JPH10209759A - ２重平衡ミクサー回路 - Google Patents
２重平衡ミクサー回路Info
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低電圧用途を対象とした電流コンベアを使用
するミクサー回路の提供。 【解決手段】 差動入力電圧信号をミクサー回路４００
の端子４４０、４４１で受信する。回路を図２および図
３に示した電流コンベア４２０、４２１によって入力電
圧信号を差動電流信号に変換する。電流コンベア４２
０、４２１それぞれは電流入力端子Ｘの電圧を電圧入力
端子Ｙに存在する電圧と同電圧に保持する。抵抗体４１
１、４１３によって、電流コンベア４２０、４２１のＹ
端子に入力信号の共通モード電圧を印加する。この結
果、Ｘ端子の電流信号がゼロバイアスになるとともに、
入力電圧に応じて線形変化する。Ｚ端子からの電流出力
がＸ端子の入力電流とは無関係なため、ミクサーコア４
３０が入力電圧信号を表す差動電流信号を受信する。ま
た、電流コンベア４２０、４２１のＺ端子の電圧が入力
電圧から独立しているため、この回路は低電圧用途に特
に有用である。
するミクサー回路の提供。 【解決手段】 差動入力電圧信号をミクサー回路４００
の端子４４０、４４１で受信する。回路を図２および図
３に示した電流コンベア４２０、４２１によって入力電
圧信号を差動電流信号に変換する。電流コンベア４２
０、４２１それぞれは電流入力端子Ｘの電圧を電圧入力
端子Ｙに存在する電圧と同電圧に保持する。抵抗体４１
１、４１３によって、電流コンベア４２０、４２１のＹ
端子に入力信号の共通モード電圧を印加する。この結
果、Ｘ端子の電流信号がゼロバイアスになるとともに、
入力電圧に応じて線形変化する。Ｚ端子からの電流出力
がＸ端子の入力電流とは無関係なため、ミクサーコア４
３０が入力電圧信号を表す差動電流信号を受信する。ま
た、電流コンベア４２０、４２１のＺ端子の電圧が入力
電圧から独立しているため、この回路は低電圧用途に特
に有用である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はミクサー回路、特
に、とはいっても限らないが、低電圧用途に適用できる
ミクサー回路に関する。
に、とはいっても限らないが、低電圧用途に適用できる
ミクサー回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】標準的な４トランジスタミクサーコアを
使用した２重平衡ミクサーの場合、差動入力信号電圧を
差動電流信号に変換する電圧／電流変換器が必要であ
る。この変換の場合、エミッター縮退抵抗をもつエミッ
ター結合対のトランジスタによって行なうことが多い。
一例を図１のミクサー回路に示す。
使用した２重平衡ミクサーの場合、差動入力信号電圧を
差動電流信号に変換する電圧／電流変換器が必要であ
る。この変換の場合、エミッター縮退抵抗をもつエミッ
ター結合対のトランジスタによって行なうことが多い。
一例を図１のミクサー回路に示す。
【０００３】図１を用いて説明すると、ミクサー回路１
００は、入力電圧信号に応答して、トランジスタ１０３
〜１０６が形成するミクサーコアにコレクターの差動出
力信号を送信するｎｐｎトランジスタ１０１、１０２を
有する。電流源１２１により相補電流を各差動出力に印
加する。
００は、入力電圧信号に応答して、トランジスタ１０３
〜１０６が形成するミクサーコアにコレクターの差動出
力信号を送信するｎｐｎトランジスタ１０１、１０２を
有する。電流源１２１により相補電流を各差動出力に印
加する。
【０００４】このような電圧／電流変換器は妥当な直線
性と平衡出力を与えるが、入力信号が比較的大きいある
種の低電圧用途には向いていない。
性と平衡出力を与えるが、入力信号が比較的大きいある
種の低電圧用途には向いていない。
【０００５】すなわち、１．１ボルトの変動幅をもつ差
動入力信号の場合、１．２ボルトかそれ以上の共通モー
ド電圧でトランジスタ１０１、１０２のベース電極をバ
イアスして、トランジスタ１０１および１０２のオン状
態を確実に維持する必要がある。このためには、比較的
高いレベルでコレクターをバイアスして、出力信号の歪
みを許容できる程度の低いレベルに保つ必要がある。な
お、トランジスタ１０１、１０２のコレクターを１．５
ボルトでバイアスする場合、１．１ボルトの入力信号変
動幅に応答して、出力信号の歪みを最小限に抑えるため
には、１．６ボルトの共通モードバイアス電圧が必要で
ある。歪みを増大することなく大きな入力信号を入力で
きるのは、入力信号の共通モード電圧を高くし、またコ
レクターバイアスを高くしたときだけである。
動入力信号の場合、１．２ボルトかそれ以上の共通モー
ド電圧でトランジスタ１０１、１０２のベース電極をバ
イアスして、トランジスタ１０１および１０２のオン状
態を確実に維持する必要がある。このためには、比較的
高いレベルでコレクターをバイアスして、出力信号の歪
みを許容できる程度の低いレベルに保つ必要がある。な
お、トランジスタ１０１、１０２のコレクターを１．５
ボルトでバイアスする場合、１．１ボルトの入力信号変
動幅に応答して、出力信号の歪みを最小限に抑えるため
には、１．６ボルトの共通モードバイアス電圧が必要で
ある。歪みを増大することなく大きな入力信号を入力で
きるのは、入力信号の共通モード電圧を高くし、またコ
レクターバイアスを高くしたときだけである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】コレクター電圧が高く
なると、結果的には、図１回路の出力信号を加える回路
成分が供給電圧の大部分を使用できなくなる。回路成
分、一般的にはミクサーコアおよび負荷抵抗体の適正動
作のためには、供給電圧を高くする必要がある。これ
は、例えば入力信号が特に高い共通モード電圧をもつ場
合にも、必要である。
なると、結果的には、図１回路の出力信号を加える回路
成分が供給電圧の大部分を使用できなくなる。回路成
分、一般的にはミクサーコアおよび負荷抵抗体の適正動
作のためには、供給電圧を高くする必要がある。これ
は、例えば入力信号が特に高い共通モード電圧をもつ場
合にも、必要である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のミクサー回路
は、ミクサーコア、差動入力電圧信号を差動電流信号に
変換する手段、および上記ミクサーコアに上記差動電流
信号を表す第１電流信号および第２電流信号を加える第
１電流コンベア及び第２電流コンベアを有するミクサー
回路である。
は、ミクサーコア、差動入力電圧信号を差動電流信号に
変換する手段、および上記ミクサーコアに上記差動電流
信号を表す第１電流信号および第２電流信号を加える第
１電流コンベア及び第２電流コンベアを有するミクサー
回路である。
【０００８】
【発明の実施の態様】まず図２について説明する。電流
コンベア回路２００の回路成分はｏｐ−ａｍｐ（演算増
幅器）２２０、電流源２４０、トランジスタ２０１、２
０２、抵抗体２１０、２１１、入力端子２３０、２３
１、および出力端子２３２である。
コンベア回路２００の回路成分はｏｐ−ａｍｐ（演算増
幅器）２２０、電流源２４０、トランジスタ２０１、２
０２、抵抗体２１０、２１１、入力端子２３０、２３
１、および出力端子２３２である。
【０００９】入力端子２３０は、ｏｐ−ａｍｐ２２０の
非反転入力、電流源２４０の負端子およびトランジスタ
２０２のコレクター電極に接続する。そして、電流源２
４０の正端子は供給電圧に接続する。また、入力端子２
３１についてはｏｐ−ａｍｐ２２０の反転入力に、ｏｐ
−ａｍｐ２２０の出力については２つのトランジスタ２
０１、２０２のベース電極に、出力端子２３２について
はトランジスタ２０１のコレクター電極に、抵抗体２１
０、２１１についてはそれぞれ地電位とトランジスタ２
０２、２０１のエミッター電極との間に接続する。
非反転入力、電流源２４０の負端子およびトランジスタ
２０２のコレクター電極に接続する。そして、電流源２
４０の正端子は供給電圧に接続する。また、入力端子２
３１についてはｏｐ−ａｍｐ２２０の反転入力に、ｏｐ
−ａｍｐ２２０の出力については２つのトランジスタ２
０１、２０２のベース電極に、出力端子２３２について
はトランジスタ２０１のコレクター電極に、抵抗体２１
０、２１１についてはそれぞれ地電位とトランジスタ２
０２、２０１のエミッター電極との間に接続する。
【００１０】抵抗体２１０、２１１が、それぞれトラン
ジスタ２０２、２０１のベース・エミッター回路に直列
の負帰還（フィードバック）を与えるため、電流コンベ
ア回路２００のノイズ特性については改善はみられる
が、信号処理能力が低下する。電流コンベア回路２００
は、抵抗体２１０、２１１がなくてもインプリメントで
きる。
ジスタ２０２、２０１のベース・エミッター回路に直列
の負帰還（フィードバック）を与えるため、電流コンベ
ア回路２００のノイズ特性については改善はみられる
が、信号処理能力が低下する。電流コンベア回路２００
は、抵抗体２１０、２１１がなくてもインプリメントで
きる。
【００１１】出力信号については、トランジスタ２０２
のベース電圧を使用して、出力トランジスタ２０１のコ
レクター電流を制御すれば得られる。また、電流コンベ
ア回路２００により多くのトランジスタを設けると、電
流利得を得ることができる。このような回路の実施例を
図３に示す。
のベース電圧を使用して、出力トランジスタ２０１のコ
レクター電流を制御すれば得られる。また、電流コンベ
ア回路２００により多くのトランジスタを設けると、電
流利得を得ることができる。このような回路の実施例を
図３に示す。
【００１２】図３に示す電流コンベア回路３００は、図
２に示した回路成分（同符号で示す）をすべて含む上
に、さらにトランジスタ３０３〜３０６および抵抗体３
１２〜３１５を有する回路である。トランジスタ３０３
〜３０６それぞれのベース電極をｏｐ−ａｍｐ２２０に
共通して接続するとともに、コレクター電極を出力端子
２３２に共通して接続する。抵抗体３１２、３１３、３
１４および３１５によりトランジスタ３０３、３０４、
３０５および３０６のエミッター電極をそれぞれ地電位
に接続する。
２に示した回路成分（同符号で示す）をすべて含む上
に、さらにトランジスタ３０３〜３０６および抵抗体３
１２〜３１５を有する回路である。トランジスタ３０３
〜３０６それぞれのベース電極をｏｐ−ａｍｐ２２０に
共通して接続するとともに、コレクター電極を出力端子
２３２に共通して接続する。抵抗体３１２、３１３、３
１４および３１５によりトランジスタ３０３、３０４、
３０５および３０６のエミッター電極をそれぞれ地電位
に接続する。
【００１３】トランジスタ３０３〜３０６は電流利得を
与える作用をもつが、これを実現するには、図２のトラ
ンジスタ２０１のエミッター面積をトランジスタ２０２
よりも広くし、抵抗体２１１の代わりに（トランジスタ
２０１および２０２のエミッター面積比に反比例する）
より小さな値をもつ抵抗体を使用するだけでよい。図３
の回路は、トランジスタ２０１、２０２および３０３〜
３０６が整合している前提で、直線性が大出力トランジ
スタ２０１をひとつ使用した場合よりもすぐれている。
また、主にｏｐ−ａｍｐ２２０の開ループ利得によって
決まる、電流コンベア３００の全ループ利得も高くなる
結果、直線性が向上する。
与える作用をもつが、これを実現するには、図２のトラ
ンジスタ２０１のエミッター面積をトランジスタ２０２
よりも広くし、抵抗体２１１の代わりに（トランジスタ
２０１および２０２のエミッター面積比に反比例する）
より小さな値をもつ抵抗体を使用するだけでよい。図３
の回路は、トランジスタ２０１、２０２および３０３〜
３０６が整合している前提で、直線性が大出力トランジ
スタ２０１をひとつ使用した場合よりもすぐれている。
また、主にｏｐ−ａｍｐ２２０の開ループ利得によって
決まる、電流コンベア３００の全ループ利得も高くなる
結果、直線性が向上する。
【００１４】図２および図３に示す電流コンベアはいず
れも３端子回路網と呼べる。あるいは、電流追従入力を
もつ間接帰還電流源と呼ぶこともできる。入力端子２３
１は高インピーダンス電圧入力であり、Ｙで表示する。
一方、入力端子２３０は低インピーダンス電流入力であ
り、Ｘで表示する。そして、Ｚで表示する出力端子２３
２は電流出力端子である。端子Ｚからの出力電流は、上
記端子の電圧が異なっている場合でも、端子Ｘが受け取
った入力電流に全体として比例する。即ち、電流コンベ
アである。電流コンベア回路２００および３００では、
端子Ｙに印加される電圧が端子Ｘの保持電圧になる。端
子Ｘの電圧が、小さな（誤差）電圧差を別にすれば、端
子Ｙの電圧に整合することになる。この誤差電圧は、ｏ
ｐ−ａｍｐ２２０の利得を最大限まで引き上げれば、最
小化できる。
れも３端子回路網と呼べる。あるいは、電流追従入力を
もつ間接帰還電流源と呼ぶこともできる。入力端子２３
１は高インピーダンス電圧入力であり、Ｙで表示する。
一方、入力端子２３０は低インピーダンス電流入力であ
り、Ｘで表示する。そして、Ｚで表示する出力端子２３
２は電流出力端子である。端子Ｚからの出力電流は、上
記端子の電圧が異なっている場合でも、端子Ｘが受け取
った入力電流に全体として比例する。即ち、電流コンベ
アである。電流コンベア回路２００および３００では、
端子Ｙに印加される電圧が端子Ｘの保持電圧になる。端
子Ｘの電圧が、小さな（誤差）電圧差を別にすれば、端
子Ｙの電圧に整合することになる。この誤差電圧は、ｏ
ｐ−ａｍｐ２２０の利得を最大限まで引き上げれば、最
小化できる。
【００１５】図２および図３に示すような電流コンベア
回路は、入力信号が差動電圧信号である２重平衡ミクサ
ー回路、特に入力信号の共通モード電圧が決まっていな
いか、比較的高い２重平衡ミクサー回路に適用するのが
特に有利である。
回路は、入力信号が差動電圧信号である２重平衡ミクサ
ー回路、特に入力信号の共通モード電圧が決まっていな
いか、比較的高い２重平衡ミクサー回路に適用するのが
特に有利である。
【００１６】次に図４について説明する。図４に示し
た、本発明による２重平衡ミクサー回路４００は入力端
子４４０、４４１、抵抗体４１０〜４１５、ミクサーコ
ア４３０、局部発振器入力端子４４５、４４６、電流コ
ンベア４２０、４２１、および出力端子４４８、４４９
を有する回路である。
た、本発明による２重平衡ミクサー回路４００は入力端
子４４０、４４１、抵抗体４１０〜４１５、ミクサーコ
ア４３０、局部発振器入力端子４４５、４４６、電流コ
ンベア４２０、４２１、および出力端子４４８、４４９
を有する回路である。
【００１７】抵抗体４１０により入力端子４４０を電流
コンベアのＸ端子に、抵抗体４１２により入力端子４４
１を電流コンベア４２１のＸ端子に接続する。入力端子
４４０と４４１との間に直列に抵抗体４１１および４１
３を接続するとともに、電流コンベア４２０、４２１の
Ｙ端子をこれら抵抗体４１１、４１３の共通ノードに接
続する。また、電流コンベア４２０、４２１のＺ端子は
それぞれミクサーコア４３０の第１信号入力および第２
信号入力に接続する。負荷抵抗体４１４および４１５に
よりミクサーコア４３０の第１出力および第２出力をそ
れぞれ供給電圧に接続する。また、出力端子４４９、４
４８はそれぞれミクサーコア４３０の第１出力および第
２出力に接続する。
コンベアのＸ端子に、抵抗体４１２により入力端子４４
１を電流コンベア４２１のＸ端子に接続する。入力端子
４４０と４４１との間に直列に抵抗体４１１および４１
３を接続するとともに、電流コンベア４２０、４２１の
Ｙ端子をこれら抵抗体４１１、４１３の共通ノードに接
続する。また、電流コンベア４２０、４２１のＺ端子は
それぞれミクサーコア４３０の第１信号入力および第２
信号入力に接続する。負荷抵抗体４１４および４１５に
よりミクサーコア４３０の第１出力および第２出力をそ
れぞれ供給電圧に接続する。また、出力端子４４９、４
４８はそれぞれミクサーコア４３０の第１出力および第
２出力に接続する。
【００１８】使用するさいには、入力端子４４０および
４４１に差動電圧信号を加える。抵抗体４１１および４
１３が同じ抵抗値の場合には、両方の電流コンベア４２
０、４２１の端子Ｙに生じる電圧は入力信号の共通モー
ド電圧に等しくなる。電流コンベア４２０、４２１によ
りそれぞれの端子Ｘの電圧が入力信号の共通モード電圧
になるか、その付近の電圧になる。このように、抵抗体
４１０および４１２間のｄｃ電圧をゼロボルトに保持で
き、この結果入力バイアス電流は公称的にはゼロにな
る。従って、電流コンベア４２０の端子Ｘで受け取られ
た電流は入力端子４４０、４４１に加えられた差動電圧
を表すことになるが、その振幅は電流コンベア４２１の
ノードＸで受け取られた電流と同じであるが、符号は逆
である。
４４１に差動電圧信号を加える。抵抗体４１１および４
１３が同じ抵抗値の場合には、両方の電流コンベア４２
０、４２１の端子Ｙに生じる電圧は入力信号の共通モー
ド電圧に等しくなる。電流コンベア４２０、４２１によ
りそれぞれの端子Ｘの電圧が入力信号の共通モード電圧
になるか、その付近の電圧になる。このように、抵抗体
４１０および４１２間のｄｃ電圧をゼロボルトに保持で
き、この結果入力バイアス電流は公称的にはゼロにな
る。従って、電流コンベア４２０の端子Ｘで受け取られ
た電流は入力端子４４０、４４１に加えられた差動電圧
を表すことになるが、その振幅は電流コンベア４２１の
ノードＸで受け取られた電流と同じであるが、符号は逆
である。
【００１９】電流コンベア４２０、４２１のＺ端子が発
信する電流信号をミクサーコア４３０に送って、局部発
信器端子４４５、４４６に加えられる局部発振器信号と
混信する。得られた差動出力信号は、出力端子４４８、
４４９では抵抗体４１４および４１５によって電圧信号
４４８、４４９として表れる。
信する電流信号をミクサーコア４３０に送って、局部発
信器端子４４５、４４６に加えられる局部発振器信号と
混信する。得られた差動出力信号は、出力端子４４８、
４４９では抵抗体４１４および４１５によって電圧信号
４４８、４４９として表れる。
【００２０】なお、他の形式のミクサーコアも使用可能
であるが、必要とされる電圧ヘッドルームの量が最小で
あるため、電流コンベア４２０、４２１のインプリメン
トによって節約できるヘッドルームを活用できるミクサ
ーコアを使用するのが好ましい。
であるが、必要とされる電圧ヘッドルームの量が最小で
あるため、電流コンベア４２０、４２１のインプリメン
トによって節約できるヘッドルームを活用できるミクサ
ーコアを使用するのが好ましい。
【００２１】低い共通モード電圧を中心にして電圧変動
幅が比較的大きい入力信号の場合、図４のミクサー回路
によって有効に処理でき、例え電流コンベア４２０、４
２１のＺ端子がわずか数百ミリボルトだけバイアスして
いる場合でも、歪みのレベルを低くできる。
幅が比較的大きい入力信号の場合、図４のミクサー回路
によって有効に処理でき、例え電流コンベア４２０、４
２１のＺ端子がわずか数百ミリボルトだけバイアスして
いる場合でも、歪みのレベルを低くできる。
【００２２】いくつかの実施態様をｎｐｎバイポーラト
ランジスタについてのみ説明してきたが、回路構成に必
要な場合には多少の変更を加えるだけで、ｎｐｎバイポ
ーラトランジスタの代わりにｐｎｐバイポーラトランジ
スタや電界効果トランジスタを使用できることはいうま
でもない。
ランジスタについてのみ説明してきたが、回路構成に必
要な場合には多少の変更を加えるだけで、ｎｐｎバイポ
ーラトランジスタの代わりにｐｎｐバイポーラトランジ
スタや電界効果トランジスタを使用できることはいうま
でもない。
【図１】従来技術の差動電圧／差動電流変換器を示す図
である。
である。
【図２】本発明ミクサー回路に使用するのに好適な電流
コンベア回路を示す図である。
コンベア回路を示す図である。
【図３】別な電流コンベア回路を示す図である。
【図４】本発明による２重平衡ミクサー回路を示す図で
ある。
ある。
１００ ミクサー回路 １０１、１０２ ｎｐｎトランジスタ １０３、１０４、１０５、１０６ トランジスタ １２１ 電流源 ２００ 電流コンベア回路 ２２０ ｏｐ−ａｍｐ ２４０ 電流源 ２０１、２０２ トランジスタ ２１０、２１１ 抵抗体 ２３０、２３１ 入力端子 ２３２ 出力端子 ３０３、３０４、３０５、３０６ トランジスタ ３１２、３１３、３１４、３１５ 抵抗体 ４００ ２重平衡ミクサー回路 ４４０、４４１ 入力端子 ４１０、４１１、４１２、４１３、４１４、４１５ 抵
抗体 ４３０ ミクサーコア ４４５、４４６ 局部発振器入力端子 ４２０、４２１ 電流コンベア ４４８、４４９ 出力端子
抗体 ４３０ ミクサーコア ４４５、４４６ 局部発振器入力端子 ４２０、４２１ 電流コンベア ４４８、４４９ 出力端子
Claims (9)
- 【請求項１】 ミクサーコア、差動入力電圧信号を差動
電流信号に変換する手段、および上記ミクサーコアに上
記差動電流信号を表す第１電流信号および第２電流信号
を加える第１電流コンベア及び第２電流コンベアを有す
るミクサー回路。 - 【請求項２】 上記第１電流コンベアおよび第２電流コ
ンベアが、上記入力信号電圧に対して独立している電圧
で上記第１電流信号及び第２電流信号を発信する請求項
１のミクサー回路。 - 【請求項３】 上記第１電流コンベアおよび第２電流コ
ンベアが低い電圧で上記第１電流信号および第２電流信
号を発信する請求項２のミクサー回路。 - 【請求項４】 上記電流コンベアのそれぞれが電流追従
入力をもつ間接帰還電流源を有する請求項１〜３のいず
れか１項に記載のミクサー回路。 - 【請求項５】 上記電流コンベアのそれぞれが第１入力
端子、第２入力端子および出力端子、第１入力および第
２入力に上記第１入力端子および第２入力端子を接続し
た差動増幅器、および上記第２入力端子の電圧を上記第
１入力端子の電圧と同じ電圧か、その付近にある電圧に
維持する帰還手段を有する請求項１〜３のいずれか１項
に記載のミクサー回路。 - 【請求項６】 各電流コンベアの第１入力端子を、入力
信号の共通モード電圧を表す信号を受信できるように構
成した請求項５のミクサー回路。 - 【請求項７】 抵抗体網を接続したミクサー回路の第１
入力端子および第２入力端子で入力信号を受信し、電流
コンベア回路の各第１入力端子を抵抗体網の中間ノード
に接続することによって、入力信号の共通モード電圧を
表す信号を発信する請求項６のミクサー回路。 - 【請求項８】 ミクサー回路の各入力端子と、第１電流
コンベアおよび第２電流コンベアの各差動増幅器の第２
入力との間に接続した各入力抵抗体によって入力信号を
差動電流信号に変換する請求項７のミクサー回路。 - 【請求項９】 第１電流信号および第２電流信号を局部
発振器からの差動信号と混信するようにミクサーコアを
構成した請求項１〜８のいずれか１項に記載のミクサー
回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9700439.4 | 1997-01-10 | ||
| GB9700439A GB2321147A (en) | 1997-01-10 | 1997-01-10 | Mixer circuit utilising current conveyors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10209759A true JPH10209759A (ja) | 1998-08-07 |
Family
ID=10805787
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9366381A Pending JPH10209759A (ja) | 1997-01-10 | 1997-12-24 | ２重平衡ミクサー回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0853375A1 (ja) |
| JP (1) | JPH10209759A (ja) |
| GB (1) | GB2321147A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2798234B1 (fr) * | 1999-09-03 | 2001-11-23 | St Microelectronics Sa | Dispositif de transposition de frequence a faible fuite de signal d'oscillateur local et procede correspondant de reduction de fuite |
| GB2400992B (en) * | 2003-04-22 | 2006-04-12 | Zarlink Semiconductor Ltd | Mixer circuit offset compensation |
| CN101295963B (zh) * | 2007-04-27 | 2011-09-07 | 北京六合万通微电子技术股份有限公司 | 上变频混频器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07503586A (ja) * | 1992-02-03 | 1995-04-13 | モトローラ・インコーポレイテッド | 直線性を改善した平衡ミキサ回路 |
| EP0565299A1 (en) * | 1992-04-07 | 1993-10-13 | Hughes Aircraft Company | Double-balanced active mixer with single-ended-to-differential voltage-current conversion circuits |
| US5570056A (en) * | 1995-06-07 | 1996-10-29 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Bipolar analog multipliers for low voltage applications |
-
1997
- 1997-01-10 GB GB9700439A patent/GB2321147A/en not_active Withdrawn
- 1997-12-16 EP EP97310153A patent/EP0853375A1/en not_active Withdrawn
- 1997-12-24 JP JP9366381A patent/JPH10209759A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0853375A1 (en) | 1998-07-15 |
| GB2321147A (en) | 1998-07-15 |
| GB9700439D0 (en) | 1997-02-26 |
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