JPH10234199A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH10234199A JPH10234199A JP9049907A JP4990797A JPH10234199A JP H10234199 A JPH10234199 A JP H10234199A JP 9049907 A JP9049907 A JP 9049907A JP 4990797 A JP4990797 A JP 4990797A JP H10234199 A JPH10234199 A JP H10234199A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 非同期PWMモードから1パルスモードにス
ムーズに移行させると共に、ピーク損失を抑制かつ平坦
化し、装置の小形・軽量化、低騒音化を図る。 【解決手段】 周波数指令Fi*と電圧指令E*に基づい
て3相変調波を生成する演算手段1、キャリアを発生す
るキャリア演算手段3、電力変換器主回路のIGBTに
与える多パルス信号を発生するPWM演算手段4、1パ
ルス発生手段5、電圧指令E*に応じてPWM演算手段
4の出力と1パルス発生手段5を選択して最終的なオン
・オフ信号として出力するPWMモード選択手段6を有
する電力変換装置において、電力変換器の出力電圧波形
が方形波となるときの出力電圧を100%としたとき、
出力電圧波形が方形波となる領域以外において非同期変
調を行い、出力電圧π/4*100%付近のとき、その
キャリア周波数が最小となるように制御するキャリア周
波数設定手段2を設ける。
ムーズに移行させると共に、ピーク損失を抑制かつ平坦
化し、装置の小形・軽量化、低騒音化を図る。 【解決手段】 周波数指令Fi*と電圧指令E*に基づい
て3相変調波を生成する演算手段1、キャリアを発生す
るキャリア演算手段3、電力変換器主回路のIGBTに
与える多パルス信号を発生するPWM演算手段4、1パ
ルス発生手段5、電圧指令E*に応じてPWM演算手段
4の出力と1パルス発生手段5を選択して最終的なオン
・オフ信号として出力するPWMモード選択手段6を有
する電力変換装置において、電力変換器の出力電圧波形
が方形波となるときの出力電圧を100%としたとき、
出力電圧波形が方形波となる領域以外において非同期変
調を行い、出力電圧π/4*100%付近のとき、その
キャリア周波数が最小となるように制御するキャリア周
波数設定手段2を設ける。
Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
して交流電動機を駆動する電力変換装置に係り、特に、
電力変換装置の損失ピークを平坦化する制御技術に関す
る。
して交流電動機を駆動する電力変換装置に係り、特に、
電力変換装置の損失ピークを平坦化する制御技術に関す
る。
【0002】
【従来技術】この種の従来技術として、特開平7−22
7085号公報に記載の技術や、特開平2−31119
7号公報に記載の技術が知られている。前者公報の技術
は、直流を2レベルの電位を有する交流電圧に変換する
電力変換器において、パルス幅変調(PWM)手段とし
てバイポーラ変調と過変調を有する多パルス発生手段を
備え、非同期変調を行うことを特徴とするものである。
また、後者公報の技術は、インバータ出力電圧の大きさ
と周波数を決定する変調波の大きさが0.5近傍でキャ
リア(搬送波)周波数を最大にした後、再び減少させる
ことにより、モータ電流ピークのリップル成分を抑制
し、インバータ容量及び熱損失を低減しようとするもの
である。
7085号公報に記載の技術や、特開平2−31119
7号公報に記載の技術が知られている。前者公報の技術
は、直流を2レベルの電位を有する交流電圧に変換する
電力変換器において、パルス幅変調(PWM)手段とし
てバイポーラ変調と過変調を有する多パルス発生手段を
備え、非同期変調を行うことを特徴とするものである。
また、後者公報の技術は、インバータ出力電圧の大きさ
と周波数を決定する変調波の大きさが0.5近傍でキャ
リア(搬送波)周波数を最大にした後、再び減少させる
ことにより、モータ電流ピークのリップル成分を抑制
し、インバータ容量及び熱損失を低減しようとするもの
である。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】上記特開平7−227
085号公報記載の技術は、出力電圧がπ/4*100
%(約78%)付近で電力変換器を構成する半導体素子
に三角形状のピーク損失が発生するため、特に装置の冷
却器の大きさがこのピーク損失で決定され、熱損失に対
する考慮がなく、装置が大形化する問題があった。一
方、上記特開平2−311197号公報記載の技術は、
変調波の大きさが0.5近傍までキャリア周波数を徐々
に増大させ、出力電圧波形が方形波となる1パルスモー
ドの直前でキャリア周波数を低減制御しているため、三
角形状のピーク損失の発生や、出力電圧のパルス数の減
少によるモータ電流リップルや騒音の増大の恐れがあっ
た。
085号公報記載の技術は、出力電圧がπ/4*100
%(約78%)付近で電力変換器を構成する半導体素子
に三角形状のピーク損失が発生するため、特に装置の冷
却器の大きさがこのピーク損失で決定され、熱損失に対
する考慮がなく、装置が大形化する問題があった。一
方、上記特開平2−311197号公報記載の技術は、
変調波の大きさが0.5近傍までキャリア周波数を徐々
に増大させ、出力電圧波形が方形波となる1パルスモー
ドの直前でキャリア周波数を低減制御しているため、三
角形状のピーク損失の発生や、出力電圧のパルス数の減
少によるモータ電流リップルや騒音の増大の恐れがあっ
た。
【0004】本発明の課題は、非同期PWMモードから
1パルスモードにスムーズに移行させると共に、ピーク
損失を抑制かつ平坦化するに好適な電力変換装置を提供
することにある。
1パルスモードにスムーズに移行させると共に、ピーク
損失を抑制かつ平坦化するに好適な電力変換装置を提供
することにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】上記課題は、電力変換器
の出力電圧が1パルスモードのときの出力電圧を100
%としたとき、1パルスモード以外の領域において非同
期変調を行い、出力電圧π/4*100%付近のとき、
そのキャリア周波数が最小となるように制御する手段を
備えることにより、解決される。また、電力変換器が2
レベルインバータであって、バイポーラ変調モードと過
変調モードを備え、バイポーラ変調モードと過変調モー
ドにおいて非同期変調を行い、バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えることにより、解決さ
れる。また、電力変換器が3レベルインバータであっ
て、非同期変調領域においてユニポーラ変調モードと過
変調モードを備え、ユニポーラ変調モードと過変調モー
ドの境界付近でキャリア周波数を低減制御するキャリア
周波数設定手段を備えることにより、解決される。
の出力電圧が1パルスモードのときの出力電圧を100
%としたとき、1パルスモード以外の領域において非同
期変調を行い、出力電圧π/4*100%付近のとき、
そのキャリア周波数が最小となるように制御する手段を
備えることにより、解決される。また、電力変換器が2
レベルインバータであって、バイポーラ変調モードと過
変調モードを備え、バイポーラ変調モードと過変調モー
ドにおいて非同期変調を行い、バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えることにより、解決さ
れる。また、電力変換器が3レベルインバータであっ
て、非同期変調領域においてユニポーラ変調モードと過
変調モードを備え、ユニポーラ変調モードと過変調モー
ドの境界付近でキャリア周波数を低減制御するキャリア
周波数設定手段を備えることにより、解決される。
【0006】
【発明の実施形態】以下、本発明の実施形態を図面を用
いて説明する。図1は、本発明の一実施形態による電力
変換装置を示す。また、図2に、主回路構成の一例とし
て電気車駆動用の2レベルIGBT(Insulate
d Gate Bipolar Transisto
r)インバータの構成例を示す。はじめに、2レベルイ
ンバータの構成と基本的な動作を説明する。図2におい
て、10は直流電圧源である架線、20は直流側に設置
したフィルタコンデンサ、301と302はフリーホイ
ール用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子(この例ではIGBTとしたが、GTOサイリス
タ、トランジスタ等でも良い。)、30aはU相一相分
のスイッチングアーム、30b及び30cは、30aと
同一の構成で、それぞれV相分とW相分のスイッチング
アーム、40は誘導電動機である。スイッチングアーム
30a〜30cは、それぞれ相毎に独立に動作可能であ
り、IGBTのオン・オフ制御によりインバータ交流側
端子(U,V,W)に2レベルの出力電圧を発生する。
すなわち、フィルタコンデンサ20に仮想的に設けた接
地点Oに対して、+Ed/2と−Ed/2の2レベルの電
位を持つ出力電圧が得られる。この出力電圧は、パルス
幅変調(PWM)制御により、出力電圧波形を構成する
電圧パルス列の各パルス幅を調整し、所定の電圧を得る
ことができる。以下では、このモードを多パルスモード
と呼ぶ。また、電気車特有の制御として、出力電圧波形
が方形波となる1パルスモードを備えており、電圧利用
率最大まで電源電圧をフル活用し、装置の小形化や高効
率化等を図っている。
いて説明する。図1は、本発明の一実施形態による電力
変換装置を示す。また、図2に、主回路構成の一例とし
て電気車駆動用の2レベルIGBT(Insulate
d Gate Bipolar Transisto
r)インバータの構成例を示す。はじめに、2レベルイ
ンバータの構成と基本的な動作を説明する。図2におい
て、10は直流電圧源である架線、20は直流側に設置
したフィルタコンデンサ、301と302はフリーホイ
ール用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子(この例ではIGBTとしたが、GTOサイリス
タ、トランジスタ等でも良い。)、30aはU相一相分
のスイッチングアーム、30b及び30cは、30aと
同一の構成で、それぞれV相分とW相分のスイッチング
アーム、40は誘導電動機である。スイッチングアーム
30a〜30cは、それぞれ相毎に独立に動作可能であ
り、IGBTのオン・オフ制御によりインバータ交流側
端子(U,V,W)に2レベルの出力電圧を発生する。
すなわち、フィルタコンデンサ20に仮想的に設けた接
地点Oに対して、+Ed/2と−Ed/2の2レベルの電
位を持つ出力電圧が得られる。この出力電圧は、パルス
幅変調(PWM)制御により、出力電圧波形を構成する
電圧パルス列の各パルス幅を調整し、所定の電圧を得る
ことができる。以下では、このモードを多パルスモード
と呼ぶ。また、電気車特有の制御として、出力電圧波形
が方形波となる1パルスモードを備えており、電圧利用
率最大まで電源電圧をフル活用し、装置の小形化や高効
率化等を図っている。
【0007】以下、図1を用いて本実施形態を説明す
る。図1において、1はインバータ出力電圧の周波数指
令Fi*と電圧指令E*に基づいて3相の変調波Ymu,Ym
v及びYmwを生成する変調波演算手段、2は電圧指令E*
から予め設定したキャリア周波数指令Fc*を出力するキ
ャリア周波数設定手段である。ここでは、電圧指令E*
に応じてキャリア周波数指令Fc*を出力しているが、電
圧指令E*の代わりに周波数指令Fi*であっても良い。
3はキャリア周波数指令Fc*に応じて三角波状のキャリ
アYcを発生するキャリア演算手段、4はこれら3相の
変調波Ymu,Ymv,及びYmwとキャリアYcを比較する
ことにより、大小関係に応じてインバータ主回路のIG
BTに与えるオン・オフ信号である多パルス信号を発生
するPWM演算手段、5はインバータ周波数指令Fi*に
応じた方形波(1パルス)を発生するするためのオン・
オフ信号(1パルス信号)を発生する1パルス発生手
段、6は電圧指令E*に応じてPWM演算手段4の出力
と1パルス発生手段5を選択して最終的なオン・オフ信
号として出力するPWMモード選択手段である。このオ
ン・オフ信号により、図示してないゲートドライバを経
由して、図2に示したインバータ主回路のIGBTをオ
ン・オフ制御する。
る。図1において、1はインバータ出力電圧の周波数指
令Fi*と電圧指令E*に基づいて3相の変調波Ymu,Ym
v及びYmwを生成する変調波演算手段、2は電圧指令E*
から予め設定したキャリア周波数指令Fc*を出力するキ
ャリア周波数設定手段である。ここでは、電圧指令E*
に応じてキャリア周波数指令Fc*を出力しているが、電
圧指令E*の代わりに周波数指令Fi*であっても良い。
3はキャリア周波数指令Fc*に応じて三角波状のキャリ
アYcを発生するキャリア演算手段、4はこれら3相の
変調波Ymu,Ymv,及びYmwとキャリアYcを比較する
ことにより、大小関係に応じてインバータ主回路のIG
BTに与えるオン・オフ信号である多パルス信号を発生
するPWM演算手段、5はインバータ周波数指令Fi*に
応じた方形波(1パルス)を発生するするためのオン・
オフ信号(1パルス信号)を発生する1パルス発生手
段、6は電圧指令E*に応じてPWM演算手段4の出力
と1パルス発生手段5を選択して最終的なオン・オフ信
号として出力するPWMモード選択手段である。このオ
ン・オフ信号により、図示してないゲートドライバを経
由して、図2に示したインバータ主回路のIGBTをオ
ン・オフ制御する。
【0008】図3に、電気車駆動用インバータにおける
インバータ出力電圧波形の例を示す。低速域を図3
(a)のバイポーラ変調モード、中速域を図3(b)の
過変調モード、高速域を図3(c)の1パルスモードで
カバーする。この例では、バイポーラ変調モードと過変
調モードの多パルスモードを、三角波状のキャリアYc
と正弦波状の変調波Ymの大小比較により、Ym>Ycの
ときインバータ相電圧が+Ed/2、Ym<Ycのときイン
バータ相電圧が−Ed/2となるようにパルス幅を決定す
ることにより実現している。多パルスモードでは、変調
波Ymの振幅と周波数の制御により、インバータ出力電
圧の大きさと周波数を制御できる。特に、バイポーラ変
調では、出力電圧を変調波Ymの振幅すなわち変調率に
対して線形に制御できる特徴を持っており、このときの
出力電圧基本波成分E1は理論的に次式で与えられる。 E1=(A/2)Edsin(2πFit) (1) ここに、A:変調波の振幅(0≦A≦1) Ed:直流電圧 Fi:インバータ周波数(変調波の周波数) 一方、図3(c)に示す1パルスモードでは、出力電圧
波形はインバータ周波数に同期した方形波となり、この
ときの出力電圧基本波成分E1は直流電圧の大きさのみ
によって定まり、次式で与えられる E1=(2/π)Edsin(2πFit) (2) したがって、バイポーラ変調モードにおける出力電圧の
理論的な制御可能範囲は、1パルスを100%としたと
き、π/4*100%(約78%)である。この例で
は、変調波YmとキャリアYcの周期が整数倍となる同期
変調時の波形となっているが、変調波YmとキャリアYc
の周期が整数倍とならない非同期変調であっても、PW
M制御の方法や出力電圧は全く同じである。変調波Ym
の振幅が大きくなって、キャリアYcの振幅よりも大き
くなると、図3(b)に示す過変調モードに移行する。
過変調モードでは、変調波Ymのピーク付近でキャリア
Ycとの交点が無くなるため、この付近でのパルスの周
期が延びる特徴がある。これにより、π/4*100%
(約78%)からほぼ100%までの電圧を制御可能と
なり、バイポーラ変調モードと1パルスモードの電圧ギ
ャップをカバーする事ができる。この領域では、変調率
と出力電圧の大きさが線形とはならないが、出力電圧指
令に対して変調率を読み変えることにより、線形化が可
能である。この例でも、便宜上同期変調時の波形となっ
ているが、非同期でも同様の制御が可能である。ただ
し、非同期変調の場合、一周期中に現れるパルス数が著
しく減少すると、出力電圧の正負にアンバランスが発生
して、モータ電流に振動が発生する可能性がある(同期
変調の場合は基本的にはない。)。したがって、過変調
を非同期変調で利用する場合にはある一定以上のパルス
数を確保するようにキャリア周波数を設定する必要があ
る。
インバータ出力電圧波形の例を示す。低速域を図3
(a)のバイポーラ変調モード、中速域を図3(b)の
過変調モード、高速域を図3(c)の1パルスモードで
カバーする。この例では、バイポーラ変調モードと過変
調モードの多パルスモードを、三角波状のキャリアYc
と正弦波状の変調波Ymの大小比較により、Ym>Ycの
ときインバータ相電圧が+Ed/2、Ym<Ycのときイン
バータ相電圧が−Ed/2となるようにパルス幅を決定す
ることにより実現している。多パルスモードでは、変調
波Ymの振幅と周波数の制御により、インバータ出力電
圧の大きさと周波数を制御できる。特に、バイポーラ変
調では、出力電圧を変調波Ymの振幅すなわち変調率に
対して線形に制御できる特徴を持っており、このときの
出力電圧基本波成分E1は理論的に次式で与えられる。 E1=(A/2)Edsin(2πFit) (1) ここに、A:変調波の振幅(0≦A≦1) Ed:直流電圧 Fi:インバータ周波数(変調波の周波数) 一方、図3(c)に示す1パルスモードでは、出力電圧
波形はインバータ周波数に同期した方形波となり、この
ときの出力電圧基本波成分E1は直流電圧の大きさのみ
によって定まり、次式で与えられる E1=(2/π)Edsin(2πFit) (2) したがって、バイポーラ変調モードにおける出力電圧の
理論的な制御可能範囲は、1パルスを100%としたと
き、π/4*100%(約78%)である。この例で
は、変調波YmとキャリアYcの周期が整数倍となる同期
変調時の波形となっているが、変調波YmとキャリアYc
の周期が整数倍とならない非同期変調であっても、PW
M制御の方法や出力電圧は全く同じである。変調波Ym
の振幅が大きくなって、キャリアYcの振幅よりも大き
くなると、図3(b)に示す過変調モードに移行する。
過変調モードでは、変調波Ymのピーク付近でキャリア
Ycとの交点が無くなるため、この付近でのパルスの周
期が延びる特徴がある。これにより、π/4*100%
(約78%)からほぼ100%までの電圧を制御可能と
なり、バイポーラ変調モードと1パルスモードの電圧ギ
ャップをカバーする事ができる。この領域では、変調率
と出力電圧の大きさが線形とはならないが、出力電圧指
令に対して変調率を読み変えることにより、線形化が可
能である。この例でも、便宜上同期変調時の波形となっ
ているが、非同期でも同様の制御が可能である。ただ
し、非同期変調の場合、一周期中に現れるパルス数が著
しく減少すると、出力電圧の正負にアンバランスが発生
して、モータ電流に振動が発生する可能性がある(同期
変調の場合は基本的にはない。)。したがって、過変調
を非同期変調で利用する場合にはある一定以上のパルス
数を確保するようにキャリア周波数を設定する必要があ
る。
【0009】次に、図4から図8を用いて従来の動作と
本実施形態の動作を説明する。ここで、電圧指令E*は
インバータ周波数に略比例する関係にある。図4から図
8では横軸をインバータ周波数とした。図4は、従来方
式について、キャリア周波数とこれに対応する主回路素
子のスイッチング(SW)周波数(出力電圧の一周期中
に含まれるパルス数にインバータ周波数を乗じた周波数
で近似できる。)及び素子損失の特性を示したものであ
る。この例では、多パルスモードを一定キャリア周波数
Fcoで非同期変調を行う場合を示した。バイポーラ変調
と過変調の境界となるインバータ周波数Fi1で素子損
失がピーク損失Ppkを持つ特性となっている。このとき
の出力電圧は、1パルスモードの電圧を100%とした
とき、π/4*100%(約78%)に略一致する。I
GBTチップ接合部の温度上昇はピーク損失に大きく依
存するため、このピーク損失を低減することによって、
冷却システムをより小形・軽量化することができる。
本実施形態の動作を説明する。ここで、電圧指令E*は
インバータ周波数に略比例する関係にある。図4から図
8では横軸をインバータ周波数とした。図4は、従来方
式について、キャリア周波数とこれに対応する主回路素
子のスイッチング(SW)周波数(出力電圧の一周期中
に含まれるパルス数にインバータ周波数を乗じた周波数
で近似できる。)及び素子損失の特性を示したものであ
る。この例では、多パルスモードを一定キャリア周波数
Fcoで非同期変調を行う場合を示した。バイポーラ変調
と過変調の境界となるインバータ周波数Fi1で素子損
失がピーク損失Ppkを持つ特性となっている。このとき
の出力電圧は、1パルスモードの電圧を100%とした
とき、π/4*100%(約78%)に略一致する。I
GBTチップ接合部の温度上昇はピーク損失に大きく依
存するため、このピーク損失を低減することによって、
冷却システムをより小形・軽量化することができる。
【0010】そこで、本実施形態では、図1のキャリア
周波数設定手段2によって、図5に示すように、キャリ
ア周波数をインバータ周波数Fi1の近傍つまりFi3か
らFi1にかけてFcoからFc1まで低減するように設定
し、出力電圧π/4*100%(約78%)付近のとき
のキャリア周波数が最小になるように制御する。これに
より、インバータ周波数Fi1付近におけるスイッチン
グ(SW)周波数をFswoからFsw1まで低減し、素子損
失をピーク特性を持つ三角形状からピーク損失の低い平
坦な特性に改善することができる。さらに、キャリア周
波数をFcoまで徐々に戻すことにより、過変調時の出力
電圧のパルス数減少を抑制している。このため、出力電
圧のパルス数の減少によって発生するモータ騒音を低減
化することができる。当然ながら、キャリア周波数が十
分に高く、低減制御時のキャリア周波数Fc1でも過変調
において十分なパルス数が確保できる場合には、キャリ
ア周波数を増加させる必要はない。
周波数設定手段2によって、図5に示すように、キャリ
ア周波数をインバータ周波数Fi1の近傍つまりFi3か
らFi1にかけてFcoからFc1まで低減するように設定
し、出力電圧π/4*100%(約78%)付近のとき
のキャリア周波数が最小になるように制御する。これに
より、インバータ周波数Fi1付近におけるスイッチン
グ(SW)周波数をFswoからFsw1まで低減し、素子損
失をピーク特性を持つ三角形状からピーク損失の低い平
坦な特性に改善することができる。さらに、キャリア周
波数をFcoまで徐々に戻すことにより、過変調時の出力
電圧のパルス数減少を抑制している。このため、出力電
圧のパルス数の減少によって発生するモータ騒音を低減
化することができる。当然ながら、キャリア周波数が十
分に高く、低減制御時のキャリア周波数Fc1でも過変調
において十分なパルス数が確保できる場合には、キャリ
ア周波数を増加させる必要はない。
【0011】また、図6に示すように、図1のキャリア
周波数設定手段2によって、キャリア周波数をインバー
タ周波数Fi4で戻すように設定し、キャリア周波数を
戻す操作を早めてもよい。この場合には、インバータ周
波数がFi4からFi2の範囲で従来の過変調制御と同等
の特性が得られる。一方、図1のキャリア周波数設定手
段2によって、キャリア周波数の初期値Fcoが比較的低
く設定された場合には、図7に示すように、過変調モー
ドにおけるキャリア周波数を更に高い周波数Fcpまで引
き上げるように設定する。これによりスイッチング(S
W)周波数をほとんど増大させることなく、また、素子
損失をほとんど増大させることなく、ピーク損失の低い
平坦な素子損失特性に改善することができる。
周波数設定手段2によって、キャリア周波数をインバー
タ周波数Fi4で戻すように設定し、キャリア周波数を
戻す操作を早めてもよい。この場合には、インバータ周
波数がFi4からFi2の範囲で従来の過変調制御と同等
の特性が得られる。一方、図1のキャリア周波数設定手
段2によって、キャリア周波数の初期値Fcoが比較的低
く設定された場合には、図7に示すように、過変調モー
ドにおけるキャリア周波数を更に高い周波数Fcpまで引
き上げるように設定する。これによりスイッチング(S
W)周波数をほとんど増大させることなく、また、素子
損失をほとんど増大させることなく、ピーク損失の低い
平坦な素子損失特性に改善することができる。
【0012】さらに、図5の実施形態において冷却シス
テムの熱時定数を考慮した場合には、インバータ周波数
Fi1でピーク温度となるが、図8に示すように、図1
のキャリア周波数設定手段2によって、低減制御時のキ
ャリア周波数をFc1からFc1’に若干下げるように設定
して素子損失に若干の勾配を設ければ、温度上昇のピー
ク発生ポイントを調整することが可能となる。
テムの熱時定数を考慮した場合には、インバータ周波数
Fi1でピーク温度となるが、図8に示すように、図1
のキャリア周波数設定手段2によって、低減制御時のキ
ャリア周波数をFc1からFc1’に若干下げるように設定
して素子損失に若干の勾配を設ければ、温度上昇のピー
ク発生ポイントを調整することが可能となる。
【0013】このように、本実施形態では、従来の非同
期変調によるスムーズなPWM制御の効果に加え、バイ
ポーラ変調と過変調の境界付近におけるキャリア周波数
の低減制御によって、ピーク損失の低い平坦な素子損失
特性を得ることができ、小形・軽量化、低騒音化した装
置を実現することができる。
期変調によるスムーズなPWM制御の効果に加え、バイ
ポーラ変調と過変調の境界付近におけるキャリア周波数
の低減制御によって、ピーク損失の低い平坦な素子損失
特性を得ることができ、小形・軽量化、低騒音化した装
置を実現することができる。
【0014】以上は、本発明の実施形態として2レベル
インバータについて示したが、出力電圧基本波の半周期
中に一定周期でパルス幅変調された単一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードと、出力電圧基本波のピ
ーク付近のパルスの出力周期が基本波ゼロクロス近傍の
パルスの出力周期より長い過変調モードを備える3レベ
ルインバータについても同様の効果が得られる。また、
マイクロプロセッサ等を用いてソフトウェアで同等の制
御を実現することも可能である。
インバータについて示したが、出力電圧基本波の半周期
中に一定周期でパルス幅変調された単一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードと、出力電圧基本波のピ
ーク付近のパルスの出力周期が基本波ゼロクロス近傍の
パルスの出力周期より長い過変調モードを備える3レベ
ルインバータについても同様の効果が得られる。また、
マイクロプロセッサ等を用いてソフトウェアで同等の制
御を実現することも可能である。
【0015】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
キャリア周波数を管理するキャリア周波数設定手段を設
けることによって、1パルス以外の領域ではこの出力に
よって定まるキャリア周波数で非同期変調を行い、出力
電圧π/4*100%付近のとき、そのキャリア周波数
が最小となるように制御するため、また、電力変換器が
2レベルインバータまたは3レベルインバータであっ
て、それぞれ非同期変調領域においてバイポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近またはユニポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減
制御するため、電力変換器を構成する半導体素子のピー
ク損失を抑制かつ平坦化することが可能となり、装置の
小形・軽量化、低騒音化を図ることができる。
キャリア周波数を管理するキャリア周波数設定手段を設
けることによって、1パルス以外の領域ではこの出力に
よって定まるキャリア周波数で非同期変調を行い、出力
電圧π/4*100%付近のとき、そのキャリア周波数
が最小となるように制御するため、また、電力変換器が
2レベルインバータまたは3レベルインバータであっ
て、それぞれ非同期変調領域においてバイポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近またはユニポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減
制御するため、電力変換器を構成する半導体素子のピー
ク損失を抑制かつ平坦化することが可能となり、装置の
小形・軽量化、低騒音化を図ることができる。
【図1】本発明の一実施形態による電力変換装置
【図2】代表的な主回路構成図
【図3】インバータ出力電圧波形を説明する図
【図4】従来の損失特性を説明する図
【図5】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図6】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図7】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図8】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
1:変調波演算手段 2:キャリア周波数設定手
段 3:キャリア演算手段 4:PWM演算手段 5:1パルス発生手段 6:PWMモード選択手段 10:架線 20:フィルタコンデンサ 30a〜30c:スイッチングアーム 301〜302:スイッチング素子 40:誘導電動機
段 3:キャリア演算手段 4:PWM演算手段 5:1パルス発生手段 6:PWMモード選択手段 10:架線 20:フィルタコンデンサ 30a〜30c:スイッチングアーム 301〜302:スイッチング素子 40:誘導電動機
Claims (6)
- 【請求項1】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器の出力電圧波形が方形波となるときの出力電圧を1
00%としたとき、出力電圧波形が方形波となる領域以
外において非同期変調を行い、出力電圧π/4*100
%付近のとき、そのキャリア周波数が最小となるように
制御する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器が2レベルインバータであって、インバータ周波数
に同期した方形波を出力する1パルスモードと、一定周
期でパルス幅変調されたパルスを出力するバイポーラ変
調モードと、出力電圧基本波のピーク付近でのパルスの
出力周期が基本波ゼロクロス近傍のパルスの出力周期よ
り長い過変調モードを備え、前記バイポーラ変調モード
と過変調モードにおいて非同期変調を行い、前記バイポ
ーラ変調モードと過変調モードの境界付近でキャリア周
波数を低減制御するキャリア周波数設定手段を備えたこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項3】 請求項2において、前記キャリア周波数
設定手段は、前記バイポーラ変調モードと過変調モード
の境界付近で低減したキャリア周波数を1パルスモード
に移行する前に、元の過変調モードのキャリア周波数に
戻すことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項4】 請求項2において、前記キャリア周波数
設定手段は、キャリア周波数の初期値を比較的低く設定
した場合には、過変調モードにおけるキャリア周波数を
更に高いキャリア周波数まで引き上げるように設定する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項5】 請求項2において、前記キャリア周波数
設定手段は、低減制御時に前記バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近で低減したキャリア周波数より
若干低いキャリア周波数に設定することを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項6】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器が3レベルインバータであって、非同期変調領域に
おいて出力電圧基本波の半周期中に一定周期でパルス幅
変調された単一極性のパルスを出力するユニポーラ変調
モードと、出力電圧基本波のピーク付近でのパルスの出
力周期が基本波ゼロクロス近傍のパルスの出力周期より
長い過変調モードを備え、前記ユニポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えたことを特徴とする電
力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP04990797A JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP04990797A JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10234199A true JPH10234199A (ja) | 1998-09-02 |
JP3312237B2 JP3312237B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=12844092
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP04990797A Expired - Fee Related JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1997
- 1997-02-18 JP JP04990797A patent/JP3312237B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Date | Code | Title | Description |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |