JP2011188609A - モータ駆動システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】矩形波制御およびＰＷＭ制御を選択的に適用する交流電動機制御において、ＰＷＭ制御から矩形電圧波制御への切換判定を円滑に行なう。
【解決手段】インバータを用いたモータ駆動システムにおいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御では、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と、三角波に代表される搬送波との電圧比較に従って、インバータが制御される。ＰＷＭ制御の選択時には、搬送波の頂点のうちの、電圧指令の正負が反転するタイミングに最も近い２点に対応するタイミングの各々において、交流電圧指令の瞬時値が搬送波の振幅よりも大きいときに、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切換が指示される。
【選択図】図８

Description

この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ）制御の間での制御モード切換を行なう交流電動機制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動するために、インバータを用いたモータ駆動システムが使用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されることによって、直流／交流電力変換を実行する。たとえば、正弦波状の電圧指令と搬送波（三角波）との比較に基づいて、直流電圧をスイッチングして得られる、パルス幅変調された擬似交流電圧が、インバータから出力されて交流電動機に印加される。

また、交流電動機への印加電圧の基本波成分の振幅を拡大するために、正弦波電圧指令の振幅が搬送波の振幅を超える過変調ＰＷＭ制御や、回転周波数に同期した正負１パルスの矩形波電圧を印加する矩形波制御が知られている。

たとえば、特開２００８−３１２４２０号公報（特許文献１）および特開２００９−１００５８８号公報（特許文献２）には、過変調ＰＷＭ制御を含むＰＷＭ制御と、矩形波制御とを選択的に適用する交流電動機制御が記載されている。

特開２００８−３１２４２０号公報 特開２００９−１００５８８号公報

ＰＷＭ制御と矩形波制御とを選択的に適用する場合には、これらの制御モード間での切換判定が必要となる。たとえば、特許文献１（段落００４６）では、電圧指令から把握される必要電圧振幅と、搬送波（三角波）のピーク値の絶対値との比較によって、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要否が判定される。

また、特許文献２には、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切換えるときにトルク振動の発生を防止するために、矩形波制御モードへの切換後の最初の周期において、スイッチングタイミングに応じて、制御モードの切換を待機することが記載されている。

しかしながら、ＰＷＭ制御（特に過変調ＰＷＭ制御）と矩形波制御との切換領域では、デッドタイムの影響やセンサ誤差に起因する制御演算の誤差により、本来、矩形波制御モードへ切換わるべき電動機状態ではないのに、誤って、矩形波制御モードへの切換えが要求されるケースがある。

このような状況が発生すると、矩形波制御モードへの切換直後に、再びＰＷＭ制御モードへの切換が要求される結果を招くので、両制御モード間の切換が頻繁に発生してしまう可能性がある。さらに、交流電動機への印加電圧が不連続となるため、電流がサージ状に大きくなってしまう虞がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、矩形波制御およびＰＷＭ制御を選択的に適用する交流電動機制御において、ＰＷＭ制御から矩形電圧波制御への切換判定を円滑に行なうことである。

この発明のある局面では、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流を検出するための電流検出器とを備えるモータ駆動制御システムの制御装置は、所定振幅および所定周波数を有する搬送波と、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成するための手段と、パルス幅変調制御の選択時に、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御への切換要否を判定するための判定手段とを備える。判定手段は、搬送波の頂点のうちの、電圧指令の正負が反転するタイミングに最も近い２点に対応するタイミングの各々において、交流電圧指令の瞬時値が搬送波の振幅よりも大きいときに、パルス幅変調制御から矩形波制御への切換を指示する手段を含む。

この発明によれば、この発明の目的は、矩形波制御およびＰＷＭ制御を選択的に適用する交流電動機制御において、ＰＷＭ制御から矩形電圧波制御への切換判定を円滑に行なうことができる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを説明する概念図である。 ＰＷＭ制御の制御動作を説明する波形図である。 同期ＰＷＭ制御を説明する波形図である。 電圧指令振幅に応じた変調率に基づく制御モード切換の例を説明する概念図である。 ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換判定が正常でなかったときの動作例を説明する波形図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおけるＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換判定の制御処理を説明するフローチャートである。 ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要と判定される動作例を説明する波形図である。 ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換不要と判定される動作例を説明する波形図である。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、二次電池（ニッケル水素またはリチウムイオン等）や蓄電装置の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７の直流電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。以下では、インバータ１４の直流側電圧に相当する直流電圧ＶＨをシステム電圧ＶＨとも称する。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１および／またはＱ２のオンオフ制御により、直流電圧ＶｂおよびＶＨの間で双方向の直流電圧変換を実行するように構成されている。コンバータ１２による電圧変換比（ＶＨ／Ｖｂ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比に応じて制御される。具体的には、交流電動機Ｍ１の状態に応じて電圧指令値ＶＨｒが設定されるとともに、コンバータ１２におけるデューティ比が、直流電圧ＶＨ，Ｖｂの検出値に基づいて制御される。なお、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂから昇圧する必要がない場合には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定することにより、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

コンバータ１２では、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。このようにすると、コンバータ１２の電流方向に応じて特に制御動作を切換えることなく、直流電源Ｂの充電および放電のいずれにも対応して、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御することができる。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニットにより構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って、交流電動機Ｍ１が動作するように、インバータ１４およびコンバータ１２を制御する。制御装置３０には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｕ，ｉｗ、および回転角センサ２５からの回転角θが入力される。制御装置３０は、これらの入力信号に基づいて、コンバータ１２による直流電圧変換を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２と、インバータ１４による直流／交流電圧変換を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

電動車両では、ユーザのアクセル操作およびブレーキ操作に応じた加速度または減速度が実現されるように電動車両の走行を制御する走行制御の一環として、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが設定される。たとえば、交流電動機Ｍ１が車両走行用モータであるときには、車両加速時にはＴｒｑｃｏｍ＞０に設定される一方で、回生制動時には、Ｔｒｑｃｏｍ＜０に設定される。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。また、直流電源Ｂの充電禁止時には、減速時であっても回生電力が発生しないように、Ｔｒｑｃｏｍ＝０に設定される。

インバータ１４は、トルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０からの直流電圧を、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により交流電圧に変換して、正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。

また、インバータ１４は、トルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作によって、交流電動機Ｍ１の出力トルクを零とするような回転磁界をステータに生じさせるように制御される。

さらに、インバータ１４は、トルク指令値が負（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）の場合には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。その変換された直流電圧（システム電圧）は、平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給される。

コンバータ１２は、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御（デューティ制御）により、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御する。この電圧制御を通じて、電力線７での余剰電力に応じて直流電源Ｂが充電されるとともに、電力線７での不足電力に応じて直流電源Ｂが放電される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御
モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。

一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モードのいずれかが選択的に適用される。図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内となるように決定される。

なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。

図３および図４を用いて、ＰＷＭ制御の動作についてさらに説明する。
図３を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、電圧指令１７０との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数（以下、搬送波周波数と称する）は、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。

一方で、図４に示されるように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期させて、交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）となるように、搬送波周波数が制御される。この結果、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波１６０のキャリア数は一定値ｋに制御される。なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波制御とは区別して同期ＰＷＭを適用するため、上記のようにｋ≧２としている。

相電圧指令１７０も、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期するので、この結果、搬送波１６０および相電圧指令１７０の周波数比もｋ：１となる。

同期ＰＷＭでは、電気角１周期（３６０度）あたりのキャリア数を少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、電圧指令の振幅が大きいためにオンオフの切換わり回数が少なくなる過変調制御では、同期ＰＷＭの適用が好ましい。

次にＰＷＭ制御モードにおける、制御モードの切換判定について説明する。
一般的には特許文献１にも示されるように、過変調ＰＷＭ制御を含むＰＷＭ制御モードから、矩形波制御モードへの遷移は、電圧指令の振幅と、インバータの入力直流電圧との関係に応じて判定される。

たとえば、上述のように定義された、ＰＷＭ制御による電圧指令振幅から求められた変調率に基づいて、変調率が判定値Ｆ０（たとえばＦ０＝０．７８）に達したときに、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換を指示することができる。

図５を参照して、時刻ｔａ以前では、ＰＷＭ制御モードが選択されており、出力トルクを増加するためのフィードバック制御により、電圧指令の振幅が大きくなるのに伴って変調率も増加する。そして、図２からも理解されるように、変調率が約０．６１を超えると、過変調ＰＷＭ制御が適用される。

電圧指令振幅がさらに大きくなり、時刻ｔａで変調率が０．７８に達すると、矩形波制御モードへの切換要と判定される。そして、時刻ｔａ以降では、矩形波制御が適用されて、電圧振幅が固定されるので、変調率も０．７８に固定される。

しかしながら、図５に示すような、電圧指令振幅から演算される変調率に基づく制御モードの切換判定では、デッドタイムやセンサ誤差の影響による制御誤差により、切換領域近辺で、正確な切換判定ができなくなる可能性がある。図６には、矩形波制御モードへの切換判定が正常でなかったときの動作例が示される。

図６を参照して、矩形波制御モードでは、正常なインバータ出力電圧Ｖｉｎｖは、電圧指令１７０の正負が反転するゼロクロス点である時刻ｔ０でハイレベル期間およびローレベル期間が入替わる、交流電動機Ｍ１の回転周波数と同期した正負１パルスの矩形波電圧となる（図６の下段参照）。すなわち、矩形波電圧モードへの切換要と判定される領域では、電圧指令値｜Ｖｃｐ｜が搬送波電圧｜Ｖｃｗ｜よりも常に大きくなるような状態となっている必要がある。

しかしながら、制御誤差を含む電圧指令振幅から演算された変調率に基づく制御モード判定では、図６の上段に示されるように、実際には、電圧指令値｜Ｖｃｐ｜が搬送波電圧｜Ｖｃｗ｜よりも小さくなる期間が存在するような状態であるにも関らず、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要と判定される虞がある。

このような状況では、フィードバック制御によって、直後に演算された電圧指令１７０により、再び矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換が指示されることにより、図６の中段に示されるように、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが、搬送波１６０および電圧指令１７０の電圧比較に従った、パルス幅変調電圧となる。これにより、モータ印加電圧が不連続なものとなり、かかる不連続な電圧遷移によって、交流電動機Ｍ１の電流がサージ状に増大する虞がある。

したがって、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムでは、図７に示すフローチャートに従って、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換判定を実行する。

図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、ＰＷＭ制御モードの選択中であるかどうかを判定する。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御の適用時に、ステップＳ１００はＹＥＳ判定とされる。ＰＷＭ制御モードが選択されていない矩形波制御のとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換判定は不要であるので、以下のステップＳ１０５〜Ｓ１８０はスキップされる。

制御装置３０は、ＰＷＭ制御モードの選択中（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１０５に処理を進めて、交流電動機Ｍ１のフィードバック制御により、交流電動機Ｍ１をトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って動作させるための各相の電圧指令１７０（図４）を演算する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１１０では、同期ＰＷＭが適用されているかどうかを判定する。上述のように、好ましい態様として、矩形波制御モードとの境界となる変調率の高い領域では、過変調ＰＷＭ制御の選択に伴って同期ＰＷＭが適用されている。制御装置３０は、同期ＰＷＭ適用時（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１５０に処理を進めて、電圧指令１７０のゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミングであるかどうかを判定する。

図８を参照して、時刻ｔ０は、電圧指令１７０の正負が反転するゼロクロス点に対応する。そして、搬送波１６０の各頂点に対応するキャリア頂点タイミングには、ゼロクロス点（時刻ｔ０）に最も近い２つである、時刻ｔ１およびｔ２が含まれる。すなわち、時刻ｔ１およびｔ２は、「ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミング」に相当する。

上述のように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気１周期（３６０度）内のキャリア数（ｋ）が予め決まっているため、「ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミング」を、交流電動機Ｍ１の回転角θに基づいて事前に把握することができる。したがって、同期ＰＷＭの適用時には、回転角θに基づいてステップＳ１５０の判定を容易に実行できる。

そして、制御装置３０は、ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミングでは（Ｓ１５０のＹＥＳ判定時）、電圧指令１７０の絶対値｜Ｖｐ♯｜と、搬送波１６０の絶対値｜Ｖｃｗ｜（すなわち、振幅）とを比較する。図８に示されるように、｜Ｖｐ♯｜＞｜Ｖｃｗ｜が成立するとき（Ｓ１６０のＹＥＳ判定時）には、電圧指令（交流電圧）１７０が搬送波１６０の各頂点の電圧よりも高い、すなわち、電圧指令値｜Ｖｃｐ｜が搬送波電圧｜Ｖｃｗ｜よりも常に大きくなるような状態となっていると判断される。このため、制御装置３０は、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要と判定して、ステップＳ１７０により、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換を指示する。

一方、図９に示されるように、ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミングにおいて、｜Ｖｐ♯｜≦｜Ｖｃｗ｜のときには（Ｓ１６０のＮＯ判定時）、矩形波電圧モードへ切換えると図６で説明した不具合が発生する可能性があるので、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換不要と判定する。すなわち、制御装置３０は、ステップＳ１８０に処理を進めて、ＰＷＭ制御モードを維持する。

制御装置３０は、同期ＰＷＭの非適用時（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１２０に処理を進めて、ステップＳ１０５で算出した電圧指令値に基づいて変調率を演算する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、ステップＳ１２０で演算した変調率に基づく切換判定（図５）を実行する。なお、上述したように、正弦波ＰＷＭ制御では非同期ＰＷＭを適用するとともに、過変調ＰＷＭでは同期ＰＷＭを適用する場合には、同期ＰＷＭの非適用領域では、変調率が比較的小さく矩形波制御モードへの切換が発生しないため、変調率に基づく切換判定であっても、図６で説明した不具合が発生する可能性は低い。

このように、本発明の実施の形態によるモータ駆動装置では、ＰＷＭ制御演算のための電圧指令（交流電圧）が搬送波の各頂点の電圧よりも高いことを条件に、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換を指示する。したがって、制御誤差を含む電圧指令振幅から演算される変調率の誤差に起因して、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ誤って制御モードが切換えられることによって、交流電動機Ｍ１への印加電圧が不連続となって電流がサージ状に増大することを防止できる。

そして、ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミングでの、搬送波１６０および電圧指令１７０の電圧比較を行うことにより、特に同期ＰＷＭ制御の適用時において、ＰＷＭ制御演算のための電圧指令（交流電圧）が搬送波の各頂点の電圧よりも高いか否かを簡易に判定できる。

ただし、非同期ＰＷＭの適用時においても、演算は複雑化するものの、ゼロクロス点最近傍のキャリア頂点タイミングを予め把握することは可能であるため、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０を省略して、常に、ステップＳ１５０の判定により、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要否を判定してもよい。あるいは、搬送波１６０の各頂点タイミングにおいて、電圧指令１７０の絶対値｜Ｖｐ♯｜と、搬送波１６０の絶対値｜Ｖｃｗ｜（すなわち、振幅）とを比較し、｜Ｖｐ♯｜＞｜Ｖｃｗ｜が所定期間（たとえば、交流電動機Ｍ１の電気角１８０度または３６０度）継続したときに、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要と判定してもよい。

また、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の多相電動機に対しても本発明による電流サンプリング処理を適用することができる。

また、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明は、矩形波制御およびパルス幅変調制御の間での制御モード切換を行なう交流電動機の制御に適用できる。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ 各相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、１６０ 搬送波、１７０ 電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＥ 信号、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＲ１ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、ＶＨ，Ｖｂ 直流電圧、ＶＨｒ 電圧指令値、Ｖｉｎｖ インバータ出力電圧、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（相電流）。

Claims (1)

1. インバータと、前記インバータによって印加電圧が制御される交流電動機と、前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れるモータ電流を検出するための電流検出器とを備えるモータ駆動制御システムの制御装置であって、
   所定振幅および所定周波数を有する搬送波と、前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を生成するための手段と、
   前記パルス幅変調制御の選択時に、前記交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御への切換要否を判定するための判定手段とを備え、
   前記判定手段は、前記搬送波の頂点のうちの、前記電圧指令の正負が反転するタイミングに最も近い２点に対応するタイミングの各々において、前記交流電圧指令の瞬時値が前記搬送波の振幅よりも大きいときに、前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御への切換を指示する手段を含む、モータ駆動システムの制御装置。

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