JPH04101666A - スイッチング電源の突入電流制限回路 - Google Patents
スイッチング電源の突入電流制限回路Info
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- JPH04101666A JPH04101666A JP21481090A JP21481090A JPH04101666A JP H04101666 A JPH04101666 A JP H04101666A JP 21481090 A JP21481090 A JP 21481090A JP 21481090 A JP21481090 A JP 21481090A JP H04101666 A JPH04101666 A JP H04101666A
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- switching
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 17
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、スイッチング電源の突入電流制限回路に係り
、特にアクティブ平滑フィルタを用いた力率改善回路を
有する場合の改良に関する。
、特にアクティブ平滑フィルタを用いた力率改善回路を
有する場合の改良に関する。
〈従来の技術〉
以下、力率改善回路について説明する。第6図はAC−
DCコンバータの説明図で、(A)は回路図、(B)は
入力電圧vEと入力電流IEの波形図である。印加され
る交流電流ACは、ダイオードブリッジDBで整流され
、コンデンサCで平滑化されている。コンデンサCにダ
イオードブリッジDBの出力電流が直接印加されている
ので、コンデンサインプット型整流と呼ばれている。入
力電流I[の波形は入力電圧■εに比べて狭く、実効値
が低くなるという性質がある。
DCコンバータの説明図で、(A)は回路図、(B)は
入力電圧vEと入力電流IEの波形図である。印加され
る交流電流ACは、ダイオードブリッジDBで整流され
、コンデンサCで平滑化されている。コンデンサCにダ
イオードブリッジDBの出力電流が直接印加されている
ので、コンデンサインプット型整流と呼ばれている。入
力電流I[の波形は入力電圧■εに比べて狭く、実効値
が低くなるという性質がある。
第7図はチョークインプット型整流の説明図で、(A)
は回路図、(B)は入力電圧V=と入力電流IEの波形
図である。コンデンサインプット型に比較して、リップ
ル電流を低減させている。この場合、入力電流IEの波
形はコンデンサインプット型に比較して広くなっている
が、入力電圧V=との位相差が増大して力率の改善はそ
れ程大きくない。
は回路図、(B)は入力電圧V=と入力電流IEの波形
図である。コンデンサインプット型に比較して、リップ
ル電流を低減させている。この場合、入力電流IEの波
形はコンデンサインプット型に比較して広くなっている
が、入力電圧V=との位相差が増大して力率の改善はそ
れ程大きくない。
第8図はアクティブ平滑フィルタ型の説明図で、(A)
は回路図、(B)は入力電圧Vεと入力電流IEの波形
図である。アクティブ平滑フィルタ型は、チョークコイ
ルLとダイオードDとの接続点にスイッチング素子Qを
挿入したもので、ステップ・アップコンバータ付加型と
も呼ばれている。
は回路図、(B)は入力電圧Vεと入力電流IEの波形
図である。アクティブ平滑フィルタ型は、チョークコイ
ルLとダイオードDとの接続点にスイッチング素子Qを
挿入したもので、ステップ・アップコンバータ付加型と
も呼ばれている。
第9図はアクティブ平滑フィルタ型の動作を説明する波
形で、(A)は入力電流iEn、[B)はスイッチング
電流Ic、(C)は整流電圧V rn 、 (D )は
出力電圧Vlllltである。スイッチング素子の作用
で、入力電流IEの全周期間に渡ってスイッチング動作
が行われるので、力率が改善されている。
形で、(A)は入力電流iEn、[B)はスイッチング
電流Ic、(C)は整流電圧V rn 、 (D )は
出力電圧Vlllltである。スイッチング素子の作用
で、入力電流IEの全周期間に渡ってスイッチング動作
が行われるので、力率が改善されている。
〈発明が解決しようとする課題〉
しかしながら、アクティブ平滑フィルタ型電源では、電
源投入時にはスイッチング素子Qが動作していないので
、アクティブ平滑フィルタ機能は未動作である。また商
用電源周波数領域では、チョークコイルLは電源投入時
の突入電流を制限する機能を有しない。
源投入時にはスイッチング素子Qが動作していないので
、アクティブ平滑フィルタ機能は未動作である。また商
用電源周波数領域では、チョークコイルLは電源投入時
の突入電流を制限する機能を有しない。
そこで、突入制限機能を満足するインダクタンスにする
と、コイルが極めて大形化すると共に、力率かコイルの
影響で低下してアクティブ平滑フィルタを採用する意味
がなくなるという課題がある。
と、コイルが極めて大形化すると共に、力率かコイルの
影響で低下してアクティブ平滑フィルタを採用する意味
がなくなるという課題がある。
また、スイッチング電源の突入制限方式として一般的に
使用されているトライアックを付加することも考えられ
る。しかし、入力電圧か1oovのときのトライアック
での損失が大きく、これに加えてアクティブ平滑フィル
タ自体が従来の平滑化回路に比較して損失が増大してい
る。そこで、放熱フィンを大形にしなければならず、コ
ストが増大するという課題がある。
使用されているトライアックを付加することも考えられ
る。しかし、入力電圧か1oovのときのトライアック
での損失が大きく、これに加えてアクティブ平滑フィル
タ自体が従来の平滑化回路に比較して損失が増大してい
る。そこで、放熱フィンを大形にしなければならず、コ
ストが増大するという課題がある。
本発明の目的は、損失の小さな突入制限回路を設け、ア
クティブ平滑フィルタを有するスイッチング電源の過大
な突入電流を防止した装置を提供することにある。
クティブ平滑フィルタを有するスイッチング電源の過大
な突入電流を防止した装置を提供することにある。
く課題を解決するための手段〉
第1図は本発明を説明する構成ブロック図である0図に
おいて、本スイッチング電源は、整流された交流電流を
インダクタンス(L1)を介して入力し、スイッチング
素子(Q1)によってオンオフし、ダイオード(D2)
を介してコンデンサ(C1)に蓄電して、入力電圧より
も高い電圧を出力する昇圧コンバータg (10) 、
このスイッチング素子のオンオフを制御して昇圧コンバ
ータ部の出力電圧を安定化するスイッチング制御部(2
0)、前記交流電流から所定電圧の直流電流を発生する
補−助電源部(30)、この昇圧コンバータ部のコンデ
ンサ入力側に挿入された電流制限抵抗(R1)と、この
電流制限抵抗と並列に入力端子と出力端子の接続された
スイッチ素子(C2)を有する突入制限部(40)を具
備している。
おいて、本スイッチング電源は、整流された交流電流を
インダクタンス(L1)を介して入力し、スイッチング
素子(Q1)によってオンオフし、ダイオード(D2)
を介してコンデンサ(C1)に蓄電して、入力電圧より
も高い電圧を出力する昇圧コンバータg (10) 、
このスイッチング素子のオンオフを制御して昇圧コンバ
ータ部の出力電圧を安定化するスイッチング制御部(2
0)、前記交流電流から所定電圧の直流電流を発生する
補−助電源部(30)、この昇圧コンバータ部のコンデ
ンサ入力側に挿入された電流制限抵抗(R1)と、この
電流制限抵抗と並列に入力端子と出力端子の接続された
スイッチ素子(C2)を有する突入制限部(40)を具
備している。
そして、当該補助電源部の出力電圧を前記スイッチング
制御部の動作用電源として用いると共に、前記突入制限
部のスイッチ素子制御端子の副脚信号として用い、前記
スイッチング制御部の動作開始と同時若しくは先行して
突入制@部のスイッチ素子をオンさせることを特徴とし
ている。
制御部の動作用電源として用いると共に、前記突入制限
部のスイッチ素子制御端子の副脚信号として用い、前記
スイッチング制御部の動作開始と同時若しくは先行して
突入制@部のスイッチ素子をオンさせることを特徴とし
ている。
く作 用〉
本発明の各構成要素はつぎの作用をする。突入制限部は
電流制限抵抗を有しており、これにより電源投入時の一
次突入の状況は、この電流制限抵抗と昇圧コンバータ部
のコンデンサの値で定まる。
電流制限抵抗を有しており、これにより電源投入時の一
次突入の状況は、この電流制限抵抗と昇圧コンバータ部
のコンデンサの値で定まる。
突入制限部は電流制限抵抗と並列に接続されたスイッチ
素子を有しており、補助電源部によって昇圧コンバータ
部の動作開始と共にオンするので、二次突入が生じる。
素子を有しており、補助電源部によって昇圧コンバータ
部の動作開始と共にオンするので、二次突入が生じる。
突入制限部の損失はスイッチ素子のオン抵抗で定まり、
昇圧コンバータ部の昇圧側に存在しているので、流れる
電流のデユーティが小さくなっている関係から損失が小
さくなる。
昇圧コンバータ部の昇圧側に存在しているので、流れる
電流のデユーティが小さくなっている関係から損失が小
さくなる。
補助電源部は、スイッチング制御部と突入制限部に電力
を供給しているので、両者の動作時期を協調させている
。
を供給しているので、両者の動作時期を協調させている
。
〈実施例〉
以下図面を用いて、本発明を説明する。
第2図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図である
6図において、昇圧コンバータ部10は、タイオードブ
リッジDBで整流された交流電流をインダクタンスL1
とダイオードD2を介してコンデンサC1に蓄電してい
る。スイッチング素子Q1はFETやトランジスタであ
って、ドレイン端子(入力端子)がインダクタンスL1
とダイオドD2との接続点に接続され、ソース端子(出
力端子)がコモンラインに接続され、ゲート端子(制御
端子)に印加される制御信号に従いオンオフ動作する。
6図において、昇圧コンバータ部10は、タイオードブ
リッジDBで整流された交流電流をインダクタンスL1
とダイオードD2を介してコンデンサC1に蓄電してい
る。スイッチング素子Q1はFETやトランジスタであ
って、ドレイン端子(入力端子)がインダクタンスL1
とダイオドD2との接続点に接続され、ソース端子(出
力端子)がコモンラインに接続され、ゲート端子(制御
端子)に印加される制御信号に従いオンオフ動作する。
スイッチング制御部20は、スイッチング素子Q1のオ
ンオフを制御して昇圧コンバータ部10の出力電圧V(
Litを安定化するもので、例えばマイクロリニア社製
のML4812等のアクティブ平滑フィルタ制御用IC
が使用される。この制御用ICの同期端子I には抵
抗R2を介してダイINE オードブリッジDBの出力信号が印加され、出力電圧検
知端子VOには分圧抵抗R3,R4を介してコンデンサ
C1の電圧が印加され、ドレイン電流検知端子1 in
にはスイッチング素子Q1の入力端子に挿入されたカレ
ントトランスT1の二次側電流がダイオードD3及び抵
抗R5,R6の回路を介して印加され、出力端子0はス
イッチング素子Q1の制御端子と接続されている。
ンオフを制御して昇圧コンバータ部10の出力電圧V(
Litを安定化するもので、例えばマイクロリニア社製
のML4812等のアクティブ平滑フィルタ制御用IC
が使用される。この制御用ICの同期端子I には抵
抗R2を介してダイINE オードブリッジDBの出力信号が印加され、出力電圧検
知端子VOには分圧抵抗R3,R4を介してコンデンサ
C1の電圧が印加され、ドレイン電流検知端子1 in
にはスイッチング素子Q1の入力端子に挿入されたカレ
ントトランスT1の二次側電流がダイオードD3及び抵
抗R5,R6の回路を介して印加され、出力端子0はス
イッチング素子Q1の制御端子と接続されている。
補助電源部30は前記交流電流から所定電圧の直流電流
を発生するもので、トランスT2を有するRCC(リン
ギングチョークコンバータ)電源をここでは用いている
。RCC電源は、一端がコンデンサC1と接続された一
次巻線n1と、この−吹奏&Inlの他端が接続された
スイッチング素子Q3を有する制御巻線n3及び二次巻
線n2゜R4を有している。スイッチング素子Q3の制
御端子には、他端がコンデンサC1と#続されな起動抵
抗R7及び他端が制御巻線n3と接続された帰還抵抗R
8を有している。二次巻線n2はダイオードD4とコン
デンサC2よりなる整流平滑化回路と接続されており、
この出力はスイッチ素子Q2の制御端子及びスイッチン
グ制御部20の制御用ICのt源端子に接続されている
。二次巻線n4はダイオードD5とコンデンサC3より
なる整流平滑化回路と接続されており、この出力は他の
用途に使用される。
を発生するもので、トランスT2を有するRCC(リン
ギングチョークコンバータ)電源をここでは用いている
。RCC電源は、一端がコンデンサC1と接続された一
次巻線n1と、この−吹奏&Inlの他端が接続された
スイッチング素子Q3を有する制御巻線n3及び二次巻
線n2゜R4を有している。スイッチング素子Q3の制
御端子には、他端がコンデンサC1と#続されな起動抵
抗R7及び他端が制御巻線n3と接続された帰還抵抗R
8を有している。二次巻線n2はダイオードD4とコン
デンサC2よりなる整流平滑化回路と接続されており、
この出力はスイッチ素子Q2の制御端子及びスイッチン
グ制御部20の制御用ICのt源端子に接続されている
。二次巻線n4はダイオードD5とコンデンサC3より
なる整流平滑化回路と接続されており、この出力は他の
用途に使用される。
突入制■部40は、コンデンサC1の入力側に挿入され
た電流制限抵抗R1と、この電流制限抵抗と並列に入力
端子と出力端子の接続されたスイッチ素子Q2を有して
いる。ここでは電流制限抵抗R1がコモンライン側に挿
入しであるので、補助電源部30の出力電圧がスイッチ
素子Q2の制御端子に送る制御信号としてそのまま利用
される。
た電流制限抵抗R1と、この電流制限抵抗と並列に入力
端子と出力端子の接続されたスイッチ素子Q2を有して
いる。ここでは電流制限抵抗R1がコモンライン側に挿
入しであるので、補助電源部30の出力電圧がスイッチ
素子Q2の制御端子に送る制御信号としてそのまま利用
される。
第3図は第2図の回路の動作を説明する波形図である。
交流電流がこのスイッチング電源に投入されると、まず
−次突入が生じ、続いて二次突入期間になり、最後に定
常電流期間となる。
−次突入が生じ、続いて二次突入期間になり、最後に定
常電流期間となる。
−次突入期間では、補助電源部30からの電源供給はな
く、従ってスイッチング制御部20は動作すす、突入制
御Ii1部40のスイッチ素子Q2もオフ状態である。
く、従ってスイッチング制御部20は動作すす、突入制
御Ii1部40のスイッチ素子Q2もオフ状態である。
そこで、電源投入と同時に電流制限抵抗R1を通じてコ
ンデンサC1に充電が成される。入力電流のピーク値は
、V rn / R1を最大値として指数関数的に派少
していく。
ンデンサC1に充電が成される。入力電流のピーク値は
、V rn / R1を最大値として指数関数的に派少
していく。
二次突入期間では、補助電源部3oがら電源供給がなさ
れ、従ってスイッチング制御部20が動作を開始すると
共に、突入制限部4oのスイッチ索子Q2もオン状態と
なる。そこで、突入制限部40の抵抗値は電流制限抵抗
R1の値よりも小さなスイッチ素子Q2のオン抵抗値と
なる。′iたスイッチング制御部20が作用して、昇圧
コンバータ部10の出力電圧が定格値に達するまでスイ
ッチング素子Q1のデユーティ比を拡げるので、定常電
流よりも大きな入力電流がコンデンサc1に流れる。通
常コンデンサC1の充電電圧は入力電圧のピーク値に達
している。
れ、従ってスイッチング制御部20が動作を開始すると
共に、突入制限部4oのスイッチ索子Q2もオン状態と
なる。そこで、突入制限部40の抵抗値は電流制限抵抗
R1の値よりも小さなスイッチ素子Q2のオン抵抗値と
なる。′iたスイッチング制御部20が作用して、昇圧
コンバータ部10の出力電圧が定格値に達するまでスイ
ッチング素子Q1のデユーティ比を拡げるので、定常電
流よりも大きな入力電流がコンデンサc1に流れる。通
常コンデンサC1の充電電圧は入力電圧のピーク値に達
している。
定常電流期間では、昇圧コンバータ部10がアクティブ
平滑フィルタとして働くので、力率が1に近くなり正弦
波状の入力電流となる。負荷変動や入力電圧変動によっ
て、入力′&流値は多少変化する。
平滑フィルタとして働くので、力率が1に近くなり正弦
波状の入力電流となる。負荷変動や入力電圧変動によっ
て、入力′&流値は多少変化する。
次に、力率改善型スイッチング電源の出力を5oow、
出力電圧を380v、。、入力電圧を90VAoとして
、第1実施例と従来のトライアック式とを比較する。ト
ライアックの順電圧降下を1v、MOSFETのオン抵
抗を0.5Ωとすると、次の表のような損失P、。38
が得られる。従来例と比較して、第4図は本発明の第2
実施例の説明図である。
出力電圧を380v、。、入力電圧を90VAoとして
、第1実施例と従来のトライアック式とを比較する。ト
ライアックの順電圧降下を1v、MOSFETのオン抵
抗を0.5Ωとすると、次の表のような損失P、。38
が得られる。従来例と比較して、第4図は本発明の第2
実施例の説明図である。
第2図の回路と比較すると、突入制限部40の挿入位1
がコンデンサC1のコモンライン側ではなく、ダイオー
ドD2側になっている。そこで、補助電源部32を設け
て、スイッチ素子Q2を駆動している。補助電源部32
はインダクタンスL1と磁気結合するインダクタンスL
2を有し、これに誘起された信号をダイオードD6及び
コンデンサC4の整流平滑化回路で直流化して、スイッ
チ素子Q2の制御端子に制御信号として与えている。
がコンデンサC1のコモンライン側ではなく、ダイオー
ドD2側になっている。そこで、補助電源部32を設け
て、スイッチ素子Q2を駆動している。補助電源部32
はインダクタンスL1と磁気結合するインダクタンスL
2を有し、これに誘起された信号をダイオードD6及び
コンデンサC4の整流平滑化回路で直流化して、スイッ
チ素子Q2の制御端子に制御信号として与えている。
なお、スイッチング制御部20は本来第2図の回路であ
るが、ここでは簡略化して表示しである。
るが、ここでは簡略化して表示しである。
部品配置やプリント基板のパターンの都合で、第2図の
回路か採用できない場合に有効な実施例である。
回路か採用できない場合に有効な実施例である。
第5図は本発明の第3実施例の説明図である。
第4図の回路と比較すると、突入制限部40のスイッチ
素子Q2がサイリスタになっている。サイリスタの制御
端子には、抵抗R9を介してアクティブ平滑フィルタの
昇圧コンバータのチョークコイルによる補助電源と接続
されている。
素子Q2がサイリスタになっている。サイリスタの制御
端子には、抵抗R9を介してアクティブ平滑フィルタの
昇圧コンバータのチョークコイルによる補助電源と接続
されている。
〈発明の効果〉
以上説明したように、本発明によれば突入制限部のスイ
ッチ素子Q2をコンデンサC3の入力側に接続したので
、損失がトライアック式に比較して格段に小さくなると
いう効果かある。
ッチ素子Q2をコンデンサC3の入力側に接続したので
、損失がトライアック式に比較して格段に小さくなると
いう効果かある。
また実施例1のように、補助電源部30によりスイッチ
ング制御部20と突入制限部40に駆動用電源や制御信
号を供給すると、両者の動作協調が容易に取れるという
効果がある。
ング制御部20と突入制限部40に駆動用電源や制御信
号を供給すると、両者の動作協調が容易に取れるという
効果がある。
第1図は本発明を説明する構成ブロック図、第2図は本
発明の一実施例を示す構成ブロック図、第3図は第2図
の回路の動作を説明する波形図、第4図は本発明の第2
実施例の説明図、第5図は本発明の第3実施例の説明図
である。 第6図はAC−DCコンバータの説明図、第7図はチョ
ークインプット型整流の説明図、第8図及び第9図はア
クティブ平滑フィルタの説明図である。 10・・・昇圧コンバータ部、20・・・スイッチング
制御部、30・・・補助電源部、40・・・突入制限部
。 第 ム [゛メ1 (AI (B) 第7図 /A+ /1 CBン
発明の一実施例を示す構成ブロック図、第3図は第2図
の回路の動作を説明する波形図、第4図は本発明の第2
実施例の説明図、第5図は本発明の第3実施例の説明図
である。 第6図はAC−DCコンバータの説明図、第7図はチョ
ークインプット型整流の説明図、第8図及び第9図はア
クティブ平滑フィルタの説明図である。 10・・・昇圧コンバータ部、20・・・スイッチング
制御部、30・・・補助電源部、40・・・突入制限部
。 第 ム [゛メ1 (AI (B) 第7図 /A+ /1 CBン
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 整流された交流電流をインダクタンス(L1)を介して
入力し、スイッチング素子(Q1)によってオンオフし
、ダイオード(D2)を介してコンデンサ(C1)に蓄
電して、入力電圧よりも高い電圧を出力する昇圧コンバ
ータ部(10)、このスイッチング素子のオンオフを制
御して昇圧コンバータ部の出力電圧を安定化するスイッ
チング制御部(20)、 前記交流電流から所定電圧の直流電流を発生する補助電
源部(30)、 この昇圧コンバータ部のコンデンサ入力側に挿入された
電流制限抵抗(R1)と、この電流制限抵抗と並列に入
力端子と出力端子の接続されたスイッチ素子(Q2)を
有する突入制限部(40)、を具備し、当該補助電源部
の出力電圧を前記スイッチング制御部の動作用電源とし
て用いると共に、前記突入制限部のスイッチ素子制御端
子の制御信号として用い、前記スイッチング制御部の動
作開始と同時若しくは先行して突入制限部のスイッチ素
子をオンさせることを特徴とするスイッチング電源の突
入電流制限回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21481090A JPH04101666A (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチング電源の突入電流制限回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21481090A JPH04101666A (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチング電源の突入電流制限回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04101666A true JPH04101666A (ja) | 1992-04-03 |
Family
ID=16661902
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21481090A Pending JPH04101666A (ja) | 1990-08-14 | 1990-08-14 | スイッチング電源の突入電流制限回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04101666A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0570192U (ja) * | 1992-02-19 | 1993-09-21 | ティーディーケイ株式会社 | スイッチング電源 |
JPH0629393U (ja) * | 1992-09-02 | 1994-04-15 | 株式会社三社電機製作所 | 昇圧形コンバータ |
US6285170B1 (en) | 1999-02-25 | 2001-09-04 | Nagano Japan Radio Co., Ltd. | Switching power supply |
JP2007184997A (ja) * | 2005-10-04 | 2007-07-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
JP2011109788A (ja) * | 2009-11-17 | 2011-06-02 | Cosel Co Ltd | 突入電流制限回路 |
-
1990
- 1990-08-14 JP JP21481090A patent/JPH04101666A/ja active Pending
Cited By (5)
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