JPH0993949A - 無停電電源装置の電流検出器 - Google Patents
無停電電源装置の電流検出器Info
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- JPH0993949A JPH0993949A JP7276545A JP27654595A JPH0993949A JP H0993949 A JPH0993949 A JP H0993949A JP 7276545 A JP7276545 A JP 7276545A JP 27654595 A JP27654595 A JP 27654595A JP H0993949 A JPH0993949 A JP H0993949A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 保護を目的とした、無停電電源装置の電流検
出器の小型化。 【構成】 スイッチング素子の保護のために無停電電源
装置のコンバータ８、インバータ１９の電流検出におい
て、無停電電源装置の電流検出器ではコンバータ８の電
流検出のためにＣＴ９をコンバータの出力側に設けるこ
とで数１０ｋＨｚの高周波でコンバータ電流を検出する
とともに、インバータ１９の電流検出のためにＣＴ１０
をインバータの入力側に設けることで数１０ｋＨｚの高
周波でインバータ電流を検出する。高周波側でコンバー
タ及びインバータの電流を検出することで無停電電源装
置の電流検出用の電流変換器（ＣＴ）の鉄心の磁束密度
を下げてＣＴを小型にすることができる。
出器の小型化。 【構成】 スイッチング素子の保護のために無停電電源
装置のコンバータ８、インバータ１９の電流検出におい
て、無停電電源装置の電流検出器ではコンバータ８の電
流検出のためにＣＴ９をコンバータの出力側に設けるこ
とで数１０ｋＨｚの高周波でコンバータ電流を検出する
とともに、インバータ１９の電流検出のためにＣＴ１０
をインバータの入力側に設けることで数１０ｋＨｚの高
周波でインバータ電流を検出する。高周波側でコンバー
タ及びインバータの電流を検出することで無停電電源装
置の電流検出用の電流変換器（ＣＴ）の鉄心の磁束密度
を下げてＣＴを小型にすることができる。
Description
【０００１】
【産業の利用分野】コンバータ又はインバータを内蔵し
た無停電電源装置（以下ＵＰＳという）の保護を目的と
した上記コンバータ又はインバータの電流を検出して制
御する有効な無停電電源装置の電流検出器に関するもの
である。
た無停電電源装置（以下ＵＰＳという）の保護を目的と
した上記コンバータ又はインバータの電流を検出して制
御する有効な無停電電源装置の電流検出器に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＵＰＳの電流検出器は図３に示す
ような回路で実施されている。ＵＰＳでは商用入力電力
１を受電し、受電した商用電力を入力フィルタ２７とコ
ンバータ８により直流電圧に変換される。直流に変換さ
れた電圧をインバータ１９と出力フィルタ２８によって
再度交流電圧に変換される。この時、コンバータ８のス
イッチング素子４、５に流れる電流を検出し、コンバー
タ制御器３０によってコンバータ８のスイッチング素子
４、５を保護するとともに、インバータ１９のスイッチ
ング素子１３、１４に流れる電流を検出し、インバータ
制御器３２によってインバータ１９のスイッチング素子
１３、１４を保護する。
ような回路で実施されている。ＵＰＳでは商用入力電力
１を受電し、受電した商用電力を入力フィルタ２７とコ
ンバータ８により直流電圧に変換される。直流に変換さ
れた電圧をインバータ１９と出力フィルタ２８によって
再度交流電圧に変換される。この時、コンバータ８のス
イッチング素子４、５に流れる電流を検出し、コンバー
タ制御器３０によってコンバータ８のスイッチング素子
４、５を保護するとともに、インバータ１９のスイッチ
ング素子１３、１４に流れる電流を検出し、インバータ
制御器３２によってインバータ１９のスイッチング素子
１３、１４を保護する。
【０００３】以下、コンバータ８の電流検出について説
明する。コンバータ８はハーフブリッジ方式のコンバー
タである。直列接続されたスイッチング素子４とスイッ
チング素子５及びフライホイルダイオード６、７で構成
するコンバータ８では、スイッチング素子４の陽極はコ
ンデンサ１１の陽極に接続され、スイッチング素子５の
陰極はコンデンサ１２の陰極に接続される。入力電源
１、入力フィルタ２７と入力電流変換器（以下ＣＴとい
う）３１はコンデンサ１１とコンデンサ１２の接続点と
スイッチング素子４と５の接続点の間に接続される。コ
ンバータ８は、スイッチング素子４及びスイッチング素
子５に、図２（ａ）に示す基準発振と正弦波を比較する
ことに伴う図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形を得て、このＰ
ＷＭ波形でパルス幅制御することによって、各パルスご
とにフィルタ２７のリアクトル３に蓄積したエネルギを
コンデンサ１１と１２に伝達して、入力交流電圧を直流
電圧に変換する。この時、入力電流が正弦波になるよう
に数１０ｋＨｚのスイッチング周波数でＰＷＭ制御を行
うので入力電流には図２（ｃ）に示すような入力電圧と
同じ商用周波数の正弦波に近いコンバータ電流が流れ
る。同様にＣＴ３１にも図２（ｃ）に示す商用周波数の
電流が流れる。一方、フライホイルダイオード６にはス
イッチング素子４がオフ時に入力フィルタ２７のリアク
トル３による遅れ電流が流れるとともにフライホイルダ
イオード７にはスイッチング素子５がオフ時に入力フィ
ルタ２７のリアクトル３による遅れ電流が流れる。
明する。コンバータ８はハーフブリッジ方式のコンバー
タである。直列接続されたスイッチング素子４とスイッ
チング素子５及びフライホイルダイオード６、７で構成
するコンバータ８では、スイッチング素子４の陽極はコ
ンデンサ１１の陽極に接続され、スイッチング素子５の
陰極はコンデンサ１２の陰極に接続される。入力電源
１、入力フィルタ２７と入力電流変換器（以下ＣＴとい
う）３１はコンデンサ１１とコンデンサ１２の接続点と
スイッチング素子４と５の接続点の間に接続される。コ
ンバータ８は、スイッチング素子４及びスイッチング素
子５に、図２（ａ）に示す基準発振と正弦波を比較する
ことに伴う図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形を得て、このＰ
ＷＭ波形でパルス幅制御することによって、各パルスご
とにフィルタ２７のリアクトル３に蓄積したエネルギを
コンデンサ１１と１２に伝達して、入力交流電圧を直流
電圧に変換する。この時、入力電流が正弦波になるよう
に数１０ｋＨｚのスイッチング周波数でＰＷＭ制御を行
うので入力電流には図２（ｃ）に示すような入力電圧と
同じ商用周波数の正弦波に近いコンバータ電流が流れ
る。同様にＣＴ３１にも図２（ｃ）に示す商用周波数の
電流が流れる。一方、フライホイルダイオード６にはス
イッチング素子４がオフ時に入力フィルタ２７のリアク
トル３による遅れ電流が流れるとともにフライホイルダ
イオード７にはスイッチング素子５がオフ時に入力フィ
ルタ２７のリアクトル３による遅れ電流が流れる。
【０００４】次に、インバータ１９の電流検出について
説明する。インバータ１９はハーフブリッジ方式のイン
バータであり、スイッチング素子１３とスイッチング素
子１４が直列接続され、入力電圧にはコンデンサ１１と
コンデンサ１２で分割した直流電圧を使用する。ＣＴ３
３、出力フィルタ２８と負荷２０はコンデンサ１１とコ
ンデンサ１２の接続点とスイッチング素子１３と１４の
接続点の間に接続される。スイッチング素子１３がオン
の時はスイッチング素子１３からＣＴ３３、出力フィル
タ２８と負荷２０を通じてコンデンサ１１、コンデンサ
１２へ電流が流れ込む。スイッチング素子１４がオンの
時はコンデンサ１１、コンデンサ１２よりＣＴ３３、出
力フィルタ２８と負荷２０を通じてスイッチング素子１
４に電流が流れ出すのでフィルタ２８と負荷２０には正
と負の電圧が印加されることになる。この正と負の電圧
の繰り返しを、図２（ａ）に示す基準発振を数１０ｋＨ
ｚでスイッチングして図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形によ
り、前記正と負の電圧の比率を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの
商用周波数でパルス幅を変調することで出力に所定の周
波数の電圧が得られる。また、リアクトル１８とコンデ
ンサ１７で構成する出力フィルタ２８によってスイッチ
ングによる高周波電流リップルを少なくする。なお、こ
の時インバータ出力同様、ＣＴ３３には図２（ｃ）に示
す５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数のインバータ電流
が流れる。一方、フライホイルダイオード１５にはスイ
ッチング素子１３がオフ時に出力フィルタ２８のリアク
トル１８による遅れ電流が流れるとともにフライホイル
ダイオード１６にはスイッチング素子１４がオフ時に出
力フィルタ２８のリアクトル１８による遅れ電流が流れ
る。
説明する。インバータ１９はハーフブリッジ方式のイン
バータであり、スイッチング素子１３とスイッチング素
子１４が直列接続され、入力電圧にはコンデンサ１１と
コンデンサ１２で分割した直流電圧を使用する。ＣＴ３
３、出力フィルタ２８と負荷２０はコンデンサ１１とコ
ンデンサ１２の接続点とスイッチング素子１３と１４の
接続点の間に接続される。スイッチング素子１３がオン
の時はスイッチング素子１３からＣＴ３３、出力フィル
タ２８と負荷２０を通じてコンデンサ１１、コンデンサ
１２へ電流が流れ込む。スイッチング素子１４がオンの
時はコンデンサ１１、コンデンサ１２よりＣＴ３３、出
力フィルタ２８と負荷２０を通じてスイッチング素子１
４に電流が流れ出すのでフィルタ２８と負荷２０には正
と負の電圧が印加されることになる。この正と負の電圧
の繰り返しを、図２（ａ）に示す基準発振を数１０ｋＨ
ｚでスイッチングして図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形によ
り、前記正と負の電圧の比率を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの
商用周波数でパルス幅を変調することで出力に所定の周
波数の電圧が得られる。また、リアクトル１８とコンデ
ンサ１７で構成する出力フィルタ２８によってスイッチ
ングによる高周波電流リップルを少なくする。なお、こ
の時インバータ出力同様、ＣＴ３３には図２（ｃ）に示
す５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数のインバータ電流
が流れる。一方、フライホイルダイオード１５にはスイ
ッチング素子１３がオフ時に出力フィルタ２８のリアク
トル１８による遅れ電流が流れるとともにフライホイル
ダイオード１６にはスイッチング素子１４がオフ時に出
力フィルタ２８のリアクトル１８による遅れ電流が流れ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＵＰＳ電流検出
器では、コンバータ８側の５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用
周波数の入力電流をＣＴ３１に通過してコンバータ８の
スイッチング素子４、５の電流を検出し、過大電流が流
れたときにスイッチング素子４、５の駆動信号を停止し
て、スイッチング素子４、５の保護を行っていた。さら
に、インバータ１９側ではインバータ１９の出力の５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚ商用周波の電流をＣＴ３３に通過して
電流検出を行い、過大電流が流れたときにスイッチング
素子１３、１４の駆動信号を停止して、スイッチング素
子１３、１４の保護を行っていた。コンバータ８側又は
インバータ１９側のいずれの電流検出にしても５０Ｈｚ
又は６０Ｈｚの商用周波数をＣＴに通過させることによ
ってＣＴの磁束密度が数１０ｋＨｚの高周波電流を通過
させる時の磁束密度と比べて大きくなり、ＣＴの鉄心を
大きくする必要性があって、ＣＴの全体が大きくなる。
すなわち、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数でスイッ
チング素子の電流検出を行うと電流検出用ＣＴが大きく
なるという問題がある。
器では、コンバータ８側の５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用
周波数の入力電流をＣＴ３１に通過してコンバータ８の
スイッチング素子４、５の電流を検出し、過大電流が流
れたときにスイッチング素子４、５の駆動信号を停止し
て、スイッチング素子４、５の保護を行っていた。さら
に、インバータ１９側ではインバータ１９の出力の５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚ商用周波の電流をＣＴ３３に通過して
電流検出を行い、過大電流が流れたときにスイッチング
素子１３、１４の駆動信号を停止して、スイッチング素
子１３、１４の保護を行っていた。コンバータ８側又は
インバータ１９側のいずれの電流検出にしても５０Ｈｚ
又は６０Ｈｚの商用周波数をＣＴに通過させることによ
ってＣＴの磁束密度が数１０ｋＨｚの高周波電流を通過
させる時の磁束密度と比べて大きくなり、ＣＴの鉄心を
大きくする必要性があって、ＣＴの全体が大きくなる。
すなわち、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数でスイッ
チング素子の電流検出を行うと電流検出用ＣＴが大きく
なるという問題がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】第１の発明のＵＰＳの電
流検出器は、商用交流入力を受電し、入力フィルタを通
じて、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素
子が直列接続された交流入力電圧を直流電圧に変換する
コンバータと、前記コンバータの出力を平滑する直列接
続された２個の直列コンデンサと、前記２個の直列コン
デンサに第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子が直列接続された前記直流電圧を交流電圧に変換す
るインバータと、前記インバータの出力を正弦波に変換
する出力フィルタ回路とを有する無停電電源装置におい
て、前記コンバータの第１のスイッチング素子の陽極側
と第２のスイッチング素子の陰極側とを前記２個の直列
コンデンサに電流を導く第１の電路と第２の電路を同一
鉄心の第１の電流変換器（ＣＴ）に通して前記コンバー
タの出力側で電流を検出する特徴を有するものである。
流検出器は、商用交流入力を受電し、入力フィルタを通
じて、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素
子が直列接続された交流入力電圧を直流電圧に変換する
コンバータと、前記コンバータの出力を平滑する直列接
続された２個の直列コンデンサと、前記２個の直列コン
デンサに第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子が直列接続された前記直流電圧を交流電圧に変換す
るインバータと、前記インバータの出力を正弦波に変換
する出力フィルタ回路とを有する無停電電源装置におい
て、前記コンバータの第１のスイッチング素子の陽極側
と第２のスイッチング素子の陰極側とを前記２個の直列
コンデンサに電流を導く第１の電路と第２の電路を同一
鉄心の第１の電流変換器（ＣＴ）に通して前記コンバー
タの出力側で電流を検出する特徴を有するものである。
【０００７】第２の発明のＵＰＳ電流検出器は、商用交
流入力を受電し、入力フィルタを通じて、第１のスイッ
チング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された
交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記
コンバータの出力を平滑する直列接続された２個の直列
コンデンサと、前記２個の直列コンデンサに第３のスイ
ッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続され
た前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前
記インバータの出力を正弦波に変換する出力フィルタ回
路とを有する無停電電源装置において、前記２個の直列
コンデンサから前記インバータの第３のスイッチング素
子の陽極側と第４のスイッチング素子の陰極側に電流を
導く第３の電路と第４の電路を同一鉄心の第２の電流変
換器を通して前記インバータの入力側で電流を検出する
特徴を有するものである。
流入力を受電し、入力フィルタを通じて、第１のスイッ
チング素子と第２のスイッチング素子が直列接続された
交流入力電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記
コンバータの出力を平滑する直列接続された２個の直列
コンデンサと、前記２個の直列コンデンサに第３のスイ
ッチング素子と第４のスイッチング素子が直列接続され
た前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前
記インバータの出力を正弦波に変換する出力フィルタ回
路とを有する無停電電源装置において、前記２個の直列
コンデンサから前記インバータの第３のスイッチング素
子の陽極側と第４のスイッチング素子の陰極側に電流を
導く第３の電路と第４の電路を同一鉄心の第２の電流変
換器を通して前記インバータの入力側で電流を検出する
特徴を有するものである。
【０００８】
【作用】第１の発明によれば、商用交流電圧を受電し、
前記コンバータの第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子を直列に接続する接続点に接続される入力
フィルタを通じて、前記第１と第２のスイッチング素子
を入力電源の周波数に同期した基準周波数で変調するＰ
ＷＭ制御により、入力には入力電圧に同期したほぼ正弦
波の電流を流し、前記２個の直列コンデンサを充電し
て、交流入力電圧を直流電圧に変換する。この状態で、
第１のスイッチング素子の陽極と前記２個の直列コンデ
ンサの陽極をつなぐ前記第１の電路及び第２のスイッチ
ング素子の陰極と前記２個の直列コンデンサの陰極をつ
なぐ前記第２の電路に流れる電流は前記第１と第２スイ
ッチング素子をスイッチングする周波数で変化する。前
記第１の電路と第２の電路を同一鉄心の第１の電流変換
器（ＣＴ）に貫通する事によって前記スイッチング素子
のスイッチング周波数で前記コンバータの電流を検出す
る。
前記コンバータの第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子を直列に接続する接続点に接続される入力
フィルタを通じて、前記第１と第２のスイッチング素子
を入力電源の周波数に同期した基準周波数で変調するＰ
ＷＭ制御により、入力には入力電圧に同期したほぼ正弦
波の電流を流し、前記２個の直列コンデンサを充電し
て、交流入力電圧を直流電圧に変換する。この状態で、
第１のスイッチング素子の陽極と前記２個の直列コンデ
ンサの陽極をつなぐ前記第１の電路及び第２のスイッチ
ング素子の陰極と前記２個の直列コンデンサの陰極をつ
なぐ前記第２の電路に流れる電流は前記第１と第２スイ
ッチング素子をスイッチングする周波数で変化する。前
記第１の電路と第２の電路を同一鉄心の第１の電流変換
器（ＣＴ）に貫通する事によって前記スイッチング素子
のスイッチング周波数で前記コンバータの電流を検出す
る。
【０００９】第２の発明によれば、前記インバータにお
いて前記第３のスイッチング素子がオンの時、前記第３
のスイッチング素子から前記第２の電流変換器、前記出
力フィルタと負荷を通じて前記２個の直列コンデンサへ
電流が流れ込み、第４のスイッチング素子がオンの時は
前記直列コンデンサより前記第２の電流変換器出力フィ
ルタを通じて第４のスイッチング素子に電流が流れ出す
ので出力フィルタと負荷には負と正の電圧が印加され
る。この正と負の電圧の繰り返しを数１０ｋＨｚでスイ
ッチングして前記正と負の電圧の比率を所定の周波数で
パルス幅を変調する事で出力に所定の周波数の電圧が得
られる。この状態で、前記２個の直列コンデンサから前
記インバータの前記第３のスイッチング素子の陽極側と
前記第４のスイッチング素子の陰極側に電流を導く第３
の電路と第４の電路を同一鉄心の第２の電流変換器（Ｃ
Ｔ）に貫通する事によって前記第３と第４のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数で前記インバータの電流を
検出する。
いて前記第３のスイッチング素子がオンの時、前記第３
のスイッチング素子から前記第２の電流変換器、前記出
力フィルタと負荷を通じて前記２個の直列コンデンサへ
電流が流れ込み、第４のスイッチング素子がオンの時は
前記直列コンデンサより前記第２の電流変換器出力フィ
ルタを通じて第４のスイッチング素子に電流が流れ出す
ので出力フィルタと負荷には負と正の電圧が印加され
る。この正と負の電圧の繰り返しを数１０ｋＨｚでスイ
ッチングして前記正と負の電圧の比率を所定の周波数で
パルス幅を変調する事で出力に所定の周波数の電圧が得
られる。この状態で、前記２個の直列コンデンサから前
記インバータの前記第３のスイッチング素子の陽極側と
前記第４のスイッチング素子の陰極側に電流を導く第３
の電路と第４の電路を同一鉄心の第２の電流変換器（Ｃ
Ｔ）に貫通する事によって前記第３と第４のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数で前記インバータの電流を
検出する。
【００１０】
【実施例】図１に本発明の実施例を示す。ＵＰＳでは商
用入力電圧を受電し、受電した商用電圧を入力フィルタ
２７とコンバータ８により直流電圧に変換される。直流
に変換された電圧をインバータ１９と出力フィルタ２７
によって再度交流電圧に変換される。この時、コンバー
タ８のスイッチング素子４、５の電流を検出し、過大電
流がコンバータ８に流れたときにコンバータ制御器２１
によってスイッチング素子４、５の駆動信号を停止して
コンバータ８のスイッチング素子４、５を保護する。さ
らにインバータ１９のスイッチング素子の電流を検出
し、過大電流がインバータ１９に流れたときにインバー
タ制御器２２によってスイッチング素子１３、１４の駆
動信号を停止してインバータ１９のスイッチング素子１
３、１４を保護する。
用入力電圧を受電し、受電した商用電圧を入力フィルタ
２７とコンバータ８により直流電圧に変換される。直流
に変換された電圧をインバータ１９と出力フィルタ２７
によって再度交流電圧に変換される。この時、コンバー
タ８のスイッチング素子４、５の電流を検出し、過大電
流がコンバータ８に流れたときにコンバータ制御器２１
によってスイッチング素子４、５の駆動信号を停止して
コンバータ８のスイッチング素子４、５を保護する。さ
らにインバータ１９のスイッチング素子の電流を検出
し、過大電流がインバータ１９に流れたときにインバー
タ制御器２２によってスイッチング素子１３、１４の駆
動信号を停止してインバータ１９のスイッチング素子１
３、１４を保護する。
【００１１】以下、コンバータ８の電流検出について説
明する。コンバータ８はハーフブリッジ方式のコンバー
タである。直列接続されたスイッチング素子４とスイッ
チング素子５及びフライホイルダイオード６、７で構成
するコンバータ８では、スイッチング素子４の陽極はコ
ンデンサ１１の陽極に接続され、スイッチング素子５の
陰極はコンデンサ１２の陰極に接続される。入力電源
１、入力フィルタ２７はコンデンサ１１とコンデンサ１
２の接続点とスイッチング素子４と５の接続点の間に接
続される。ＣＴ９に電路２３を正方向に貫通し、電路２
４は負方向に貫通してコンバータの電流を検出する。コ
ンバータ８はスイッチング素子４及びスイッチング素子
５に、図２（ａ）に示す基準発振と正弦波を比較するこ
とに伴う図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形を得て、このＰＷ
Ｍ波形でパルス幅制御することによって、各パルスごと
にリアクトル３に蓄積したエネルギをコンデンサ１１と
１２に伝達して入力交流電圧を直流電圧に変換する。こ
の時、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子
４と５を数１０ｋＨｚのスイッチングで入力電圧に同期
したＰＷＭ制御を行うので、入力電流には図２（ｃ）に
示すような入力電圧と同じ商用周波数の正弦波に近い電
流が流れる。なお、ＣＴ９には図２（ｄ）に示すコンバ
ータ電流が流れる。この電流はスイッチング素子４と５
の数１０ｋＨｚのスイッチング周波数の高周波電流であ
る。一方、フライホイルダイオード６にはスイッチング
素子４がオフ時に入力フィルタ２７のリアクトル３によ
る遅れ電流が流れるとともにフライホイルダイオード７
にはスイッチング素子５がオフ時に入力フィルタ２７の
リアクトル３による遅れ電流が流れる。
明する。コンバータ８はハーフブリッジ方式のコンバー
タである。直列接続されたスイッチング素子４とスイッ
チング素子５及びフライホイルダイオード６、７で構成
するコンバータ８では、スイッチング素子４の陽極はコ
ンデンサ１１の陽極に接続され、スイッチング素子５の
陰極はコンデンサ１２の陰極に接続される。入力電源
１、入力フィルタ２７はコンデンサ１１とコンデンサ１
２の接続点とスイッチング素子４と５の接続点の間に接
続される。ＣＴ９に電路２３を正方向に貫通し、電路２
４は負方向に貫通してコンバータの電流を検出する。コ
ンバータ８はスイッチング素子４及びスイッチング素子
５に、図２（ａ）に示す基準発振と正弦波を比較するこ
とに伴う図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形を得て、このＰＷ
Ｍ波形でパルス幅制御することによって、各パルスごと
にリアクトル３に蓄積したエネルギをコンデンサ１１と
１２に伝達して入力交流電圧を直流電圧に変換する。こ
の時、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子
４と５を数１０ｋＨｚのスイッチングで入力電圧に同期
したＰＷＭ制御を行うので、入力電流には図２（ｃ）に
示すような入力電圧と同じ商用周波数の正弦波に近い電
流が流れる。なお、ＣＴ９には図２（ｄ）に示すコンバ
ータ電流が流れる。この電流はスイッチング素子４と５
の数１０ｋＨｚのスイッチング周波数の高周波電流であ
る。一方、フライホイルダイオード６にはスイッチング
素子４がオフ時に入力フィルタ２７のリアクトル３によ
る遅れ電流が流れるとともにフライホイルダイオード７
にはスイッチング素子５がオフ時に入力フィルタ２７の
リアクトル３による遅れ電流が流れる。
【００１２】次に、インバータ１９の電流検出について
説明する。インバータ１９はハーフブリッジ方式のイン
バータであり、スイッチング素子１３とスイッチング素
子１４が直列接続され、入力電圧はコンデンサ１１とコ
ンデンサ１２で分割した電圧を使用する。ＣＴ３３、出
力フィルタ２８と負荷２０はコンデンサ１１とコンデン
サ１２の接続点とスイッチング素子１３と１４の接続点
との間に接続される。ＣＴ１０に電路２５を正方向に貫
通し、電路２６は負方向に貫通してインバータの電流を
検出する。スイッチング素子１３がオンの時はＣＴ１０
からスイッチング素子１３、出力フィルタ２８と負荷２
０を通じてコンデンサ１１、コンデンサ１２へ電流が流
れ込む。スイッチング素子１４がオンの時はコンデンサ
１１、コンデンサ１２より、出力フィルタ２８と負荷２
０を通じてスイッチング素子１４とＣＴ１０に電流が流
れ出すのでフィルタ２４と負荷には正と負の電圧が印加
されることになる。この正と負の電圧の繰り返しを、図
２（ａ）に示す基準発振を数１０ｋＨｚでスイッチング
して図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形により、前記正と負の
電圧の比率を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数でパル
ス幅を変調することで出力に所定の周波数の電圧が得ら
れる。また、リアクトル１８とコンデンサ１７で構成す
る出力フィルタ２８によってスイッチングによる高周波
電流リップルを少なくする。なお、この時ＣＴ１０に流
れる電流は図２（ｄ）に示す数１０ｋＨｚの高周波数の
電流である。一方、フライホイルダイオード１５にはス
イッチング素子１３がオフ時に入力フィルタ２８のリア
クトル１８による遅れ電流が流れるとともにフライホイ
ルダイオード１６にはスイッチング素子１４がオフ時に
入力フィルタ２８のリアクトル１８による遅れ電流が流
れる。
説明する。インバータ１９はハーフブリッジ方式のイン
バータであり、スイッチング素子１３とスイッチング素
子１４が直列接続され、入力電圧はコンデンサ１１とコ
ンデンサ１２で分割した電圧を使用する。ＣＴ３３、出
力フィルタ２８と負荷２０はコンデンサ１１とコンデン
サ１２の接続点とスイッチング素子１３と１４の接続点
との間に接続される。ＣＴ１０に電路２５を正方向に貫
通し、電路２６は負方向に貫通してインバータの電流を
検出する。スイッチング素子１３がオンの時はＣＴ１０
からスイッチング素子１３、出力フィルタ２８と負荷２
０を通じてコンデンサ１１、コンデンサ１２へ電流が流
れ込む。スイッチング素子１４がオンの時はコンデンサ
１１、コンデンサ１２より、出力フィルタ２８と負荷２
０を通じてスイッチング素子１４とＣＴ１０に電流が流
れ出すのでフィルタ２４と負荷には正と負の電圧が印加
されることになる。この正と負の電圧の繰り返しを、図
２（ａ）に示す基準発振を数１０ｋＨｚでスイッチング
して図２（ｂ）に示すＰＷＭ波形により、前記正と負の
電圧の比率を５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数でパル
ス幅を変調することで出力に所定の周波数の電圧が得ら
れる。また、リアクトル１８とコンデンサ１７で構成す
る出力フィルタ２８によってスイッチングによる高周波
電流リップルを少なくする。なお、この時ＣＴ１０に流
れる電流は図２（ｄ）に示す数１０ｋＨｚの高周波数の
電流である。一方、フライホイルダイオード１５にはス
イッチング素子１３がオフ時に入力フィルタ２８のリア
クトル１８による遅れ電流が流れるとともにフライホイ
ルダイオード１６にはスイッチング素子１４がオフ時に
入力フィルタ２８のリアクトル１８による遅れ電流が流
れる。
【００１３】
【発明の効果】スイッチング素子の保護のためにＵＰＳ
のコンバータ８、インバータ１９の電流検出において、
第１の発明のＵＰＳ電流検出器ではコンバータ８の電流
検出のためにＣＴ９をコンバータ８の出力側に設けるこ
とで数１０ｋＨｚの高周波でコンバータ８の電流を検出
し、さらに第２の発明のＵＰＳ電流検出器ではインバー
タ１９側の電流検出のためにＣＴ１０をインバータの入
力側に設けることで数１０ｋＨｚの高周波でインバータ
電流を検出する。高周波側でコンバータ及びインバータ
の電流を検出することで電流検出用の電流変換器（Ｃ
Ｔ）の鉄心の磁束密度を下げてＣＴを小型にすることが
できる。
のコンバータ８、インバータ１９の電流検出において、
第１の発明のＵＰＳ電流検出器ではコンバータ８の電流
検出のためにＣＴ９をコンバータ８の出力側に設けるこ
とで数１０ｋＨｚの高周波でコンバータ８の電流を検出
し、さらに第２の発明のＵＰＳ電流検出器ではインバー
タ１９側の電流検出のためにＣＴ１０をインバータの入
力側に設けることで数１０ｋＨｚの高周波でインバータ
電流を検出する。高周波側でコンバータ及びインバータ
の電流を検出することで電流検出用の電流変換器（Ｃ
Ｔ）の鉄心の磁束密度を下げてＣＴを小型にすることが
できる。
【図１】本発明の実施例の接続図である。
【図２】無停電電源装置の動作波形である。
【図３】従来技術の実施例の接続図である。
１ 電源 ２ コンデンサ ３ リアクトル ４、５ スイッチング素子 ６、７ ダイオード ８ コンバータ ９、１０ 電流変換器（ＣＴ） １１、１２ コンデンサ １３、１４ スイッチング素子 １５、１６ ダイオード １７ コンデンサ １８ リアクトル １９ インバータ ２１ コンバータ制御器 ２２ インバータ制御器 ２３、２４、２５、２６ 電路 ２７ 入力フィルタ ２８ 出力フィルタ ３０ コンバータ制御器 ３１ 電流変換器（ＣＴ） ３２ インバータ制御器 ３３ 電流変換器（ＣＴ）
Claims (2)
- 【請求項１】商用交流入力を受電し、入力フィルタを通
じて、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素
子が直列接続された交流入力電圧を直流電圧に変換する
コンバータと、前記コンバータの出力を平滑する直列接
続された２個の直列コンデンサと、前記２個の直列コン
デンサに第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子が直列接続された前記直流電圧を交流電圧に変換す
るインバータと、前記インバータの出力を正弦波に変換
する出力フィルタ回路とを有する無停電電源装置におい
て、 前記コンバータの第１のスイッチング素子の陽極側と第
２のスイッチング素子の陰極側を前記２個の直列コンデ
ンサに電流を導く第１の電路と第２の電路を同一鉄心の
第１の電流変換器に通して前記コンバータの出力側で電
流を検出することを特徴とする無停電電源装置の電流検
出器。 - 【請求項２】商用交流入力を受電し、入力フィルタを通
じて、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素
子が直列接続された交流入力電圧を直流電圧に変換する
コンバータと、前記コンバータの出力を平滑する直列接
続された２個の直列コンデンサと、前記２個の直列コン
デンサに第３のスイッチング素子と第４のスイッチング
素子が直列接続された前記直流電圧を交流電圧に変換す
るインバータと、前記インバータの出力を正弦波に変換
する出力フィルタ回路とを有する無停電電源装置におい
て、 前記２個の直列コンデンサから前記インバータの第３の
スイッチング素子の陽極側と第４のスイッチング素子の
陰極側に電流を導く第３の電路と第４の電路を同一鉄心
の第２の電流変換器を通して前記インバータの入力側で
電流を検出することを特徴とする無停電電源装置の電流
検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7276545A JP3032953B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | 無停電電源装置の電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7276545A JP3032953B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | 無停電電源装置の電流検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993949A true JPH0993949A (ja) | 1997-04-04 |
| JP3032953B2 JP3032953B2 (ja) | 2000-04-17 |
Family
ID=17570981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7276545A Expired - Fee Related JP3032953B2 (ja) | 1995-09-28 | 1995-09-28 | 無停電電源装置の電流検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3032953B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005304260A (ja) * | 2004-04-15 | 2005-10-27 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 直並列コンバータの保護回路 |
| JP2006006007A (ja) * | 2004-06-16 | 2006-01-05 | Daikin Ind Ltd | 電流測定装置 |
| JP2007082291A (ja) * | 2005-09-12 | 2007-03-29 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 無停電電源装置 |
| JP2010074969A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
-
1995
- 1995-09-28 JP JP7276545A patent/JP3032953B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005304260A (ja) * | 2004-04-15 | 2005-10-27 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 直並列コンバータの保護回路 |
| JP2006006007A (ja) * | 2004-06-16 | 2006-01-05 | Daikin Ind Ltd | 電流測定装置 |
| JP4613523B2 (ja) * | 2004-06-16 | 2011-01-19 | ダイキン工業株式会社 | 電流測定装置 |
| JP2007082291A (ja) * | 2005-09-12 | 2007-03-29 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 無停電電源装置 |
| JP2010074969A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3032953B2 (ja) | 2000-04-17 |
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