JPH10174432A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH10174432A JPH10174432A JP8352842A JP35284296A JPH10174432A JP H10174432 A JPH10174432 A JP H10174432A JP 8352842 A JP8352842 A JP 8352842A JP 35284296 A JP35284296 A JP 35284296A JP H10174432 A JPH10174432 A JP H10174432A
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- capacitor
- power supply
- current
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
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- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチングノイズの低減、装置の小型化お
よび低コスト化を図ることができ、入力力率を改善でき
るスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 直流入力用の入力部を介して入力された
直流を平滑可能なコンデンサ11と、スイッチング用の
トランス5と、少なくともコンデンサ11に蓄積されて
いるエネルギーをスイッチングによってトランス5の一
次巻線5aを介して二次巻線5dに伝達するスイッチン
グ手段13とを備えているスイッチング電源装置1にお
いて、トランス5に形成されると共に入力部に一端が接
続され、かつスイッチング手段13によるスイッチング
動作時に所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻
線5cと、補助巻線5cの他端側とコンデンサ11との
間に接続された誘導性素子22と、補助巻線5cに並列
接続されて入力部から入力された直流を誘導性素子22
に供給可能な第1の一方向性素子21とを備えた。
よび低コスト化を図ることができ、入力力率を改善でき
るスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 直流入力用の入力部を介して入力された
直流を平滑可能なコンデンサ11と、スイッチング用の
トランス5と、少なくともコンデンサ11に蓄積されて
いるエネルギーをスイッチングによってトランス5の一
次巻線5aを介して二次巻線5dに伝達するスイッチン
グ手段13とを備えているスイッチング電源装置1にお
いて、トランス5に形成されると共に入力部に一端が接
続され、かつスイッチング手段13によるスイッチング
動作時に所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻
線5cと、補助巻線5cの他端側とコンデンサ11との
間に接続された誘導性素子22と、補助巻線5cに並列
接続されて入力部から入力された直流を誘導性素子22
に供給可能な第1の一方向性素子21とを備えた。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
のスイッチング動作によってスイッチング用トランスの
一次巻線から二次巻線にエネルギーを伝達することによ
って直流を生成可能なスイッチング電源装置に関し、特
に、いわゆる入力力率を改善可能なスイッチング電源装
置に関するものである。
のスイッチング動作によってスイッチング用トランスの
一次巻線から二次巻線にエネルギーを伝達することによ
って直流を生成可能なスイッチング電源装置に関し、特
に、いわゆる入力力率を改善可能なスイッチング電源装
置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置における入
力力率(つまり、実効電力/(実効電流×実効電圧))
の改善を図るために種々の方式が採用されており、例え
ば、図6に示すいわゆるアクティブフィルタ方式のスイ
ッチング電源81(以下、「電源装置81ともいう)が
従来から知られている。この電源装置81は、スイッチ
ングノイズ漏洩防止用のコンデンサ82と、交流電源2
からの交流を整流するダイオードブリッジ4と、ダイオ
ードブリッジ4から出力される直流をPWM制御によっ
て昇圧する昇圧チョッパー部83と、昇圧チョッパー部
とは別個独立したスイッチング制御によって直流を生成
するDC/DCコンバータ84とを備えている。
力力率(つまり、実効電力/(実効電流×実効電圧))
の改善を図るために種々の方式が採用されており、例え
ば、図6に示すいわゆるアクティブフィルタ方式のスイ
ッチング電源81(以下、「電源装置81ともいう)が
従来から知られている。この電源装置81は、スイッチ
ングノイズ漏洩防止用のコンデンサ82と、交流電源2
からの交流を整流するダイオードブリッジ4と、ダイオ
ードブリッジ4から出力される直流をPWM制御によっ
て昇圧する昇圧チョッパー部83と、昇圧チョッパー部
とは別個独立したスイッチング制御によって直流を生成
するDC/DCコンバータ84とを備えている。
【0003】昇圧チョッパー部83は、チョークコイル
91と、整流平滑用のダイオード92およびコンデンサ
93と、例えばFETなどのスイッチング素子94と、
スイッチング素子94の通過電流値を検出するためのピ
ックアップコイル95と、スイッチング素子94のオン
デューティー比を制御するPWM制御回路96とを備え
ている。
91と、整流平滑用のダイオード92およびコンデンサ
93と、例えばFETなどのスイッチング素子94と、
スイッチング素子94の通過電流値を検出するためのピ
ックアップコイル95と、スイッチング素子94のオン
デューティー比を制御するPWM制御回路96とを備え
ている。
【0004】DC/DCコンバータ84は、スイッチン
グを制御する制御回路6と、入力された直流を平滑する
ためのコンデンサ11と、一次巻線101aの一端がコ
ンデンサ11に接続されると共に他端がFET13のド
レインに接続されたスイッチング用のトランス101
と、トランス101の二次巻線101b側に配設された
整流用のダイオード31と、平滑用のコンデンサ34と
を備えている。
グを制御する制御回路6と、入力された直流を平滑する
ためのコンデンサ11と、一次巻線101aの一端がコ
ンデンサ11に接続されると共に他端がFET13のド
レインに接続されたスイッチング用のトランス101
と、トランス101の二次巻線101b側に配設された
整流用のダイオード31と、平滑用のコンデンサ34と
を備えている。
【0005】この電源装置81では、ダイオードブリッ
ジ4が交流電源2からの交流を全波整流することによっ
て脈流を生成する。次いで、PWM制御回路96が、コ
ンデンサ93の端子間電圧と、ダイオードブリッジ4か
ら出力される脈流電圧とを乗算した乗算値が、ピックア
ップコイル95によって検出された通過電流値と等しく
なるように、スイッチング素子94のデューティ比を制
御することにより、脈流を昇圧すると共に交流の入力力
率を向上させている。一方、DC/DCコンバータ84
側では、制御回路6がFET13をスイッチングさせる
ことにより、昇圧された直流によって充電されたコンデ
ンサ11の蓄積エネルギーが、トランス101の一次巻
線101aを介して二次巻線101bに伝達される。次
いで、ダイオード31が二次巻線101bに誘起した誘
起電圧を整流すると共に、コンデンサ34が平滑するこ
とによって、直流出力VO が生成されている。
ジ4が交流電源2からの交流を全波整流することによっ
て脈流を生成する。次いで、PWM制御回路96が、コ
ンデンサ93の端子間電圧と、ダイオードブリッジ4か
ら出力される脈流電圧とを乗算した乗算値が、ピックア
ップコイル95によって検出された通過電流値と等しく
なるように、スイッチング素子94のデューティ比を制
御することにより、脈流を昇圧すると共に交流の入力力
率を向上させている。一方、DC/DCコンバータ84
側では、制御回路6がFET13をスイッチングさせる
ことにより、昇圧された直流によって充電されたコンデ
ンサ11の蓄積エネルギーが、トランス101の一次巻
線101aを介して二次巻線101bに伝達される。次
いで、ダイオード31が二次巻線101bに誘起した誘
起電圧を整流すると共に、コンデンサ34が平滑するこ
とによって、直流出力VO が生成されている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
電源装置81には、以下の問題点がある。第1に、電源
装置81では、制御回路6によってスイッチングが行わ
れるだけでなく、PWM制御回路96によってもスイッ
チングが行われている。したがって、低入力力率タイプ
の一般的なスイッチング電源装置と比較して、スイッチ
ングノイズの発生量が極めて多いため、この電源装置8
1には、EMI(Electromagnetic Interference)によ
る弊害を招いてしまうという問題がある。この場合、制
御回路6のスイッチングノイズとPWM制御回路96の
スイッチングノイズとが相互に干渉し合うような場合に
は、両制御回路6,96のスイッチング制御動作が不安
定になってしまうという問題もある。
電源装置81には、以下の問題点がある。第1に、電源
装置81では、制御回路6によってスイッチングが行わ
れるだけでなく、PWM制御回路96によってもスイッ
チングが行われている。したがって、低入力力率タイプ
の一般的なスイッチング電源装置と比較して、スイッチ
ングノイズの発生量が極めて多いため、この電源装置8
1には、EMI(Electromagnetic Interference)によ
る弊害を招いてしまうという問題がある。この場合、制
御回路6のスイッチングノイズとPWM制御回路96の
スイッチングノイズとが相互に干渉し合うような場合に
は、両制御回路6,96のスイッチング制御動作が不安
定になってしまうという問題もある。
【0007】第2に、入力力率を改善するための昇圧チ
ョッパー部83を配設しているため、一般的なスイッチ
ング電源装置と比較して、回路部品数が増大すると共に
スイッチング制御も複雑になっている。したがって、装
置の小型化および低価格化が要求されている今日におい
て、電源装置81には、かかる要求に答えることが困難
であるという問題がある。
ョッパー部83を配設しているため、一般的なスイッチ
ング電源装置と比較して、回路部品数が増大すると共に
スイッチング制御も複雑になっている。したがって、装
置の小型化および低価格化が要求されている今日におい
て、電源装置81には、かかる要求に答えることが困難
であるという問題がある。
【0008】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、スイッチングノイズの低減、装置の小
型化および低コスト化を図ることができ、しかも入力力
率改善の要求に応じることができるスイッチング電源装
置を提供することを主目的とする。
れたものであり、スイッチングノイズの低減、装置の小
型化および低コスト化を図ることができ、しかも入力力
率改善の要求に応じることができるスイッチング電源装
置を提供することを主目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項1記載のスイッチング電源装置は、直流入力用の入
力部を介して入力された直流を平滑可能なコンデンサ
と、スイッチング用のトランスと、少なくともコンデン
サに蓄積されているエネルギーをスイッチングによって
トランスの一次巻線を介して二次巻線に伝達するスイッ
チング手段とを備えているスイッチング電源装置におい
て、トランスに形成されると共に入力部に一端が接続さ
れ、かつスイッチング手段によるスイッチング動作時に
所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻線と、補
助巻線の他端側とコンデンサとの間に接続された誘導性
素子と、補助巻線に並列接続されて入力部から入力され
た直流を誘導性素子に供給可能な第1の一方向性素子と
を備えていることを特徴とする。なお、ここで、スイッ
チング用のトランスとは、例えば、フォワード型スイッ
チング方式の場合に用いられるトランスを含むのは勿論
のこと、いわゆるフライバック型スイッチング方式の場
合に用いられるインダクタンスとして機能するトランス
も含む概念である。
求項1記載のスイッチング電源装置は、直流入力用の入
力部を介して入力された直流を平滑可能なコンデンサ
と、スイッチング用のトランスと、少なくともコンデン
サに蓄積されているエネルギーをスイッチングによって
トランスの一次巻線を介して二次巻線に伝達するスイッ
チング手段とを備えているスイッチング電源装置におい
て、トランスに形成されると共に入力部に一端が接続さ
れ、かつスイッチング手段によるスイッチング動作時に
所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻線と、補
助巻線の他端側とコンデンサとの間に接続された誘導性
素子と、補助巻線に並列接続されて入力部から入力され
た直流を誘導性素子に供給可能な第1の一方向性素子と
を備えていることを特徴とする。なお、ここで、スイッ
チング用のトランスとは、例えば、フォワード型スイッ
チング方式の場合に用いられるトランスを含むのは勿論
のこと、いわゆるフライバック型スイッチング方式の場
合に用いられるインダクタンスとして機能するトランス
も含む概念である。
【0010】このスイッチング電源装置では、電源投入
初期時において、入力部から入力された直流が、第1の
一方向性素子および誘導性素子を介してコンデンサに流
れ込むことにより、コンデンサを充電する。次いで、コ
ンデンサにある程度のエネルギーが蓄積されると、スイ
ッチング手段がスイッチング動作を開始することによ
り、コンデンサに蓄積されているエネルギーが一次巻線
を介して二次巻線に伝達される。この結果、二次巻線に
誘起された誘起電圧が、例えば、整流平滑回路によって
整流平滑されることにより、直流電力を生成可能とな
る。
初期時において、入力部から入力された直流が、第1の
一方向性素子および誘導性素子を介してコンデンサに流
れ込むことにより、コンデンサを充電する。次いで、コ
ンデンサにある程度のエネルギーが蓄積されると、スイ
ッチング手段がスイッチング動作を開始することによ
り、コンデンサに蓄積されているエネルギーが一次巻線
を介して二次巻線に伝達される。この結果、二次巻線に
誘起された誘起電圧が、例えば、整流平滑回路によって
整流平滑されることにより、直流電力を生成可能とな
る。
【0011】一方、スイッチング手段によってスイッチ
ングが行われている期間(以下、スイッチングオン期
間」という)では、補助巻線の他端に所定電圧の誘起電
圧が誘起される。ここで、誘起電圧は、一次巻線および
補助巻線の巻数比をコンデンサの端子間電圧に乗じた電
圧を、入力部を介して入力される直流に加算した電圧値
となる。したがって、ある程度以上の巻数比にすれば、
誘起電圧の電圧値がコンデンサの端子間電圧よりも常に
高い電圧になる。このため、例えば、入力部を介して入
力される直流が、交流を整流することによって生成され
た脈流の場合には、その脈流の1周期に亘って、誘起電
圧に基づく電流がコンデンサに流れ込む。また、スイッ
チング手段によってスイッチングが行われていない期間
(以下、スイッチングオフ期間」という)では、誘導性
素子は、スイッチングオン期間に流れていた電流を継続
して流そうと作用することにより、第1の一方向性素子
を介して、入力部からの直流をコンデンサに出力する。
ングが行われている期間(以下、スイッチングオン期
間」という)では、補助巻線の他端に所定電圧の誘起電
圧が誘起される。ここで、誘起電圧は、一次巻線および
補助巻線の巻数比をコンデンサの端子間電圧に乗じた電
圧を、入力部を介して入力される直流に加算した電圧値
となる。したがって、ある程度以上の巻数比にすれば、
誘起電圧の電圧値がコンデンサの端子間電圧よりも常に
高い電圧になる。このため、例えば、入力部を介して入
力される直流が、交流を整流することによって生成され
た脈流の場合には、その脈流の1周期に亘って、誘起電
圧に基づく電流がコンデンサに流れ込む。また、スイッ
チング手段によってスイッチングが行われていない期間
(以下、スイッチングオフ期間」という)では、誘導性
素子は、スイッチングオン期間に流れていた電流を継続
して流そうと作用することにより、第1の一方向性素子
を介して、入力部からの直流をコンデンサに出力する。
【0012】このように、入力部を介して入力される直
流が、スイッチング手段のスイッチングオン期間および
スイッチングオフ期間の両時において平均してコンデン
サに流れ込む。このため、交流を整流回路によって整流
した脈流を入力部を介して入力する場合などにおいて、
交流の入力力率を改善可能となる。また、従来の電源装
置81と比較して、装置内のスイッチング手段が1つで
あるため、発生するスイッチングノイズも1種類とな
る。この結果、スイッチングノイズの低減が図られると
共に、スイッチングノイズの相互干渉に起因する不安定
なスイッチング制御動作が防止される。さらに、スイッ
チング手段が1つで構成可能のため、装置の小型化およ
び低コスト化を達成可能となる。
流が、スイッチング手段のスイッチングオン期間および
スイッチングオフ期間の両時において平均してコンデン
サに流れ込む。このため、交流を整流回路によって整流
した脈流を入力部を介して入力する場合などにおいて、
交流の入力力率を改善可能となる。また、従来の電源装
置81と比較して、装置内のスイッチング手段が1つで
あるため、発生するスイッチングノイズも1種類とな
る。この結果、スイッチングノイズの低減が図られると
共に、スイッチングノイズの相互干渉に起因する不安定
なスイッチング制御動作が防止される。さらに、スイッ
チング手段が1つで構成可能のため、装置の小型化およ
び低コスト化を達成可能となる。
【0013】請求項2記載のスイッチング電源装置は、
請求項1記載のスイッチング電源装置において、入力部
に入力された直流をコンデンサに供給可能な第2の一方
向性素子を備えていることを特徴とする。
請求項1記載のスイッチング電源装置において、入力部
に入力された直流をコンデンサに供給可能な第2の一方
向性素子を備えていることを特徴とする。
【0014】請求項1記載のスイッチング電源装置のよ
うに、電源投入初期時において第1の一方向性素子を介
してコンデンサを充電する構成を採用してもよい。しか
し、電源投入初期時に、直流が誘導性素子を介してコン
デンサに突入することがあり、高電流タイプの誘導性素
子を用いる必要がある。一方、このスイッチング電源装
置では、電源投入初期時には、入力部からの直流が、第
2の一方向性素子を介してコンデンサに流れ込む。した
がって、誘導性素子を介しての突入電流の通過を有効に
阻止することが可能となり、低電流タイプの小型誘導性
素子を用いることができる。
うに、電源投入初期時において第1の一方向性素子を介
してコンデンサを充電する構成を採用してもよい。しか
し、電源投入初期時に、直流が誘導性素子を介してコン
デンサに突入することがあり、高電流タイプの誘導性素
子を用いる必要がある。一方、このスイッチング電源装
置では、電源投入初期時には、入力部からの直流が、第
2の一方向性素子を介してコンデンサに流れ込む。した
がって、誘導性素子を介しての突入電流の通過を有効に
阻止することが可能となり、低電流タイプの小型誘導性
素子を用いることができる。
【0015】請求項3記載のスイッチング電源装置は、
請求項1または2記載のスイッチング電源装置におい
て、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたとき
に、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限する電流制限手段を備えていることを特徴とす
る。
請求項1または2記載のスイッチング電源装置におい
て、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたとき
に、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限する電流制限手段を備えていることを特徴とす
る。
【0016】装置に接続される負荷が軽い場合には、一
次巻線を介して二次巻線側に伝達されるエネルギー量が
小さくなるため、コンデンサの端子間電圧が上昇するこ
とがある。このような現象が生じると、コンデンサやス
イッチング素子の耐圧を高くしなければならなくなるた
め、コンデンサやスイッチング素子の大型化および高価
格化を招く要因となる。このスイッチング電源装置で
は、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えると、電
流制限手段が、誘導性素子を介してコンデンサに出力さ
れる電流を電流制限する。このため、コンデンサの端子
間電圧の上昇が防止される。
次巻線を介して二次巻線側に伝達されるエネルギー量が
小さくなるため、コンデンサの端子間電圧が上昇するこ
とがある。このような現象が生じると、コンデンサやス
イッチング素子の耐圧を高くしなければならなくなるた
め、コンデンサやスイッチング素子の大型化および高価
格化を招く要因となる。このスイッチング電源装置で
は、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えると、電
流制限手段が、誘導性素子を介してコンデンサに出力さ
れる電流を電流制限する。このため、コンデンサの端子
間電圧の上昇が防止される。
【0017】請求項4記載のスイッチング電源装置は、
請求項3記載のスイッチング電源装置において、電流制
限手段は、補助巻線と誘導性素子との間に接続された主
巻線と、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたと
きに、主巻線が巻き回されている可飽和コアをリセット
するためのリセット巻線とを有するマグアンプを備えて
構成されていることを特徴とする。
請求項3記載のスイッチング電源装置において、電流制
限手段は、補助巻線と誘導性素子との間に接続された主
巻線と、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えたと
きに、主巻線が巻き回されている可飽和コアをリセット
するためのリセット巻線とを有するマグアンプを備えて
構成されていることを特徴とする。
【0018】電流制限手段は、種々の回路構成を採用す
ることができる。このスイッチング電源装置では、いわ
ゆるマグアンプ方式による電流制限手段が採用されてい
る。この場合、補助巻線を介して誘導性素子に出力され
る電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力低
減できるため、装置の変換効率の低下を防止可能とな
る。
ることができる。このスイッチング電源装置では、いわ
ゆるマグアンプ方式による電流制限手段が採用されてい
る。この場合、補助巻線を介して誘導性素子に出力され
る電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力低
減できるため、装置の変換効率の低下を防止可能とな
る。
【0019】請求項5記載のスイッチング電源装置は、
請求項3記載のスイッチング電源において、電流制限手
段は、常態においては、誘導性素子を介して電流をコン
デンサに供給し、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を
超えたときに、電流のコンデンサへの供給を停止する電
流制限用半導体素子を備えて構成されていることを特徴
とする。
請求項3記載のスイッチング電源において、電流制限手
段は、常態においては、誘導性素子を介して電流をコン
デンサに供給し、コンデンサの端子間電圧が所定電圧を
超えたときに、電流のコンデンサへの供給を停止する電
流制限用半導体素子を備えて構成されていることを特徴
とする。
【0020】マグアンプ方式による電流制限手段を採用
することも可能ではあるが、装置コストがやや上昇す
る。一方、このスイッチング電源装置では、サイリスタ
やトランジスタなどの電流制限用半導体素子を採用する
ことにより、装置コストを上昇させることなく、コンデ
ンサへの電流制限を確実に行うことが可能となる。
することも可能ではあるが、装置コストがやや上昇す
る。一方、このスイッチング電源装置では、サイリスタ
やトランジスタなどの電流制限用半導体素子を採用する
ことにより、装置コストを上昇させることなく、コンデ
ンサへの電流制限を確実に行うことが可能となる。
【0021】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、従来の電源装置81と同一の構成
要素については同一の符号を付して、詳細説明を省略す
る。
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。なお、従来の電源装置81と同一の構成
要素については同一の符号を付して、詳細説明を省略す
る。
【0022】最初に、図1を参照して、いわゆるフォワ
ードコンバータ方式によって構成した第1の実施形態に
係るスイッチング電源装置について説明する。同図に示
すように、スイッチング電源装置1(以下、「電源装置
1」ともいう)は、交流電源2から出力される交流VAC
を装置内に入力すると共に交流電源2側へのスイッチン
グノイズの漏洩を防止するラインフィルタ3と、交流V
ACを全波整流して脈流を生成するダイオードブリッジ4
と、スイッチング用のトランス5と、スイッチングを制
御する制御回路6とを備えている。また、電源装置1
は、トランス5の一次巻線5a側に、本発明におけるコ
ンデンサに相当し、入力された直流を平滑するためのコ
ンデンサ11と、本発明における第2の一方向性素子に
相当し、電源投入初期時においてダイオードブリッジ4
から出力される脈流をコンデンサ11に出力するダイオ
ード12(このアノード端が本発明における入力部に相
当する)と、本発明におけるスイッチング手段としての
FET13とを備え、リセット巻線5b側に、トランス
5に蓄積されたエネルギーを放出するためのダイオード
14を備えている。
ードコンバータ方式によって構成した第1の実施形態に
係るスイッチング電源装置について説明する。同図に示
すように、スイッチング電源装置1(以下、「電源装置
1」ともいう)は、交流電源2から出力される交流VAC
を装置内に入力すると共に交流電源2側へのスイッチン
グノイズの漏洩を防止するラインフィルタ3と、交流V
ACを全波整流して脈流を生成するダイオードブリッジ4
と、スイッチング用のトランス5と、スイッチングを制
御する制御回路6とを備えている。また、電源装置1
は、トランス5の一次巻線5a側に、本発明におけるコ
ンデンサに相当し、入力された直流を平滑するためのコ
ンデンサ11と、本発明における第2の一方向性素子に
相当し、電源投入初期時においてダイオードブリッジ4
から出力される脈流をコンデンサ11に出力するダイオ
ード12(このアノード端が本発明における入力部に相
当する)と、本発明におけるスイッチング手段としての
FET13とを備え、リセット巻線5b側に、トランス
5に蓄積されたエネルギーを放出するためのダイオード
14を備えている。
【0023】さらに、電源装置1は、補助巻線5c側
に、本発明における第1の一方向性素子に相当するダイ
オード21と、本発明における誘導性素子に相当するチ
ョークコイル22とを備え、二次巻線5d側に、二次巻
線5dに誘起した交流を整流するダイオード31,32
と、整流された直流を平滑するチョークコイル33およ
びコンデンサ34とを備えている。
に、本発明における第1の一方向性素子に相当するダイ
オード21と、本発明における誘導性素子に相当するチ
ョークコイル22とを備え、二次巻線5d側に、二次巻
線5dに誘起した交流を整流するダイオード31,32
と、整流された直流を平滑するチョークコイル33およ
びコンデンサ34とを備えている。
【0024】次に、電源装置1の動作について説明す
る。
る。
【0025】電源投入初期時においては、ダイオードブ
リッジ4が、ラインフィルタ3を介して入力された交流
電源2の交流VACを全波整流することにより脈流を生成
する。生成された脈流は、ダイオード12を介してコン
デンサ11に流れ込み、コンデンサ11を所定電圧まで
充電する。一方、コンデンサ11の端子間電圧が所定電
圧まで充電されると、制御回路6によるスイッチングが
開始される。FET13のスイッチングオン期間では、
コンデンサ11に蓄積されているエネルギーがトランス
5の一次巻線5aを介して二次巻線5dに伝達される。
次いで、二次巻線5dに誘起した交流は、ダイオード3
1,32によって整流されると共にチョークコイル33
およびコンデンサ34によって平滑されて出力直流Vo
として出力される。この際、制御回路6は、コンデンサ
34の端子間電圧を検出すると共に、検出電圧に基づい
てFET13のスイッチングを制御することにより、出
力直流Voを所定電圧値に安定化する。スイッチングオ
フ期間では、リセット巻線5bに誘起した誘起電圧に基
づくリセット電流をダイオード14を介して流すことに
より、トランス5を磁気リセットする。これらの動作が
繰り返されて出力直流Voが生成される。
リッジ4が、ラインフィルタ3を介して入力された交流
電源2の交流VACを全波整流することにより脈流を生成
する。生成された脈流は、ダイオード12を介してコン
デンサ11に流れ込み、コンデンサ11を所定電圧まで
充電する。一方、コンデンサ11の端子間電圧が所定電
圧まで充電されると、制御回路6によるスイッチングが
開始される。FET13のスイッチングオン期間では、
コンデンサ11に蓄積されているエネルギーがトランス
5の一次巻線5aを介して二次巻線5dに伝達される。
次いで、二次巻線5dに誘起した交流は、ダイオード3
1,32によって整流されると共にチョークコイル33
およびコンデンサ34によって平滑されて出力直流Vo
として出力される。この際、制御回路6は、コンデンサ
34の端子間電圧を検出すると共に、検出電圧に基づい
てFET13のスイッチングを制御することにより、出
力直流Voを所定電圧値に安定化する。スイッチングオ
フ期間では、リセット巻線5bに誘起した誘起電圧に基
づくリセット電流をダイオード14を介して流すことに
より、トランス5を磁気リセットする。これらの動作が
繰り返されて出力直流Voが生成される。
【0026】また、FET13のスイッチングオン期間
においては、補助巻線5cにも所定の電圧が誘起する。
ここで、一次巻線5aおよび補助巻線5cの巻数をそれ
ぞれNpおよびNxとし、コンデンサ11の端子間電圧
をVcとすると、誘起電圧の電圧値Vxは、下記の式
で表される。この場合、補助巻線5cにおけるチョーク
コイル22側端子の電圧値は、誘起電圧を脈流に加算し
た電圧値であるため、巻数比(Nx/Np)をある程度
以上に設定することにより、コンデンサ11の端子間電
圧Vcよりも高電圧となる。このため、図2に示すよう
に、FET13が作動しているスイッチングオン期間T
ONのときには、補助巻線5cに誘起した誘起電圧に基づ
く電流IL がコンデンサ11に出力される。一方、FE
T13が作動停止しているスイッチングオフ期間TOFF
のときには、チョークコイル22が、スイッチングオン
期間TONのときに流れていた電流を継続して流そうとす
る作用により、ダイオード21を介して脈流をコンデン
サ11に出力する(同図においてIL1の部分が相当す
る)。これにより、コンデンサ11が所定電圧まで充電
される。 Vx=(Nx/Np)・Vc・・・・・・・・・・・・・・・・式
においては、補助巻線5cにも所定の電圧が誘起する。
ここで、一次巻線5aおよび補助巻線5cの巻数をそれ
ぞれNpおよびNxとし、コンデンサ11の端子間電圧
をVcとすると、誘起電圧の電圧値Vxは、下記の式
で表される。この場合、補助巻線5cにおけるチョーク
コイル22側端子の電圧値は、誘起電圧を脈流に加算し
た電圧値であるため、巻数比(Nx/Np)をある程度
以上に設定することにより、コンデンサ11の端子間電
圧Vcよりも高電圧となる。このため、図2に示すよう
に、FET13が作動しているスイッチングオン期間T
ONのときには、補助巻線5cに誘起した誘起電圧に基づ
く電流IL がコンデンサ11に出力される。一方、FE
T13が作動停止しているスイッチングオフ期間TOFF
のときには、チョークコイル22が、スイッチングオン
期間TONのときに流れていた電流を継続して流そうとす
る作用により、ダイオード21を介して脈流をコンデン
サ11に出力する(同図においてIL1の部分が相当す
る)。これにより、コンデンサ11が所定電圧まで充電
される。 Vx=(Nx/Np)・Vc・・・・・・・・・・・・・・・・式
【0027】この場合、コンデンサ11の端子間電圧V
cは巻数比(Nx/Np)によって自在に設定可能にな
っている。この点について、以下に説明する。まず、交
流VACの実効電圧値をVinとし、ダイオードブリッジ
4による損失を無視すれば、ダイオードブリッジ4から
出力される脈流のピーク電圧Vppは、下記の式で表
される。 Vpp=20.5 ・Vin・・・・・・・・・・・・・・・・・・式
cは巻数比(Nx/Np)によって自在に設定可能にな
っている。この点について、以下に説明する。まず、交
流VACの実効電圧値をVinとし、ダイオードブリッジ
4による損失を無視すれば、ダイオードブリッジ4から
出力される脈流のピーク電圧Vppは、下記の式で表
される。 Vpp=20.5 ・Vin・・・・・・・・・・・・・・・・・・式
【0028】ここで、ピーク電圧Vppの時に脈流がチ
ョークコイル22を連続的に流れるように、チョークコ
イル22のインダクタンスを予め選択した場合、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcは、下記の式によって表さ
れる。 Vc=20.5 ・Vin+Vx・DON・・・・・・・・・・・・・式 なお、DONは、FET13のスイッチングデューティー
比を意味する。
ョークコイル22を連続的に流れるように、チョークコ
イル22のインダクタンスを予め選択した場合、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcは、下記の式によって表さ
れる。 Vc=20.5 ・Vin+Vx・DON・・・・・・・・・・・・・式 なお、DONは、FET13のスイッチングデューティー
比を意味する。
【0029】したがって、上記式および式により、
端子間電圧Vcは、下記の式によって表される。 Vc=20.5 ・Vin/(1−(Nx/Np)・DON)・・・・式
端子間電圧Vcは、下記の式によって表される。 Vc=20.5 ・Vin/(1−(Nx/Np)・DON)・・・・式
【0030】この式は、巻数比の変化に応じてコンデン
サ11の端子間電圧Vcが変化することを意味する。な
お、一次巻線5aに対する補助巻線5cの巻数比(Nx
/Np)を値1とすれば、端子間電圧Vcを示す上記
式は、従来の昇圧型2コンバータ方式による電源装置8
1においてDC/DCコンバータ84内のコンデンサ1
1の端子間電圧を表す式と同一となる。
サ11の端子間電圧Vcが変化することを意味する。な
お、一次巻線5aに対する補助巻線5cの巻数比(Nx
/Np)を値1とすれば、端子間電圧Vcを示す上記
式は、従来の昇圧型2コンバータ方式による電源装置8
1においてDC/DCコンバータ84内のコンデンサ1
1の端子間電圧を表す式と同一となる。
【0031】次に、チョークコイル22を流れる電流I
L について説明する。この場合、交流VACの瞬時値を
(20.5 ・Vin・sinθ)とすれば、チョークコイ
ル22の両端電圧VL は、下記の式によって表され、
電流IL および電流IL のピーク電流IPPは、下記の
式および式によってそれぞれ表される。なお、チョー
クコイル22のインダクタンスをLxとし、FET13
のスイッチング周波数をfSWとする。 VL =20.5 ・Vin・sinθ+Vc・(Nx/Np−1)・・式 IL =(20.5 ・Vin・sinθ+Vc(Nx/Np−1))・DON /(Lx・fSW)・・・・・・・・・・・・・・・・・・式 Ipp=(20.5 ・Vin+Vc(Nx/Np−1))・DON /(Lx・fSW)・・・・・・・・・・・・・・・・・・式
L について説明する。この場合、交流VACの瞬時値を
(20.5 ・Vin・sinθ)とすれば、チョークコイ
ル22の両端電圧VL は、下記の式によって表され、
電流IL および電流IL のピーク電流IPPは、下記の
式および式によってそれぞれ表される。なお、チョー
クコイル22のインダクタンスをLxとし、FET13
のスイッチング周波数をfSWとする。 VL =20.5 ・Vin・sinθ+Vc・(Nx/Np−1)・・式 IL =(20.5 ・Vin・sinθ+Vc(Nx/Np−1))・DON /(Lx・fSW)・・・・・・・・・・・・・・・・・・式 Ipp=(20.5 ・Vin+Vc(Nx/Np−1))・DON /(Lx・fSW)・・・・・・・・・・・・・・・・・・式
【0032】この場合、電流IL が流れる条件は、下記
の式で表される。 20.5 ・Vin・sinθ>Vc(1−Nx/Np)・・・・・式 この条件式は、巻数比が値1を超えるときに、補助巻線
5cに誘起する誘起電圧がコンデンサ11の端子間電圧
Vcよりも常に高い電圧になる結果、交流VACの半周期
(0〜π)において常に電流IL が流れることを意味す
る。逆に、巻数比をある値に設定した場合には、交流V
ACの半周期において電流IL が流れる期間が一義的に決
まる結果、巻数比によって入力力率を制御することがで
きることを意味する。なお、巻数比を値1(または値1
以上)として、デューティー比DONおよびスイッチング
周波数fSWを一定とした場合にコンデンサ11に流れ込
む電流波形を図2に示す。同図によれば、電流IL が交
流VACの半周期(0〜π)においてほぼ平均して流れる
結果、交流VACの入力力率が向上することが理解でき
る。
の式で表される。 20.5 ・Vin・sinθ>Vc(1−Nx/Np)・・・・・式 この条件式は、巻数比が値1を超えるときに、補助巻線
5cに誘起する誘起電圧がコンデンサ11の端子間電圧
Vcよりも常に高い電圧になる結果、交流VACの半周期
(0〜π)において常に電流IL が流れることを意味す
る。逆に、巻数比をある値に設定した場合には、交流V
ACの半周期において電流IL が流れる期間が一義的に決
まる結果、巻数比によって入力力率を制御することがで
きることを意味する。なお、巻数比を値1(または値1
以上)として、デューティー比DONおよびスイッチング
周波数fSWを一定とした場合にコンデンサ11に流れ込
む電流波形を図2に示す。同図によれば、電流IL が交
流VACの半周期(0〜π)においてほぼ平均して流れる
結果、交流VACの入力力率が向上することが理解でき
る。
【0033】また、ラインフィルタ3が電流IL を平滑
化するため、交流VACが電源装置1に入力する電流波形
は、同図の符号WA で示すように、交流VACの電圧波形
WVと相似波形となる。このため、スイッチングノイズ
の交流電源2側への漏洩が阻止され、これにより、EM
Iを低減することができる。また、スイッチングオフ期
間TOFF のときには、リセット巻線5bによってトラン
ス5の磁気リセットが行われるが、ダイオード21は、
補助巻線5cを介して脈流がチョークコイル22に流れ
込むのを防止することにより、トランス5の磁気リセッ
トを確実にする。
化するため、交流VACが電源装置1に入力する電流波形
は、同図の符号WA で示すように、交流VACの電圧波形
WVと相似波形となる。このため、スイッチングノイズ
の交流電源2側への漏洩が阻止され、これにより、EM
Iを低減することができる。また、スイッチングオフ期
間TOFF のときには、リセット巻線5bによってトラン
ス5の磁気リセットが行われるが、ダイオード21は、
補助巻線5cを介して脈流がチョークコイル22に流れ
込むのを防止することにより、トランス5の磁気リセッ
トを確実にする。
【0034】このように、この電源装置1によれば、一
次巻線5aおよび補助巻線5cの巻数比に応じて交流V
ACの入力力率を向上させることができる。なお、巻数比
を大きくすれば、FET13に流れる電流が大きくなる
ため、FET13による損失が増加する。したがって、
装置の目的に応じて、入力力率および変換効率のいずれ
か一方をより優先することができる。つまり、入力力率
を重視する場合には、巻数比を大きくすればよく、入力
力率をある程度に抑えつつ変換効率を上げる場合には、
巻数比を小さくすればよい。発明者の実験によれば、巻
数比を値1近傍に設定することにより、従来の電源装置
81と同等の変換効率で、入力力率を値0.9以上にで
きることが確認されている。
次巻線5aおよび補助巻線5cの巻数比に応じて交流V
ACの入力力率を向上させることができる。なお、巻数比
を大きくすれば、FET13に流れる電流が大きくなる
ため、FET13による損失が増加する。したがって、
装置の目的に応じて、入力力率および変換効率のいずれ
か一方をより優先することができる。つまり、入力力率
を重視する場合には、巻数比を大きくすればよく、入力
力率をある程度に抑えつつ変換効率を上げる場合には、
巻数比を小さくすればよい。発明者の実験によれば、巻
数比を値1近傍に設定することにより、従来の電源装置
81と同等の変換効率で、入力力率を値0.9以上にで
きることが確認されている。
【0035】次に、図3を参照して第2の実施形態に係
るスイッチング電源装置41(以下、電源装置41」と
もいう)について説明する。電源装置41は、図1に示
したフォワード型の電源装置1とは異なり、フライバッ
ク型スイッチング方式によって構成されている。この電
源装置41は、FET13のスイッチングオフ期間TOF
F に一次巻線5aから二次巻線5dにエネルギーが伝達
され、トランス5の磁気リセットが不要になっている点
が、電源装置1とは相違し、その他の主要動作はほぼ同
一である。このため、電源装置1の構成要素と同一のも
のについては同一の符号を付して、各構成要素および全
体的な動作についての説明を省略する。
るスイッチング電源装置41(以下、電源装置41」と
もいう)について説明する。電源装置41は、図1に示
したフォワード型の電源装置1とは異なり、フライバッ
ク型スイッチング方式によって構成されている。この電
源装置41は、FET13のスイッチングオフ期間TOF
F に一次巻線5aから二次巻線5dにエネルギーが伝達
され、トランス5の磁気リセットが不要になっている点
が、電源装置1とは相違し、その他の主要動作はほぼ同
一である。このため、電源装置1の構成要素と同一のも
のについては同一の符号を付して、各構成要素および全
体的な動作についての説明を省略する。
【0036】次に、図4を参照して、第3の実施形態に
係るスイッチング電源装置51(以下、「電源装置5
1」ともいう)について説明する。この電源装置51が
第1の実施形態に係る電源装置1と基本的に異なるの
は、補助巻線5cを介してコンデンサ11に流れ込む電
流を電流制限している点である。なお、電源装置1と同
一の構成要素については、同図において同一の符号を付
して、その詳細説明を省略する。
係るスイッチング電源装置51(以下、「電源装置5
1」ともいう)について説明する。この電源装置51が
第1の実施形態に係る電源装置1と基本的に異なるの
は、補助巻線5cを介してコンデンサ11に流れ込む電
流を電流制限している点である。なお、電源装置1と同
一の構成要素については、同図において同一の符号を付
して、その詳細説明を省略する。
【0037】この電源装置51では、電源装置1の構成
に加えて、主巻線52aとリセット巻線52bとを可飽
和コアに巻き回して構成されたマグアンプ52と、抵抗
53〜56と、ツェナーダイオード57と、トランジス
タ58とをさらに備えている。マグアンプ52は、可飽
和コアの飽和領域と不飽和領域とを利用した磁気スイッ
チであって、リセット巻線52bにリセット電流を流す
ことによって、主巻線52aのインダクタンスが制御さ
れる。具体的には、マグアンプ52では、リセット巻線
52bにリセット電流が流れていない状態では、可飽和
コアが飽和領域で動作するため主巻線52aのインダク
タンスが小さくなる結果、電流は、電流制限されること
なく主巻線52aを通過する。一方、リセット電流が流
れている状態では、可飽和コアが不飽和領域で動作する
ためインダクタンスが高くなる結果、電流は主巻線52
aを通過し難くなる。
に加えて、主巻線52aとリセット巻線52bとを可飽
和コアに巻き回して構成されたマグアンプ52と、抵抗
53〜56と、ツェナーダイオード57と、トランジス
タ58とをさらに備えている。マグアンプ52は、可飽
和コアの飽和領域と不飽和領域とを利用した磁気スイッ
チであって、リセット巻線52bにリセット電流を流す
ことによって、主巻線52aのインダクタンスが制御さ
れる。具体的には、マグアンプ52では、リセット巻線
52bにリセット電流が流れていない状態では、可飽和
コアが飽和領域で動作するため主巻線52aのインダク
タンスが小さくなる結果、電流は、電流制限されること
なく主巻線52aを通過する。一方、リセット電流が流
れている状態では、可飽和コアが不飽和領域で動作する
ためインダクタンスが高くなる結果、電流は主巻線52
aを通過し難くなる。
【0038】次に、電源装置51の動作について説明す
る。
る。
【0039】一般的に、負荷が軽い場合には、一次巻線
5aを介して二次巻線5dに伝達されるエネルギー量が
小さくなる。その一方、チョークコイル22を介してコ
ンデンサ11に出力される電流が低減しないと、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcが上昇する。この電源装置5
1では、コンデンサ11の端子間電圧Vcが所定電圧よ
りも上昇したときには、マグアンプ52の主巻線52a
のインダクタンスを高くするように制御することによ
り、チョークコイル22を介してコンデンサ11に流れ
込む電流を電流制限し、これにより、コンデンサ11の
端子間電圧Vcの上昇を防止する。
5aを介して二次巻線5dに伝達されるエネルギー量が
小さくなる。その一方、チョークコイル22を介してコ
ンデンサ11に出力される電流が低減しないと、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcが上昇する。この電源装置5
1では、コンデンサ11の端子間電圧Vcが所定電圧よ
りも上昇したときには、マグアンプ52の主巻線52a
のインダクタンスを高くするように制御することによ
り、チョークコイル22を介してコンデンサ11に流れ
込む電流を電流制限し、これにより、コンデンサ11の
端子間電圧Vcの上昇を防止する。
【0040】具体的には、定格負荷の場合には、エネル
ギーがコンデンサ11から放出されるため、コンデンサ
11の端子間電圧Vcは所定電圧よりも低電圧に維持さ
れる。この場合、抵抗53,54によって分圧された分
圧電圧も低電圧のため、トランジスタ58が作動しな
い。この結果、リセット電流が流れないため、マグアン
プ52は飽和領域で作動する。この状態では、主巻線5
2aのインダクタンスが小さいため、補助巻線5cに誘
起した誘起電圧に基づく電流は、マグアンプ52の主巻
線52aによって電流制限されることなく、主巻線52
aを介してコンデンサ11に出力される。一方、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcが所定電圧よりも上昇する
と、分圧電圧が高くなるため、ツェナーダイオード53
が導通する。この結果、トランジスタ58が作動するた
め、コンデンサ11の正極、マグアンプ52のリセット
巻線52b、抵抗56およびトランジスタ58からなる
電流経路でリセット電流が流れる。これにより、マグア
ンプ52が不飽和領域で作動するため、主巻線52aの
インダクタンスが高くなる。この状態では、主巻線52
aを介して流れる電流が電流制限される結果、コンデン
サ11の端子間電圧Vcの上昇が防止される。
ギーがコンデンサ11から放出されるため、コンデンサ
11の端子間電圧Vcは所定電圧よりも低電圧に維持さ
れる。この場合、抵抗53,54によって分圧された分
圧電圧も低電圧のため、トランジスタ58が作動しな
い。この結果、リセット電流が流れないため、マグアン
プ52は飽和領域で作動する。この状態では、主巻線5
2aのインダクタンスが小さいため、補助巻線5cに誘
起した誘起電圧に基づく電流は、マグアンプ52の主巻
線52aによって電流制限されることなく、主巻線52
aを介してコンデンサ11に出力される。一方、コンデ
ンサ11の端子間電圧Vcが所定電圧よりも上昇する
と、分圧電圧が高くなるため、ツェナーダイオード53
が導通する。この結果、トランジスタ58が作動するた
め、コンデンサ11の正極、マグアンプ52のリセット
巻線52b、抵抗56およびトランジスタ58からなる
電流経路でリセット電流が流れる。これにより、マグア
ンプ52が不飽和領域で作動するため、主巻線52aの
インダクタンスが高くなる。この状態では、主巻線52
aを介して流れる電流が電流制限される結果、コンデン
サ11の端子間電圧Vcの上昇が防止される。
【0041】この電源装置51によれば、定格負荷時に
は、補助巻線5cの誘起電圧に基づく電流を低電力損失
でコンデンサ11に出力するため、装置の変換効率の低
下を極力防止することができる。また、軽負荷時におい
ては、コンデンサ11の端子間電圧Vcの上昇を確実に
防止することができるため、低耐圧のコンデンサ11お
よびFET13を用いることができ、これにより、装置
の大型化やコストアップを避けることができる。
は、補助巻線5cの誘起電圧に基づく電流を低電力損失
でコンデンサ11に出力するため、装置の変換効率の低
下を極力防止することができる。また、軽負荷時におい
ては、コンデンサ11の端子間電圧Vcの上昇を確実に
防止することができるため、低耐圧のコンデンサ11お
よびFET13を用いることができ、これにより、装置
の大型化やコストアップを避けることができる。
【0042】次に、図5を参照して、第4の実施形態に
ついて説明する。
ついて説明する。
【0043】同図に示すスイッチング電源装置61(以
下、「電源装置61」ともいう)は、電源装置51にお
けるマグアンプ方式の電流制限手段に代えて、半導体制
御方式による電流制限手段を用いて構成されている。な
お、同図では、トランス5の二次巻線側の構成を省略し
ており、電源装置1と同一の構成要素については同一の
符号を付して詳細説明を省略する。
下、「電源装置61」ともいう)は、電源装置51にお
けるマグアンプ方式の電流制限手段に代えて、半導体制
御方式による電流制限手段を用いて構成されている。な
お、同図では、トランス5の二次巻線側の構成を省略し
ており、電源装置1と同一の構成要素については同一の
符号を付して詳細説明を省略する。
【0044】電源装置61は、トランス5が制御電圧生
成用の補助巻線5eを備えているほか、ダイオード6
2、ツェナーダイオード63、サイリスタ64、トラン
ジスタ65〜67、抵抗68〜74、およびコンデンサ
75をさらに備えている。
成用の補助巻線5eを備えているほか、ダイオード6
2、ツェナーダイオード63、サイリスタ64、トラン
ジスタ65〜67、抵抗68〜74、およびコンデンサ
75をさらに備えている。
【0045】この電源装置61では、FET13による
スイッチングが開始されると、ダイオード62およびコ
ンデンサ75が、補助巻線5eに誘起した誘起電圧を整
流平滑することにより、コンデンサ75の端子間に制御
電圧を発生させる。ここで、制御電圧は、一次巻線5a
と補助巻線5eの巻数比をコンデンサ11の端子間電圧
に乗じた電圧値となる。ここで、定格負荷の場合には、
ツェナーダイオード63に電流が流れないように、抵抗
68,69の抵抗値が予め選択されている。したがっ
て、この状態では、トランジスタ65が作動停止状態の
ため、トランジスタ66が導通状態になる。この結果、
トランジスタ67が導通することにより、抵抗74を介
してサイリスタ64のゲートに制御電圧が印加される。
これにより、サイリスタ64は、補助巻線5cに誘起し
た誘起電圧に基づく電流をコンデンサ11に出力する。
スイッチングが開始されると、ダイオード62およびコ
ンデンサ75が、補助巻線5eに誘起した誘起電圧を整
流平滑することにより、コンデンサ75の端子間に制御
電圧を発生させる。ここで、制御電圧は、一次巻線5a
と補助巻線5eの巻数比をコンデンサ11の端子間電圧
に乗じた電圧値となる。ここで、定格負荷の場合には、
ツェナーダイオード63に電流が流れないように、抵抗
68,69の抵抗値が予め選択されている。したがっ
て、この状態では、トランジスタ65が作動停止状態の
ため、トランジスタ66が導通状態になる。この結果、
トランジスタ67が導通することにより、抵抗74を介
してサイリスタ64のゲートに制御電圧が印加される。
これにより、サイリスタ64は、補助巻線5cに誘起し
た誘起電圧に基づく電流をコンデンサ11に出力する。
【0046】一方、軽負荷になり、コンデンサ11の端
子間電圧Vcが所定電圧よりも上昇すると、コンデンサ
75の端子間電圧が高くなるため、ツェナーダイオード
63が導通する結果、トランジスタ65が作動する。こ
の状態では、ベース電圧の低下によりトランジスタ66
が作動を停止するため、トランジスタ67も作動を停止
する結果、サイリスタ64のゲートには、制御電圧が印
加されない。したがって、サイリスタ64は、非導通状
態になるため、補助巻線5cに誘起した誘起電圧に基づ
く電流のコンデンサ11への出力を阻止する。この結
果、コンデンサ11の端子間電圧Vcの上昇が防止され
る。
子間電圧Vcが所定電圧よりも上昇すると、コンデンサ
75の端子間電圧が高くなるため、ツェナーダイオード
63が導通する結果、トランジスタ65が作動する。こ
の状態では、ベース電圧の低下によりトランジスタ66
が作動を停止するため、トランジスタ67も作動を停止
する結果、サイリスタ64のゲートには、制御電圧が印
加されない。したがって、サイリスタ64は、非導通状
態になるため、補助巻線5cに誘起した誘起電圧に基づ
く電流のコンデンサ11への出力を阻止する。この結
果、コンデンサ11の端子間電圧Vcの上昇が防止され
る。
【0047】この電源装置61によれば、電流制限の際
に、サイリスタ64によって発生する電力損失が電源装
置51におけるマグアンプ52による電力損失よりも増
加するが、安価な半導体素子を用いることができるた
め、装置コストを上昇させることなく、コンデンサ11
への電流制限を確実に行うことができる。なお、この実
施形態では、サイリスタ64を用いているが、これに限
定されることなく、電流制限用半導体素子として、トラ
ンジスタ、FETおよびトライアックなどを用いること
が可能である。
に、サイリスタ64によって発生する電力損失が電源装
置51におけるマグアンプ52による電力損失よりも増
加するが、安価な半導体素子を用いることができるた
め、装置コストを上昇させることなく、コンデンサ11
への電流制限を確実に行うことができる。なお、この実
施形態では、サイリスタ64を用いているが、これに限
定されることなく、電流制限用半導体素子として、トラ
ンジスタ、FETおよびトライアックなどを用いること
が可能である。
【0048】なお、本発明に係るスイッチング電源装置
は、上記した第1〜第4の実施形態に限定されず、その
構成を変更可能である。例えば、本発明における一方向
性素子として、トランジスタやFETなどの半導体素子
を用いることができる。また、上記実施形態では、チョ
ークコイル22を用いているが、抵抗などのインピーダ
ンス素子を用いることも可能である。ただし、抵抗を用
いた場合には、電力が損失されるため、誘導性素子を用
いることが好ましい。さらに、電流制限手段としてのマ
グアンプ52やサイリスタ64の制御方法は、適宜変更
することができる。
は、上記した第1〜第4の実施形態に限定されず、その
構成を変更可能である。例えば、本発明における一方向
性素子として、トランジスタやFETなどの半導体素子
を用いることができる。また、上記実施形態では、チョ
ークコイル22を用いているが、抵抗などのインピーダ
ンス素子を用いることも可能である。ただし、抵抗を用
いた場合には、電力が損失されるため、誘導性素子を用
いることが好ましい。さらに、電流制限手段としてのマ
グアンプ52やサイリスタ64の制御方法は、適宜変更
することができる。
【0049】
【発明の効果】以上のように請求項1記載のスイッチン
グ電源装置によれば、スイッチングオン期間において補
助巻線の他端に誘起した誘起電圧が、誘導性素子を介し
てコンデンサに出力され、かつ、スイッチングオフ期間
においても、誘導性素子が第1の一方向性素子を介し
て、入力部からの直流をコンデンサに出力するため、例
えば、交流を整流回路によって整流した脈流を入力部に
供給する場合などにおいて、交流の入力力率を向上させ
ることができる。また、従来の電源装置81と比較し
て、装置内のスイッチング手段が1つであるため、発生
するスイッチングノイズも1種類となる結果、スイッチ
ングノイズの低減を図ることができると共に、スイッチ
ングノイズの相互干渉に起因する不安定なスイッチング
制御動作を防止することができる。さらに、1つのスイ
ッチング手段で構成することができるため、装置の小型
化および低コスト化を図ることができる。
グ電源装置によれば、スイッチングオン期間において補
助巻線の他端に誘起した誘起電圧が、誘導性素子を介し
てコンデンサに出力され、かつ、スイッチングオフ期間
においても、誘導性素子が第1の一方向性素子を介し
て、入力部からの直流をコンデンサに出力するため、例
えば、交流を整流回路によって整流した脈流を入力部に
供給する場合などにおいて、交流の入力力率を向上させ
ることができる。また、従来の電源装置81と比較し
て、装置内のスイッチング手段が1つであるため、発生
するスイッチングノイズも1種類となる結果、スイッチ
ングノイズの低減を図ることができると共に、スイッチ
ングノイズの相互干渉に起因する不安定なスイッチング
制御動作を防止することができる。さらに、1つのスイ
ッチング手段で構成することができるため、装置の小型
化および低コスト化を図ることができる。
【0050】また、請求項2記載のスイッチング電源装
置によれば、電源投入初期時において誘導性素子を介し
てコンデンサに流れ込む突入電流を有効に阻止すること
ができ、これにより、小型で安価な誘導性素子を用いる
ことができる。
置によれば、電源投入初期時において誘導性素子を介し
てコンデンサに流れ込む突入電流を有効に阻止すること
ができ、これにより、小型で安価な誘導性素子を用いる
ことができる。
【0051】さらに、請求項3記載のスイッチング電源
装置によれば、軽負荷の場合であっても、電流制限手段
が、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限するため、コンデンサの端子間電圧の上昇を防
止することができ、これにより、低耐圧のコンデンサや
スイッチング手段を用いることができる結果、装置の小
型化および低価格化を図ることができる。
装置によれば、軽負荷の場合であっても、電流制限手段
が、誘導性素子を介してコンデンサに出力される電流を
電流制限するため、コンデンサの端子間電圧の上昇を防
止することができ、これにより、低耐圧のコンデンサや
スイッチング手段を用いることができる結果、装置の小
型化および低価格化を図ることができる。
【0052】また、請求項4記載のスイッチング電源装
置によれば、マグアンプ方式による電流制限手段を採用
したことにより、補助巻線を介して誘導性素子に出力さ
れる電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力
低減することができ、これにより、装置の変換効率の低
下を防止することができる。
置によれば、マグアンプ方式による電流制限手段を採用
したことにより、補助巻線を介して誘導性素子に出力さ
れる電流が主巻線を通過する際における電力損失を極力
低減することができ、これにより、装置の変換効率の低
下を防止することができる。
【0053】また、請求項5記載のスイッチング電源装
置によれば、サイリスタやトランジスタなどの電流制限
用半導体素子を用いることにより、装置コストを上昇さ
せることなく、コンデンサへの電流制限を確実に行うこ
とができる。
置によれば、サイリスタやトランジスタなどの電流制限
用半導体素子を用いることにより、装置コストを上昇さ
せることなく、コンデンサへの電流制限を確実に行うこ
とができる。
【図1】本発明の第1の実施形態に係るスイッチング電
源装置の回路図である。
源装置の回路図である。
【図2】第1の実施形態に係るスイッチング電源装置に
おいて、チョークコイル22を流れる電流波形、並びに
入力される交流の電流および電圧波形を示す波形図であ
る。
おいて、チョークコイル22を流れる電流波形、並びに
入力される交流の電流および電圧波形を示す波形図であ
る。
【図3】第2の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。
回路図である。
【図4】第3の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。
回路図である。
【図5】第4の実施形態に係るスイッチング電源装置の
回路図である。
回路図である。
【図6】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
1 スイッチング電源装置 5 トランス 5a 一次巻線 5c 補助巻線 5d 二次巻線 11 コンデンサ 12 ダイオード 13 FET 21 ダイオード 22 チョークコイル 41 スイッチング電源装置 51 スイッチング電源装置 52 マグアンプ 52a 主巻線 52b リセット巻線 61 スイッチング電源装置 64 サイリスタ
Claims (5)
- 【請求項1】 直流入力用の入力部を介して入力された
直流を平滑可能なコンデンサと、スイッチング用のトラ
ンスと、少なくとも前記コンデンサに蓄積されているエ
ネルギーをスイッチングによって前記トランスの一次巻
線を介して二次巻線に伝達するスイッチング手段とを備
えているスイッチング電源装置において、 前記トランスに形成されると共に前記入力部に一端が接
続され、かつ前記スイッチング手段によるスイッチング
動作時に所定電圧の誘起電圧を他端に誘起させる補助巻
線と、当該補助巻線の前記他端側と前記コンデンサとの
間に接続された誘導性素子と、前記補助巻線に並列接続
されて前記入力部から入力された前記直流を前記誘導性
素子に供給可能な第1の一方向性素子とを備えているこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 前記入力部に入力された前記直流を前記
コンデンサに供給可能な第2の一方向性素子を備えてい
ることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項3】 前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧
を超えたときに、前記誘導性素子を介して前記コンデン
サに出力される電流を電流制限する電流制限手段を備え
ていることを特徴とする請求項1または2記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項4】 前記電流制限手段は、前記補助巻線と前
記誘導性素子との間に接続された主巻線と、前記コンデ
ンサの端子間電圧が所定電圧を超えたときに、前記主巻
線が巻き回されている可飽和コアをリセットするための
リセット巻線とを有するマグアンプを備えて構成されて
いることを特徴とする請求項3記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項5】 前記電流制限手段は、常態においては、
前記誘導性素子を介して前記電流を前記コンデンサに供
給し、前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧を超えた
ときに、前記電流の前記コンデンサへの供給を停止する
電流制限用半導体素子を備えて構成されていることを特
徴とする請求項3記載のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8352842A JPH10174432A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8352842A JPH10174432A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10174432A true JPH10174432A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18426820
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8352842A Pending JPH10174432A (ja) | 1996-12-13 | 1996-12-13 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10174432A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
US8482939B2 (en) | 2007-11-28 | 2013-07-09 | Thomson Licensing | Power supply |
-
1996
- 1996-12-13 JP JP8352842A patent/JPH10174432A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
US8482939B2 (en) | 2007-11-28 | 2013-07-09 | Thomson Licensing | Power supply |
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