JPH10174432A

JPH10174432A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH10174432A
Application number: JP8352842A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Kobayashi; 泰弘小林
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-12-13
Filing date: 1996-12-13
Publication date: 1998-06-26

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチングノイズの低減、装置の小型化お
よび低コスト化を図ることができ、入力力率を改善でき
るスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】直流入力用の入力部を介して入力された
直流を平滑可能なコンデンサ１１と、スイッチング用の
トランス５と、少なくともコンデンサ１１に蓄積されて
いるエネルギーをスイッチングによってトランス５の一
次巻線５ａを介して二次巻線５ｄに伝達するスイッチン
グ手段１３とを備えているスイッチング電源装置１にお
いて、トランス５に形成されると共に入力部に一端が接
続され、かつスイッチング手段１３によるスイッチング
動作時に所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻
線５ｃと、補助巻線５ｃの他端側とコンデンサ１１との
間に接続された誘導性素子２２と、補助巻線５ｃに並列
接続されて入力部から入力された直流を誘導性素子２２
に供給可能な第１の一方向性素子２１とを備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
のスイッチング動作によってスイッチング用トランスの
一次巻線から二次巻線にエネルギーを伝達することによ
って直流を生成可能なスイッチング電源装置に関し、特
に、いわゆる入力力率を改善可能なスイッチング電源装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置における入
力力率（つまり、実効電力／（実効電流×実効電圧））
の改善を図るために種々の方式が採用されており、例え
ば、図６に示すいわゆるアクティブフィルタ方式のスイ
ッチング電源８１（以下、「電源装置８１ともいう）が
従来から知られている。この電源装置８１は、スイッチ
ングノイズ漏洩防止用のコンデンサ８２と、交流電源２
からの交流を整流するダイオードブリッジ４と、ダイオ
ードブリッジ４から出力される直流をＰＷＭ制御によっ
て昇圧する昇圧チョッパー部８３と、昇圧チョッパー部
とは別個独立したスイッチング制御によって直流を生成
するＤＣ／ＤＣコンバータ８４とを備えている。

【０００３】昇圧チョッパー部８３は、チョークコイル
９１と、整流平滑用のダイオード９２およびコンデンサ
９３と、例えばＦＥＴなどのスイッチング素子９４と、
スイッチング素子９４の通過電流値を検出するためのピ
ックアップコイル９５と、スイッチング素子９４のオン
デューティー比を制御するＰＷＭ制御回路９６とを備え
ている。

【０００４】ＤＣ／ＤＣコンバータ８４は、スイッチン
グを制御する制御回路６と、入力された直流を平滑する
ためのコンデンサ１１と、一次巻線１０１ａの一端がコ
ンデンサ１１に接続されると共に他端がＦＥＴ１３のド
レインに接続されたスイッチング用のトランス１０１
と、トランス１０１の二次巻線１０１ｂ側に配設された
整流用のダイオード３１と、平滑用のコンデンサ３４と
を備えている。

【０００５】この電源装置８１では、ダイオードブリッ
ジ４が交流電源２からの交流を全波整流することによっ
て脈流を生成する。次いで、ＰＷＭ制御回路９６が、コ
ンデンサ９３の端子間電圧と、ダイオードブリッジ４か
ら出力される脈流電圧とを乗算した乗算値が、ピックア
ップコイル９５によって検出された通過電流値と等しく
なるように、スイッチング素子９４のデューティ比を制
御することにより、脈流を昇圧すると共に交流の入力力
率を向上させている。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ８４
側では、制御回路６がＦＥＴ１３をスイッチングさせる
ことにより、昇圧された直流によって充電されたコンデ
ンサ１１の蓄積エネルギーが、トランス１０１の一次巻
線１０１ａを介して二次巻線１０１ｂに伝達される。次
いで、ダイオード３１が二次巻線１０１ｂに誘起した誘
起電圧を整流すると共に、コンデンサ３４が平滑するこ
とによって、直流出力Ｖ_Oが生成されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置８１には、以下の問題点がある。第１に、電源
装置８１では、制御回路６によってスイッチングが行わ
れるだけでなく、ＰＷＭ制御回路９６によってもスイッ
チングが行われている。したがって、低入力力率タイプ
の一般的なスイッチング電源装置と比較して、スイッチ
ングノイズの発生量が極めて多いため、この電源装置８
１には、ＥＭＩ（Electromagnetic Interference）によ
る弊害を招いてしまうという問題がある。この場合、制
御回路６のスイッチングノイズとＰＷＭ制御回路９６の
スイッチングノイズとが相互に干渉し合うような場合に
は、両制御回路６，９６のスイッチング制御動作が不安
定になってしまうという問題もある。

【０００７】第２に、入力力率を改善するための昇圧チ
ョッパー部８３を配設しているため、一般的なスイッチ
ング電源装置と比較して、回路部品数が増大すると共に
スイッチング制御も複雑になっている。したがって、装
置の小型化および低価格化が要求されている今日におい
て、電源装置８１には、かかる要求に答えることが困難
であるという問題がある。

【０００８】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、スイッチングノイズの低減、装置の小
型化および低コスト化を図ることができ、しかも入力力
率改善の要求に応じることができるスイッチング電源装
置を提供することを主目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、直流入力用の入
力部を介して入力された直流を平滑可能なコンデンサ
と、スイッチング用のトランスと、少なくともコンデン
サに蓄積されているエネルギーをスイッチングによって
トランスの一次巻線を介して二次巻線に伝達するスイッ
チング手段とを備えているスイッチング電源装置におい
て、トランスに形成されると共に入力部に一端が接続さ
れ、かつスイッチング手段によるスイッチング動作時に
所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻線と、補
助巻線の他端側とコンデンサとの間に接続された誘導性
素子と、補助巻線に並列接続されて入力部から入力され
た直流を誘導性素子に供給可能な第１の一方向性素子と
を備えていることを特徴とする。なお、ここで、スイッ
チング用のトランスとは、例えば、フォワード型スイッ
チング方式の場合に用いられるトランスを含むのは勿論
のこと、いわゆるフライバック型スイッチング方式の場
合に用いられるインダクタンスとして機能するトランス
も含む概念である。

【００１０】このスイッチング電源装置では、電源投入
初期時において、入力部から入力された直流が、第１の
一方向性素子および誘導性素子を介してコンデンサに流
れ込むことにより、コンデンサを充電する。次いで、コ
ンデンサにある程度のエネルギーが蓄積されると、スイ
ッチング手段がスイッチング動作を開始することによ
り、コンデンサに蓄積されているエネルギーが一次巻線
を介して二次巻線に伝達される。この結果、二次巻線に
誘起された誘起電圧が、例えば、整流平滑回路によって
整流平滑されることにより、直流電力を生成可能とな
る。

【００１１】一方、スイッチング手段によってスイッチ
ングが行われている期間（以下、スイッチングオン期
間」という）では、補助巻線の他端に所定電圧の誘起電
圧が誘起される。ここで、誘起電圧は、一次巻線および
補助巻線の巻数比をコンデンサの端子間電圧に乗じた電
圧を、入力部を介して入力される直流に加算した電圧値
となる。したがって、ある程度以上の巻数比にすれば、
誘起電圧の電圧値がコンデンサの端子間電圧よりも常に
高い電圧になる。このため、例えば、入力部を介して入
力される直流が、交流を整流することによって生成され
た脈流の場合には、その脈流の１周期に亘って、誘起電
圧に基づく電流がコンデンサに流れ込む。また、スイッ
チング手段によってスイッチングが行われていない期間
（以下、スイッチングオフ期間」という）では、誘導性
素子は、スイッチングオン期間に流れていた電流を継続
して流そうと作用することにより、第１の一方向性素子
を介して、入力部からの直流をコンデンサに出力する。

【００１２】このように、入力部を介して入力される直
流が、スイッチング手段のスイッチングオン期間および
スイッチングオフ期間の両時において平均してコンデン
サに流れ込む。このため、交流を整流回路によって整流
した脈流を入力部を介して入力する場合などにおいて、
交流の入力力率を改善可能となる。また、従来の電源装
置８１と比較して、装置内のスイッチング手段が１つで
あるため、発生するスイッチングノイズも１種類とな
る。この結果、スイッチングノイズの低減が図られると
共に、スイッチングノイズの相互干渉に起因する不安定
なスイッチング制御動作が防止される。さらに、スイッ
チング手段が１つで構成可能のため、装置の小型化およ
び低コスト化を達成可能となる。

【００１３】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、入力部
に入力された直流をコンデンサに供給可能な第２の一方
向性素子を備えていることを特徴とする。

【００１４】請求項１記載のスイッチング電源装置のよ
うに、電源投入初期時において第１の一方向性素子を介
してコンデンサを充電する構成を採用してもよい。しか
し、電源投入初期時に、直流が誘導性素子を介してコン
デンサに突入することがあり、高電流タイプの誘導性素
子を用いる必要がある。一方、このスイッチング電源装
置では、電源投入初期時には、入力部からの直流が、第
２の一方向性素子を介してコンデンサに流れ込む。した
がって、誘導性素子を介しての突入電流の通過を有効に
阻止することが可能となり、低電流タイプの小型誘導性
素子を用いることができる。

【００１５】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたとき
に、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限する電流制限手段を備えていることを特徴とす
る。

【００１６】装置に接続される負荷が軽い場合には、一
次巻線を介して二次巻線側に伝達されるエネルギー量が
小さくなるため、コンデンサの端子間電圧が上昇するこ
とがある。このような現象が生じると、コンデンサやス
イッチング素子の耐圧を高くしなければならなくなるた
め、コンデンサやスイッチング素子の大型化および高価
格化を招く要因となる。このスイッチング電源装置で
は、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えると、電
流制限手段が、誘導性素子を介してコンデンサに出力さ
れる電流を電流制限する。このため、コンデンサの端子
間電圧の上昇が防止される。

【００１７】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項３記載のスイッチング電源装置において、電流制
限手段は、補助巻線と誘導性素子との間に接続された主
巻線と、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたと
きに、主巻線が巻き回されている可飽和コアをリセット
するためのリセット巻線とを有するマグアンプを備えて
構成されていることを特徴とする。

【００１８】電流制限手段は、種々の回路構成を採用す
ることができる。このスイッチング電源装置では、いわ
ゆるマグアンプ方式による電流制限手段が採用されてい
る。この場合、補助巻線を介して誘導性素子に出力され
る電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力低
減できるため、装置の変換効率の低下を防止可能とな
る。

【００１９】請求項５記載のスイッチング電源装置は、
請求項３記載のスイッチング電源において、電流制限手
段は、常態においては、誘導性素子を介して電流をコン
デンサに供給し、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を
超えたときに、電流のコンデンサへの供給を停止する電
流制限用半導体素子を備えて構成されていることを特徴
とする。

【００２０】マグアンプ方式による電流制限手段を採用
することも可能ではあるが、装置コストがやや上昇す
る。一方、このスイッチング電源装置では、サイリスタ
やトランジスタなどの電流制限用半導体素子を採用する
ことにより、装置コストを上昇させることなく、コンデ
ンサへの電流制限を確実に行うことが可能となる。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、従来の電源装置８１と同一の構成
要素については同一の符号を付して、詳細説明を省略す
る。

【００２２】最初に、図１を参照して、いわゆるフォワ
ードコンバータ方式によって構成した第１の実施形態に
係るスイッチング電源装置について説明する。同図に示
すように、スイッチング電源装置１（以下、「電源装置
１」ともいう）は、交流電源２から出力される交流Ｖ_AC
を装置内に入力すると共に交流電源２側へのスイッチン
グノイズの漏洩を防止するラインフィルタ３と、交流Ｖ
_ACを全波整流して脈流を生成するダイオードブリッジ４
と、スイッチング用のトランス５と、スイッチングを制
御する制御回路６とを備えている。また、電源装置１
は、トランス５の一次巻線５ａ側に、本発明におけるコ
ンデンサに相当し、入力された直流を平滑するためのコ
ンデンサ１１と、本発明における第２の一方向性素子に
相当し、電源投入初期時においてダイオードブリッジ４
から出力される脈流をコンデンサ１１に出力するダイオ
ード１２（このアノード端が本発明における入力部に相
当する）と、本発明におけるスイッチング手段としての
ＦＥＴ１３とを備え、リセット巻線５ｂ側に、トランス
５に蓄積されたエネルギーを放出するためのダイオード
１４を備えている。

【００２３】さらに、電源装置１は、補助巻線５ｃ側
に、本発明における第１の一方向性素子に相当するダイ
オード２１と、本発明における誘導性素子に相当するチ
ョークコイル２２とを備え、二次巻線５ｄ側に、二次巻
線５ｄに誘起した交流を整流するダイオード３１，３２
と、整流された直流を平滑するチョークコイル３３およ
びコンデンサ３４とを備えている。

【００２４】次に、電源装置１の動作について説明す
る。

【００２５】電源投入初期時においては、ダイオードブ
リッジ４が、ラインフィルタ３を介して入力された交流
電源２の交流Ｖ_ACを全波整流することにより脈流を生成
する。生成された脈流は、ダイオード１２を介してコン
デンサ１１に流れ込み、コンデンサ１１を所定電圧まで
充電する。一方、コンデンサ１１の端子間電圧が所定電
圧まで充電されると、制御回路６によるスイッチングが
開始される。ＦＥＴ１３のスイッチングオン期間では、
コンデンサ１１に蓄積されているエネルギーがトランス
５の一次巻線５ａを介して二次巻線５ｄに伝達される。
次いで、二次巻線５ｄに誘起した交流は、ダイオード３
１，３２によって整流されると共にチョークコイル３３
およびコンデンサ３４によって平滑されて出力直流Ｖｏ
として出力される。この際、制御回路６は、コンデンサ
３４の端子間電圧を検出すると共に、検出電圧に基づい
てＦＥＴ１３のスイッチングを制御することにより、出
力直流Ｖｏを所定電圧値に安定化する。スイッチングオ
フ期間では、リセット巻線５ｂに誘起した誘起電圧に基
づくリセット電流をダイオード１４を介して流すことに
より、トランス５を磁気リセットする。これらの動作が
繰り返されて出力直流Ｖｏが生成される。

【００２６】また、ＦＥＴ１３のスイッチングオン期間
においては、補助巻線５ｃにも所定の電圧が誘起する。
ここで、一次巻線５ａおよび補助巻線５ｃの巻数をそれ
ぞれＮｐおよびＮｘとし、コンデンサ１１の端子間電圧
をＶｃとすると、誘起電圧の電圧値Ｖｘは、下記の式
で表される。この場合、補助巻線５ｃにおけるチョーク
コイル２２側端子の電圧値は、誘起電圧を脈流に加算し
た電圧値であるため、巻数比（Ｎｘ／Ｎｐ）をある程度
以上に設定することにより、コンデンサ１１の端子間電
圧Ｖｃよりも高電圧となる。このため、図２に示すよう
に、ＦＥＴ１３が作動しているスイッチングオン期間Ｔ
_ONのときには、補助巻線５ｃに誘起した誘起電圧に基づ
く電流Ｉ_Lがコンデンサ１１に出力される。一方、ＦＥ
Ｔ１３が作動停止しているスイッチングオフ期間Ｔ_OFF
のときには、チョークコイル２２が、スイッチングオン
期間Ｔ_ONのときに流れていた電流を継続して流そうとす
る作用により、ダイオード２１を介して脈流をコンデン
サ１１に出力する（同図においてＩ_L1の部分が相当す
る）。これにより、コンデンサ１１が所定電圧まで充電
される。Ｖｘ＝（Ｎｘ／Ｎｐ）・Ｖｃ・・・・・・・・・・・・・・・・式

【００２７】この場合、コンデンサ１１の端子間電圧Ｖ
ｃは巻数比（Ｎｘ／Ｎｐ）によって自在に設定可能にな
っている。この点について、以下に説明する。まず、交
流Ｖ_ACの実効電圧値をＶｉｎとし、ダイオードブリッジ
４による損失を無視すれば、ダイオードブリッジ４から
出力される脈流のピーク電圧Ｖｐｐは、下記の式で表
される。Ｖｐｐ＝２^0.5・Ｖｉｎ・・・・・・・・・・・・・・・・・・式

【００２８】ここで、ピーク電圧Ｖｐｐの時に脈流がチ
ョークコイル２２を連続的に流れるように、チョークコ
イル２２のインダクタンスを予め選択した場合、コンデ
ンサ１１の端子間電圧Ｖｃは、下記の式によって表さ
れる。Ｖｃ＝２^0.5・Ｖｉｎ＋Ｖｘ・Ｄ_ON・・・・・・・・・・・・・式なお、Ｄ_ONは、ＦＥＴ１３のスイッチングデューティー
比を意味する。

【００２９】したがって、上記式および式により、
端子間電圧Ｖｃは、下記の式によって表される。Ｖｃ＝２^0.5・Ｖｉｎ／（１−（Ｎｘ／Ｎｐ）・Ｄ_ON）・・・・式

【００３０】この式は、巻数比の変化に応じてコンデン
サ１１の端子間電圧Ｖｃが変化することを意味する。な
お、一次巻線５ａに対する補助巻線５ｃの巻数比（Ｎｘ
／Ｎｐ）を値１とすれば、端子間電圧Ｖｃを示す上記
式は、従来の昇圧型２コンバータ方式による電源装置８
１においてＤＣ／ＤＣコンバータ８４内のコンデンサ１
１の端子間電圧を表す式と同一となる。

【００３１】次に、チョークコイル２２を流れる電流Ｉ
_Lについて説明する。この場合、交流Ｖ_ACの瞬時値を
（２^0.5・Ｖｉｎ・ｓｉｎθ）とすれば、チョークコイ
ル２２の両端電圧Ｖ_Lは、下記の式によって表され、
電流Ｉ_Lおよび電流Ｉ_Lのピーク電流Ｉ_PPは、下記の
式および式によってそれぞれ表される。なお、チョー
クコイル２２のインダクタンスをＬｘとし、ＦＥＴ１３
のスイッチング周波数をｆ_SWとする。Ｖ_L＝２^0.5・Ｖｉｎ・ｓｉｎθ＋Ｖｃ・（Ｎｘ／Ｎｐ−１）・・式Ｉ_L＝（２^0.5・Ｖｉｎ・ｓｉｎθ＋Ｖｃ（Ｎｘ／Ｎｐ−１））・Ｄ_ON ／（Ｌｘ・ｆ_SW）・・・・・・・・・・・・・・・・・・式Ｉｐｐ＝（２^0.5・Ｖｉｎ＋Ｖｃ（Ｎｘ／Ｎｐ−１））・Ｄ_ON ／（Ｌｘ・ｆ_SW）・・・・・・・・・・・・・・・・・・式

【００３２】この場合、電流Ｉ_Lが流れる条件は、下記
の式で表される。２^0.5・Ｖｉｎ・ｓｉｎθ＞Ｖｃ（１−Ｎｘ／Ｎｐ）・・・・・式この条件式は、巻数比が値１を超えるときに、補助巻線
５ｃに誘起する誘起電圧がコンデンサ１１の端子間電圧
Ｖｃよりも常に高い電圧になる結果、交流Ｖ_ACの半周期
（０〜π）において常に電流Ｉ_Lが流れることを意味す
る。逆に、巻数比をある値に設定した場合には、交流Ｖ
_ACの半周期において電流Ｉ_Lが流れる期間が一義的に決
まる結果、巻数比によって入力力率を制御することがで
きることを意味する。なお、巻数比を値１（または値１
以上）として、デューティー比Ｄ_ONおよびスイッチング
周波数ｆ_SWを一定とした場合にコンデンサ１１に流れ込
む電流波形を図２に示す。同図によれば、電流Ｉ_Lが交
流Ｖ_ACの半周期（０〜π）においてほぼ平均して流れる
結果、交流Ｖ_ACの入力力率が向上することが理解でき
る。

【００３３】また、ラインフィルタ３が電流Ｉ_Lを平滑
化するため、交流Ｖ_ACが電源装置１に入力する電流波形
は、同図の符号Ｗ_Aで示すように、交流Ｖ_ACの電圧波形
Ｗ_Vと相似波形となる。このため、スイッチングノイズ
の交流電源２側への漏洩が阻止され、これにより、ＥＭ
Ｉを低減することができる。また、スイッチングオフ期
間Ｔ_OFF のときには、リセット巻線５ｂによってトラン
ス５の磁気リセットが行われるが、ダイオード２１は、
補助巻線５ｃを介して脈流がチョークコイル２２に流れ
込むのを防止することにより、トランス５の磁気リセッ
トを確実にする。

【００３４】このように、この電源装置１によれば、一
次巻線５ａおよび補助巻線５ｃの巻数比に応じて交流Ｖ
_ACの入力力率を向上させることができる。なお、巻数比
を大きくすれば、ＦＥＴ１３に流れる電流が大きくなる
ため、ＦＥＴ１３による損失が増加する。したがって、
装置の目的に応じて、入力力率および変換効率のいずれ
か一方をより優先することができる。つまり、入力力率
を重視する場合には、巻数比を大きくすればよく、入力
力率をある程度に抑えつつ変換効率を上げる場合には、
巻数比を小さくすればよい。発明者の実験によれば、巻
数比を値１近傍に設定することにより、従来の電源装置
８１と同等の変換効率で、入力力率を値０．９以上にで
きることが確認されている。

【００３５】次に、図３を参照して第２の実施形態に係
るスイッチング電源装置４１（以下、電源装置４１」と
もいう）について説明する。電源装置４１は、図１に示
したフォワード型の電源装置１とは異なり、フライバッ
ク型スイッチング方式によって構成されている。この電
源装置４１は、ＦＥＴ１３のスイッチングオフ期間Ｔ_OF
_F に一次巻線５ａから二次巻線５ｄにエネルギーが伝達
され、トランス５の磁気リセットが不要になっている点
が、電源装置１とは相違し、その他の主要動作はほぼ同
一である。このため、電源装置１の構成要素と同一のも
のについては同一の符号を付して、各構成要素および全
体的な動作についての説明を省略する。

【００３６】次に、図４を参照して、第３の実施形態に
係るスイッチング電源装置５１（以下、「電源装置５
１」ともいう）について説明する。この電源装置５１が
第１の実施形態に係る電源装置１と基本的に異なるの
は、補助巻線５ｃを介してコンデンサ１１に流れ込む電
流を電流制限している点である。なお、電源装置１と同
一の構成要素については、同図において同一の符号を付
して、その詳細説明を省略する。

【００３７】この電源装置５１では、電源装置１の構成
に加えて、主巻線５２ａとリセット巻線５２ｂとを可飽
和コアに巻き回して構成されたマグアンプ５２と、抵抗
５３〜５６と、ツェナーダイオード５７と、トランジス
タ５８とをさらに備えている。マグアンプ５２は、可飽
和コアの飽和領域と不飽和領域とを利用した磁気スイッ
チであって、リセット巻線５２ｂにリセット電流を流す
ことによって、主巻線５２ａのインダクタンスが制御さ
れる。具体的には、マグアンプ５２では、リセット巻線
５２ｂにリセット電流が流れていない状態では、可飽和
コアが飽和領域で動作するため主巻線５２ａのインダク
タンスが小さくなる結果、電流は、電流制限されること
なく主巻線５２ａを通過する。一方、リセット電流が流
れている状態では、可飽和コアが不飽和領域で動作する
ためインダクタンスが高くなる結果、電流は主巻線５２
ａを通過し難くなる。

【００３８】次に、電源装置５１の動作について説明す
る。

【００３９】一般的に、負荷が軽い場合には、一次巻線
５ａを介して二次巻線５ｄに伝達されるエネルギー量が
小さくなる。その一方、チョークコイル２２を介してコ
ンデンサ１１に出力される電流が低減しないと、コンデ
ンサ１１の端子間電圧Ｖｃが上昇する。この電源装置５
１では、コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃが所定電圧よ
りも上昇したときには、マグアンプ５２の主巻線５２ａ
のインダクタンスを高くするように制御することによ
り、チョークコイル２２を介してコンデンサ１１に流れ
込む電流を電流制限し、これにより、コンデンサ１１の
端子間電圧Ｖｃの上昇を防止する。

【００４０】具体的には、定格負荷の場合には、エネル
ギーがコンデンサ１１から放出されるため、コンデンサ
１１の端子間電圧Ｖｃは所定電圧よりも低電圧に維持さ
れる。この場合、抵抗５３，５４によって分圧された分
圧電圧も低電圧のため、トランジスタ５８が作動しな
い。この結果、リセット電流が流れないため、マグアン
プ５２は飽和領域で作動する。この状態では、主巻線５
２ａのインダクタンスが小さいため、補助巻線５ｃに誘
起した誘起電圧に基づく電流は、マグアンプ５２の主巻
線５２ａによって電流制限されることなく、主巻線５２
ａを介してコンデンサ１１に出力される。一方、コンデ
ンサ１１の端子間電圧Ｖｃが所定電圧よりも上昇する
と、分圧電圧が高くなるため、ツェナーダイオード５３
が導通する。この結果、トランジスタ５８が作動するた
め、コンデンサ１１の正極、マグアンプ５２のリセット
巻線５２ｂ、抵抗５６およびトランジスタ５８からなる
電流経路でリセット電流が流れる。これにより、マグア
ンプ５２が不飽和領域で作動するため、主巻線５２ａの
インダクタンスが高くなる。この状態では、主巻線５２
ａを介して流れる電流が電流制限される結果、コンデン
サ１１の端子間電圧Ｖｃの上昇が防止される。

【００４１】この電源装置５１によれば、定格負荷時に
は、補助巻線５ｃの誘起電圧に基づく電流を低電力損失
でコンデンサ１１に出力するため、装置の変換効率の低
下を極力防止することができる。また、軽負荷時におい
ては、コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃの上昇を確実に
防止することができるため、低耐圧のコンデンサ１１お
よびＦＥＴ１３を用いることができ、これにより、装置
の大型化やコストアップを避けることができる。

【００４２】次に、図５を参照して、第４の実施形態に
ついて説明する。

【００４３】同図に示すスイッチング電源装置６１（以
下、「電源装置６１」ともいう）は、電源装置５１にお
けるマグアンプ方式の電流制限手段に代えて、半導体制
御方式による電流制限手段を用いて構成されている。な
お、同図では、トランス５の二次巻線側の構成を省略し
ており、電源装置１と同一の構成要素については同一の
符号を付して詳細説明を省略する。

【００４４】電源装置６１は、トランス５が制御電圧生
成用の補助巻線５ｅを備えているほか、ダイオード６
２、ツェナーダイオード６３、サイリスタ６４、トラン
ジスタ６５〜６７、抵抗６８〜７４、およびコンデンサ
７５をさらに備えている。

【００４５】この電源装置６１では、ＦＥＴ１３による
スイッチングが開始されると、ダイオード６２およびコ
ンデンサ７５が、補助巻線５ｅに誘起した誘起電圧を整
流平滑することにより、コンデンサ７５の端子間に制御
電圧を発生させる。ここで、制御電圧は、一次巻線５ａ
と補助巻線５ｅの巻数比をコンデンサ１１の端子間電圧
に乗じた電圧値となる。ここで、定格負荷の場合には、
ツェナーダイオード６３に電流が流れないように、抵抗
６８，６９の抵抗値が予め選択されている。したがっ
て、この状態では、トランジスタ６５が作動停止状態の
ため、トランジスタ６６が導通状態になる。この結果、
トランジスタ６７が導通することにより、抵抗７４を介
してサイリスタ６４のゲートに制御電圧が印加される。
これにより、サイリスタ６４は、補助巻線５ｃに誘起し
た誘起電圧に基づく電流をコンデンサ１１に出力する。

【００４６】一方、軽負荷になり、コンデンサ１１の端
子間電圧Ｖｃが所定電圧よりも上昇すると、コンデンサ
７５の端子間電圧が高くなるため、ツェナーダイオード
６３が導通する結果、トランジスタ６５が作動する。こ
の状態では、ベース電圧の低下によりトランジスタ６６
が作動を停止するため、トランジスタ６７も作動を停止
する結果、サイリスタ６４のゲートには、制御電圧が印
加されない。したがって、サイリスタ６４は、非導通状
態になるため、補助巻線５ｃに誘起した誘起電圧に基づ
く電流のコンデンサ１１への出力を阻止する。この結
果、コンデンサ１１の端子間電圧Ｖｃの上昇が防止され
る。

【００４７】この電源装置６１によれば、電流制限の際
に、サイリスタ６４によって発生する電力損失が電源装
置５１におけるマグアンプ５２による電力損失よりも増
加するが、安価な半導体素子を用いることができるた
め、装置コストを上昇させることなく、コンデンサ１１
への電流制限を確実に行うことができる。なお、この実
施形態では、サイリスタ６４を用いているが、これに限
定されることなく、電流制限用半導体素子として、トラ
ンジスタ、ＦＥＴおよびトライアックなどを用いること
が可能である。

【００４８】なお、本発明に係るスイッチング電源装置
は、上記した第１〜第４の実施形態に限定されず、その
構成を変更可能である。例えば、本発明における一方向
性素子として、トランジスタやＦＥＴなどの半導体素子
を用いることができる。また、上記実施形態では、チョ
ークコイル２２を用いているが、抵抗などのインピーダ
ンス素子を用いることも可能である。ただし、抵抗を用
いた場合には、電力が損失されるため、誘導性素子を用
いることが好ましい。さらに、電流制限手段としてのマ
グアンプ５２やサイリスタ６４の制御方法は、適宜変更
することができる。

【００４９】

【発明の効果】以上のように請求項１記載のスイッチン
グ電源装置によれば、スイッチングオン期間において補
助巻線の他端に誘起した誘起電圧が、誘導性素子を介し
てコンデンサに出力され、かつ、スイッチングオフ期間
においても、誘導性素子が第１の一方向性素子を介し
て、入力部からの直流をコンデンサに出力するため、例
えば、交流を整流回路によって整流した脈流を入力部に
供給する場合などにおいて、交流の入力力率を向上させ
ることができる。また、従来の電源装置８１と比較し
て、装置内のスイッチング手段が１つであるため、発生
するスイッチングノイズも１種類となる結果、スイッチ
ングノイズの低減を図ることができると共に、スイッチ
ングノイズの相互干渉に起因する不安定なスイッチング
制御動作を防止することができる。さらに、１つのスイ
ッチング手段で構成することができるため、装置の小型
化および低コスト化を図ることができる。

【００５０】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、電源投入初期時において誘導性素子を介し
てコンデンサに流れ込む突入電流を有効に阻止すること
ができ、これにより、小型で安価な誘導性素子を用いる
ことができる。

【００５１】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、軽負荷の場合であっても、電流制限手段
が、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限するため、コンデンサの端子間電圧の上昇を防
止することができ、これにより、低耐圧のコンデンサや
スイッチング手段を用いることができる結果、装置の小
型化および低価格化を図ることができる。

【００５２】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、マグアンプ方式による電流制限手段を採用
したことにより、補助巻線を介して誘導性素子に出力さ
れる電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力
低減することができ、これにより、装置の変換効率の低
下を防止することができる。

【００５３】また、請求項５記載のスイッチング電源装
置によれば、サイリスタやトランジスタなどの電流制限
用半導体素子を用いることにより、装置コストを上昇さ
せることなく、コンデンサへの電流制限を確実に行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電
源装置の回路図である。

【図２】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置に
おいて、チョークコイル２２を流れる電流波形、並びに
入力される交流の電流および電圧波形を示す波形図であ
る。

【図３】第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。

【図４】第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。

【図５】第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。

【図６】従来のスイッチング電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１スイッチング電源装置５トランス５ａ一次巻線５ｃ補助巻線５ｄ二次巻線１１コンデンサ１２ダイオード１３ＦＥＴ２１ダイオード２２チョークコイル４１スイッチング電源装置５１スイッチング電源装置５２マグアンプ５２ａ主巻線５２ｂリセット巻線６１スイッチング電源装置６４サイリスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力用の入力部を介して入力された
直流を平滑可能なコンデンサと、スイッチング用のトラ
ンスと、少なくとも前記コンデンサに蓄積されているエ
ネルギーをスイッチングによって前記トランスの一次巻
線を介して二次巻線に伝達するスイッチング手段とを備
えているスイッチング電源装置において、前記トランスに形成されると共に前記入力部に一端が接
続され、かつ前記スイッチング手段によるスイッチング
動作時に所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻
線と、当該補助巻線の前記他端側と前記コンデンサとの
間に接続された誘導性素子と、前記補助巻線に並列接続
されて前記入力部から入力された前記直流を前記誘導性
素子に供給可能な第１の一方向性素子とを備えているこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】前記入力部に入力された前記直流を前記
コンデンサに供給可能な第２の一方向性素子を備えてい
ることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装
置。
【請求項３】前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧
を超えたときに、前記誘導性素子を介して前記コンデン
サに出力される電流を電流制限する電流制限手段を備え
ていることを特徴とする請求項１または２記載のスイッ
チング電源装置。
【請求項４】前記電流制限手段は、前記補助巻線と前
記誘導性素子との間に接続された主巻線と、前記コンデ
ンサの端子間電圧が所定電圧を超えたときに、前記主巻
線が巻き回されている可飽和コアをリセットするための
リセット巻線とを有するマグアンプを備えて構成されて
いることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源
装置。
【請求項５】前記電流制限手段は、常態においては、
前記誘導性素子を介して前記電流を前記コンデンサに供
給し、前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えた
ときに、前記電流の前記コンデンサへの供給を停止する
電流制限用半導体素子を備えて構成されていることを特
徴とする請求項３記載のスイッチング電源。