JP2002084761A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ３レベルインバータの出力電圧をゼロから最
大まで制御可能で、インバータ出力電圧を連続かつスム
ーズに行える３レベルのパルス発生制御を実現し、３レ
ベルインバータを搭載した電気車において不連続音を防
止することにある。 【解決手段】 直流を３レベルの電位を有する交流相電
圧に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動
される誘導電動機を備えた電気車の制御装置において、
ダイポーラ変調，ユニポーラ変調及び過変調から成る多
パルス発生手段と、１パルス発生手段を備え、各変調領
域間の移行を制御する手段を設け、電力変換器が出力す
る電圧の基本波の半周期内のパルス数が複数である領域
で、電力変換器のスイッチング周波数を連続的に変化さ
せる制御手段を備える。 【効果】 ゼロから最大電圧まで連続かつスムーズに出
力電圧を安定して供給でき、また、パルスモード移行時
の異音の発生を抑制し、電気車の低騒音化が図れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は直流を交流または交
流を直流に変換する電力変換装置の改良に関し、特に、
電力変換装置の出力電圧の制御に関する。

【０００２】

【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、高電位，中間電位及び低電
位の３つの電圧レベルを作り、主回路スイッチング素子
のオン・オフ動作により、これら３レベルの電圧をイン
バータ出力端子に選択的に導出するものであり、次のよ
うな特徴を備えている。すなわち、出力電圧パルスのス
テップ数が増加することにより、見かけ上のスイッチン
グ周波数が高められ、歪の少ない出力を得られる。素子
に印加される電圧が２レベルに比べて約半減するため、
比較的低耐圧のスイッチング素子を使える。素子印加電
圧の減少に伴い、素子まわりの発生損失を低減できる等
である。ところで、上記３レベルインバータの出力電圧
パルスの発生制御法として、以下のような方式がある。 （１）ニュー デベロップメンツ オブ ３ レベル
ピーダブリュエム ストラ テジーズ「New Developmen
ts of ３−Level PWM Strategies」(ＥＰＥ’８９Recor
d，１９８９）の４１２頁、図１にはダイポーラ変調
（出力電圧の半周期内にパルスをゼロ電圧を介して正負
交互に出力することにより出力電圧を表現）と呼ばれる
変調方式，ユニポーラ変調（出力電圧の半周期中に単一
極性のパルスを出力することにより出力電圧を表現）と
呼ばれる変調方式及び上記ダイポーラ変調とユニポーラ
変調を１周期中に混在させる変調方式（以下、本明細書
では、部分ダイポーラ変調と称する）が提案されてい
る。 （２）ピーダブリュエム システム イン パワー コ
ンバーターズ：アン エク ステンション オブ ザ
サブハーモニック メソッド「PWM Systems inPower Co
nverters：An Extension of the“Subharmonic”metho
d」（IEEETrasaction on Industrial Electoronics and
Control Instrumentation, Vol.ＩＥＣＩ−２８，No.
４，November １９８１)の３１６頁、図２（ｂ）には
出力電圧の半周期が複数の単一極性のパルスで構成さ
れ、この中央部分からパルス間のスリットを埋めるよう
にパルス数を減少させることにより出力電圧を表現する
変調方式（以下、本明細書では過変調と称する）が提案
されている。 （３）スタディ オブ ２ アンド ３ レベル プリ
カルキュレイティド モデュレーションズ「Study of
２ and ３−Level Precalculated Modulations」（ＥＰ
Ｅ’９１ Record，１９９１）の４１１頁、図１６に
は、０から１００％まで出力電圧をカバーするための出
力電圧パルス発生制御方法が提案されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、鉄道車両の
ような用途に３レベルインバータを用いる場合、広範囲
にわたる速度制御を実現するため、ゼロ電圧から電圧利
用率が１００％に達する最大電圧（出力電圧の半周期内
に単一のパルスしか存在しない電圧領域であり、以下、
１パルスと呼ぶ）まで、インバータ出力電圧の基本波を
連続に、かつ、インバータ出力電圧の高調波をスムーズ
に制御できることが要求される。ところで、上記従来技
術（１）は、ゼロを含む微小電圧が制御可能なダイポー
ラ変調、中速領域（中電圧）をカバーするユニポーラ変
調手段、最大電圧をカバーする１パルスまでを切換えて
いるので、ゼロ電圧から最大電圧を出力することがで
き、基本波の連続性も保ちうるが、ユニポーラ変調と１
パルスとの切換え時に出力電圧の高調波が不連続にな
り、周波数の急激で大きな変化による騒音が発生すると
いう問題があった。また、上記従来技術（２）に示され
た技術では、ゼロ電圧から最大電圧を表現することがで
きないという問題があった。

【０００４】ところで、上記従来技術（１）は、出力電
圧の基本波を連続制御させるため、基本波の位相及び電
圧に対応したパルスデータをメモリに記憶させ、このデ
ータに基づいて各変調に対応したパルス列を出力するも
のであるので制御が複雑である。さらに、上記従来技術
（３）は、ユニポーラ変調において、基本波の半周期に
存在するパルスの数を切換える変調方式であるので、制
御の複雑化を招くという問題がある。さらに、上記従来
技術は、変調方式やパルス数を切換えるときに不快な不
連続音が発生するという問題があった。

【０００５】本発明の目的は、３レベルインバータの出
力電圧をゼロから最大まで制御可能で、インバータ出力
電圧を連続かつスムーズに行える３レベルのパルス発生
制御を実現し、３レベルインバータを搭載した電気車に
おいて不連続音を防止することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的は、直流を３レ
ベルの電位を有する交流相電圧に変換する電力変換器
と、この電力変換器により駆動される誘導電動機を備え
た電気車の制御装置において、前記電力変換器が出力す
る電圧の基本波の半周期内のパルス数が複数である領域
で、前記電力変換器のスイッチング周波数を連続的に変
化させる制御手段を備えたことにより、達成される。

【０００７】３レベルの電力変換器（インバータ）にお
いて、インバータ周波数指令や出力電圧指令等の出力電
圧関連情報に応じて、主に低電圧制御用としてダイポー
ラ変調と中間的な出力電圧の制御用のユニポーラ変調の
移行において部分ダイポーラ変調を介在させることで出
力電圧変化をスムーズに行える。また、基本波の半周期
内のパルス数が複数である領域で、前記インバータのス
イッチング周波数を連続的に変化させる制御手段を備え
たため、出力電圧の高調波がほぼ連続的に変化するの
で、不連続な音質の変化が減少する。

【０００８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の概要を表１及び図
１から図３を用いて説明した後、一実施例を図１及び図
４から図１３を用いて説明する。３レベルインバータ
（ＮＰＣインバータともいう）は、直流電源電圧（電気
車の場合は架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２
つの直流電圧に分圧することにより、高電位，中間電位
及び低電位の３つの電圧レベルを作り、主回路スイッチ
ング素子のオン・オフ動作により、これら３レベルの電
圧をインバータ出力端子に選択的に導出するものであ
る。この主回路構成の一例として、鉄道用電気車に適用
した場合の基本構成（３相の場合）を図１に示す。図１
において、４は直流電圧源である直流架線（電車線）、
５０は直流リアクトル、５１及び５２は直流電圧源４の
電圧から中間電位点Ｏ（以下、中性点と呼ぶ）を作り出
すため分割配置したクランプコンデンサである。７ａ，
７ｂ及び７ｃは自己消弧可能なスイッチング素子より構
成され、このスイッチング素子に与えるゲート信号に応
じて高電位点電圧（Ｐ点電圧），中性点電圧（Ｏ点電
圧）及び低電位点電圧（Ｎ点電圧）を選択的に出力する
スイッチングユニットである。この例では、スイッチン
グユニット７ａは７０から７３の自己消弧可能なスイッ
チング素子（ここではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ，トラ
ンジスタ等でも良い）、７４から７７の還流用整流素
子、７８及び７９の補助整流素子より構成する。また、
負荷は誘導電動機６の場合を示した。スイッチングユニ
ット７ｂ及び７ｃも、７ａと同様の構成である。

【０００９】ここではまず、Ｕ相のスイッチングユニッ
ト７ａを例にとり、その基本的な動作を表１を用いて説
明する。

【表１】 なお、以下では、クランプコンデンサ５１および５２の
電圧ｖcp，ｖcnは完全平滑でＥｄ／２に分圧された直流
電圧とし、中性点（０点）は仮想的に接地されているも
のとする。また、ことわりのない限り、出力電圧はイン
バータ出力相電圧を指すものとする。スイッチングユニ
ット７ａを構成するスイッチング素子７０から７３は、
表１に示すように３通りの導通パターンに従いオン・オ
フ動作する。すなわち、直流側のＰ点電位を出力する出
力モードＰでは、７０，７１がオン，７２，７３がオフ
で、出力電圧はＥｄ／２となり、中性点電位を出力する
出力モードＯでは、７１，７２がオン，７０，７３がオ
フで、出力電圧としてゼロ電位が出力され、Ｎ点電位を
出力する出力モードＮでは、７０，７１がオフ，７２，
７３がオンで、出力電圧は−Ｅｄ／２となる。表１中に
各出力モードにおける主回路１相分（スイッチングユニ
ットとクランプコンデンサ）の等価回路を示した。スイ
ッチングユニットは、等価的に３方向の切換えスイッチ
と見なせる。ここで、素子の導通状態を１，０の２値で
表わすスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎを用いると、 出力モードＰのとき Ｓｐ＝１，Ｓｎ＝０ 出力モードＯのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝０ 出力モードＮのとき Ｓｐ＝０，Ｓｎ＝１ と表現できる。このとき、スイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎ
と、スイッチング素子７０，７１，７２，７３に与える
ゲート信号Ｇpu，Ｇpx，Ｇnx，Ｇnu（オフ信号を０，オ
ン信号を１とする）の関係は、次式で表せる。

【数１】 従って、各相毎に２つのスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎを
用意することにより、スイッチング素子の導通状態を決
定することができる。このスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎ
は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御により、出力電圧ｅｕ
が正弦波状になるように決定される。なお、３レベルイ
ンバータの主回路の詳細は、特開昭51−47848号公報，
特開昭56−74088号公報などに記載されている。

【００１０】ところで、電気車のように限られた電源電
圧で、可変電圧可変周波数（VVVF）領域から定電圧可変
周波数（ＣＶＶＦ）領域に亘る広範囲の速度制御を行う
場合、図２の実線で示すような出力電圧特性が要求され
る。すなわち、低速度領域ではインバータ周波数にほぼ
比例して出力電圧を調整（この領域をＶＶＶＦ制御領域
と呼ぶ）することにより、電動機内の磁束をほぼ一定に
保ち、所定のトルクを確保し、また、高速度領域ではイ
ンバータの最大出力電圧を維持したまま引き続きインバ
ータ周波数を上昇（この領域をＣＶＶＦ制御領域と呼
ぶ）させることにより、限られた電圧で電圧利用率を最
大として高速運転を実現するものである。しかしなが
ら、従来から知られているユニポーラ変調方式では、イ
ンバータ周波数が低く、微小な出力電圧の制御が要求さ
れる領域（ＶＶＶＦ制御領域の起点付近）では、スイッ
チング素子の最小オン時間によって定まる最小出力パル
ス幅よりも小さな電圧パルスを実現することができず、
図２の破線で示すように、指令より大きな電圧を出力し
てしまうことになる。例えば、インバータ出力電圧の電
圧パルスが全てスイッチング素子の最小オン時間Ｔonに
より定まる最小パルス幅である場合を考えると、このと
きの出力電圧実効値Ｅは、

【数２】 ここに、Ｆｃ：キャリア周波数 で与えられ、これよりも小さな電圧は制御できない。こ
こで、Ｅmaxは１８０゜通流の方形波電圧の実効値であ
り、

【数３】 で与えられ、３レベルインバータの最大出力電圧もほぼ
このＥmaxに一致する。上記（数２）によれば、Ｆｃ＝
５００ｋＨｚ，Ｔon＝１００μｓのとき、Ｅ＝０.１Ｅm
axであり、この場合、最大出力電圧Ｅmaxの１０％以下
の電圧は制御できないことになる。そのため、ユニポー
ラ変調だけでは制御可能な出力電圧の下限値が制限さ
れ、連続的な電圧制御が困難であるという問題があっ
た。

【００１１】これを解決するためには、ダイポーラ変調
（ダイポーラモード）が有効であるが、従来技術では、
このダイポーラ変調からユニポーラ変調（ユニポーラモ
ード）に移行する際に注意が必要であった。一方、ユニ
ポーラ変調で出力し得る最大電圧Ｅは、理想的な正弦波
変調の限界点（変調率Ａ＝１）で

【数４】 であり、スイッチング素子の最小オフ時間Ｔoff を考慮
した場合には、

【数５】 ここに、Ｆｃ：キャリア周波数 となる。例えば、Ｆｃ＝５００Ｈｚ，Ｔoff＝２００μ
ｓのとき、Ｅ＝０.７０７Ｅmaxであり、この場合には、
最大出力電圧Ｅmaxの約７０％までしかカバーできない
ことになる。この時、１パルスモードのパルス幅を調整
できないとすると、基本波が不連続となり、また、１パ
ルスモードのパルス幅が調整可能とすると、パルスの幅
を小さくして連続性を保とうとするため、今度は、高調
波の連続性が失われてしまう。この電圧範囲をカバーす
る変調方式は種々考えられるが、パルス発生制御の容易
さ，ユニポーラ変調との整合性，出力電圧に含まれる高
調波の連続性等の観点から過変調（過変調モード）が最
も効果的であるといえる。過変調領域では、出力電圧半
周期の電圧パルス列の中央部分（基本波瞬時値のピーク
付近）におけるパルス間の狭幅スリットを徐々に埋める
ことにより、出力電圧を１パルス付近まで拡大すること
を可能としている。

【００１２】過変調制御の極限、すなわち、変調率が極
めて大きい領域では、出力電圧の半周期に１つのパルス
しか存在しない、いわゆる１パルスモードに移行し、こ
のときの出力電圧はほぼＥmax に達する。しかしなが
ら、このままでは過変調から１パルス、あるいは１パル
スから過変調への移行タイミングは、変調率やキャリア
周波数に依存するため、このタイミングを任意に設定で
きず、この間にヒステリシスを設けると、基本波電圧の
連続性が損なわれる。そこで、過変調制御から、過変調
の延長ではないパルス幅制御（つまり、変調率を無限大
としない１パルスモードの作りかた）による電圧制御が
可能な１パルス制御に移行させる。これにより、過変調
と１パルス制御の間で、所定のタイミングでの移行を可
能とし、基本波電圧の連続的な移行が実現される。

【００１３】これら一連の移行制御を連続的に行うこと
により、要求される出力電圧に対応したパルスモードを
選択しながら、ゼロ電圧から最大電圧まで連続的にしか
も高精度で安定した出力電圧を得る。すなわち、図２に
示すように、誘導電動機６を図示のようにＶ／Ｆ＝一定
で制御すると、起動時からＦ１までダイポーラ変調を用
い、インバータ周波数がＦ１に達した時点でユニポーラ
変調領域に移行し、Ｆ２で過変調領域、さらにＦ３で１
パルス領域に順次移行させる。

【００１４】以上の考えを、統一した電圧指令に基づい
て実現を可能とした変調波の一例を図３に示す。出力電
圧の基本波成分に比例した基本変調波ａは、上位の電流
制御手段からのインバータ周波数指令Ｆｉ*と出力電圧
指令Ｅ*に基づいて次式より作成する。

【数６】 ここに、Ａ：変調率，ｔ＝時間，θ：位相（＝２πＦｉ
*ｔ） ここで、正弦波変調領域における変調率Ａ(０≦Ａ≦１)
は、次式で与えられる。

【数７】 この基本変調波ａは、ダイポーラ変調，ユニポーラ変調
とも全く同一であり、過変調では後で説明するように変
調率Ａの算出方法が異なる以外は、やはり同じである。

【００１５】ダイポーラ変調とユニポーラ変調の間を連
続的に移行できるようにするため、ここでは、次式に示
す正負バイアス変調波ａbp，ａbnを設ける。

【数８】 ダイポーラ変調制御では、上記ａbp，ａbnがそのまま正
側変調波ａｐと負側変調波ａｎとなる。

【数９】 なお、ここではスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎの作成を簡
便化するため、ａｐ，ａｎとも正となるように設定して
いる。最終的に、出力電圧のパルス幅は、ａｐ，ａｎの
大きさに比例して設定され、ダイポーラ変調の場合に
は、正負パルスをほぼ１８０゜ずつずらして制御する。

【００１６】ユニポーラ変調では、正負変調波ａｐ，ａ
ｎは、

【数１０】

【数１１】 で与えられる。スイッチング素子の最小オフ時間が無視
できるほど小さい場合には、ａｐ，ａｎの瞬時値が１以
上のとき最大のパルスを出力する（後述の過変調）。こ
こで、バイアスＢの設定は移行制御において極めて重要
であることがわかる。Ｂの値によりダイポーラ変調領域
とユニポーラ変調領域との移行制御が実現され、 (a）Ａ／２≦Ｂ＜０.５のとき ダイポーラ変調 (b）Ｂ＝０ のとき ユニポーラ変調 となる。一方、過変調制御では、変調率Ａを１以上まで
高め、出力電圧の半周期の中央部分のパルス間のスリッ
ト（ゼロ電圧出力期間）を抑制して、出力電圧を向上さ
せる。さらに電圧指令を高めた場合には、過変調モード
から１パルスモードに移行する。この動作については、
以下の実施例の中で説明する。このように、ダイポーラ
変調，ユニポーラ変調及び過変調を統一した電圧指令に
基づいて実現し、最大出力となる１パルスまでの連続移
行制御が可能となる。

【００１７】以下、上記考え方を実現する一実施例の構
成を説明する。図１は、前述のスイッチングユニットを
制御して、３レベルの電位を有する交流電圧を出力する
パルス幅変調装置の例である。図１において、１は出力
電圧関連情報及び移行制御情報に従ってダイポーラ変調
波形、あるいはユニポーラ変調波形、あるいは過変調波
形を出力する多パルス発生手段、２は出力電圧関連情報
に従って１パルス波形を出力(１パルスモード)する１パ
ルス発生手段、３は各ＰＷＭモードを連続的に移行させ
る移行制御手段である。移行制御手段３の出力であるゲ
ート信号は、図示しないゲートアンプを介して各相のス
イッチングユニット内のスイッチング素子に与えられ、
オン・オフ制御される。これら多パルス発生手段１，１
パルス発生手段２、及び移行制御手段３から構成される
パルス幅変調手段が本発明の特徴部分である。なお、こ
の例では、パルス幅変調手段に取り込まれる出力電圧関
連情報は、上位の電流制御手段８から与えられる。この
電流制御手段８は、電流指令から電流調節手段８１によ
って誘導電動機６のすべり周波数指令Ｆｓ*を作成（電
流指令値と実電動機電流との偏差による）し、誘導電動
機６に取り付けられた回転周波数検出手段６１によって
検出された誘導電動機の回転周波数Ｆｒと前記Ｆｓ*と
を加えてインバータ周波数指令Ｆｉ*を作成する。さら
に、このＦｉ*と３レベルインバータの直流電圧Ｅｄ
（ＰＮ間電圧で、クランプコンデンサ電圧の和ｖcp＋ｖ
cnに等しい）に基づいて、出力電圧設定手段８２は出力
電圧指令Ｅ*を作成する。この出力電圧設定手段８２
は、Ｅｄが低い場合（Ｅｄ＝Ｅd1）には傾きを大きく、
Ｅｄが高い場合（Ｅｄ＝Ｅd3）には傾きを小さく設定
し、常に出力電圧が要求通りとなるようにして、図２に
示した出力電圧特性を実現するものである。これら電流
制御手段は、出力電圧の瞬時値を出力するものであって
も良い。

【００１８】上記パルス幅変調手段の構成と動作につい
て、図４から図１１を用いて詳細に説明する。図４にパ
ルス幅変調手段の全体構成例を示す。ここで、多パルス
発生手段１は、基本変調波発生手段１１，バイアス重畳
手段１２，正負分配手段１３，基準信号発生手段１４、
及びパルス発生手段１５から構成される。基本変調波発
生手段１１は、出力電圧関連情報として受け取ったイン
バータ周波数指令Ｆｉ*を位相演算手段１１２によって
時間積分することにより位相θを求め、このθにおける
正弦値sinθを求める。一方、出力電圧関連情報の１つ
である電圧指令Ｅ*から振幅設定手段１１１により基本
変調波の振幅Ａ（変調率）を演算出力し、１／２したの
ちsinθと掛け合わせて振幅が１／２の瞬時の基本変調
波ａ／２を作成して出力する。バイアス重畳手段１２
は、このａ／２に移行制御手段３の多パルス移行制御手
段３１からのバイアスＢを加算及び減算し、２本の正負
バイアス変調波ａbp及びａbnを作成して出力する。

【００１９】ここで、ダイポーラ変調とユニポーラ変調
との間の連続的移行はバイアスＢの設定による。図５
に、このバイアスＢを設定することにより行うダイポー
ラ／ユニポーラ移行制御手段３１１の構成例を示す。ダ
イポーラ／ユニポーラ移行制御手段３１１は、出力電圧
指令Ｅ*を３１１ａで４／π倍することにより変調率Ａ
を求め、バイアス発生手段３１１ｂでこの変調率Ａに応
じたバイアスＢを決定する。すなわち、変調率Ａが小さ
く微小な出力電圧が要求されるところではＢ＝Ｂｏ（た
だし、Ｂｏ≧Ａ／２）に設定し、Ａ＝Ａ１に達したとこ
ろでＢ＝０とする。Ａ＝Ａ１のときの出力電圧が式
（２）に示される電圧よりも大きくなるようにＡ１をあ
らかじめ決めておけば、ゼロを含む微小電圧からの電圧
制御が可能となる。さらに、上記正負バイアス変調波ａ
bp，ａbnを、正負分配手段１３によって、ａbp，ａbnの
うち正の部分はａｐに、ａbp，ａbnのうち負の部分はａ
ｎに分配・合成することにより、ダイポーラ変調からユ
ニポーラ変調にかけての出力電圧基本波成分の連続性を
維持した正負変調波ａｐ，ａｎが作成される。この正負
変調波ａｐ，ａｎに基づいて、パルス発生手段１５は、
パルス発生周期が２Ｔｏのスイッチング関数Ｓｐ，Ｓｎ
を生成する。基準信号発生手段１４が、スイッチング周
波数指令Ｆsw*に従い、パルス発生周期Ｔｏを定める。
ここで、Ｆsw*とＴｏの関係は次式で表せる。

【数１２】

【００２０】パルス発生手段１５のパルス発生動作を図
６を用いて説明する。図６において、パルスタイミング
設定手段１５１は、ａｐ，ａｎ，ａoff，Ｔｏ（ａｎ，
ａoff については後述する）に基づいて、Ｓｐの立上が
りタイミングＴpup、及びＳｎの立下がりタイミングＴn
dnを次式より求める（処理１）。

【数１３】

【数１４】 次の周期では、Ｓｐの立下がりのタイミングＴpdn及び
Ｓｎの立上がりのタイミングＴnupを処理１と同様に求
める（処理２）。

【数１５】

【数１６】 上記の処理１と処理２を交互に行うことにより、スイッ
チング関数Ｓｐ，Ｓｎが作成される。ここで、ａon，ａ
offは、スイッチング素子の最小オン時間Ｔon及び最小
オフ時間Ｔoffから定まる値であり、

【数１７】 で与えられる。すなわち、図７（Ｓｐの例）に示すよう
に、オンパルス幅Ｔwon、及びオフパルス幅Ｔｗoffは、

【数１８】 となり、図８の破線で示す特性を持つ。ここで、オンパ
ルス幅Ｔwonがスイッチング素子によって定められた最
小オン時間Ｔon以下とならないように、また、オフパル
ス幅Ｔｗoffがスイッチング素子によって定められた最
小オフ時間Ｔoff以下とならないように、図８の実線で
示す特性とする。これを実現するため、図６のパルスタ
イミング設定手段１５１の機能を付加した。これによっ
て発生する出力電圧基本波成分の不連続は極めて小さい
ため、無視しても差し支えない。

【００２１】なお、ａoffは出力電圧基本波成分の不連
続が無視できる範囲内においては可変可能であり、ユニ
ポーラ変調から過変調への移行タイミングとして、ユニ
ポーラ／過変調移行制御手段３１２から与えている。も
し、ａoffを一定に設定した場合には、パルス発生をよ
り簡略化できる。すなわち、パルスタイミング設定手段
１５１が自動的にユニポーラから過変調に移行させるの
でａoffを出力するユニポーラ／過変調移行制御手段３
１２を設ける必要がない。スイッチング関数発生手段１
５２は、周期Ｔｏの基準信号を発生し、これに同期して
上記Ｔpup，ＴndnまたはＴpdn，Ｔnupを基に、Ｓｐ，Ｓ
ｎをセットする。

【００２２】過変調時のスイッチング関数の一例を図９
に示す。ａｐの瞬時値Ａｐがａoffを越えるとスイッチ
ング関数Ｓｐのパルス間のスリット（図９（ｃ）のハッ
チング部分）を埋める。この埋められたスリット幅はス
イッチング素子の最小オフ時間Ｔoffよりも小さく、１
〜２個程度ずつ徐々になくなるため、出力電圧の基本波
にはほとんど影響を与えない。

【００２３】パルスタイミング設定手段１５１をソフト
ウェアで実現する場合のフローチャートを図１０に示
す。ところで、過変調制御では、出力電圧半周期の中央
部分のパルス間のスリットを埋めることにより最大電圧
状態を維持し、変調波のゼロクロス近傍のみでPWM制御
を行っている。そのため、この領域では変調率Ａと実際
に出力される出力電圧が非線形となり、変調率Ａを直線
的に増加させても、出力電圧はこれに追従して直線的に
増加しない。そこで、変調率Ａの設定を非線形化するこ
とにより、過変調時の出力電圧の線形化を図る。すなわ
ち、ＰＷＭ制御部分でのスイッチング周波数が十分に高
いものとすれば、出力電圧の基本波実効値Ｅと変調率Ａ
の関係は次式で表せる。

【数１９】 従って、上式の関係からあらかじめＥ*とＡの関係を算
出しておき、図１１に示す振幅設定手段１１１を構成す
ることにより、出力電圧をＥ*に対して直線的に調整で
きる。その結果、特に１パルスに近い高電圧域での電圧
制御性を向上できる。

【００２４】さらに電圧指令を高めた場合には、移行制
御手段３の切換えスイッチ３２の働きにより、過変調モ
ードから１パルスモードに移行する。切換えスイッチ３
２は、多パルス移行制御手段３１の出力の１つであるＳ
_PMが Ｓ_PM＝０のとき 多パルス側 Ｓ_PM＝１のとき １パルス側 に切換えられる。図１２に、１パルス／多パルス切換え
制御手段３１３の一例を示す。この例では、電圧指令Ｅ
＊がＥ1Pを越えたとき多パルスモードから１パルスモー
ドへ移行させ、Ｅ＊がＥMPより小さくなったとき１パル
スモードから多パルスモードへ移行させるようにヒステ
リシスを設けている。これにより、不用意なＰＷＭモー
ドの移行を抑制し、過渡変動の少ない安定した出力電圧
が得られるようにしている。１パルス発生手段２は、位
相演算手段２１、及びパルス発生手段２２から構成され
る。位相演算手段２１の動作は１１１と全く同じでよ
く、２１を省略して１１１の出力を利用してもよい。

【００２５】パルス発生手段２２の構成例を図１３に示
す。３レベルＰＷＭでは２レベルＰＷＭと異なり、１パ
ルス制御時にパルス幅の制御により出力電圧の調整が行
える。そこで、電圧指令Ｅ*から、パルスの立ち上がり
のタイミング位相α、及び立ち下がりのタイミング位相
βを

【数２０】 で求める。このα，βを位相θを基準にしてセットし、
Ｓｐ，Ｓｎを作成，出力することにより、１パルス波形
を実現する。

【００２６】このように、ダイポーラ変調，ユニポーラ
変調及び過変調を統一した電圧指令に基づいて実現し、
最大出力となる１パルスまでの連続移行制御が可能とな
る。本実施例では、出力電圧をゼロ電圧から最大電圧ま
で連続的かつスムーズに調整することが可能となり、さ
らに、高精度で安定した出力電圧を提供できる効果があ
る。

【００２７】ところで、図４に示した第１の実施例で
は、上記多パルス発生手段の出力パルス列をインバータ
周波数と非同期で発生させ、１パルス発生手段の出力パ
ルスをインバータ周波数と同期させて制御している。こ
の理由は、多パルス領域において同期式を採用している
前述した従来技術では、第１に位相の管理のための制御
が複雑、第２に何らかの制御の要請から出力電圧指令を
正弦波から歪ませる必要がある場合（図１において、イ
ンバータ周波数Ｆｉ*や出力電圧指令Ｅ*が電気車制御上
の要請により調整されている場合等）出力電圧指令を忠
実に再現できないという問題がある。つまり、第１の問
題は、同期式は、インバータ周波数の整数倍のパルスを
出力させるため、各パルスモード毎に位相と発生パルス
の関係を有するテーブルを備え、パルスモードとインバ
ータ周波数から得られる位相とからパルス発生位相を読
み出して出力するようにしている。この、位相の管理に
要する計算量やパルスモードごとのメモリは膨大なもの
となり、制御の複雑化を招いてしまう。また、第２の問
題は、従来技術に示された同期式は、９０°分のパルス
データをもっているが、データは出力電圧が正弦波にな
るよう作成されているので、出力電圧を指令通りに正確
に表現しえないという問題がある。

【００２８】そこで、本実施例では、多パルスモードに
おけるパルスの発生をインバータ周波数とは非同期にす
ることによりこれらの解決を図った。すなわち、第１の
問題に対しては、パルスの発生のためにインバータ周波
数に拘束されずに独立してパルスを発生させることがで
きる。つまり、図４において、スイッチング周波数指令
Ｆsw*をインバータ周波数指令Ｆｉ*とは独立に設定する
ことができる（図４、基準発生１４はインバータ周波数
に独立している）。このため、パルス発生のための複雑
な制御手続きを要しなく、制御を簡略化することができ
る。また、第２の問題に対しては、非同期式であると、
位相毎にデータを持つ必要がなくなり、瞬時の電圧指令
に相当するパルスを出力することができるようになった
ので、歪正弦波であっても忠実に表現することができ
る。また、上記したように位相演算等に関する制御が簡
略した分、逐次電圧指令に相当したパルスを出力するた
めの演算を行うことができるようになり、演算周期を短
くすることができるのでさらに、忠実度を増すことがで
きる。また、非同期式にすると、スイッチング周波数が
インバータ周波数に依存しないため、スイッチング周波
数の変化を最小限にすることができ、同期式にみられる
パルスモード切換え前後における、音質の変化（異音，
不快音）を最小限にすることができるという効果もあ
る。

【００２９】また、上記実施例は３レベルインバータを
例にとって説明したが、２レベルインバータや３レベル
以上の多レベルインバータにおいても同様である。

【００３０】ところで、比較的低い周波数でスイッチン
グを行うＧＴＯサイリスタのようなスイッチング素子の
場合は、出力電圧高調波の内、スイッチング周波数に依
存して発生する側帯波成分とインバータ周波数の基本波
成分との干渉が発生することがある。これを避けるた
め、多パルス発生手段のＰＷＭモードの内、ダイポーラ
変調モードとユニポーラ変調モードをインバータ周波数
に対して非同期とし、過変調モード，１パルスモードを
同期とする（図１４）。このような構成とすることによ
り、過変調時においてもより安定した電圧を供給可能と
なる。

【００３１】図１５に多パルス移行制御の他の実施例を
示す。図１５には多パルス移行制御手段３１のみを示し
た。これは、４種のＰＷＭモードをインバータ周波数指
令Ｆｉ*と電圧指令Ｅ*の両方に依存して移行させるもの
である。すなわち、Ｆi*＜Ｆ１かつＥ*＜Ｅ１のときダ
イポーラ変調、Ｆｉ*≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ*＜Ｅ２のとき
ユニポーラ変調、Ｅ２≦Ｅ*＜Ｅ３のとき過変調、Ｅ*≧
Ｅ３のとき１パルスとする。これにより、例えば回生起
動時や再力行時のように、周波数が高い高速域で出力電
圧をソフトスタートする場合においても、ダイポーラ変
調→ユニポーラ変調→過変調→１パルスという移行条件
が満足され、安定した電圧立ち上げが可能となる。ま
た、低周波領域で常にダイポーラ変調制御となるため、
ユニポーラ変調の場合のような特定スイッチング素子へ
の電流集中を回避できる。

【００３２】次に第２の実施例について説明する。第１
の実施例を拡張して、図１６に示すように、ダイポーラ
変調とユニポーラ変調の間に、両変調波形が混在する部
分ダイポーラ変調を導入すれば、さらに、出力電圧とス
イッチング周波数のスムーズさを増すことができる。

【００３３】出力電圧指令波形の一例を図１７に示す。
図１７において、（ロ）以外は図３と全く同じである。
以下、この部分ダイポーラについて説明する。バイアス
重畳と正負分配の効果により、バイアスＢがダイポーラ
変調でもユニポーラ変調でもない範囲（０＜Ｂ＜Ａ／
２）に設定されたとしても、基本変調波の要求通りの電
圧を過不足なく再現することが可能である。この場合、
出力電圧のピーク付近はユニポーラ変調で、すそ野はダ
イポーラ変調である部分ダイポーラ変調となる。このと
きの正側変調波ａｐ及び負側変調波ａｎは、

【数２１】

【数２２】 となる。（ａｐ−ａｎ）が常に基本変調波ａに一致し、
出力電圧基本波の瞬時値の連続性も維持されることがわ
かる。上記性質を利用して、変調率Ａの増加に従ってバ
イアスＢを徐々に減少させれば、ダイポーラ変調からユ
ニポーラ変調まで部分ダイポーラ変調を介して連続的に
移行できる。当然ながら、その逆も可能である。

【００３４】ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一
例を図１８に示す。図１８の実線で示したようにバイア
スＢを設定すれば、０≦Ａ≦Ａ１の領域ではダイポーラ
変調、Ａ１＜Ａ＜Ａ２の領域では部分ダイポーラ変調、
Ａ≧Ａ２の領域ではユニポーラ変調となる。この場合、
ダイポーラ変調とユニポーラ変調の切換え時に電動機か
らの異音が生じないため、装置の低騒音化に有効であ
る。

【００３５】図１８を応用すると、図１９に示すように
領域毎にＰＷＭモードを管理できる。図１９は、多パル
ス移行制御手段３１のみを示した。これは、５種のＰＷ
Ｍモードをインバータ周波数指令Ｆｉ*と電圧指令Ｅ*の
両方に依存して移行させるものである。すなわち、Ｆｉ
*＜ＦｏかつＥ*＜Ｅｏのときダイポーラ変調、Ｆｏ≦Ｆ
ｉ*＜Ｆ１かつＥｏ≦Ｅ*＜Ｅ１のとき部分ダイポーラ変
調、Ｆｉ*≧Ｆ１かつＥ１≦Ｅ*＜Ｅ２のときユニポーラ
変調、Ｅ２≦Ｅ*＜Ｅ３のとき過変調、Ｅ*≧Ｅ３のとき
１パルスとする。これにより、例えば回生起動時や再力
行時のように、周波数が高い高速域で出力電圧をソフト
スタートする場合においても、ダイポーラ変調→部分ダ
イポーラ変調→ユニポーラ変調→過変調→１パルスとい
う移行条件が満足され、安定した電圧立ち上げが可能と
なる。また、空転再粘着時においても回生起動時と同様
の効果が挙げられる。さらに、いかなる運転状態におい
ても、パルスモード切換え時の電動機からの異音の発生
を最小限に止められる効果がある。

【００３６】ところで、鉄道車両用電気車制御装置に用
いられるインバータでは、インバータ周波数Ｆｉ*の可
変範囲は０〜３００Ｈｚ程度である。出力電圧が最大と
なるインバータ周波数Ｆcvは、インバータ周波数可変上
限の１／５〜１／３で、Ｆcvの上限は約１００Ｈｚ程度
である。非同期でパルスを発生する際に、スイッチング
周波数周りに発生する高調波と、インバータ周波数の基
本波との干渉による出力電流の変動を避けるには、Ｆcv
の１０倍程度のスイッチング周波数、つまり１ｋＨｚ以
上のスイッチング周波数が必要となる。さらに、騒音
（前述の異音等）低減には、スイッチング周波数の変動
を最小限に押さえることが効果的であり、過変調の導入
により、多パルス領域でのスイッチング周波数の変動を
１〜２Ｆｉ以内にすることができる。当然ながら、マイ
クロプロセッサ等を用いれば、上記パルス幅変調手段の
一部または全てをプログラム化して、ソフトウェア的に
実現することも可能である。

【００３７】図２１に、図４のパルス幅変調手段におけ
るパルスの立ち上げ，立ち下げタイミングの演算までを
ソフトウェアで実現するためのフローチャートの一例を
示す。以上は全て誘導電動機負荷の場合を例にとって説
明したが、これに限らず他の交流電動機においても同様
の効果が期待できる。また、以上は全てインバータを対
象とした説明であったが、これらのインバータの出力端
子をリアクタンス要素を介して交流電源と接続し、交流
を直流に変換する自励式コンバータとして動作させるこ
とも可能である。この場合も、インバータの場合と同様
の効果が期待できる。

【００３８】なお、以上は３レベルインバータの場合に
ついて述べたが、本発明の考え方は３レベル以上の多レ
ベルインバータにおいても対応可能である。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ出力電圧を
ゼロ電圧から最大電圧まで連続的かつスムーズに調整す
ることが可能となり、また、パルス発生制御系を簡略化
することができ、電気車に適用すると、低騒音な電気車
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図。

【図２】出力電圧特性とＰＷＭモードの関係を説明する
図。

【図３】多パルス領域でのＰＷＭモード連続移行のため
の変調波の説明図。

【図４】図１の構成の詳細説明図。

【図５】ダイポーラ／ユニポーラ移行制御手段の一例を
示す図。

【図６】多パルス発生手段におけるパルス発生手段の一
例を示す図。

【図７】オン・オフパルス幅の関係を示す波形図。

【図８】オン・オフパルス幅の特性を示す図。

【図９】過変調波形の一例を示す図。

【図１０】ソフトウェアによるパルスタイミング設定手
段のフローチャートを示す図。

【図１１】振幅設定手段の一構成例を示す図。

【図１２】多パルス／１パルス切換制御手段の一例を示
す図。

【図１３】１パルス発生手段の一例を示す図。

【図１４】他の実施例の一構成例を示す図。

【図１５】移行制御手段の一例を示す図。

【図１６】他のＰＷＭモードを含む場合の出力電圧特性
とＰＷＭモードの関係図。

【図１７】他のＰＷＭモードの変調波を説明する図。

【図１８】他のＰＷＭモードを実現する移行制御手段の
構成図。

【図１９】移行制御手段の一例を示す図。

【図２０】インバータ周波数とスイッチング周波数の関
係を説明する図。

【図２１】ソフトウェアによるパルス幅変調手段のフロ
ーチャートを示す図。

【符号の説明】

１…多パルス発生手段、２…１パルス発生手段、３…移
行制御手段、４…直流架線、６…誘導電動機、７ａ，７
ｂ，７ｃ…スイッチングユニット、８…電流制御手段、
１１…基本変調波発生手段、１２…バイアス重畳手段、
１３…正負分配手段、１４…基準信号発生手段、１５…
パルス発生手段、２１…位相演算手段、２２…パルス発
生手段、３１…多パルス移行制御手段、３２…切換えス
イッチ、５０…直流リアクトル、５１，５２…クランプ
コンデンサ、６１…回転周波数検出手段

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１３年８月２７日（２００１．８．２
７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００６

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、前記電力変換器の出力相電圧の基本波の半周期に複
数のパルスを有する多パルスモードから、前記電力変換
器の出力相電圧の基本波の半周期に同一極性の単一のパ
ルスを有し、前記電力変換器の出力相電圧の基本波が最
大となる１パルスモードへ移行するに当り、前記電力変
換器の出力相電圧の基本波の半周期に同一極性の単一の
パルスを有し、当該単一のパルスのパルス幅を制御する
パルス幅制御モードを介在させる。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００７

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００７】３レベルの電力変換器（インバータ）にお
いて、インバータ周波数指令や出力電圧指令等の出力電
圧関連情報に応じて、インバータの出力相電圧の基本波
の半周期に複数のパルスを有する多パルスモードから、
インバータの出力相電圧の基本波が最大となる１パルス
モードへ移行するに当り、インバータの出力相電圧の基
本波の半周期に同一極性の単一のパルスを有し、当該単
一のパルスのパルス幅を制御するパルス幅制御モードを
介在させることにより、過変調と１パルス制御の間で所
定のタイミングでの移行を可能とし、基本波電圧の連続
的な移行が実現され、出力電圧変化をスムーズに行え
る。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２７】ところで、図４に示した第１の実施例で
は、上記多パルス発生手段の出力パルス列をインバータ
周波数と非同期で発生させ、１パルス発生手段の出力パ
ルスをインバータ周波数と同期させて制御している。こ
の理由は、多パルス領域において同期式を採用している
前述した従来技術では、第１に位相の管理のための制御
が複雑、第２に何らかの制御の要請から出力電圧指令を
正弦波から歪ませる必要がある場合（図１において、イ
ンバータ周波数Ｆｉ*や出力電圧指令Ｅ*が電気車制御上
の要請により調整されている場合等）出力電圧指令を忠
実に再現できないという問題がある。つまり、第１の問
題は、同期式は、インバータ周波数の整数倍のパルスを
出力させるため、各パルスモード毎に位相と発生パルス
の関係を有するテーブルを備え、パルスモードとインバ
ータ周波数から得られる位相とからパルス発生位相を読
み出して出力するようにしている。この位相の管理に要
する計算量やパルスモードごとのメモリは膨大なものと
なり、制御の複雑化を招いてしまう。また、第２の問題
は、従来技術に示された同期式は、９０°分のパルスデ
ータをもっているが、データは出力電圧が正弦波になる
よう作成されているので、出力電圧を指令通りに正確に
表現しえないという問題がある。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】そこで、本実施例では、多パルスモードに
おけるパルスの発生をインバータ周波数とは非同期にす
ることによりこれらの解決を図った。すなわち、第１の
問題に対しては、パルスの発生のためにインバータ周波
数に拘束されずに独立してパルスを発生させることがで
きる。つまり、図４において、スイッチング周波数指令
Ｆsw*をインバータ周波数指令Ｆｉ*とは独立に設定する
ことができる（図４、基準発生１４はインバータ周波数
に独立している）。このため、パルス発生のための複雑
な制御手続きを要しなく、制御を簡略化することができ
る。また、第２の問題に対しては、非同期式であると、
位相毎にデータを持つ必要がなくなり、瞬時の電圧指令
に相当するパルスを出力することができるようになった
ので、歪正弦波であっても忠実に表現することができ
る。また、上記したように位相演算等に関する制御が簡
略した分、逐次電圧指令に相当したパルスを出力するた
めの演算を行うことができるようになり、演算周期を短
くすることができるので、さらに忠実度を増すことがで
きる。また、非同期式にすると、スイッチング周波数が
インバータ周波数に依存しないため、スイッチング周波
数の変化を最小限にすることができ、同期式にみられる
パルスモード切換え前後における音質の変化（異音，不
快音）を最小限にすることができるという効果もある。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３６】図２０に、インバータ周波数とスイッチン
グ周波数の関係を示す。ところで、鉄道車両用電気車制
御装置に用いられるインバータでは、インバータ周波数
Ｆｉ*の可変範囲は０〜３００Ｈｚ程度である。出力電
圧が最大となるインバータ周波数Ｆcvは、インバータ周
波数可変上限の１／５〜１／３で、Ｆcvの上限は約１０
０Ｈｚ程度である。非同期でパルスを発生する際に、ス
イッチング周波数周りに発生する高調波と、インバータ
周波数の基本波との干渉による出力電流の変動を避ける
には、Ｆcvの１０倍程度のスイッチング周波数、つまり
１ｋＨｚ以上のスイッチング周波数が必要となる。さら
に、騒音（前述の異音等）低減には、スイッチング周波
数の変動を最小限に押さえることが効果的であり、過変
調の導入により、多パルス領域でのスイッチング周波数
の変動を１〜２Ｆｉ以内にすることができる。当然なが
ら、マイクロプロセッサ等を用いれば、上記パルス幅変
調手段の一部または全てをプログラム化して、ソフトウ
ェア的に実現することも可能である。

フロントページの続き (72)発明者 中村 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 豊田 瑛一 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式会 社日立製作所水戸工場内 Ｆターム(参考） 5H007 AA01 BB06 CA01 CB02 CB04 CC04 CC06 CC14 DA01 DB12 DC05 EA09 5H576 AA01 BB04 CC01 DD02 DD04 EE04 EE13 GG02 HA04 HB02 HB05 JJ03 LL01 LL24

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流を３レベルの電位を有する交流相電圧
   に変換する電力変換器と、この電力変換器により駆動さ
   れる誘導電動機を備えた電気車の制御装置において、 前記電力変換器が出力する電圧の基本波の半周期内のパ
   ルス数が複数である領域で、前記電力変換器のスイッチ
   ング周波数を連続的に変化させる制御手段を備えたこと
   を特徴とする電気車の制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記スイッチング周波
   数は１ｋＨｚ以上で、かつ、変動幅が電力変換器出力周
   波数の２倍以内としたことを特徴とする電気車の制御装
   置。