JPH10234199A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH10234199A JPH10234199A JP9049907A JP4990797A JPH10234199A JP H10234199 A JPH10234199 A JP H10234199A JP 9049907 A JP9049907 A JP 9049907A JP 4990797 A JP4990797 A JP 4990797A JP H10234199 A JPH10234199 A JP H10234199A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 非同期ＰＷＭモードから１パルスモードにス
ムーズに移行させると共に、ピーク損失を抑制かつ平坦
化し、装置の小形・軽量化、低騒音化を図る。 【解決手段】 周波数指令Ｆi*と電圧指令Ｅ*に基づい
て３相変調波を生成する演算手段１、キャリアを発生す
るキャリア演算手段３、電力変換器主回路のＩＧＢＴに
与える多パルス信号を発生するＰＷＭ演算手段４、１パ
ルス発生手段５、電圧指令Ｅ*に応じてＰＷＭ演算手段
４の出力と１パルス発生手段５を選択して最終的なオン
・オフ信号として出力するＰＷＭモード選択手段６を有
する電力変換装置において、電力変換器の出力電圧波形
が方形波となるときの出力電圧を１００％としたとき、
出力電圧波形が方形波となる領域以外において非同期変
調を行い、出力電圧π／４＊１００％付近のとき、その
キャリア周波数が最小となるように制御するキャリア周
波数設定手段２を設ける。
ムーズに移行させると共に、ピーク損失を抑制かつ平坦
化し、装置の小形・軽量化、低騒音化を図る。 【解決手段】 周波数指令Ｆi*と電圧指令Ｅ*に基づい
て３相変調波を生成する演算手段１、キャリアを発生す
るキャリア演算手段３、電力変換器主回路のＩＧＢＴに
与える多パルス信号を発生するＰＷＭ演算手段４、１パ
ルス発生手段５、電圧指令Ｅ*に応じてＰＷＭ演算手段
４の出力と１パルス発生手段５を選択して最終的なオン
・オフ信号として出力するＰＷＭモード選択手段６を有
する電力変換装置において、電力変換器の出力電圧波形
が方形波となるときの出力電圧を１００％としたとき、
出力電圧波形が方形波となる領域以外において非同期変
調を行い、出力電圧π／４＊１００％付近のとき、その
キャリア周波数が最小となるように制御するキャリア周
波数設定手段２を設ける。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
して交流電動機を駆動する電力変換装置に係り、特に、
電力変換装置の損失ピークを平坦化する制御技術に関す
る。
して交流電動機を駆動する電力変換装置に係り、特に、
電力変換装置の損失ピークを平坦化する制御技術に関す
る。
【０００２】
【従来技術】この種の従来技術として、特開平７−２２
７０８５号公報に記載の技術や、特開平２−３１１１９
７号公報に記載の技術が知られている。前者公報の技術
は、直流を２レベルの電位を有する交流電圧に変換する
電力変換器において、パルス幅変調（ＰＷＭ）手段とし
てバイポーラ変調と過変調を有する多パルス発生手段を
備え、非同期変調を行うことを特徴とするものである。
また、後者公報の技術は、インバータ出力電圧の大きさ
と周波数を決定する変調波の大きさが０．５近傍でキャ
リア（搬送波）周波数を最大にした後、再び減少させる
ことにより、モータ電流ピークのリップル成分を抑制
し、インバータ容量及び熱損失を低減しようとするもの
である。
７０８５号公報に記載の技術や、特開平２−３１１１９
７号公報に記載の技術が知られている。前者公報の技術
は、直流を２レベルの電位を有する交流電圧に変換する
電力変換器において、パルス幅変調（ＰＷＭ）手段とし
てバイポーラ変調と過変調を有する多パルス発生手段を
備え、非同期変調を行うことを特徴とするものである。
また、後者公報の技術は、インバータ出力電圧の大きさ
と周波数を決定する変調波の大きさが０．５近傍でキャ
リア（搬送波）周波数を最大にした後、再び減少させる
ことにより、モータ電流ピークのリップル成分を抑制
し、インバータ容量及び熱損失を低減しようとするもの
である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記特開平７−２２７
０８５号公報記載の技術は、出力電圧がπ／４＊１００
％（約７８％）付近で電力変換器を構成する半導体素子
に三角形状のピーク損失が発生するため、特に装置の冷
却器の大きさがこのピーク損失で決定され、熱損失に対
する考慮がなく、装置が大形化する問題があった。一
方、上記特開平２−３１１１９７号公報記載の技術は、
変調波の大きさが０．５近傍までキャリア周波数を徐々
に増大させ、出力電圧波形が方形波となる１パルスモー
ドの直前でキャリア周波数を低減制御しているため、三
角形状のピーク損失の発生や、出力電圧のパルス数の減
少によるモータ電流リップルや騒音の増大の恐れがあっ
た。
０８５号公報記載の技術は、出力電圧がπ／４＊１００
％（約７８％）付近で電力変換器を構成する半導体素子
に三角形状のピーク損失が発生するため、特に装置の冷
却器の大きさがこのピーク損失で決定され、熱損失に対
する考慮がなく、装置が大形化する問題があった。一
方、上記特開平２−３１１１９７号公報記載の技術は、
変調波の大きさが０．５近傍までキャリア周波数を徐々
に増大させ、出力電圧波形が方形波となる１パルスモー
ドの直前でキャリア周波数を低減制御しているため、三
角形状のピーク損失の発生や、出力電圧のパルス数の減
少によるモータ電流リップルや騒音の増大の恐れがあっ
た。
【０００４】本発明の課題は、非同期ＰＷＭモードから
１パルスモードにスムーズに移行させると共に、ピーク
損失を抑制かつ平坦化するに好適な電力変換装置を提供
することにある。
１パルスモードにスムーズに移行させると共に、ピーク
損失を抑制かつ平坦化するに好適な電力変換装置を提供
することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、電力変換器
の出力電圧が１パルスモードのときの出力電圧を１００
％としたとき、１パルスモード以外の領域において非同
期変調を行い、出力電圧π／４＊１００％付近のとき、
そのキャリア周波数が最小となるように制御する手段を
備えることにより、解決される。また、電力変換器が２
レベルインバータであって、バイポーラ変調モードと過
変調モードを備え、バイポーラ変調モードと過変調モー
ドにおいて非同期変調を行い、バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えることにより、解決さ
れる。また、電力変換器が３レベルインバータであっ
て、非同期変調領域においてユニポーラ変調モードと過
変調モードを備え、ユニポーラ変調モードと過変調モー
ドの境界付近でキャリア周波数を低減制御するキャリア
周波数設定手段を備えることにより、解決される。
の出力電圧が１パルスモードのときの出力電圧を１００
％としたとき、１パルスモード以外の領域において非同
期変調を行い、出力電圧π／４＊１００％付近のとき、
そのキャリア周波数が最小となるように制御する手段を
備えることにより、解決される。また、電力変換器が２
レベルインバータであって、バイポーラ変調モードと過
変調モードを備え、バイポーラ変調モードと過変調モー
ドにおいて非同期変調を行い、バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えることにより、解決さ
れる。また、電力変換器が３レベルインバータであっ
て、非同期変調領域においてユニポーラ変調モードと過
変調モードを備え、ユニポーラ変調モードと過変調モー
ドの境界付近でキャリア周波数を低減制御するキャリア
周波数設定手段を備えることにより、解決される。
【０００６】
【発明の実施形態】以下、本発明の実施形態を図面を用
いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電力
変換装置を示す。また、図２に、主回路構成の一例とし
て電気車駆動用の２レベルＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅ
ｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏ
ｒ）インバータの構成例を示す。はじめに、２レベルイ
ンバータの構成と基本的な動作を説明する。図２におい
て、１０は直流電圧源である架線、２０は直流側に設置
したフィルタコンデンサ、３０１と３０２はフリーホイ
ール用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯサイリス
タ、トランジスタ等でも良い。）、３０ａはＵ相一相分
のスイッチングアーム、３０ｂ及び３０ｃは、３０ａと
同一の構成で、それぞれＶ相分とＷ相分のスイッチング
アーム、４０は誘導電動機である。スイッチングアーム
３０ａ〜３０ｃは、それぞれ相毎に独立に動作可能であ
り、ＩＧＢＴのオン・オフ制御によりインバータ交流側
端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に２レベルの出力電圧を発生する。
すなわち、フィルタコンデンサ２０に仮想的に設けた接
地点Ｏに対して、＋Ｅｄ/２と−Ｅｄ/２の２レベルの電
位を持つ出力電圧が得られる。この出力電圧は、パルス
幅変調（ＰＷＭ）制御により、出力電圧波形を構成する
電圧パルス列の各パルス幅を調整し、所定の電圧を得る
ことができる。以下では、このモードを多パルスモード
と呼ぶ。また、電気車特有の制御として、出力電圧波形
が方形波となる１パルスモードを備えており、電圧利用
率最大まで電源電圧をフル活用し、装置の小形化や高効
率化等を図っている。
いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による電力
変換装置を示す。また、図２に、主回路構成の一例とし
て電気車駆動用の２レベルＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅ
ｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏ
ｒ）インバータの構成例を示す。はじめに、２レベルイ
ンバータの構成と基本的な動作を説明する。図２におい
て、１０は直流電圧源である架線、２０は直流側に設置
したフィルタコンデンサ、３０１と３０２はフリーホイ
ール用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯサイリス
タ、トランジスタ等でも良い。）、３０ａはＵ相一相分
のスイッチングアーム、３０ｂ及び３０ｃは、３０ａと
同一の構成で、それぞれＶ相分とＷ相分のスイッチング
アーム、４０は誘導電動機である。スイッチングアーム
３０ａ〜３０ｃは、それぞれ相毎に独立に動作可能であ
り、ＩＧＢＴのオン・オフ制御によりインバータ交流側
端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に２レベルの出力電圧を発生する。
すなわち、フィルタコンデンサ２０に仮想的に設けた接
地点Ｏに対して、＋Ｅｄ/２と−Ｅｄ/２の２レベルの電
位を持つ出力電圧が得られる。この出力電圧は、パルス
幅変調（ＰＷＭ）制御により、出力電圧波形を構成する
電圧パルス列の各パルス幅を調整し、所定の電圧を得る
ことができる。以下では、このモードを多パルスモード
と呼ぶ。また、電気車特有の制御として、出力電圧波形
が方形波となる１パルスモードを備えており、電圧利用
率最大まで電源電圧をフル活用し、装置の小形化や高効
率化等を図っている。
【０００７】以下、図１を用いて本実施形態を説明す
る。図１において、１はインバータ出力電圧の周波数指
令Ｆi*と電圧指令Ｅ*に基づいて３相の変調波Ｙmu，Ｙm
v及びＹmwを生成する変調波演算手段、２は電圧指令Ｅ*
から予め設定したキャリア周波数指令Ｆc*を出力するキ
ャリア周波数設定手段である。ここでは、電圧指令Ｅ*
に応じてキャリア周波数指令Ｆc*を出力しているが、電
圧指令Ｅ*の代わりに周波数指令Ｆi*であっても良い。
３はキャリア周波数指令Ｆc*に応じて三角波状のキャリ
アＹcを発生するキャリア演算手段、４はこれら３相の
変調波Ｙmu，Ｙmv，及びＹmwとキャリアＹcを比較する
ことにより、大小関係に応じてインバータ主回路のＩＧ
ＢＴに与えるオン・オフ信号である多パルス信号を発生
するＰＷＭ演算手段、５はインバータ周波数指令Ｆi*に
応じた方形波（１パルス）を発生するするためのオン・
オフ信号（１パルス信号）を発生する１パルス発生手
段、６は電圧指令Ｅ*に応じてＰＷＭ演算手段４の出力
と１パルス発生手段５を選択して最終的なオン・オフ信
号として出力するＰＷＭモード選択手段である。このオ
ン・オフ信号により、図示してないゲートドライバを経
由して、図２に示したインバータ主回路のＩＧＢＴをオ
ン・オフ制御する。
る。図１において、１はインバータ出力電圧の周波数指
令Ｆi*と電圧指令Ｅ*に基づいて３相の変調波Ｙmu，Ｙm
v及びＹmwを生成する変調波演算手段、２は電圧指令Ｅ*
から予め設定したキャリア周波数指令Ｆc*を出力するキ
ャリア周波数設定手段である。ここでは、電圧指令Ｅ*
に応じてキャリア周波数指令Ｆc*を出力しているが、電
圧指令Ｅ*の代わりに周波数指令Ｆi*であっても良い。
３はキャリア周波数指令Ｆc*に応じて三角波状のキャリ
アＹcを発生するキャリア演算手段、４はこれら３相の
変調波Ｙmu，Ｙmv，及びＹmwとキャリアＹcを比較する
ことにより、大小関係に応じてインバータ主回路のＩＧ
ＢＴに与えるオン・オフ信号である多パルス信号を発生
するＰＷＭ演算手段、５はインバータ周波数指令Ｆi*に
応じた方形波（１パルス）を発生するするためのオン・
オフ信号（１パルス信号）を発生する１パルス発生手
段、６は電圧指令Ｅ*に応じてＰＷＭ演算手段４の出力
と１パルス発生手段５を選択して最終的なオン・オフ信
号として出力するＰＷＭモード選択手段である。このオ
ン・オフ信号により、図示してないゲートドライバを経
由して、図２に示したインバータ主回路のＩＧＢＴをオ
ン・オフ制御する。
【０００８】図３に、電気車駆動用インバータにおける
インバータ出力電圧波形の例を示す。低速域を図３
（ａ）のバイポーラ変調モード、中速域を図３（ｂ）の
過変調モード、高速域を図３（ｃ）の１パルスモードで
カバーする。この例では、バイポーラ変調モードと過変
調モードの多パルスモードを、三角波状のキャリアＹc
と正弦波状の変調波Ｙmの大小比較により、Ｙm＞Ｙcの
ときインバータ相電圧が＋Ｅd/２、Ｙm＜Ｙcのときイン
バータ相電圧が−Ｅd/２となるようにパルス幅を決定す
ることにより実現している。多パルスモードでは、変調
波Ｙmの振幅と周波数の制御により、インバータ出力電
圧の大きさと周波数を制御できる。特に、バイポーラ変
調では、出力電圧を変調波Ｙmの振幅すなわち変調率に
対して線形に制御できる特徴を持っており、このときの
出力電圧基本波成分Ｅ1は理論的に次式で与えられる。 Ｅ1＝（Ａ／２）Ｅdｓｉｎ（２πＦiｔ） （１） ここに、Ａ：変調波の振幅（０≦Ａ≦１） Ｅd：直流電圧 Ｆi：インバータ周波数（変調波の周波数） 一方、図３（ｃ）に示す１パルスモードでは、出力電圧
波形はインバータ周波数に同期した方形波となり、この
ときの出力電圧基本波成分Ｅ1は直流電圧の大きさのみ
によって定まり、次式で与えられる Ｅ1＝(２/π)Ｅdｓｉｎ（２πＦiｔ） （２） したがって、バイポーラ変調モードにおける出力電圧の
理論的な制御可能範囲は、１パルスを１００％としたと
き、π／４＊１００％（約７８％）である。この例で
は、変調波ＹmとキャリアＹcの周期が整数倍となる同期
変調時の波形となっているが、変調波ＹmとキャリアＹc
の周期が整数倍とならない非同期変調であっても、ＰＷ
Ｍ制御の方法や出力電圧は全く同じである。変調波Ｙm
の振幅が大きくなって、キャリアＹcの振幅よりも大き
くなると、図３（ｂ）に示す過変調モードに移行する。
過変調モードでは、変調波Ｙmのピーク付近でキャリア
Ｙcとの交点が無くなるため、この付近でのパルスの周
期が延びる特徴がある。これにより、π／４＊１００％
（約７８％）からほぼ１００％までの電圧を制御可能と
なり、バイポーラ変調モードと１パルスモードの電圧ギ
ャップをカバーする事ができる。この領域では、変調率
と出力電圧の大きさが線形とはならないが、出力電圧指
令に対して変調率を読み変えることにより、線形化が可
能である。この例でも、便宜上同期変調時の波形となっ
ているが、非同期でも同様の制御が可能である。ただ
し、非同期変調の場合、一周期中に現れるパルス数が著
しく減少すると、出力電圧の正負にアンバランスが発生
して、モータ電流に振動が発生する可能性がある（同期
変調の場合は基本的にはない。）。したがって、過変調
を非同期変調で利用する場合にはある一定以上のパルス
数を確保するようにキャリア周波数を設定する必要があ
る。
インバータ出力電圧波形の例を示す。低速域を図３
（ａ）のバイポーラ変調モード、中速域を図３（ｂ）の
過変調モード、高速域を図３（ｃ）の１パルスモードで
カバーする。この例では、バイポーラ変調モードと過変
調モードの多パルスモードを、三角波状のキャリアＹc
と正弦波状の変調波Ｙmの大小比較により、Ｙm＞Ｙcの
ときインバータ相電圧が＋Ｅd/２、Ｙm＜Ｙcのときイン
バータ相電圧が−Ｅd/２となるようにパルス幅を決定す
ることにより実現している。多パルスモードでは、変調
波Ｙmの振幅と周波数の制御により、インバータ出力電
圧の大きさと周波数を制御できる。特に、バイポーラ変
調では、出力電圧を変調波Ｙmの振幅すなわち変調率に
対して線形に制御できる特徴を持っており、このときの
出力電圧基本波成分Ｅ1は理論的に次式で与えられる。 Ｅ1＝（Ａ／２）Ｅdｓｉｎ（２πＦiｔ） （１） ここに、Ａ：変調波の振幅（０≦Ａ≦１） Ｅd：直流電圧 Ｆi：インバータ周波数（変調波の周波数） 一方、図３（ｃ）に示す１パルスモードでは、出力電圧
波形はインバータ周波数に同期した方形波となり、この
ときの出力電圧基本波成分Ｅ1は直流電圧の大きさのみ
によって定まり、次式で与えられる Ｅ1＝(２/π)Ｅdｓｉｎ（２πＦiｔ） （２） したがって、バイポーラ変調モードにおける出力電圧の
理論的な制御可能範囲は、１パルスを１００％としたと
き、π／４＊１００％（約７８％）である。この例で
は、変調波ＹmとキャリアＹcの周期が整数倍となる同期
変調時の波形となっているが、変調波ＹmとキャリアＹc
の周期が整数倍とならない非同期変調であっても、ＰＷ
Ｍ制御の方法や出力電圧は全く同じである。変調波Ｙm
の振幅が大きくなって、キャリアＹcの振幅よりも大き
くなると、図３（ｂ）に示す過変調モードに移行する。
過変調モードでは、変調波Ｙmのピーク付近でキャリア
Ｙcとの交点が無くなるため、この付近でのパルスの周
期が延びる特徴がある。これにより、π／４＊１００％
（約７８％）からほぼ１００％までの電圧を制御可能と
なり、バイポーラ変調モードと１パルスモードの電圧ギ
ャップをカバーする事ができる。この領域では、変調率
と出力電圧の大きさが線形とはならないが、出力電圧指
令に対して変調率を読み変えることにより、線形化が可
能である。この例でも、便宜上同期変調時の波形となっ
ているが、非同期でも同様の制御が可能である。ただ
し、非同期変調の場合、一周期中に現れるパルス数が著
しく減少すると、出力電圧の正負にアンバランスが発生
して、モータ電流に振動が発生する可能性がある（同期
変調の場合は基本的にはない。）。したがって、過変調
を非同期変調で利用する場合にはある一定以上のパルス
数を確保するようにキャリア周波数を設定する必要があ
る。
【０００９】次に、図４から図８を用いて従来の動作と
本実施形態の動作を説明する。ここで、電圧指令Ｅ*は
インバータ周波数に略比例する関係にある。図４から図
８では横軸をインバータ周波数とした。図４は、従来方
式について、キャリア周波数とこれに対応する主回路素
子のスイッチング（ＳＷ）周波数（出力電圧の一周期中
に含まれるパルス数にインバータ周波数を乗じた周波数
で近似できる。）及び素子損失の特性を示したものであ
る。この例では、多パルスモードを一定キャリア周波数
Ｆcoで非同期変調を行う場合を示した。バイポーラ変調
と過変調の境界となるインバータ周波数Ｆｉ1で素子損
失がピーク損失Ｐpkを持つ特性となっている。このとき
の出力電圧は、１パルスモードの電圧を１００％とした
とき、π／４＊１００％（約７８％）に略一致する。Ｉ
ＧＢＴチップ接合部の温度上昇はピーク損失に大きく依
存するため、このピーク損失を低減することによって、
冷却システムをより小形・軽量化することができる。
本実施形態の動作を説明する。ここで、電圧指令Ｅ*は
インバータ周波数に略比例する関係にある。図４から図
８では横軸をインバータ周波数とした。図４は、従来方
式について、キャリア周波数とこれに対応する主回路素
子のスイッチング（ＳＷ）周波数（出力電圧の一周期中
に含まれるパルス数にインバータ周波数を乗じた周波数
で近似できる。）及び素子損失の特性を示したものであ
る。この例では、多パルスモードを一定キャリア周波数
Ｆcoで非同期変調を行う場合を示した。バイポーラ変調
と過変調の境界となるインバータ周波数Ｆｉ1で素子損
失がピーク損失Ｐpkを持つ特性となっている。このとき
の出力電圧は、１パルスモードの電圧を１００％とした
とき、π／４＊１００％（約７８％）に略一致する。Ｉ
ＧＢＴチップ接合部の温度上昇はピーク損失に大きく依
存するため、このピーク損失を低減することによって、
冷却システムをより小形・軽量化することができる。
【００１０】そこで、本実施形態では、図１のキャリア
周波数設定手段２によって、図５に示すように、キャリ
ア周波数をインバータ周波数Ｆｉ1の近傍つまりＦｉ3か
らＦｉ1にかけてＦcoからＦc1まで低減するように設定
し、出力電圧π／４＊１００％（約７８％）付近のとき
のキャリア周波数が最小になるように制御する。これに
より、インバータ周波数Ｆｉ1付近におけるスイッチン
グ（ＳＷ）周波数をＦswoからＦsw1まで低減し、素子損
失をピーク特性を持つ三角形状からピーク損失の低い平
坦な特性に改善することができる。さらに、キャリア周
波数をＦcoまで徐々に戻すことにより、過変調時の出力
電圧のパルス数減少を抑制している。このため、出力電
圧のパルス数の減少によって発生するモータ騒音を低減
化することができる。当然ながら、キャリア周波数が十
分に高く、低減制御時のキャリア周波数Ｆc1でも過変調
において十分なパルス数が確保できる場合には、キャリ
ア周波数を増加させる必要はない。
周波数設定手段２によって、図５に示すように、キャリ
ア周波数をインバータ周波数Ｆｉ1の近傍つまりＦｉ3か
らＦｉ1にかけてＦcoからＦc1まで低減するように設定
し、出力電圧π／４＊１００％（約７８％）付近のとき
のキャリア周波数が最小になるように制御する。これに
より、インバータ周波数Ｆｉ1付近におけるスイッチン
グ（ＳＷ）周波数をＦswoからＦsw1まで低減し、素子損
失をピーク特性を持つ三角形状からピーク損失の低い平
坦な特性に改善することができる。さらに、キャリア周
波数をＦcoまで徐々に戻すことにより、過変調時の出力
電圧のパルス数減少を抑制している。このため、出力電
圧のパルス数の減少によって発生するモータ騒音を低減
化することができる。当然ながら、キャリア周波数が十
分に高く、低減制御時のキャリア周波数Ｆc1でも過変調
において十分なパルス数が確保できる場合には、キャリ
ア周波数を増加させる必要はない。
【００１１】また、図６に示すように、図１のキャリア
周波数設定手段２によって、キャリア周波数をインバー
タ周波数Ｆｉ4で戻すように設定し、キャリア周波数を
戻す操作を早めてもよい。この場合には、インバータ周
波数がＦｉ4からＦｉ2の範囲で従来の過変調制御と同等
の特性が得られる。一方、図１のキャリア周波数設定手
段２によって、キャリア周波数の初期値Ｆcoが比較的低
く設定された場合には、図７に示すように、過変調モー
ドにおけるキャリア周波数を更に高い周波数Ｆcpまで引
き上げるように設定する。これによりスイッチング（Ｓ
Ｗ）周波数をほとんど増大させることなく、また、素子
損失をほとんど増大させることなく、ピーク損失の低い
平坦な素子損失特性に改善することができる。
周波数設定手段２によって、キャリア周波数をインバー
タ周波数Ｆｉ4で戻すように設定し、キャリア周波数を
戻す操作を早めてもよい。この場合には、インバータ周
波数がＦｉ4からＦｉ2の範囲で従来の過変調制御と同等
の特性が得られる。一方、図１のキャリア周波数設定手
段２によって、キャリア周波数の初期値Ｆcoが比較的低
く設定された場合には、図７に示すように、過変調モー
ドにおけるキャリア周波数を更に高い周波数Ｆcpまで引
き上げるように設定する。これによりスイッチング（Ｓ
Ｗ）周波数をほとんど増大させることなく、また、素子
損失をほとんど増大させることなく、ピーク損失の低い
平坦な素子損失特性に改善することができる。
【００１２】さらに、図５の実施形態において冷却シス
テムの熱時定数を考慮した場合には、インバータ周波数
Ｆｉ1でピーク温度となるが、図８に示すように、図１
のキャリア周波数設定手段２によって、低減制御時のキ
ャリア周波数をＦc1からＦc1’に若干下げるように設定
して素子損失に若干の勾配を設ければ、温度上昇のピー
ク発生ポイントを調整することが可能となる。
テムの熱時定数を考慮した場合には、インバータ周波数
Ｆｉ1でピーク温度となるが、図８に示すように、図１
のキャリア周波数設定手段２によって、低減制御時のキ
ャリア周波数をＦc1からＦc1’に若干下げるように設定
して素子損失に若干の勾配を設ければ、温度上昇のピー
ク発生ポイントを調整することが可能となる。
【００１３】このように、本実施形態では、従来の非同
期変調によるスムーズなＰＷＭ制御の効果に加え、バイ
ポーラ変調と過変調の境界付近におけるキャリア周波数
の低減制御によって、ピーク損失の低い平坦な素子損失
特性を得ることができ、小形・軽量化、低騒音化した装
置を実現することができる。
期変調によるスムーズなＰＷＭ制御の効果に加え、バイ
ポーラ変調と過変調の境界付近におけるキャリア周波数
の低減制御によって、ピーク損失の低い平坦な素子損失
特性を得ることができ、小形・軽量化、低騒音化した装
置を実現することができる。
【００１４】以上は、本発明の実施形態として２レベル
インバータについて示したが、出力電圧基本波の半周期
中に一定周期でパルス幅変調された単一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードと、出力電圧基本波のピ
ーク付近のパルスの出力周期が基本波ゼロクロス近傍の
パルスの出力周期より長い過変調モードを備える３レベ
ルインバータについても同様の効果が得られる。また、
マイクロプロセッサ等を用いてソフトウェアで同等の制
御を実現することも可能である。
インバータについて示したが、出力電圧基本波の半周期
中に一定周期でパルス幅変調された単一極性のパルスを
出力するユニポーラ変調モードと、出力電圧基本波のピ
ーク付近のパルスの出力周期が基本波ゼロクロス近傍の
パルスの出力周期より長い過変調モードを備える３レベ
ルインバータについても同様の効果が得られる。また、
マイクロプロセッサ等を用いてソフトウェアで同等の制
御を実現することも可能である。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
キャリア周波数を管理するキャリア周波数設定手段を設
けることによって、１パルス以外の領域ではこの出力に
よって定まるキャリア周波数で非同期変調を行い、出力
電圧π／４＊１００％付近のとき、そのキャリア周波数
が最小となるように制御するため、また、電力変換器が
２レベルインバータまたは３レベルインバータであっ
て、それぞれ非同期変調領域においてバイポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近またはユニポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減
制御するため、電力変換器を構成する半導体素子のピー
ク損失を抑制かつ平坦化することが可能となり、装置の
小形・軽量化、低騒音化を図ることができる。
キャリア周波数を管理するキャリア周波数設定手段を設
けることによって、１パルス以外の領域ではこの出力に
よって定まるキャリア周波数で非同期変調を行い、出力
電圧π／４＊１００％付近のとき、そのキャリア周波数
が最小となるように制御するため、また、電力変換器が
２レベルインバータまたは３レベルインバータであっ
て、それぞれ非同期変調領域においてバイポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近またはユニポーラ変調モ
ードと過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減
制御するため、電力変換器を構成する半導体素子のピー
ク損失を抑制かつ平坦化することが可能となり、装置の
小形・軽量化、低騒音化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置
【図２】代表的な主回路構成図
【図３】インバータ出力電圧波形を説明する図
【図４】従来の損失特性を説明する図
【図５】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図６】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図７】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
【図８】本発明のキャリア周波数の設定法を説明する図
１：変調波演算手段 ２：キャリア周波数設定手
段 ３：キャリア演算手段 ４：ＰＷＭ演算手段 ５：１パルス発生手段 ６：ＰＷＭモード選択手段 １０：架線 ２０：フィルタコンデンサ ３０ａ〜３０ｃ：スイッチングアーム ３０１〜３０２：スイッチング素子 ４０：誘導電動機
段 ３：キャリア演算手段 ４：ＰＷＭ演算手段 ５：１パルス発生手段 ６：ＰＷＭモード選択手段 １０：架線 ２０：フィルタコンデンサ ３０ａ〜３０ｃ：スイッチングアーム ３０１〜３０２：スイッチング素子 ４０：誘導電動機
Claims (6)
- 【請求項１】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器の出力電圧波形が方形波となるときの出力電圧を１
００％としたとき、出力電圧波形が方形波となる領域以
外において非同期変調を行い、出力電圧π／４＊１００
％付近のとき、そのキャリア周波数が最小となるように
制御する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器が２レベルインバータであって、インバータ周波数
に同期した方形波を出力する１パルスモードと、一定周
期でパルス幅変調されたパルスを出力するバイポーラ変
調モードと、出力電圧基本波のピーク付近でのパルスの
出力周期が基本波ゼロクロス近傍のパルスの出力周期よ
り長い過変調モードを備え、前記バイポーラ変調モード
と過変調モードにおいて非同期変調を行い、前記バイポ
ーラ変調モードと過変調モードの境界付近でキャリア周
波数を低減制御するキャリア周波数設定手段を備えたこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 請求項２において、前記キャリア周波数
設定手段は、前記バイポーラ変調モードと過変調モード
の境界付近で低減したキャリア周波数を１パルスモード
に移行する前に、元の過変調モードのキャリア周波数に
戻すことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項２において、前記キャリア周波数
設定手段は、キャリア周波数の初期値を比較的低く設定
した場合には、過変調モードにおけるキャリア周波数を
更に高いキャリア周波数まで引き上げるように設定する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項２において、前記キャリア周波数
設定手段は、低減制御時に前記バイポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近で低減したキャリア周波数より
若干低いキャリア周波数に設定することを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項６】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
れる電動機を備えた電力変換装置において、前記電力変
換器が３レベルインバータであって、非同期変調領域に
おいて出力電圧基本波の半周期中に一定周期でパルス幅
変調された単一極性のパルスを出力するユニポーラ変調
モードと、出力電圧基本波のピーク付近でのパルスの出
力周期が基本波ゼロクロス近傍のパルスの出力周期より
長い過変調モードを備え、前記ユニポーラ変調モードと
過変調モードの境界付近でキャリア周波数を低減制御す
るキャリア周波数設定手段を備えたことを特徴とする電
力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04990797A JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04990797A JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10234199A true JPH10234199A (ja) | 1998-09-02 |
| JP3312237B2 JP3312237B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=12844092
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04990797A Expired - Fee Related JP3312237B2 (ja) | 1997-02-18 | 1997-02-18 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3312237B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2006230079A (ja) * | 2005-02-16 | 2006-08-31 | Denso Corp | インバータ制御方式 |
| JP2011188609A (ja) * | 2010-03-08 | 2011-09-22 | Toyota Motor Corp | モータ駆動システムの制御装置 |
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-
1997
- 1997-02-18 JP JP04990797A patent/JP3312237B2/ja not_active Expired - Fee Related
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