリーから得られる。 別の非−接触電流センサが米国特許第４，８９９，１０３号に教示されている 。コアの磁束が飽和に近づくにつれて、高周波交流電流が２次巻線の交互の半分 に発生させられ、反転される。カウンタは、両方の方向でこのレベルに到達する ため必要とされる回数を計数し、計数の差は１次側（線電流）の電流の測定量で ある。 更に別のセンサが、ハラダ(K．Harada)と、サカモト(H．Sakamoto)による論文 “小さい飽和できるコアと酸化膜半導体電界効果トランジスタを有する電流セン サ(Current Sensors with a Small Saturable Core and Mosfets)”、ＩＥＥＥ 磁気学論文誌、第２４巻、第６号（１９８８年１１月）に記載されている。この 装置は、トランジスタの自己トリガー的なスイッチングを生じさせるため、コア の飽和にともなって、電流の急峻な増加を使用する。２次コイルは、所謂、トラ ンジスタ コア マルチバイブレータと呼ばれるスイッ チング回路にトリガー電圧を供給する。 上記論文に記載された回路は、ある磁束まで高い磁化率を有し、非常に急峻な 飽和を示すパーマロイ(Permalloy)８０のコアを使用する。 ハラダ／サカモト回路には、電流スパイクの影響を除去するため必要とされる フィルタリングのために、スイッチング周波数の重要な小部分である周波数の線 電流成分が正確に検出されないという欠点がある。その上、金属テープから解か れるべき急峻に飽和するコアが必要であるため、回路のコストが高く望ましくな い。 他の電流検出回路は、クレイグ サレンダー(Craig Sullender)による“宇宙 基地フリーダム用の磁気電流センサ(Magnetic Current Sensors for Space Stat ion Freedom)”、ＩＥＥＥパワーエレクトロニクス論文誌、第８巻、第１号（１ ９９３年１月）に記載されている。上記回路の場合、コアを通るバッキング電流 のスイッチングは、急峻な飽和スパイクに応答するのではなく、所定の間隔で発 生する。検出回路内の電力消費を削減するため、検出抵抗の両端の電圧が所定の 値に達したとき、反対の磁束方向でコアを飽和させるため十分な大きさの電圧パ ルスが印加される。次いで、電圧パルスが取り除かれ、バッキング巻線を流れる 電流が（小さい磁化電流を除く）線電流を平衡状態にする値まで急速に降下する 。次いで、検出抵抗の両端の電圧のサンプルが線電流に比例する。 双方向の電流を測定するため、各々がバッキングコイルの各端に接続された２ 個のドライバと、各々が対応する比較器に接続された２個の検出抵抗とが必要と される。各検出抵抗は対応するサンプルホールド回路に接続される。 測定中の電流が実際に線電流を平衡状態にする（即ち、フォールドバックがな い）ことを保証するため、たとえ、普通以上の過電流が流れているとしても、交 互の方向で飽和が確実に行われるような大きさ及び間隔を各パルスに与える必要 がある。 上記ハラダ／サカモト回路と同様に、サレンダー回路は、各方向の急峻な電流 パルスに関係し、実質的な電力消費を有する。 発明の概要 本発明の目的は、簡単な回路を使用する非−接触電気／磁気センサを用いて直 流から高周波まで正確に電流を測定することである。 本発明の他の目的は、低価格の磁気コアを使用可能な電流センサを提供するこ とである。 本発明の更なる目的は、線電流の影響の連続的なバッキングを必要とすること なく、クリティカルなタイミングの要求条件がない電流センサを提供することで ある。 本発明によれば、線電流は、高周波サイクル当たり少なくとも１回、線電流に 起因した飽和状態から直線領域に変成器をドライブするのに十分な高周波逆転電 圧を電流変成器上の検出巻線に供給する回路によって検出される。検出コイルに 印加された電圧を逆転することにより、電圧の一方の極性に対する電流が、いず れかの線電流に起因した磁束を補助する電流の流れを生じさせ、次いで、流れる 。線電流が認識されたならば、変成器のコアは、既に飽和状態であり、又は、飽 和状態にドライブされる。次の印加された電圧の反対の極性部分の間に、検出電 流は変成器の磁束を飽和レベルより下に抑えるのに十分な時間に亘ってドライブ され、かくして、副ループを生成する。 検出巻線を流れる電流は、変成器が直線領域にある間にサンプリングされる。 好ましくは、およそ、検出巻線に印加されている電圧の２回の連続的な逆転の時 点で、電流がサンプリングされ、小さい方の絶対値を有するサンプルは、線電流 に比例したサンプルとして選択される。 図面の簡単な説明 図１は本発明のセンサの簡単化された略構成図である。 図２は零の線電流に対するＢ−Ｈ曲線に沿った磁化経路を表わす図である。 図３は零の線電流に対する電圧と検出電流波形のグラフである。 図４は零の線電流に対するＢ−Ｈ曲線に沿った磁化経路を表わす図である。 図５は零の線電流に対する電圧と検出電流波形のグラフである。 図６は図１のセンサのより詳細な略構成図である。 図７は図６の回路で使用される信号選択器の略構成図である。 好ましい実施例の説明 簡単化された形式で想定された電流センサ１０は、４個の素子：方形波又は他 の逆転電圧源１２と、直流阻止キャパシタＣ_bと、検出抵抗Ｒ_sと、電流変成器１ ５だけを含む。電流変成器１５は、直線電流変成器に適当な材料から作られたコ ア１６と、線電流ｉ_Bが中を流れる直線状巻線１７と、検出電流ｉ_Sが中を流れる 検出巻線１８とを有する。電圧源１２と、直流阻止キャパシタＣ_bと、電流変成 器１５の直線状巻線１７は、直列接続されている。 方形波電圧源は、線電流の最高周波数成分の周波数の少なくとも２倍の周波数 ＨＦで動作され、線電流が零である場合に、図２に示されたように範囲ΔＢに亘 ってコア磁束を変化させるピーク電圧を有する。この範囲は、時点ａ及びｃの磁 束の値がコアの飽和が始まる値Ｂ_Sよりも小さくなるように選択される。 小さい線電流に対し高精度の電流検出と感度を得るため、飽和磁束Ｂ_Sを発生 させるため必要とされる場の強度Ｈ_Sをできる限り小さくすることが望ましい。 このため、コア１６が高い磁化率を有する必要がある。高感度を得るためには、 更に、ΔＢを小さくすることが要求される。しかし、電流ブレーカーを流れる極 端な過電流の ような非常に大きい線電流を測定可能であることが望まれるならば、例えば、線 電流が零の場合に、±０．８Ｂ_Sの範囲を覆うのに十分な程度でΔＢをより大き くする必要がある。 図３には、零の線電流に対する電圧源及び検出電流波形が示されている。当業 者により期待される通り、検出電流ｉ_Sの波形は、矩形波のスイッチング時点ａ 及びｃでピークが生じる三角形状の波である。零の線電流の状況において、検出 電流ｉ_Sは中間点ｂの周りで対称性がある。 図４及び５は、測量されたコアの磁束領域と、コアを多量に飽和させるのに十 分な値Ｉ_DCを有する線電流ｉ_Lに対する検出電流とを示している。線電流ｉ_Lに起 因した磁束を励磁する検出電流ｉ_Sをドライブする方形波の半分のサイクルの間 に、検出電流ｉ_Sによって発生させられた磁気強度が線電流ｉ_Lによって発生させ られた磁気強度と略一致するまで、検出電流がバッキング方向に上昇するので、 コアは飽和されない（図４及び図５の時点ａ）。非常に小さい磁化電流を無視す ると、ｉ_S Ｎ_S＝ｉ_L Ｎ_Lである。 方形波電圧が切替わるとき、検出電流ｉ_Sは、図３に示された勾配と同じ勾配 で上昇し始め、コアの磁束Ｂは、飽和値Ｂ_Sに向かって増加し、通過する。図５ に明瞭に示されているように、コア磁束が飽和値Ｂ_S よりも大きくなった後、検 出電流ｉ_S は、電圧源が再び切替わるとき、時点ｃのピークまで急速に上昇する 。コアが著しく飽和させられたとき、コアのインダクタンスは小さくなるので、 上記ピーク値は、前のスイッチング時点の値よりも遙かに大きい絶対値を有する 。スイッチング後に、検出電流ｉ_Sは、コア磁束が略Ｂ_Sと一致するまで、急速に 降下し、向きを逆転し、次いで、時点ａのバッキング方向へ徐々に増加する。こ れにより、１回の高周波サイクルが終了する。 方形波電圧の時間積分は、零の入力電流（図２及び３）とｉ_L＝Ｉ_DCの場合と 同じであるため、次の磁束の変動ΔＢは同一である。 次の高周波サイクルが線電流を補助するときのスイッチング時点で、線電流が非 常に大きくならない限り、即ち、ピーク磁束がＢ_S＋ΔＢを越えない限り、検出 電流ｉ_S＝ｉ_L（Ｎ_L／Ｎ_S）である。これが飽和曲線内で十分に鋭い屈曲部を有す るコア材料の選択を更に意味し、測定可能でなければならない最大の電流で、Ｂ ＜３Ｂ_Sであることが明らかである。 当業者は、線電流がＩ_DCであるならば、検出電流の曲線が方形波電圧に対しプ ロットされたとき、図５に示された形状と同じ形状を有するが、極性は逆転され 、時間的に１／２サイクル偏移されることを認めるであろう。従って、線電流の 極性とは無関係に、検出電流が電圧スイッチングの時点でサンプリングされたな らば、２個の検出電流サンプルの（絶対値の大きさが）小さい方は、線電流の正 確な測定量である。 回路１０の好ましい実際的な実施例が図６に示されている。方形波電圧源の機 能は、全ブリッジ構造で直流電圧源Ｖ_DCに接続されたスイッチングトランジスタ Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４によって与えられる。スイッチングトランジスタＱ１ −Ｑ４のゲートは、方形波発振器２４の相補的な出力を受ける２個の半ブリッジ 形ドライバ２１及び２２の夫々の出力に接続される。この直流スイッチング回路 の動作は通常の通りであり、これ以上の説明は行わない。 検出抵抗Ｒ_Sの両端の電圧は、２個のサンプルホールド回路３１及び３２に出 力が供給される差動増幅器２６への入力として接続される。サンプルホールド回 路３１及び３２へのクロック入力は、トランジスタＱ３及びＱ２のゲートに夫々 入力が接続されたワンショット３３及び３４によって夫々供給される。２個のサ ンプルホールド回路の出力は、線電流ｉ_Lに比例した信号を出力とする信号選択 回路３６に入力として接続される。 図６の回路の動作は、図１に示された回路の動作と同じである。発振器２４は 、ドライバ２１及び２２を介して、交互の対Ｑ１、Ｑ ３及びＱ２、Ｑ４を導通させるので、電源電圧Ｖ_DCは、阻止キャパシタＣ_bと、 電流変成器１５の検出巻線１８と、検出抵抗Ｒ_Sの直列回路に逆転した形式で供 給される。ワンショット３３、３４は、サンプルホールド回路３Ｌ３２に、直列 回路に印加された電圧の交互の逆転で差動増幅器２６の出力をサンプリングさせ る。信号選択器は、小さい方の絶対値を有する入力サンプルを選択し、（符号を 保持している）上記入力サンプルの値を出力或いは電流信号として供給する。 信号選択器の一つの形式が図７に示されている。高周波電圧Ｖ_HFの一方のエッ ジのサンプリングは、常に、正の信号を発生し、もう一方のエッジのサンプリン グは、常に、負の信号を発生するので、制御目的のための極性に関する不確定性 はない。かくして、正のサンプリングはＶ₊として示され、負のサンプリングは Ｖ_-として示される。負のサンプリングＶ_-は、反転増幅器４０で反転され、差動 増幅器４２の負の入力に供給され、一方、正のサンプリングＶ₊は正の入力に直 接供給される。もし、｜Ｖ₊｜＞｜Ｖ_-｜であるならば、増幅器４２の出力Ｖ_dは 正であり、一方、反対の極性の線電流は、｜Ｖ₊｜＜｜Ｖ_-｜ と Ｖ_d＜０ を 発生する。 増幅器４２の出力Ｖ_dは、一方の入力が接地された比較器４４及び４５の正及 び負の入力に夫々伝達される。その結果として、サンプリングの各対に対し、一 方の比較器の出力がハイであり、他方の比較器の出力がローである。比較器４４ 及び４５の出力Ｖ_C2及びＶ_C1は、差動増幅器４８の正及び負の入力に接続された 出力を有する夫々のスイッチ回路４６及び４７に制御信号として供給される。増 幅器４８の出力は正確な電流サンプルである。 上記回路を実現するため、タイプ４０１６又は４０６６のようなスイッチＩＣ を使用してもよい。電流の絶対値を示すために正の出力が望ましいならば、差動 増幅器４８の代わりに、加算増幅器又はアナログ加算器を使用してもよい。或い は、正の出力を与えるため、 スイッチと増幅器４８の代わりに、タイプ４５２９のようなアナログデータ選択 器ＩＣを用いても構わない。或いは、反転増幅器４０を、図６に示されたサンプ ルホールド回路の前に置いてもよいことは明らかであろう。 当業者は、開示された回路に基づいて多数の変形が本発明に従って動作するこ とを認めるであろう。例えば、電圧源は方形波でなくても構わない。電磁ノイズ の発生を最小限に抑えるため、或いは、その他の理由のため、エッジが丸められ た波形、場合によっては正弦波形を用いることが望ましい。完全に不規則な線電 流波形の追跡中にある僅かな損失で、電圧源が各高周波サイクルに１回ずつ磁束 を飽和していない領域にドライブする限り、電圧源を非対称にすることが可能で ある。磁束が非飽和領域にある間にサンプリングが発生する限り、サンプリング は電圧の逆転（クロスオーバー）の時点で正確に発生する必要はない。図３に示 された磁化電流と一致する磁化電流が、変成器の巻数比を考慮に入れた後に、線 電流を測定中の所望の分解能よりも小さくなるように、十分に高い透磁率の領域 がある限り、電流変成器のコアは直線である必要はない。阻止キャパシタは、電 圧ドライブの逆転中の非直線性又は不均一性に起因する検出回路内に累積する直 流電流を除去するので好ましいが、一方で、多くの応用で阻止キャパシタを省い ても構わない。従って、本発明は、添付された請求の範囲だけによって評価され る必要がある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． Ｂ−Ｈ曲線上に高い透磁率の飽和していない領域を有する高い透磁率のコ アと、 上記コア上に少なくとも１回の巻き数を有し、測定されるべき線電流を伝達す る線電流コイルと、 該コイル上の検出コイルと、 電圧の各サイクルの間に少なくとも１回、上記線電流の極性とは無関係に、上 記コアが該領域内にあるような値を有する検出電流を該検出コイルの中に流す電 圧の極性が逆転する遷移の時点の系列を定める繰り返し逆転形電圧を該検出コイ ルに供給する手段と、 該検出電流が上記コアが該領域内にあるような該値を有する間に、該検出電流 のサンプルを得る手段と、 該サンプルに応じて、上記線電流に関係した電流信号を供給する手段とからな る線路内の電流の非−接触測定用電流センサ。 ２． 該供給手段が、測定されるべき該線電流の最高周波数成分の少なくとも２ 倍にされるべく選択された周波数を有する方形波交流電圧と、上記線電流が零で あるときに、上記コアを飽和させる値よりも小さいピーク電圧とを供給すること を特徴とする請求項１記載のセンサ。 ３． 該測定手段が該検出コイルと直列に接続された直流阻止キャパシタ及び測 定抵抗とを含み、上記検出電流の該サンプルが上記測定抵抗の両端の電圧と比例 することを特徴とする請求項２記載のセンサ。 ４． 該供給手段が、直流源と、一方の極性又は反対の極性で上記直流源を上記 検出コイルとキャパシタと抵抗との直列結合に交互に 接続するスイッチング手段と、上記スイッチング手段を制御する少なくとも１個 のドライバ回路とを含むことを特徴とする請求項３記載のセンサ。 ５． 該測定手段が、上記測定抵抗の夫々の端に接続された入力と、該電流信号 が得られる出力とを有する差動増幅器を更に含むことを特徴とする請求項４記載 のセンサ。 ６． Ｂ−Ｈ曲線上に高い透磁率の飽和していない領域を有する高い透磁率のコ アと、 上記コア上に少なくとも１回の巻き数を有し、測定されるべき線電流を伝達す る線電流コイルと、 該コイル上の検出コイルと、 電圧の各サイクルの間に少なくとも１回、上記コアが該領域内にあるような値 を有する検出電流を該検出コイルの中に流す電圧の極性が逆転する遷移の時点の 系列を定める繰り返し逆転形電圧を該検出コイルに供給する手段と、 ２個の電流レベルを供給するため２個の連続した時点で該検出電流を測定する 手段と、 異なる絶対値を有する該２個の電流レベルに応じて、上記絶対値の中の小さい 方を有する上記電流レベルを選択し、上記選択された電流レベルに関係した電流 信号を供給する手段とからなる線路内の電流の非−接触測定用電流センサ。 ７． 該供給手段が、測定されるべき該線電流の最高周波数成分の少なくとも２ 倍にされるべく選択された周波数を有する方形波交流電圧と、上記線電流が零で あるときに、上記コアを飽和させる値よりも小さいピーク電圧とを供給すること を特徴とする請求項６記載のセンサ。 ８． 該測定手段が該検出コイルと直列に接続された直流阻止キャパシタ及び測 定抵抗とを含むことを特徴とする請求項７記載のセンサ。 ９． 該供給手段が、直流源と、一方の極性又は反対の極性で上記直流源を上記 検出コイルとキャパシタと抵抗との直列結合に交互に接続するスイッチング手段 と、上記スイッチング手段を制御する少なくとも１個のドライバ回路とを含み、 該測定手段が、夫々の出力電圧信号を有する２個のサンプルホールド回路と、 上記２個のサンプルホールド回路からの出力の中の小さい方を選択する信号選択 器と、該少なくとも１個のドライバ回路に応じて、上記サンプルホールド回路に よるサンプリングの時点を制御するトリガリング手段とを更に有することを特徴 とする請求項８記載のセンサ。 １０． 該測定手段が、該検出コイルと直列に接続された直流阻止キャパシタ及 び測定抵抗と、該２個の連続した時点に上記測定抵抗の両端の電圧と比例した上 記検出電流のサンプルを得る手段を更に有することを特徴とする請求項６記載の センサ。