JPH10225196A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH10225196A JPH10225196A JP9021424A JP2142497A JPH10225196A JP H10225196 A JPH10225196 A JP H10225196A JP 9021424 A JP9021424 A JP 9021424A JP 2142497 A JP2142497 A JP 2142497A JP H10225196 A JPH10225196 A JP H10225196A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】通常は速度センサを使用した高性能のベクトル
制御による速度制御を行ない、速度センサが故障した場
合はセンサレスベクトル制御に切換えて運転の継続を可
能とする。 【解決手段】切換手段１８は通常は速度センサ３の検出
速度ωｒ(s) を速度フィードバックωｒ、検出速度ωｒ
(s) にすべり周波数ωｓを加えた値を一次周波数ω0 と
して出力して速度制御を行ない、速度センサ３が故障し
たときは故障検出手段１７から切換指令ＣＨが出力さ
れ、速度推定手段１６で算出された一次周波数ω0(SL)
を一次周波数ω0 、一次周波数ω0(SL) からすべり周波
数ωｓを減じた推定速度を速度フィードバックωｒとし
て出力して速度制御を行ない運転を継続させる。
制御による速度制御を行ない、速度センサが故障した場
合はセンサレスベクトル制御に切換えて運転の継続を可
能とする。 【解決手段】切換手段１８は通常は速度センサ３の検出
速度ωｒ(s) を速度フィードバックωｒ、検出速度ωｒ
(s) にすべり周波数ωｓを加えた値を一次周波数ω0 と
して出力して速度制御を行ない、速度センサ３が故障し
たときは故障検出手段１７から切換指令ＣＨが出力さ
れ、速度推定手段１６で算出された一次周波数ω0(SL)
を一次周波数ω0 、一次周波数ω0(SL) からすべり周波
数ωｓを減じた推定速度を速度フィードバックωｒとし
て出力して速度制御を行ない運転を継続させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は速度センサを用いて
ベクトル制御を行ない、誘導電動機の速度を制御する装
置に係り、特に速度センサが故障した場合でも運転の継
続を可能とした誘導電動機の制御装置に関する。
ベクトル制御を行ない、誘導電動機の速度を制御する装
置に係り、特に速度センサが故障した場合でも運転の継
続を可能とした誘導電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の速度制御装置としてインバ
ータ装置が一般的に用いられている。インバータ装置の
制御にはＶ／ｆ制御、ＳＦ制御、ベクトル制御、センサ
レスベクトル制御等が用途によってそれぞれ使い分けさ
れ、特にベクトル制御はその制御精度が良好であるこ
と、制御応答が高速でトルクを直接制御できることから
高性能制御方式として広く使用されている。
ータ装置が一般的に用いられている。インバータ装置の
制御にはＶ／ｆ制御、ＳＦ制御、ベクトル制御、センサ
レスベクトル制御等が用途によってそれぞれ使い分けさ
れ、特にベクトル制御はその制御精度が良好であるこ
と、制御応答が高速でトルクを直接制御できることから
高性能制御方式として広く使用されている。
【０００３】図５は速度センサを用いたベクトル制御の
構成例を示したもので、誘導電動機１はインバータ装置
２によって駆動され、その駆動速度ωｒが速度センサ３
で検出されフィードバック信号として用いられる。この
検出速度ωｒは速度基準ωｒ* と比較され、速度制御回
路４によりその誤差が増幅されてトルク基準Ｔ* として
出力される。トルク基準Ｔ* は除算器５により二次磁束
基準Φ2 * で除算されトルク電流基準ｉ2q* に変換さ
れ、更に誘導電動機の定数（Ｌ2 ／Ｍ）を乗じて一次電
流のトルク電流基準ｉ1q* に変換される。また、二次磁
束基準Φ2 * は励磁電流演算回路６により一次電流の励
磁電流基準ｉ1d* に変換される。トルク電流基準ｉ1q*
と励磁電流基準ｉ1d* は一次電流ベクトル演算回路７に
よりベクトル加算され一次電流基準ベクトルｉ1 * とし
て出力される。トルク電流基準ｉ2q* に誘導電動機の定
数（Ｒ2 ）を乗じた値が除算器８により二次磁束基準Φ
2 *で除算されすべり周波数ωｓとして出力され、加算
器９で検出速度ωｒに加算され一次周波数ω0 として出
力される。一次周波数ω0 は積分器１０で積分されて一
次電流の位相θ0 に変換される。一次電流基準演算回路
１１は一次電流基準ベクトルｉ1 * と一次電流位相θ0
に基づいて３相の電流基準ｉｕ* 、ｉｖ* 、ｉｗ* を生
成して出力する。電流制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ
は電流基準ｉｕ* 、ｉｖ* 、ｉｗ* と電流検出器１３で
検出された３相の検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとをそれぞ
れ比較してインバータ装置２を制御し、誘導電動機１の
一次電流を制御する。このように速度センサを用いてベ
クトル制御を行ない高性能の誘導電動機の速度制御が行
なわれる。
構成例を示したもので、誘導電動機１はインバータ装置
２によって駆動され、その駆動速度ωｒが速度センサ３
で検出されフィードバック信号として用いられる。この
検出速度ωｒは速度基準ωｒ* と比較され、速度制御回
路４によりその誤差が増幅されてトルク基準Ｔ* として
出力される。トルク基準Ｔ* は除算器５により二次磁束
基準Φ2 * で除算されトルク電流基準ｉ2q* に変換さ
れ、更に誘導電動機の定数（Ｌ2 ／Ｍ）を乗じて一次電
流のトルク電流基準ｉ1q* に変換される。また、二次磁
束基準Φ2 * は励磁電流演算回路６により一次電流の励
磁電流基準ｉ1d* に変換される。トルク電流基準ｉ1q*
と励磁電流基準ｉ1d* は一次電流ベクトル演算回路７に
よりベクトル加算され一次電流基準ベクトルｉ1 * とし
て出力される。トルク電流基準ｉ2q* に誘導電動機の定
数（Ｒ2 ）を乗じた値が除算器８により二次磁束基準Φ
2 *で除算されすべり周波数ωｓとして出力され、加算
器９で検出速度ωｒに加算され一次周波数ω0 として出
力される。一次周波数ω0 は積分器１０で積分されて一
次電流の位相θ0 に変換される。一次電流基準演算回路
１１は一次電流基準ベクトルｉ1 * と一次電流位相θ0
に基づいて３相の電流基準ｉｕ* 、ｉｖ* 、ｉｗ* を生
成して出力する。電流制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ
は電流基準ｉｕ* 、ｉｖ* 、ｉｗ* と電流検出器１３で
検出された３相の検出電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとをそれぞ
れ比較してインバータ装置２を制御し、誘導電動機１の
一次電流を制御する。このように速度センサを用いてベ
クトル制御を行ない高性能の誘導電動機の速度制御が行
なわれる。
【０００４】また、速度センサを用いないセンサレスベ
クトル制御では一般的に誘導電動機の電流と電圧を検出
して演算により速度を推定をする方法が用いられてい
る。図６はこの種のセンサレスベクトル制御の構成例を
示したもので、電圧検出器１４、二次電圧演算回路１
５、一次周波数推定回路１６が新たに付加されて構成さ
れている。
クトル制御では一般的に誘導電動機の電流と電圧を検出
して演算により速度を推定をする方法が用いられてい
る。図６はこの種のセンサレスベクトル制御の構成例を
示したもので、電圧検出器１４、二次電圧演算回路１
５、一次周波数推定回路１６が新たに付加されて構成さ
れている。
【０００５】電圧検出器１４により誘導電動機１の一次
電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw が検出され、電流検出器１３により誘
導電動機の一次電流ｉu,ｉv,ｉw が検出され、二次電圧
演算回路１５はこれらの検出信号と、一次電流位相θ0
、一次周波数ω0 とに基づいて二次電圧のｄ軸成分Ｖ2
d及びｑ軸成分Ｖ2qを算出する。
電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw が検出され、電流検出器１３により誘
導電動機の一次電流ｉu,ｉv,ｉw が検出され、二次電圧
演算回路１５はこれらの検出信号と、一次電流位相θ0
、一次周波数ω0 とに基づいて二次電圧のｄ軸成分Ｖ2
d及びｑ軸成分Ｖ2qを算出する。
【０００６】図７（ａ）は二次電圧演算回路１５の内部
構成例を示したもので、一次電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw と一次電
流ｉu,ｉv,ｉw が一次電流位相θ0 に基づき、座標変換
部１５ａ、１５ｂによりそれぞれｄ軸成分Ｖ1dとｉ1d及
びｑ軸成分Ｖ1qとｉ1qに変換され、（１）（２）式によ
り二次電圧のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qが演算され
る。
構成例を示したもので、一次電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw と一次電
流ｉu,ｉv,ｉw が一次電流位相θ0 に基づき、座標変換
部１５ａ、１５ｂによりそれぞれｄ軸成分Ｖ1dとｉ1d及
びｑ軸成分Ｖ1qとｉ1qに変換され、（１）（２）式によ
り二次電圧のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qが演算され
る。
【０００７】
【数１】 Ｖ2d＝Ｖ1d−Ｒ1 ・ｉ1d＋Ｌ・ω0 ・ｉ1q （１） Ｖ2q＝Ｖ1q−Ｒ1 ・ｉ1q−Ｌ・ω0 ・ｉ1d （２） （但し、Ｒ１は誘導電動機の一次抵抗、Ｌはインダクタ
ンス） 一次周波数推定回路１６は例えば図７（ｂ）のように構
成され、二次電圧のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qと二
次磁束基準Φ2 * に基づいて（３）式の演算を行ない、
一次周波数ω0 を推定演算して求める。
ンス） 一次周波数推定回路１６は例えば図７（ｂ）のように構
成され、二次電圧のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qと二
次磁束基準Φ2 * に基づいて（３）式の演算を行ない、
一次周波数ω0 を推定演算して求める。
【０００８】
【数２】 ω0 ＝（Ｖ2d／Φ2 * ）・Ｋｑ−Ｋｄ・Ｖ2d （３） （但し、Ｋｑ、Ｋｄは定数） このようなセンサレスベクトル制御では速度センサを使
用せずにベクトル制御を行なっている。
用せずにベクトル制御を行なっている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の速度セ
ンサを用いるベクトル制御では、速度センサが故障する
と運転不能になるという問題があり、センサレスベクト
ル制御では高信頼性の運転が可能であるが、速度センサ
を用いるベクトル制御に比べると速度制御の精度や応答
の点で劣るという問題があり、高精度の速度制御や高速
な制御応答が要求される用途では速度センサを使用せざ
るを得なかった。
ンサを用いるベクトル制御では、速度センサが故障する
と運転不能になるという問題があり、センサレスベクト
ル制御では高信頼性の運転が可能であるが、速度センサ
を用いるベクトル制御に比べると速度制御の精度や応答
の点で劣るという問題があり、高精度の速度制御や高速
な制御応答が要求される用途では速度センサを使用せざ
るを得なかった。
【００１０】本発明は上記の問題点に鑑みて行われたも
ので、その目的とするところは、通常は速度センサを使
用した高性能のベクトル制御による速度制御を行ない、
速度センサが故障した場合はセンサレスベクトル制御に
切換えて運転の継続を可能とした誘導電動機の制御装置
を提供することにある。
ので、その目的とするところは、通常は速度センサを使
用した高性能のベクトル制御による速度制御を行ない、
速度センサが故障した場合はセンサレスベクトル制御に
切換えて運転の継続を可能とした誘導電動機の制御装置
を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の誘導電動機の制御装置は、誘導電動機を駆動
するインバータと、トルク指令及び磁束基準に基づいて
トルク電流基準及び励磁電流基準を生成し前記インバー
タを制御するベクトル制御手段と、前記誘導電動機の速
度を検出する速度センサと、前記誘導電動機の電圧及び
電流の検出値から前記誘導電動機の推定速度を算出する
速度推定手段と、前記速度センサの異常を判定したとき
切換指令を出力する故障検出手段と、前記切換指令に基
づいて前記検出速度から前記推定速度に切り換える切換
手段とを備え、通常は前記検出速度に基づいて速度制御
を行ない、前記速度センサが故障したときは前記推定速
度に基づいて速度制御を継続させる。（請求項１） また、誘導電動機を駆動するインバータと、トルク指令
及び磁束基準に基づいてトルク電流基準及び励磁電流基
準を生成するベクトル制御手段と、前記トルク電流基準
及び励磁電流基準に基づいて前記誘導電動機の励磁に寄
与するｄ軸電圧成分及び卜ルクに寄与するｑ軸電圧成分
を算出し前記インバータを制御する電圧演算手段と、前
記誘導電動機の速度を検出する速度センサと、前記誘導
電動機の電流検出値と前記ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成
分とから前記誘導電動機の推定速度を算出する速度推定
手段と、前記速度センサの異常を判定したとき切換指令
を出力する故障検出手段と、前記切換指令に基づいて前
記検出速度から前記推定速度に切り換える切換手段とを
備え、通常は前記検出速度に基づいて速度制御を行な
い、前記速度センサが故障したときは前記推定速度に基
づいて速度制御を継続させる（請求項２） 更に、前記故障検出手段は、前記速度センサの検出速度
が所定の変化率を越えて変化したとき（通常ありえない
急激な変化をしたとき）前記速度センサが故障したと判
定し、その時点から前記切換指令を出力する。（請求項
３） 更に、前記速度推定手段は、通常の運転状態において、
前記誘導電動機の推定速度と前記速度センサの検出速度
を比較して前記推定速度を補正する補正手段を備え、よ
り正確な推定速度を求め、前記推定速度を速度フィード
バックとして速度制御を継続するときの制御精度を向上
させる。（請求項４） 更に、前記補正手段は、前記推定速度と前記速度センサ
の検出速度との速度偏差及び該速度偏差の変化率を求
め、前記速度偏差に基づいて前記誘導電動機の一次抵抗
に基づいて設定された第１制御定数を補正し、前記速度
偏差の変化率に基づいて前記誘導電動機の一次漏れイン
ダクタンスに基づいて設定された第２制御定数を補正す
る。（請求項５） 更に、前記速度推定手段は前記誘導電動機の一次電流と
一次電圧のトルク成分Ｖ1qとｉ1q及び励磁成分Ｖ1dとｉ
1dから二次電圧のトルク成分Ｖ2q及び励磁成分Ｖ2dを求
める場合、前記補正手段で補正された第１制御定数と第
２制御定数を用いて求め、この二次電圧のトルク成分Ｖ
2q及び励磁成分Ｖ2dと二次磁束基準Φ2* とから一次周
波数ω0(SL) を算出し、この一次周波数ω0(SL) からす
べり周波数ωｓを減じて推定速度ωｒ(SL)を出力する。
（請求項６） 更に、常時、前記速度推定手段で算出した一次周波数ω
0(SL) と推定速度ωｒ(SL)を用いて速度制御を行ない、
前記切換手段を省略する。（請求項７）
に本発明の誘導電動機の制御装置は、誘導電動機を駆動
するインバータと、トルク指令及び磁束基準に基づいて
トルク電流基準及び励磁電流基準を生成し前記インバー
タを制御するベクトル制御手段と、前記誘導電動機の速
度を検出する速度センサと、前記誘導電動機の電圧及び
電流の検出値から前記誘導電動機の推定速度を算出する
速度推定手段と、前記速度センサの異常を判定したとき
切換指令を出力する故障検出手段と、前記切換指令に基
づいて前記検出速度から前記推定速度に切り換える切換
手段とを備え、通常は前記検出速度に基づいて速度制御
を行ない、前記速度センサが故障したときは前記推定速
度に基づいて速度制御を継続させる。（請求項１） また、誘導電動機を駆動するインバータと、トルク指令
及び磁束基準に基づいてトルク電流基準及び励磁電流基
準を生成するベクトル制御手段と、前記トルク電流基準
及び励磁電流基準に基づいて前記誘導電動機の励磁に寄
与するｄ軸電圧成分及び卜ルクに寄与するｑ軸電圧成分
を算出し前記インバータを制御する電圧演算手段と、前
記誘導電動機の速度を検出する速度センサと、前記誘導
電動機の電流検出値と前記ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成
分とから前記誘導電動機の推定速度を算出する速度推定
手段と、前記速度センサの異常を判定したとき切換指令
を出力する故障検出手段と、前記切換指令に基づいて前
記検出速度から前記推定速度に切り換える切換手段とを
備え、通常は前記検出速度に基づいて速度制御を行な
い、前記速度センサが故障したときは前記推定速度に基
づいて速度制御を継続させる（請求項２） 更に、前記故障検出手段は、前記速度センサの検出速度
が所定の変化率を越えて変化したとき（通常ありえない
急激な変化をしたとき）前記速度センサが故障したと判
定し、その時点から前記切換指令を出力する。（請求項
３） 更に、前記速度推定手段は、通常の運転状態において、
前記誘導電動機の推定速度と前記速度センサの検出速度
を比較して前記推定速度を補正する補正手段を備え、よ
り正確な推定速度を求め、前記推定速度を速度フィード
バックとして速度制御を継続するときの制御精度を向上
させる。（請求項４） 更に、前記補正手段は、前記推定速度と前記速度センサ
の検出速度との速度偏差及び該速度偏差の変化率を求
め、前記速度偏差に基づいて前記誘導電動機の一次抵抗
に基づいて設定された第１制御定数を補正し、前記速度
偏差の変化率に基づいて前記誘導電動機の一次漏れイン
ダクタンスに基づいて設定された第２制御定数を補正す
る。（請求項５） 更に、前記速度推定手段は前記誘導電動機の一次電流と
一次電圧のトルク成分Ｖ1qとｉ1q及び励磁成分Ｖ1dとｉ
1dから二次電圧のトルク成分Ｖ2q及び励磁成分Ｖ2dを求
める場合、前記補正手段で補正された第１制御定数と第
２制御定数を用いて求め、この二次電圧のトルク成分Ｖ
2q及び励磁成分Ｖ2dと二次磁束基準Φ2* とから一次周
波数ω0(SL) を算出し、この一次周波数ω0(SL) からす
べり周波数ωｓを減じて推定速度ωｒ(SL)を出力する。
（請求項６） 更に、常時、前記速度推定手段で算出した一次周波数ω
0(SL) と推定速度ωｒ(SL)を用いて速度制御を行ない、
前記切換手段を省略する。（請求項７）
【００１２】
【実施例】図１は本発明の請求項１、３に対応する実施
例の構成図である。同図において、１７は速度センサ２
の速度検出信号ωｒ(s) を監視して速度センサ２の異常
を判定したとき切換指令ＣＨを出力するための故障検出
回路、１８は切換指令ＣＨに基づいて速度フィードバッ
ク信号ωｒ及び一次周波数ω0 を切り換えるための切換
回路であり、本発明で新たに付加されたものである。そ
の他は従来（図５及び図６）と同じものなので説明は省
略する。
例の構成図である。同図において、１７は速度センサ２
の速度検出信号ωｒ(s) を監視して速度センサ２の異常
を判定したとき切換指令ＣＨを出力するための故障検出
回路、１８は切換指令ＣＨに基づいて速度フィードバッ
ク信号ωｒ及び一次周波数ω0 を切り換えるための切換
回路であり、本発明で新たに付加されたものである。そ
の他は従来（図５及び図６）と同じものなので説明は省
略する。
【００１３】本実施例では、通常は速度センサ３で検出
された信号を速度フィードバック信号として高精度の速
度制御による運転を行ない、速度センサ３が故障した場
合には、一次周波数推定回路１６から出力される一次周
波数ω0(SL) に基づいて速度フィードバック信号ωｒを
推定演算し、センサレスのベクトル制御に切り換えて速
度制御を継続運転することを可能としている。
された信号を速度フィードバック信号として高精度の速
度制御による運転を行ない、速度センサ３が故障した場
合には、一次周波数推定回路１６から出力される一次周
波数ω0(SL) に基づいて速度フィードバック信号ωｒを
推定演算し、センサレスのベクトル制御に切り換えて速
度制御を継続運転することを可能としている。
【００１４】図２は故障検出回路１７と切換回路１８の
具体例を示したものである。故障検出回路１７は、速度
センサ３を介して検出された誘導電動機１の検出速度ω
ｒ(s) の変化率に比例した信号ｄωr(s)/dt を出力する
微分回路１７ａと、通常の運転で有り得ない検出レベル
ＤＬを設定するための設定器１７ｂと、信号ｄωr(s)/d
t が検出レベルＤＬを越えたとき異常と判定する比較器
１７ｃを備え、比較器１７ｃが異常と判定したとき切換
指令ＣＨを出力する。
具体例を示したものである。故障検出回路１７は、速度
センサ３を介して検出された誘導電動機１の検出速度ω
ｒ(s) の変化率に比例した信号ｄωr(s)/dt を出力する
微分回路１７ａと、通常の運転で有り得ない検出レベル
ＤＬを設定するための設定器１７ｂと、信号ｄωr(s)/d
t が検出レベルＤＬを越えたとき異常と判定する比較器
１７ｃを備え、比較器１７ｃが異常と判定したとき切換
指令ＣＨを出力する。
【００１５】切換回路１８は加算器１８ａ、減算器１８
ｂ、切換スイッチ１８ｃ、１８ｄを備え、通常の運転に
おいて切換スイッチ１８ｃは速度センサ３の検出速度ω
ｒ(s) を速度フィードバックωｒとして出力し、切換ス
イッチ１８ｄは加算器１８ａの出力を一次周波数ω0 と
して出力する。また、速度センサ３が故障して故障検出
回路１７から切換指令ＣＨが出力されたとき、切換スイ
ッチ１８ｃは減算器１８ｂの出力を速度フィードバック
ωｒとして出力し、切換スイッチ１８ｄは一次周波数推
定回路１６から出力される一次周波数ω0(SL) を一次周
波数ω0 として出力する。
ｂ、切換スイッチ１８ｃ、１８ｄを備え、通常の運転に
おいて切換スイッチ１８ｃは速度センサ３の検出速度ω
ｒ(s) を速度フィードバックωｒとして出力し、切換ス
イッチ１８ｄは加算器１８ａの出力を一次周波数ω0 と
して出力する。また、速度センサ３が故障して故障検出
回路１７から切換指令ＣＨが出力されたとき、切換スイ
ッチ１８ｃは減算器１８ｂの出力を速度フィードバック
ωｒとして出力し、切換スイッチ１８ｄは一次周波数推
定回路１６から出力される一次周波数ω0(SL) を一次周
波数ω0 として出力する。
【００１６】上記構成において、速度センサ３が正常の
場合、故障検出回路１７から切換指令ＣＨは出力され
ず、加算器１８ａから出力される速度センサ３の検出速
度ωｒ(s) とすべり周波数ωｓの和が一次周波数ω0 と
して与えられ、速度センサ３の検出速度ωｒ(s) を速度
フィードバックωｒとして高精度の速度制御が行なわれ
る。
場合、故障検出回路１７から切換指令ＣＨは出力され
ず、加算器１８ａから出力される速度センサ３の検出速
度ωｒ(s) とすべり周波数ωｓの和が一次周波数ω0 と
して与えられ、速度センサ３の検出速度ωｒ(s) を速度
フィードバックωｒとして高精度の速度制御が行なわれ
る。
【００１７】速度センサ３が故障して故障検出回路１７
から切換指令ＣＨが出力された場合、一次周波数推定回
路１６から出力される一次周波数ω0(SL) が一次周波数
ω0として与えられ、減算器１８ｂから一次周波数推定
回路１６の出力である一次周波数ω0(SL) からすべり周
波数ωｓを減じた推定速度ωｒ(SL)が出力され、これが
速度フィードバックωｒとして出力され、センサレスの
ベクトル制御に切換えられる。従って、速度センサが故
障したときはセンサレスのベクトル制御により運転を継
続することが可能となる。（請求項１、３） 図３は本発明の請求項２、３に対応する実施例の構成図
である。
から切換指令ＣＨが出力された場合、一次周波数推定回
路１６から出力される一次周波数ω0(SL) が一次周波数
ω0として与えられ、減算器１８ｂから一次周波数推定
回路１６の出力である一次周波数ω0(SL) からすべり周
波数ωｓを減じた推定速度ωｒ(SL)が出力され、これが
速度フィードバックωｒとして出力され、センサレスの
ベクトル制御に切換えられる。従って、速度センサが故
障したときはセンサレスのベクトル制御により運転を継
続することが可能となる。（請求項１、３） 図３は本発明の請求項２、３に対応する実施例の構成図
である。
【００１８】同図において、１９ａ、１９ｂは２軸（回
転座標系のｄ軸、ｑ軸）信号と３軸（静止座標系のＵ、
Ｖ、Ｗ相）信号の間で信号変換を行なう座標変換回路、
２０ｑはｑ軸電流制御回路、２０ｄはｄ軸電流制御回
路、１６Ａは一次周波数推定回路である。
転座標系のｄ軸、ｑ軸）信号と３軸（静止座標系のＵ、
Ｖ、Ｗ相）信号の間で信号変換を行なう座標変換回路、
２０ｑはｑ軸電流制御回路、２０ｄはｄ軸電流制御回
路、１６Ａは一次周波数推定回路である。
【００１９】この実施例では、電流検出器１３で検出さ
れた３相の一次電流ｉu,ｉv,ｉw が座標変換回路１９ａ
により２相のトルク電流ｉ1qと励磁電流ｉ1dに変換さ
れ、ｑ軸電流制御回路２０ｑはｉ1q* とｉ1qを比較して
ｑ軸電圧基準Ｖ1q* を出力し、ｄ軸電流制御回路２０ｄ
はｉ1d* とｉ1dを比較してｄ軸電圧基準Ｖ1d* を出力す
る。座標変換回路１９ｂはＶ1q* とＶ1d* に基づいてイ
ンバータ３を制御し、ｑ軸電流とｄ軸電流の制御を行な
う。また、一次周波数推定回路１６Ａはトルク電流ｉ1q
と励磁電流ｉ1d及びｑ軸電圧基準Ｖ1q* とｄ軸電圧基準
Ｖ1d* に基づいて前述（図７）と同様に一次周波数ω0
(SL) を算出する。その他は図１と同じものであり同符
号を付して説明は省略する。
れた３相の一次電流ｉu,ｉv,ｉw が座標変換回路１９ａ
により２相のトルク電流ｉ1qと励磁電流ｉ1dに変換さ
れ、ｑ軸電流制御回路２０ｑはｉ1q* とｉ1qを比較して
ｑ軸電圧基準Ｖ1q* を出力し、ｄ軸電流制御回路２０ｄ
はｉ1d* とｉ1dを比較してｄ軸電圧基準Ｖ1d* を出力す
る。座標変換回路１９ｂはＶ1q* とＶ1d* に基づいてイ
ンバータ３を制御し、ｑ軸電流とｄ軸電流の制御を行な
う。また、一次周波数推定回路１６Ａはトルク電流ｉ1q
と励磁電流ｉ1d及びｑ軸電圧基準Ｖ1q* とｄ軸電圧基準
Ｖ1d* に基づいて前述（図７）と同様に一次周波数ω0
(SL) を算出する。その他は図１と同じものであり同符
号を付して説明は省略する。
【００２０】上記構成において、速度センサ３が正常の
場合、故障検出回路１７から切換指令ＣＨは出力され
ず、一次周波数ω0 として速度センサ３の検出速度ωｒ
(s) とすべり周波数ωｓの和が与えられ、速度センサ３
の検出速度ωｒ(s) を速度フィードバックωｒとして高
精度の速度制御が行なわれる。
場合、故障検出回路１７から切換指令ＣＨは出力され
ず、一次周波数ω0 として速度センサ３の検出速度ωｒ
(s) とすべり周波数ωｓの和が与えられ、速度センサ３
の検出速度ωｒ(s) を速度フィードバックωｒとして高
精度の速度制御が行なわれる。
【００２１】速度センサ３が異常となり故障検出回路１
７から切換指令ＣＨが出力された場合、一次周波数推定
回路１６Ａから出力される一次周波数ω0(SL) が一次周
波数ω0 として与えられ、一次周波数推定回路１６Ａか
ら出力される一次周波数ω0(SL) からすべり周波数ωｓ
を減じた推定速度ωｒ(SL)が速度フィードバックωｒと
して出力されてセンサレスのベクトル制御に切換えられ
る。
７から切換指令ＣＨが出力された場合、一次周波数推定
回路１６Ａから出力される一次周波数ω0(SL) が一次周
波数ω0 として与えられ、一次周波数推定回路１６Ａか
ら出力される一次周波数ω0(SL) からすべり周波数ωｓ
を減じた推定速度ωｒ(SL)が速度フィードバックωｒと
して出力されてセンサレスのベクトル制御に切換えられ
る。
【００２２】従って、本実施例では電圧検出器１４を用
いずに速度センサが故障した時も運転を継続することが
可能となる。（請求項２、３） 本発明では誘導電動機の推定速度を算出する場合、速度
センサ３の検出速度に基づいて推定速度を補正する機能
を付加し、推定速度の演算精度を向上させ、センサレス
のベクトル制御における速度制御の精度を向上させるこ
とができる。
いずに速度センサが故障した時も運転を継続することが
可能となる。（請求項２、３） 本発明では誘導電動機の推定速度を算出する場合、速度
センサ３の検出速度に基づいて推定速度を補正する機能
を付加し、推定速度の演算精度を向上させ、センサレス
のベクトル制御における速度制御の精度を向上させるこ
とができる。
【００２３】図４は二次電圧のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成
分Ｖ2qを補正して一次周波数ω0(SL) の演算精度を向上
させ、推定速度の演算精度を向上させるための要部構成
を具体的に示したもので、図１の構成に付加することが
できる。
分Ｖ2qを補正して一次周波数ω0(SL) の演算精度を向上
させ、推定速度の演算精度を向上させるための要部構成
を具体的に示したもので、図１の構成に付加することが
できる。
【００２４】図４において、２１は速度センサ３の検出
速度ωｒ(S) と推定速度ωｒ(SL)とを比較して制御定数
Ｒ1(c)、Ｌ(c) を出力する制御定数補正回路である。ま
た、二次電圧演算回路１５には乗算器１５ｍ〜１５ｑが
付加され、制御定数Ｒ1(c)、Ｌ(c) に基づいて二次電圧
のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qを補正する機能が付加
されている。
速度ωｒ(S) と推定速度ωｒ(SL)とを比較して制御定数
Ｒ1(c)、Ｌ(c) を出力する制御定数補正回路である。ま
た、二次電圧演算回路１５には乗算器１５ｍ〜１５ｑが
付加され、制御定数Ｒ1(c)、Ｌ(c) に基づいて二次電圧
のｄ軸成分Ｖ2d及びｑ軸成分Ｖ2qを補正する機能が付加
されている。
【００２５】制御定数補正回路２１は、検出速度ωｒ
(S) と推定速度ωｒ(SL)とを減算器２１ａで比較して速
度偏差Δωｒを求め、加算器２１ｆで設定器２１ｃで設
定された制御定数（誘導電動機の一次抵抗Ｒ１）に加え
られ制御定数Ｒ1(c)が求められる。また、微分器２１ｂ
で速度偏差Δωｒの変化分ｄΔωｒ／ｄｔを求め、加算
器２１ｇで設定器２１ｄで設定された制御定数（誘導電
動機の一次漏れインダクタンスＬ１）に加えられ制御定
数Ｌ(c) が求められる。
(S) と推定速度ωｒ(SL)とを減算器２１ａで比較して速
度偏差Δωｒを求め、加算器２１ｆで設定器２１ｃで設
定された制御定数（誘導電動機の一次抵抗Ｒ１）に加え
られ制御定数Ｒ1(c)が求められる。また、微分器２１ｂ
で速度偏差Δωｒの変化分ｄΔωｒ／ｄｔを求め、加算
器２１ｇで設定器２１ｄで設定された制御定数（誘導電
動機の一次漏れインダクタンスＬ１）に加えられ制御定
数Ｌ(c) が求められる。
【００２６】二次電圧演算回路１５は、座標変換部１５
ａ、１５ｂにより一次電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw と一次電流ｉu,
ｉv,ｉw をそれぞれｄ軸成分Ｖ1dとｉ1d、ｑ軸成分Ｖ1q
とｉ1qに変換し、二次電圧のｄ軸成分Ｖ2dとｑ軸成分Ｖ
2qに変換する際に、上記制御定数Ｒ1(c)、Ｌ(c) を用い
（４）（５）式の演算を行なう。
ａ、１５ｂにより一次電圧Ｖu,Ｖv,Ｖw と一次電流ｉu,
ｉv,ｉw をそれぞれｄ軸成分Ｖ1dとｉ1d、ｑ軸成分Ｖ1q
とｉ1qに変換し、二次電圧のｄ軸成分Ｖ2dとｑ軸成分Ｖ
2qに変換する際に、上記制御定数Ｒ1(c)、Ｌ(c) を用い
（４）（５）式の演算を行なう。
【００２７】
【数３】 Ｖ2d＝Ｖ1d−Ｒ1(c)・ｉ1d＋Ｌ(c) ・ω0 ・ｉ1q （４） Ｖ2q＝Ｖ1q−Ｒ1(c)・ｉ1q−Ｌ(c) ・ω0 ・ｉ1d （５） その後、従来と同様に（３）式の演算を行なって、より
正確な一次周波数ω0(SL) が算出される。
正確な一次周波数ω0(SL) が算出される。
【００２８】本実施例によれば、速度センサ３の検出速
度ωｒ(S) をフィードバック信号として速度制御を行な
う場合に正確な推定速度ωｒ(SL)を得る制御定数を求め
ることができ、速度センサが故障してセンサレスベクト
ル制御で運転する場合の速度制御の精度を向上させるこ
とが可能となる。
度ωｒ(S) をフィードバック信号として速度制御を行な
う場合に正確な推定速度ωｒ(SL)を得る制御定数を求め
ることができ、速度センサが故障してセンサレスベクト
ル制御で運転する場合の速度制御の精度を向上させるこ
とが可能となる。
【００２９】なお、図４は図１の構成に付加する例で示
したが、二次電圧演算回路１５の座標変換部１５ａを省
略して図３の構成に付加することができることは言うま
でもない。（請求項４〜６）また、図４の構成を付加し
た場合、演算された推定速度ωｒ(SL)と速度センサ３の
検出速度ωｒ(S) との誤差が殆ど無視できる程度に小さ
くなるので、通常の運転時にも推定速度ωｒ(SL)を速度
フィードバックωｒ、演算された一次周波数ω0(SL) を
一次周波数ω0 として常時使用し、速度センサが故障し
たときに該故障前の制御定数を保持してセンサレスベク
トル制御で運転を継続させるように構成することができ
る。本実施例によれば、速度センサの故障時に速度フィ
ードバックωｒと一次周波数ω0 の切り換えが不要とな
り簡潔な構成とすることができる。（請求項７）
したが、二次電圧演算回路１５の座標変換部１５ａを省
略して図３の構成に付加することができることは言うま
でもない。（請求項４〜６）また、図４の構成を付加し
た場合、演算された推定速度ωｒ(SL)と速度センサ３の
検出速度ωｒ(S) との誤差が殆ど無視できる程度に小さ
くなるので、通常の運転時にも推定速度ωｒ(SL)を速度
フィードバックωｒ、演算された一次周波数ω0(SL) を
一次周波数ω0 として常時使用し、速度センサが故障し
たときに該故障前の制御定数を保持してセンサレスベク
トル制御で運転を継続させるように構成することができ
る。本実施例によれば、速度センサの故障時に速度フィ
ードバックωｒと一次周波数ω0 の切り換えが不要とな
り簡潔な構成とすることができる。（請求項７）
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
普段は速度センサを用いたベクトル制御、もしくはセン
サレスベクトル制御により優れた制御性能を達成し、速
度センサが故障した場合にも、センサレスベクトル制御
により運転継続が可能な誘導電動機制御装置を提供でき
る。
普段は速度センサを用いたベクトル制御、もしくはセン
サレスベクトル制御により優れた制御性能を達成し、速
度センサが故障した場合にも、センサレスベクトル制御
により運転継続が可能な誘導電動機制御装置を提供でき
る。
【図１】本発明の請求項１、３に係る実施例の構成図
【図２】上記実施例の要部詳細図
【図３】本発明の請求項２、３に係る実施例の構成図
【図４】本発明の請求項４、５、６に係る実施例の要部
構成図
構成図
【図５】速度センサを用いた従来装置の構成図
【図６】センサレスベクトル制御の従来装置の構成図
【図７】従来装置の要部を示した図で、（ａ）は二次電
圧演算回路１５の構成図、（ｂ）は一次周波数推定回路
１６の構成図
圧演算回路１５の構成図、（ｂ）は一次周波数推定回路
１６の構成図
１…誘導電動機、 ２…インバータ装
置、３…速度センサ、 ４…速度制御
回路、５…除算器、 ６…励磁電
流演算回路、７…一次電流ベクトル演算回路、 ８…
除算器、９…加算器、 １０…積分
器、１１…一次電流基準演算回路、 １２Ｕ，１２
Ｖ，１２Ｗ…電流制御回路１３…電流検出器、
１４…電圧検出器、１５…二次電圧演算回路、
１５ｍ〜１５ｑ…乗算器１６…一次周波数推
定回路、 １６Ａ…一次周波数推定回路、１７…
故障検出回路、 １８…切換回路、１９
Ａ，１９Ｂ…座標変換回路、 ２０ｄ…ｄ軸電流制御
回路、２０ｑ…ｑ軸電流制御回路、 ２１…制御
定数補正回路。
置、３…速度センサ、 ４…速度制御
回路、５…除算器、 ６…励磁電
流演算回路、７…一次電流ベクトル演算回路、 ８…
除算器、９…加算器、 １０…積分
器、１１…一次電流基準演算回路、 １２Ｕ，１２
Ｖ，１２Ｗ…電流制御回路１３…電流検出器、
１４…電圧検出器、１５…二次電圧演算回路、
１５ｍ〜１５ｑ…乗算器１６…一次周波数推
定回路、 １６Ａ…一次周波数推定回路、１７…
故障検出回路、 １８…切換回路、１９
Ａ，１９Ｂ…座標変換回路、 ２０ｄ…ｄ軸電流制御
回路、２０ｑ…ｑ軸電流制御回路、 ２１…制御
定数補正回路。
Claims (7)
- 【請求項１】誘導電動機を駆動するインバータと、トル
ク指令及び磁束基準に基づいてトルク電流基準及び励磁
電流基準を生成し前記インバータを制御するベクトル制
御手段と、前記誘導電動機の速度を検出する速度センサ
と、前記誘導電動機の電圧及び電流の検出値から前記誘
導電動機の推定速度を算出する速度推定手段と、前記速
度センサの異常を判定したとき切換指令を出力する故障
検出手段と、前記切換指令に基づいて前記検出速度から
前記推定速度に切り換える切換手段とを備え、通常は前
記検出速度に基づいて速度制御を行ない、前記速度セン
サが故障したときは前記推定速度に基づいて速度制御を
継続させることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】誘導電動機を駆動するインバータと、トル
ク指令及び磁束基準に基づいてトルク電流基準及び励磁
電流基準を生成するベクトル制御手段と、前記トルク電
流基準及び励磁電流基準に基づいて前記誘導電動機の励
磁に寄与するｄ軸電圧成分及び卜ルクに寄与するｑ軸電
圧成分を算出し前記インバータを制御する電圧演算手段
と、前記誘導電動機の速度を検出する速度センサと、前
記誘導電動機の電流検出値と前記ｄ軸電圧成分及びｑ軸
電圧成分とから前記誘導電動機の推定速度を算出する速
度推定手段と、前記速度センサの異常を判定したとき切
換指令を出力する故障検出手段と、前記切換指令に基づ
いて前記検出速度から前記推定速度に切り換える切換手
段とを備え、通常は前記検出速度に基づいて速度制御を
行ない、前記速度センサが故障したときは前記推定速度
に基づいて速度制御を継続させることを特徴とする誘導
電動機の制御装置。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２に記載の誘導電動機
の制御装置において、前記故障検出手段は、前記速度セ
ンサの検出速度が所定の変化率を越えて変化したとき前
記速度センサが故障したと判定し、その時点から前記切
換指令を出力することを特徴とする誘導電動機の制御装
置。 - 【請求項４】請求項１又は請求項２に記載の誘導電動機
の制御装置において、前記速度推定手段は、通常の運転
状態において、前記誘導電動機の推定速度と前記速度セ
ンサの検出速度を比較して前記推定速度を補正する補正
手段を備え、前記推定速度を速度フィードバックとして
速度制御を継続するときの制御精度を向上させることを
特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項５】請求項４に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、前記補正手段は、前記推定速度と前記速度セン
サの検出速度との速度偏差及び該速度偏差の変化率を求
め、前記速度偏差に基づいて前記誘導電動機の一次抵抗
に基づいて設定された第１制御定数を補正し、前記速度
偏差の変化率に基づいて前記誘導電動機の一次漏れイン
ダクタンスに基づいて設定された第２制御定数を補正す
ることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項６】請求項５に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、前記速度推定手段は前記誘導電動機の一次電流
と一次電圧のトルク成分Ｖ1qとｉ1q及び励磁成分Ｖ1dと
ｉ1dから二次電圧のトルク成分Ｖ2q及び励磁成分Ｖ2dを
求める場合、前記補正手段で補正された第１制御定数と
第２制御定数を用いて求め、この二次電圧のトルク成分
Ｖ2q及び励磁成分Ｖ2dと二次磁束基準Φ2 * とから一次
周波数ω0(SL) を算出し、この一次周波数ω0(SL) から
すべり周波数ωｓを減じて推定速度ωｒ(SL)を出力する
ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項７】請求項６に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、常時、前記速度推定手段で算出した一次周波数
ω0(SL) と推定速度ωｒ(SL)を用いて速度制御を行な
い、前記切換手段を省略することを特徴とする誘導電動
機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9021424A JPH10225196A (ja) | 1997-02-04 | 1997-02-04 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9021424A JPH10225196A (ja) | 1997-02-04 | 1997-02-04 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10225196A true JPH10225196A (ja) | 1998-08-21 |
Family
ID=12054625
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9021424A Pending JPH10225196A (ja) | 1997-02-04 | 1997-02-04 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10225196A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010504731A (ja) * | 2006-09-26 | 2010-02-12 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 磁界オリエンテーション制御の量の評価による異常検知 |
| WO2015045170A1 (ja) * | 2013-09-30 | 2015-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電気車の電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP2020005406A (ja) * | 2018-06-28 | 2020-01-09 | ファナック株式会社 | モータ制御装置 |
| CN111030545A (zh) * | 2019-11-07 | 2020-04-17 | 郑州嘉晨电器有限公司 | 一种基于改进m/t法改善电动叉车低速性能的控制方法 |
-
1997
- 1997-02-04 JP JP9021424A patent/JPH10225196A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010504731A (ja) * | 2006-09-26 | 2010-02-12 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 磁界オリエンテーション制御の量の評価による異常検知 |
| WO2015045170A1 (ja) * | 2013-09-30 | 2015-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電気車の電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP6058150B2 (ja) * | 2013-09-30 | 2017-01-11 | 三菱電機株式会社 | 電気車の電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP2020005406A (ja) * | 2018-06-28 | 2020-01-09 | ファナック株式会社 | モータ制御装置 |
| US11056992B2 (en) | 2018-06-28 | 2021-07-06 | Fanuc Corporation | Motor controller |
| CN111030545A (zh) * | 2019-11-07 | 2020-04-17 | 郑州嘉晨电器有限公司 | 一种基于改进m/t法改善电动叉车低速性能的控制方法 |
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