JP3323759B2 - パルス幅変調コンバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力側に交流リア
クトルを備えたパルス幅変調コンバータ装置に係り、特
に、電源電圧やパルス幅変調コンバータ主回路に波形歪
みがあっても、歪みの少ない電源電流を流すことができ
るパルス幅変調コンバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、パワーエレクトロニクス機器の高
調波電流による電力系統への障害が問題となっており、
このため、最近、電源電流の高調波規制のガイドライン
が設定され、パワーエレクトロニクス機器では、電源高
調波の抑制が必須の要件になって来ている。

【０００３】そこで、例えば特開昭５９−１９４６９７
号公報では、商用電源周波数に対応した電源電流のフィ
ードバック制御により、電源電流が正弦波状になるよう
にした電圧形のＰＷＭ(パルス幅変調)コンバータについ
て開示している。

【０００４】このコンバータにおいては、電源電流の振
幅指令を、平滑コンデンサ間の直流電圧が指令値に一致
するように出力し、この振幅指令のもとで、電源電圧に
同期した正弦波状の電源電流指令に実際の電源電流が追
従するようにコンバータの電圧指令を出力することによ
り、電源電流が正弦波状になるようにしている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、高次
の高調波の抑制について配慮がされておらず、充分な電
源電流の正弦波化の点で問題があった。すなわち、上記
従来技術は、電源周波数についてのフィードバック制御
系を構成しており、その応答は１０００ｒａｄ／ｓ(応
答時定数が１ｍｓに相当)程度に設定されおり、５次、
７次の高調波電流成分に対しては制御応答が不充分で、
これら高調波電流成分を抑制することは難しい。

【０００６】このため、電源電圧やＰＷＭコンバータの
出力電圧の歪み等により５次、７次を中心とした高調波
電流が流れると基本波の電流制御系だけでは、高調波の
電源電流が抑制できない。

【０００７】そこで、従来技術では、電源側に交流リア
クトル(以下、ＡＣＬと記す）を設け、これにより電流
の正弦波化を図っているが、このようなＡＣＬを有する
ＰＷＭコンバータの場合、電源電圧や、ＰＷＭコンバー
タでの高調波電圧歪み量ΔＶｎと高調波電流成分ΔＩｎ
の関係は、次の(1)式で表わせる。

【０００８】 ΔＩｎ(％)≒ΔＶｎ(％)・１００／〔(ＡＣＬの％Ｘ)・ｎ〕…………(1) ここで、ΔＩｎ(％)：電源電流(交流リアクトル電流)の ｎ次の高調波含有量(％) ΔＶｎ(％)：電源電圧やＰＷＭコンバータ出力電圧の ｎ次の高調波含有量(％) ｎ：高調波の次数 ＡＣＬの％Ｘ：定格電源電流を流した場合の ＡＣＬによる電圧降下と電源電圧との比率(％) この(1)式は、電源電流の高調波成分の大きさが電源電
圧やＰＷＭコンバータに含まれる高調波電圧成分の大き
さに比例し、ＡＣＬのインダクタンスに反比例すること
を表わしている。

【０００９】例えば、いま、ｎ＝５のときの高調波含有
率を２％、つまりΔＶ５＝２％とすると、高圧で受電す
る需要家向けの高調波規制ガイドライン値は、ΔＩ５＝
４％なので、この値以下に抑制するにはインダクタンス
が１０％Ｘ以上のＡＣＬが必要になるが、一般的には、
電源電圧やＰＷＭコンバータ電圧の歪みの影響などを考
慮して、さらに大きい、例えば１５〜２０％ＸのＡＣＬ
が使用されている。

【００１０】つまり、従来技術では、インダクタンスの
大きなＡＣＬを用いないと、電源電圧やＰＷＭコンバー
タ電圧の歪みなどによる電源電流の歪みがほとんど抑制
できないことになり、この結果、高調波規制を満足する
ためにはインダクタンスの大きいＡＣＬが必要となって
いた。

【００１１】この結果、従来技術では、体積が大きく、
重量も大で、しかも高価な、インダクタンスの大きいＡ
ＣＬが必要になり、このため、高価格の装置になってし
まうと言う問題があった。

【００１２】本発明の目的は、電源電圧やＰＷＭコンバ
ータの電圧に歪みがある場合でも、ＡＣＬのインダクタ
ンスを大きくすることなく、電源電流(ＡＣＬ電流)の高
調波成分を低減でき、小型、軽量、低価格のＰＷＭコン
バータ装置を提供することにある。

【００１３】本発明の他の目的は、抑制したい高調波電
流の次数が任意に選択、設定できるようにしたＰＷＭコ
ンバータ装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的は、電源電圧及
びＰＷＭコンバータによる高調波電圧成分の打消しに必
要な補償電圧を生成し、それをコンバータの交流側電圧
に重畳させ、(1)式で説明した高調波含有量ΔＶｎ(％)
を等価的に零に近ずけるようにして、達成される。

【００１５】ＡＣＬ(交流リアクトル)には、電源電圧と
コンバータ交流側電圧との差電圧が加わることから、電
源電圧とＰＷＭコンバータの出力電圧による高調波電圧
相当分をコンバータの交流側電圧に重畳させることによ
り、このＡＣＬに流れる高調波電流を減少させることが
できる。

【００１６】このため、ＡＣＬに流れる高調波電流成分
を、固定座標軸(ｕｖｗ軸)から回転座標軸(ｄｑ軸)に変
換して、直流量として検出し、この直流量に比例積分補
償を施して各次高調波電流の補償電圧とし、これを交流
量に変換して基本波の電流制御系の出力に加算すること
により、最終的なコンバータ電圧指令を演算するように
した。

【００１７】これにより、各次の高調波電流が夫々殆ど
無くなるように、コンバータ交流側の電圧が補償できる
ので、高調波電流を大幅に低減させることができる。す
なわち、電源電圧及びＰＷＭコンバータに含まれる高調
波電圧とほぼ同等の電圧がコンバータの交流側電圧に重
畳されるので、(1)式に示したΔＶｎ(％)が等価的に零
に近くなり、電源高調波電流もほぼ零になり、この結
果、ＡＣＬのインダクタンス値を大きくしなくても、電
源電圧やＰＷＭコンバータ出力電圧の高調波成分による
高調波電流成分が抑制できる。

【００１８】ところで、電源電圧やＰＷＭコンバータの
出力に含まれる高調波電圧成分としては、一般的に５
次、７次が多い。しかし、例えば、７次の成分より１１
次の成分が大きい電源の場合には、５次と１１次を補償
した方が良い。従って、上記他の目的は、ＰＷＭコンバ
ータ装置が設置される電源の状態に応じて、補償すべき
高調波電流の次数が、マニュアル操作により任意に選
択、設定できるようにして達成される。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるＰＷＭコンバ
ータ装置について、図示の実施形態に基づいて説明す
る。図１は、本発明の一実施形態で、図において、１は
交流電源、２はＡＣＬ(交流リアクトル）、３はＰＷＭ
コンバータ主回路、４は平滑コンデンサ、そして５は負
荷である。

【００２０】ＰＷＭコンバータ主回路３には、ＡＣＬ２
を介して、交流電源１からＲ、Ｓ、Ｔの３相の交流電力
が供給されており、この交流電力が、ＰＷＭコンバータ
主回路３により所定の電圧Ｖdcの直流電力に変換され、
平滑コンデンサ４で平滑化された上で負荷５に供給され
ることになる。

【００２１】また、このＰＷＭコンバータ主回路３は、
必要に応じて逆変換動作制御も行えるように構成してあ
り、電力回生動作にも対応することができるようになっ
ている。

【００２２】負荷５は、例えば誘導電動機駆動用のイン
バータの主回路で、電圧Ｖdcの直流電力の供給を受け、
それを所定の可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換
し、誘導電動機(図示してない)を可変速駆動するもので
ある。

【００２３】次に、６は直流電圧検出器、７は直流電圧
制御器で、直流電圧検出器６は、平滑コンデンサ４の両
端に表われる直流電圧Ｖdcを検出し、これを直流電圧制
御器７に供給する働きをし、直流電圧制御器７は、直流
電圧検出器６の出力Ｖdcを直流電圧指令Ｖdc^*と比較
し、それらの差分として、有効パワー分電流指令Ｉq^*を
生成する働きをする。

【００２４】８は交流電圧検出器、９は電源電圧位相演
算器で、交流電圧検出器８は、交流電源１の電圧Ｖr を
絶縁して検出する働きをし、電源電圧位相演算器９は、
電圧検出器８で検出した電圧Ｖr から３相交流電圧の内
のＲ相の電源電圧位相θrを検出する働きをする。

【００２５】１０は電流検出器(ＣＴ)、１１は基本波電
流制御部で、電流検出器１０、電源電流となるＰＷＭコ
ンバータ主回路３の交流側電流、すなわち、ＡＣＬ２の
電流ｉu、ｉwを検出する働きをし、基本波電流制御部１
１は、有効パワー分電流指令Ｉq^*と電源電圧位相θr、
それにＡＣＬ２の電流ｉu、ｉwを入力とし、これらによ
り、コンバータ交流側電圧指令Ｖux、Ｖwx、Ｖvxを出力
する働きをする。

【００２６】次に、この基本波電流制御部１１の詳細を
図２のブロック図により説明する。まず、ＵＶＷ／ｄｑ
変換処理部１２では、θd＝θr−π／２として、次の
(2)式による演算を行ない、実際の無効パワー分電流Ｉd
と、有効パワー分電流Ｉqを算出する。

【００２７】 Ｉd＝〔(ｉu＋２ｉw）／√３〕cosθd＋ｉu・sinθd Ｉq＝ｉu・cosθd−〔(ｉu＋２ｉw)／√３〕sinθd …… ……(2) 次に、非干渉電流制御処理部１３は、直流電圧制御器７
の出力である有効パワー分電流指令値Ｉq^*が検出値Ｉq
に一致し、無効パワー分電流Ｉdは、無効パワー分電流
指令値Ｉd^*＝０により、零になるように、基本となるコ
ンバータ交流側電圧ベクトルの回転座標軸成分の指令Ｖ
qx、Ｖdxを出力する。

【００２８】そして、ｄq／ＵＶＷ変換処理部１４は、
これらの指令Ｖqx、Ｖdxに基づいて次の(3)式による演
算を行ない、３相交流の基本となるコンバータ交流側電
圧指令Ｖux、Ｖwx、Ｖvxを出力するのである。

【００２９】 Ｖux＝Ｖdx・sinθd＋Ｖqx・cosθd Ｖwx＝(√３／２)(Ｖdx・cosθd−Ｖqx・sinθd)−Ｖux／２ Ｖvx＝−(Ｖux＋Ｖwx) ………………… …………………………(3) 次に、図１に戻り、１５は高調波電流補償部で、高調波
基準位相演算処理部１６と各次数高調波電流算出処理部
１７、それに各次数高調波補償電圧演算処理部１８とを
備え、電源電圧位相θrと、リアクトル電流検出値ｉu、
ｉwを入力し、これらに基づいて、３相の高調波補償電
圧指令ΔＶu、ΔＶv、ΔＶwを出力する働きをするもの
で、本発明の主要部となっているものである。

【００３０】この高調波電流補償部１５において、ま
ず、高調波基準位相演算処理部１６では、入力された電
源電圧位相θrをｎ倍(ｎは高調波の次数)して、これら
の積ｎ・θrを出力する。次に、各次数高調波電流算出処
理部１７で、これらの積ｎ・θrとリアクトル電流検出値
ｉu、ｉwに基づいて各次数の高調波電流成分を検出し、
これに対応して各次数高調波補償電圧演算処理部１８
で、３相の高調波補償電圧指令ΔＶu、ΔＶv、ΔＶwを
出力するのである。

【００３１】１９はＰＷＭ信号発生部で、基本波電流制
御部１１から出力されるコンバータの交流側電圧指令Ｖ
ux、Ｖvx、Ｖwxに、高調波電流補償部１５から出力され
る３相の高調波補償電圧指令ΔＶu、ΔＶv、ΔＶwが加
算された信号Ｖux^*、Ｖvx^*、Ｖwx^*信号に基づいて、主
回路スイッチング素子制御用のスイッチング信号ＰＷＭ
信号を発生し、これをＰＷＭコンバータ主回路３に供給
する働きをする。

【００３２】次に、高調波電流補償部１５の詳細につい
て、図３により説明する。まず、３相／２相変換器２０
では、次の(4)式による演算を実行し、２相指令ｉα、
ｉβを生成する。

【００３３】 ｉα＝ｉu ｉβ＝(ｉu＋２・ｉw)／√３ …………………… ………………(4) 次に、５次のｄｑ変換器２１ａでは、高調波基準位相演
算処理部１６から、基準位相信号として、ｎ＝５に対応
した信号５θrを入力し、以下の(5)式による演算によ
り、固定座標軸から５次の高調波に対応した回転座標軸
への変換を行い、夫々各相毎に５次の高調波電流Ｉd5、
Ｉq5、Ｉgd5、Ｉgq5を算出する。

【００３４】 Ｉd5＝ｉα×cos(５・θr)＋ｉβ×sin(５・θr) Ｉq5＝ｉα×〔−sin(５・θr)〕＋ｉβ×〔cos(５・θr)〕 Ｉgd5＝ｉα×cos(−５・θr)＋ｉβ×sin(−５・θr) Ｉgq5＝ｉα×〔−sin(−５・θr)〕＋ｉβ×〔cos(−５・θr)〕 ……(5) ここで、Ｉd5：５次高調波で正相の無効分電流 Ｉq5：５次高調波で正相の有効分電流 Ｉgd5：５次高調波で逆相の無効分電流 Ｉgq5：５次高調波で逆相の有効分電流 これらの出力は、ｎ±１の次数のリプル電流を含んだ直
流量で出力される。そこで、夫々ローパスフィルタ２２
ａ〜２２ｄを介してリプル電流を除去し、直流量だけの
信号として、各次数高調波電流処理部１７から出力する
ようになっている。

【００３５】次に、７次のｄｑ変換器２１ｂでも、同じ
く(5)式の演算を行うのであるが、今度は高調波基準位
相演算処理部１６から、基準位相信号として、ｎ＝７に
対応した信号７θrを入力し、(5)式の中の定数５を７に
代えて演算し、これにより、固定座標軸から７次の高調
波に対応した回転座標軸への変換を行い、夫々各相毎に
７次の高調波電流Ｉd7、Ｉq7、Ｉgd7、Ｉgq7を算出し、
同じく夫々ローパスフィルタ２２ｅ〜２２ｈを介してリ
プル電流を除去し、直流量だけの信号として、各次数高
調波電流処理部１７から出力する。

【００３６】次に、各次数高調波補償電圧演算処理部１
８では、これらの各信号毎にゲイン処理部２３ａ〜２３
ｄ、２３ｅ〜２３ｈと、ＰＩ補償器(比例積分補償器)２
４ａ〜２４ｄ、２４ｅ〜２４ｈを設け、まず、５次の信
号については、ゲイン処理部２３ａ〜２３ｄにより、Ａ
ＣＬの電圧降下量を各軸毎に算出し、次にＰＩ補償器２
４ａ〜２４ｄによりＰＩ補償することにより、５次高調
波で正相のｑ軸電圧補償量Ｖq5と、５次高調波で正相の
ｄ軸電圧補償量Ｖd5、５次高調波で逆相のｑ軸電圧補償
量Ｖgq5、それに５次高調波で逆相のｄ軸電圧補償量Ｖg
d5を夫々出力する。

【００３７】次に、同じく７次の信号については、ゲイ
ン処理部２３ｅ〜２３ｈにより、ＡＣＬの電圧降下量を
各軸毎に算出し、次にＰＩ補償器２４ｅ〜２４ｈにより
ＰＩ補償することにより、７次高調波で正相のｑ軸電圧
補償量Ｖq7と、７次高調波で正相のｄ軸電圧補償量Ｖd
7、７次高調波で逆相のｑ軸電圧補償量Ｖgq7、それに７
次高調波で逆相のｄ軸電圧補償量Ｖgd7を夫々出力す
る。

【００３８】ここで、これら補償量の算出原理につい
て、図４により説明する。交流電源１の電圧のｎ次の高
調波電圧をΔＶrnとし、これにより高調波電流ΔＩunが
発生したと考えると、この高調波電流ΔＩunによりＡＣ
Ｌ２に表われる電圧降下量をコンバータ交流側電圧ΔＶ
unとして与えてやれば、ΔＶrn≒ΔＶunとなり、理論的
には、高調波電流ΔＩunを零にすることができる。

【００３９】このとき、図示の電圧と電流のベクトル図
から明らかなように、電流ベクトルΔＩunより９０度位
相が進んだベクトルが電圧ベクトルΔＶunとなる。そこ
で、電流ベクトルΔＩunのｄ軸成分をＩdfn、ｑ軸成分
をＩqfnとし、電圧ベクトルΔＶunのｄ軸成分をＶdfn、
ｑ軸成分をＶqfnとすると、これら直流量である各成分
の関係は、次の(6)式で表わされる。

【００４０】 Ｖdfn＝−Ｉqfn・ｎ・ωＬ Ｖqfn＝Ｉdfn・ｎ・ωＬ ………… …………(6) ここで、ωは電源電圧の角周波数、ＬはＡＣＬのインダ
クタンス値である。従って、図３に示すローパスフィル
タ２２ａの出力が、この(6)式において、ｎ＝５とした
ときの正相の有効分電流Ｉdf5で、ゲイン処理部２３ａ
の出力が、正相の有効分電流Ｉdf5によるＡＣＬの電圧
降下量Ｖqf5であり、ローパスフィルタ２２ｂの出力
が、同じく正相の有効分電流Ｉqf5で、ゲイン処理部２
３ｂの出力が、同じくＡＣＬの電圧降下量Ｖdf5であ
る。

【００４１】また、逆相の場合も同様で、(6)式におい
て、ωが負になるだけであり、従って、ローパスフィル
タ２２ｃ出力が、この(6)式において、ｎ＝５としたと
きの逆相の無効分電流Ｉgdｆ5で、ゲイン処理部２３ｃ
の出力が、ＡＣＬの電圧降下量Ｖgdｆ5であり、ローパ
スフィルタ２２ｄの出力が、逆相の有効分電流Ｉgqｆ5
で、ゲイン処理部２３ｄの出力が、ＡＣＬの電圧降下量
Ｖgqｆ5となる。

【００４２】従って、以上の関係により、高調波電流に
対応した高調波電圧成分が演算できることになり、ＰＩ
補償器２４ａ〜２４ｄの出力に、夫々、５次高調波で正
相のｑ軸電圧補償量Ｖq5と、５次高調波で正相のｄ軸電
圧補償量Ｖd5、５次高調波で逆相のｑ軸電圧補償量Ｖgq
5、それに５次高調波で逆相のｄ軸電圧補償量Ｖgd5が得
られ、同様に、ＰＩ補償器２４ｅ〜２４ｈの出力に、夫
々、７次高調波で正相のｑ軸電圧補償量Ｖq7と、７次高
調波で正相のｄ軸電圧補償量Ｖd7、５次高調波で逆相の
ｑ軸電圧補償量Ｖgq7、それに５次高調波で逆相のｄ軸
電圧補７量Ｖgd7が得られるのである。

【００４３】次に、逆ｄｑ変換器２５ａ、２５ｂによ
り、これらの電圧補償量を回転座標軸から固定座標軸へ
変換する。このとき、まず、逆ｄｑ変換器２５ａでは、
高調波基準位相演算処理部１６から、ｎ＝５に対応した
信号５θrを入力し、以下の(7)式の演算を実行すること
により、直流量の高調波補償電圧を交流量Ｖα5、Ｖβ
5、Ｖgα5、Ｖgβ5として出力する。

【００４４】 Ｖα5＝Ｖd5×cos(５・θr)＋Ｖq5 ×〔−sin(５・θr)〕 Ｖβ5＝Ｖd5×sin(５・θr)＋Ｖq5×cos(５・θr) Ｖgα5＝Ｖgd5×cos(−５・θr)＋Ｖgq5 ×〔−sin(−５・θr)〕 Ｖgβ5＝Ｖgd5×sin(−５・θr)＋Ｖgq5×cos(−５・θr) …………(7) 他方、７次についても同様で、逆ｄｑ変換器２５ｂにお
ける逆ｄｑ変換の基準位相を７θrにし、上記(7)式の定
数を７にするだけであり、これにより、逆ｄｑ変換器２
５ｂから直流量の高調波補償電圧を交流量Ｖα7、Ｖβ
7、Ｖgα7、Ｖgβ7として出力するのである。

【００４５】次に、これら逆ｄｑ変換器２５ａ、２５ｂ
の出力について、図示のように、加算器を用いて、次の
(8)式による演算を行ない、５次と７次の補償電圧を加
算して、２軸の高調波電圧補償量ΔＶα、ΔＶβを得
る。

【００４６】 ΔＶα＝Ｖα5＋Ｖgα5＋Ｖα7＋Ｖgα7 ΔＶβ＝Ｖβ5＋Ｖgβ5＋Ｖβ7＋Ｖgβ7 ………… …………(8) そして、最後に２相／３相変換器２６を用い、ここで、
次の(9)式による演算を行ない、２軸の高調波電圧補償
量ΔＶα、ΔＶβから３相の高調波補償電圧指令ΔＶ
u、ΔＶv、ΔＶwを夫々得るのである。

【００４７】 ΔＶu＝ΔＶβ ΔＶv＝−(√３・ΔＶα＋ΔＶβ)／２ ΔＶw＝(√３・ΔＶα−ΔＶβ)／２ ………… …………(9) 次に、この実施形態の全体としての動作について説明す
る。上記したように、ＰＷＭ信号発生部１９には、基本
波電流制御部１１から出力されるコンバータの交流側電
圧指令Ｖux、Ｖvx、Ｖwxに、高調波電流補償部１１から
出力される３相の高調波補償電圧指令ΔＶu、ΔＶv、Δ
Ｖwが加算された信号Ｖux^*、Ｖvx^*、Ｖwx^*信号が供給さ
れ、この結果、ＰＷＭ信号発生部１９からは、この補正
された信号Ｖux^*、Ｖvx^*、Ｖwx^*信号に基づいて、主回
路スイッチング素子制御用のスイッチング信号ＰＷＭ信
号が発生され、ＰＷＭコンバータ主回路３が制御され
る。

【００４８】そして、このときの高調波補償電圧指令Δ
Ｖu、ΔＶv、ΔＶwは、上記したように、交流電源１の
電圧及びＰＷＭコンバータ主回路３に含まれる高調波電
圧とほぼ同等の電圧が、このＰＷＭコンバータ主回路３
の交流側電圧に現われるような値になるようにしてある
ので、(1)式に示したΔＶｎ(％)が等価的に零に近くな
り、電源高調波電流もほぼ零になり、この結果、ＡＣＬ
２のインダクタンス値を大きくしなくても、電源電圧や
ＰＷＭコンバータ出力電圧の高調波成分による高調波電
流成分を充分に抑制することができる。

【００４９】従って、この実施形態によれば、電源電圧
やＰＷＭコンバータの電圧に歪みがある場合でも、ＡＣ
Ｌ２のインダクタンスを大きくする必要が無く、この結
果、小型、軽量、低価格のＰＷＭコンバータ装置を得る
ことができる。以下、その理由について、さらに詳しく
説明する。

【００５０】まず、上記実施形態では、抑制すべき高調
波成分の次数について、５次と７次の場合を適用対象と
しているので、始めに、その理由について説明する。一
般に商用電源に含まれる高調波電圧成分は、通常、５
次、７次が主な成分である。また、ＰＷＭコンバータの
制御にはデッドタイムが含まれるが、これによる出力電
圧歪みは５次の高調波成分となる。そこで、この実施形
態では、図３において説明したように、５次と７次の高
調波電流について、補償を行なっているのである。

【００５１】次に、電源電圧やＰＷＭコンバータの出力
電圧に高調波による歪みがあると、(1)式に示したよう
に、各次数の電源高調波電圧に対応した高調波電流がＡ
ＣＬ２に流れる。

【００５２】このリアクトル電流には基本波電流を含む
が、この実施形態例では、図６に示すように、ｄｑ変換
器２１ａ、２１ｂを設け、５次と７次の電源位相でｄｑ
変換し、ローパスフィルタ２２ａ〜２２ｈを介するする
ことで、ほぼ５次、７次の高調波電流成分を直流量で検
出できる。

【００５３】また、この実施形態例では、ゲイン処理部
２３ａ〜２３ｈにより、５次、７次の高調波電流にωＬ
を乗じてＡＣＬの電圧降下量を算出し、ＰＩ補償器２４
ａ〜２４ｈを介して補償電圧を出力しており、これによ
り、ＰＷＭコンバータ交流側の電圧に、電源電圧やＰＷ
Ｍコンバータに含まれる５次、７次の高調波電圧相当の
電圧を相殺するようにフィードバック制御が働くように
してある。

【００５４】この結果、リアクトル電流から、５次、７
次の高調波電流成分がほとんどなくなり、ｄｑ変換器２
１ａ〜２１ｈの出力の平均値は零の状態で定常状態とな
り、さらにゲイン処理部２３ａ〜２３ｈの出力は全て零
にすることができる。なお、この場合でも、ＰＩ補償器
２４ａ〜２４ｈ内の積分器の出力には、補償電圧が保持
されている。

【００５５】次に、図５は、図１の実施形態について、
シミュレーションして得た動作波形の一例で、この例
は、正弦波の交流に１０％の５次高調波と７％の７次高
調波を加えた交流電源を用い、交流リアクトル１５％Ｘ
の条件でシミュレーションしたときの波形である。

【００５６】図５において、Ｖｒは電源電圧波形で、Δ
Ｖｒが１０％の５次高調波と７％の７次高調波を加えた
高調波電圧波形であり、従って、電源電圧波形Ｖｒは、
正弦波の交流に１０％の５次高調波と７％の７次高調波
を加えた波形になっていることになる。

【００５７】そして、この図５において、まず、上側の
図(a)が従来技術における波形で、本発明の実施形態例
における高調波電流補償部１５がない場合であり、従っ
て、補償電圧ΔＶｕは零で、このため、電源電流ｉｕは
大きく歪んだままである。

【００５８】一方、図５の下側の図(b)は、上記した本
発明の実施形態例の場合で、高調波電流補償部１５が追
加された高調波電流補償有りの場合であり、これにより
定常時はリアクトル電流ｉｕ、ｉｗの高調波がほぼ零と
なり、図３のｄｑ変換器２１ａ、２１ｂの出力は平均値
が零になる。

【００５９】しかし、ＰＩ補償器２４ａ〜の働きによ
り、高調波電流が零になるように補償電圧が保持される
ので、この結果、補償電圧ΔＶｕは、図５(b)に示すよ
うに、高調波電圧ΔＶｒとほぼ同一の電圧指令となり、
この電圧がコンバータ交流側電圧に重畳されることにな
り、この結果、高調波電圧ΔＶｒと補償電圧ΔＶｕの差
電圧で高調波電流が流れることから、高調波電流はほぼ
零となる。

【００６０】従って、上記実施形態例によれば、電源電
圧やＰＷＭコンバータ出力電圧に含まれる高調波電圧成
分を相殺するように、ＰＷＭコンバータ主回路３の交流
側電圧を出力されることができるので、電圧歪みが大き
い場合でも、電源電流の高調波が大幅に低減できるとい
う効果が得られ、この結果、交流リアクトルのインダク
タンスを小さくしても、電源電流の高調波成分が増加す
る虞れを無くすことができるので、交流リアクトルを小
型、軽量、低価格化でき、ＰＷＭコンバータ装置を小
型、軽量、低価格化できるという効果がある。

【００６１】ところで、以上の説明では、全体の制御動
作が全てハード構成により遂行されるものとして説明し
たが、実際には、コンピュータのプログラムによるソフ
ト構成が用いられる場合がある。そこで、この場合の処
理をフローチャートで示したのが図８である。

【００６２】以上は本発明の第１の実施形態についての
説明であるが、次に、本発明の他の実施形態について説
明する。まず、図６は、本発明の第２の実施形態におけ
る高調波電流補償部１１を示したものて、全体の構成
は、図１の実施形態と同じである。そして、この図６に
示す高調波電流補償部１１が、図３に示した実施形態と
異なる点は、ローパスフィルタ２２ａ〜が省略されてい
る点にある。

【００６３】この図６に示すように、ローパスフィルタ
２２ａ〜が省略されていても、ＰＩ補償２４ａ〜には積
分器が存在するので、これの働きにより、かなりのフィ
ルタ機能が得られることになり、この結果、この図６の
実施形態によっても、図３の実施形態とほぼ同様の動作
が得られると共に、構成が簡単になるという効果があ
る。

【００６４】なお、図３と図６の実施形態においては、
ＰＩ補償器２４ａ〜が用いられているが、この代りに積
分補償器を用いてもよく、この場合でも、図３、図６の
実施形態とほぼ同様な効果を得ることができる。

【００６５】次に、図７は、本発明の第３の実施形態
で、図１の実施形態と異なる点は、高調波の補償次数ｎ
設定器２７を設けた点である。この補償次数ｎ設定器２
７は、それをマニュアル操作することにより、高調波基
準位相演算処理部１６で処理に使用される高調波の次数
ｎを任意に選択し、設定することができるように構成さ
れている。

【００６６】これにより、例えば７次高調波よりも１１
次高調波の方が大きい電源の場合、この補償次数ｎ設定
器２７をマニュアル操作して、５次と１１次の高調波を
選択し、設定してやれば、図３、または図６における高
調波基準位相演算処理部１６の出力である積ｎ・θrは、
５θrと１１θrとなり、５次と１１次の高調波を補償す
るのに必要な動作が得られることになる。

【００６７】従って、この第３の実施形態による制御処
理をフローチャートで示すと、図９のようになる。この
図７の実施形態によれば、必要に応じて、任意の次数の
高調波を低減することができ、この結果、適用すべき交
流電源の状態いかんに拘らず、常に最適な高調波低減が
得られるという効果がある。

【００６８】

【発明の効果】本発明によれば、電源電圧やＰＷＭコン
バータに含まれる高調波電圧成分を打ち消すようにＰＷ
Ｍコンバータの交流側電圧を制御できるので、電圧歪み
が大きい場合でも、電源電流の高調波成分を低減でき、
この結果、交流リアクトルのインダクタンスを小さくし
ても、高調波電流成分の大きさを高調波電源電流規制値
以下に抑制することができ、ＰＷＭコンバータ装置を小
型、軽量、低価格化できるという効果がある。

【００６９】更には、補償すべき高調波の次数を、マニ
ュアル操作により簡単に選択、設定することができるの
で、任意の次数の高調波を低減することができ、電源の
状態を問わず、常に最適な高調波低減が得られるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるパルス幅変調コンバータ装置の一
実施形態例を示すブロック図である。

【図２】本発明の一実施形態例における基本波電流制御
部の詳細を示すブロック図である。

【図３】本発明の一実施形態例における高調波電流補償
部の詳細を示すブロック図である。

【図４】本発明の一実施形態例における高調波電流補償
部の動作説明図である。

【図５】本発明の一実施形態例の動作を従来技術と比較
して説明するための波形図である。

【図６】本発明の他の一実施形態例における高調波電流
補償部の詳細を示すブロック図である。

【図７】本発明のさらに別の一実施形態例における高調
波電流補償部を示すブロック図である。

【図８】本発明の一実施形態の動作を示すフローチャー
トである。

【図９】本発明のさらに別の一実施形態の動作を示すフ
ローチャートである。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 交流リアクトル(ＡＣＬ) ３ ＰＷＭコンバータ主回路 ４ 平滑コンデンサ ５ 負荷 ６ 直流電圧検出器 ７ 直流電圧制御器 ８ 交流電圧検出器 ９ 電源電圧位相演算器 １０ 電流検出器(ＣＴ) １１ 基本波電流制御部 １２ ＵＶＷ／ｄｑ変換処理部 １３ 非干渉電流制御処理部 １４ ｄq／ＵＶＷ変換処理部 １５ 高調波電流補償部 １６ 高調波基準位相演算処理部 １７ 各次数高調波電流算出処理部 １８ 各次数高調波補償電圧演算処理部 １９ ＰＷＭ信号発生部 ２０ ３相／２相変換器 ２７ 高調波補償次数設定器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社 日立製作所 産業機器事業 部内 (56)参考文献 特開 平１−298959（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−80052（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−276746（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−123726（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−23679（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/155 H02M 7/219

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電源とパルス幅変調コンバータ
   主回路との間に交流リアクトルを備えたパルス幅変調コ
   ンバータ装置において、 前記３相交流電源の電圧位相検出値と、前記パルス幅変
   調コンバータ主回路の直流側の電圧検出値と、前記交流
   リアクトルの電流検出値とに基づいて、前記交流リアク
   トルに流れる電流が正弦波状になるように基本波のコン
   バータ電圧指令を出力する基本波電流制御手段と、 前記３相交流電源の電圧位相検出値と、前記交流リアク
   トルの電流検出値とに基づいて、交流リアクトルに流れ
   る電流の高調波電流成分を検出し、この高調波電流成分
   を抑えるようにコンバータ補償電圧指令を出力する高調
   波電流補償手段とを設け、該高調波電流補償手段が前記交流リアクトルでの電圧降
   下分を算出する手段を備え、 前記基本波のコンバータ電圧指令と、前記コンバータ補
   償電圧指令を加えた出力により前記パルス幅変調コンバ
   ータ主回路を制御することを特徴とするパルス幅変調コ
   ンバータ装置。
2. 【請求項２】 請求項１のパルス幅変調コンバータ装置
   において、 前記高調波電流補償手段が、 各次数の高調波基準位相と、交流リアクトルに流れる電
   流の検出値から、固定座標軸成分を回転座標軸成分に変
   換するｄｑ変換器を介して交流リアクトル電流の各次数
   の高調波電流成分を算出する手段と、 この各次数の高調波電流成分に対応した高調波電圧成分
   を演算する手段と、 前記高調波電圧成分の演算結果を比例積分補償器又は積
   分補償器を介してパルス幅変調コンバータの補償電圧指
   令を出力する手段とで構成されていることを特徴とする
   パルス幅変調コンバータ装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２のいずれかに記載
   のパルス幅変調コンバータ装置において、 前記高調波電流補償手段において、補償すべき高調波電
   流成分の次数を、マニュアル操作により選択、設定でき
   る手段が設けられていることを特徴とするパルス幅変調
   コンバータ装置。