JP2618931B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- JP2618931B2 JP2618931B2 JP62276844A JP27684487A JP2618931B2 JP 2618931 B2 JP2618931 B2 JP 2618931B2 JP 62276844 A JP62276844 A JP 62276844A JP 27684487 A JP27684487 A JP 27684487A JP 2618931 B2 JP2618931 B2 JP 2618931B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はバッテリを有し交流−交流の電力変換を行
なう電力変換装置に関するものである。
なう電力変換装置に関するものである。
第８図は例えば、特願昭62−141856号（昭和62年６月
５日出願）に示された従来の電力変換装置を示す回路構
成図であり、図において、１は交流入力電源、２はこの
交流入力電源１に接続された第１のダイオード整流器、
３は上記第１のダイオード整流器２の出力側に接続され
たリアクトル、８は上記リアクトル３の出力側に接続さ
れた第１のインバータ、９は上記インバータ８の出力側
に接続された変圧器、10は上記変圧器９の２次巻線9aに
接続された第２のダイオード整流器、12は上記第２のダ
イオード整流器10の出力側に接続されたコンデンサ、13
は上記コンデンサ12に接続され上記第２のダイオード整
流器10の出力直流電圧を３相交流電圧に変換する第２の
インバータ、14は上記第２のインバータ13の出力側に接
続されたリアクトル、15は上記リアクトル14の出力側に
接続されたコンデンサ、21は上記変圧器９の３次巻線9b
に接続された第３のダイオード整流器、22は上記第３の
ダイオード整流器21の出力側に接続され、その出力直流
電圧でバッテリ７を充電するように動作する第１のスイ
ッチ、23は上記第１のスイッチの出力側に接続されたコ
ンデンサ、24は上記コンデンサの出力側と上記バッテリ
７との間に接続されたリアクトル、25は上記バッテリ７
と上記第１のダイオード整流器２の出力側との間に接続
された第２のスイッチである。
５日出願）に示された従来の電力変換装置を示す回路構
成図であり、図において、１は交流入力電源、２はこの
交流入力電源１に接続された第１のダイオード整流器、
３は上記第１のダイオード整流器２の出力側に接続され
たリアクトル、８は上記リアクトル３の出力側に接続さ
れた第１のインバータ、９は上記インバータ８の出力側
に接続された変圧器、10は上記変圧器９の２次巻線9aに
接続された第２のダイオード整流器、12は上記第２のダ
イオード整流器10の出力側に接続されたコンデンサ、13
は上記コンデンサ12に接続され上記第２のダイオード整
流器10の出力直流電圧を３相交流電圧に変換する第２の
インバータ、14は上記第２のインバータ13の出力側に接
続されたリアクトル、15は上記リアクトル14の出力側に
接続されたコンデンサ、21は上記変圧器９の３次巻線9b
に接続された第３のダイオード整流器、22は上記第３の
ダイオード整流器21の出力側に接続され、その出力直流
電圧でバッテリ７を充電するように動作する第１のスイ
ッチ、23は上記第１のスイッチの出力側に接続されたコ
ンデンサ、24は上記コンデンサの出力側と上記バッテリ
７との間に接続されたリアクトル、25は上記バッテリ７
と上記第１のダイオード整流器２の出力側との間に接続
された第２のスイッチである。
次に動作について説明する。まず、通常運転時には第
２のスイッチ25はオフされている。交流入力電流１の交
流電圧は第１のダイオード整流器２によって整流され、
またこの交流入力電源１の交流電流はリアクトル３を介
して第１のインバータ８によって正弦波状に制御され
る。
２のスイッチ25はオフされている。交流入力電流１の交
流電圧は第１のダイオード整流器２によって整流され、
またこの交流入力電源１の交流電流はリアクトル３を介
して第１のインバータ８によって正弦波状に制御され
る。
前記第１のインバータ８は入力側にリアクトルを設け
て電流制御型のPWM制御を行う。
て電流制御型のPWM制御を行う。
以下簡単のために３相インバータを構成する１つの単
相インバータの具体的な実施例を第９図を参照して説明
する。第９図は単相の交流入力電源１に対する第１のイ
ンバータ８の周辺の回路構成例であり、第１〜第３のダ
イオード整流器2,10,21及び第１のインバータ８は各々
単相ブリッジ接続されている。
相インバータの具体的な実施例を第９図を参照して説明
する。第９図は単相の交流入力電源１に対する第１のイ
ンバータ８の周辺の回路構成例であり、第１〜第３のダ
イオード整流器2,10,21及び第１のインバータ８は各々
単相ブリッジ接続されている。
第10図はバッテリ７の充・放電用スイッチである第１
及び第２のスイッチ22,25がオフ状態における第１のイ
ンバータ８の動作波形を示す。
及び第２のスイッチ22,25がオフ状態における第１のイ
ンバータ８の動作波形を示す。
前記、第１のインバータ８は高周波でスイッチング制
御され、交流入力電源１の電圧Vaに同相で正弦波状に瞬
時波形制御される。
御され、交流入力電源１の電圧Vaに同相で正弦波状に瞬
時波形制御される。
Vdは第１のダイオード整流器２の直流出力電圧の波形
を示しており、この第１のダイオード整流器２の直流出
力電流Idをこの直流出力電圧Vdと相似の波形になるよう
に第１のインバータ８で制御する。
を示しており、この第１のダイオード整流器２の直流出
力電流Idをこの直流出力電圧Vdと相似の波形になるよう
に第１のインバータ８で制御する。
例えば直流出力電流Idを示す波形中に破線で図示した
電流基準値に対して、時刻t1〜t2の期間では第１のイン
バータ８のアーム素子（MOSFETで構成している）S1とS3
を同時にオンし、直流短絡を生じさせる。この直流出力
電流Idはリアクトル３のみによって制限されてΔＩだけ
上昇する。
電流基準値に対して、時刻t1〜t2の期間では第１のイン
バータ８のアーム素子（MOSFETで構成している）S1とS3
を同時にオンし、直流短絡を生じさせる。この直流出力
電流Idはリアクトル３のみによって制限されてΔＩだけ
上昇する。
ここで、Ｌはリアクトル３のインダクタンスである。
直流出力電流Idが電流基準値を越えると、アーム素子
S3をオフし、アーム素子S4をオンする。このアーム素子
S1とS4がオンしている期間t2〜t3では直流出力電流Idは
第１のインバータ８を介して変圧器９の２次側9a及び第
２のダイオード整流器10を通ってコンデンサ12側に流れ
る。いわな、時刻t1〜t2の期間にリアクトル３に蓄えら
れたエネルギーを次の時刻t2〜t3の期間にコンデンサ12
側へ放出するように動作する。
S3をオフし、アーム素子S4をオンする。このアーム素子
S1とS4がオンしている期間t2〜t3では直流出力電流Idは
第１のインバータ８を介して変圧器９の２次側9a及び第
２のダイオード整流器10を通ってコンデンサ12側に流れ
る。いわな、時刻t1〜t2の期間にリアクトル３に蓄えら
れたエネルギーを次の時刻t2〜t3の期間にコンデンサ12
側へ放出するように動作する。
時刻t2〜t3期間の直流出力電流Idの減少分ΔIAは次の
ようになる。
ようになる。
ここで、Vcはコンデンサ12の電圧、ｎは変圧器９の１
次と２次の巻線比である。
次と２次の巻線比である。
すなわち、第１のインバータ８の出力電圧Vcは第１の
ダイオード整流器２の直流出力電圧Vdよりも大きくなる
ようにｎ及びVcは設定されなければらない。
ダイオード整流器２の直流出力電圧Vdよりも大きくなる
ようにｎ及びVcは設定されなければらない。
直流出力電流Idが電流基準値よりも低下するとアーム
素子S1をオフし、アーム素子S2をオンする。このとき、
アーム素子S2とS4がオンするため、第１のインバータ８
は再び直流短絡を生じ、時刻t3〜t4の期間には直流出力
電流Idは（１）式において、時間（t2−t1）の代りに時
間（t4−t3）に置き換えて得られる関係式に従い上昇す
る。
素子S1をオフし、アーム素子S2をオンする。このとき、
アーム素子S2とS4がオンするため、第１のインバータ８
は再び直流短絡を生じ、時刻t3〜t4の期間には直流出力
電流Idは（１）式において、時間（t2−t1）の代りに時
間（t4−t3）に置き換えて得られる関係式に従い上昇す
る。
直流出力電流Idが電流基準値を越えるとアーム素子S4
をオフし、アーム素子S3をオンする。このとき第１のイ
ンバータ８の出力電流Iiは時刻t2〜t3のときの波形と逆
極性になり、変圧器９の２次側9a及び第２のダイオード
整流器10を介してコンデンサ12へ流れ、第１のインバー
タ８には交流の出力電流が得られる。
をオフし、アーム素子S3をオンする。このとき第１のイ
ンバータ８の出力電流Iiは時刻t2〜t3のときの波形と逆
極性になり、変圧器９の２次側9a及び第２のダイオード
整流器10を介してコンデンサ12へ流れ、第１のインバー
タ８には交流の出力電流が得られる。
時刻t4〜t5の期間には直流出力電流Idは（２）式にお
いて時間（t3−t2）の代りに時間（t5−t4）に置き換え
て得られる関係式に従い減少する。
いて時間（t3−t2）の代りに時間（t5−t4）に置き換え
て得られる関係式に従い減少する。
以上のように第１のインバータ８のアーム素子の４つ
のスイッチングモードで繰返し制御して電流基準値に追
従して波形制御する。交流入力電源１の電流Iaは第１の
ダイオード整流器２の整流動作により、正弦波状の交流
電流波形になる。
のスイッチングモードで繰返し制御して電流基準値に追
従して波形制御する。交流入力電源１の電流Iaは第１の
ダイオード整流器２の整流動作により、正弦波状の交流
電流波形になる。
第１のインバータ８のもう一つの機能として、コンデ
ンサ12の電圧を一定に制御しており、これはコンデンサ
12の電圧基準値と実際値の偏差に応じて電流基準値の大
きさ（振幅）を変化させて、第１のインバータ８で追従
して波形制御することにより行える。
ンサ12の電圧を一定に制御しており、これはコンデンサ
12の電圧基準値と実際値の偏差に応じて電流基準値の大
きさ（振幅）を変化させて、第１のインバータ８で追従
して波形制御することにより行える。
次にバッテリ７の充電方法について第11図及び第12図
（ａ），（ｂ）を参照して説明する。第11図は第１のス
イッチ22をオンしたときの第１のインバータ８の出力側
からみた等価回路図である。ここで第１のインバータ８
は出力電流Iiを発生する電流源として示され、変圧器９
の１次と３次巻線比をｍとし、コンデンサ23の電圧をVb
としている。第１のインバータ８の出力側からみた場合
のコンデンサ12及び23の電圧は各々VCON＝nVc,VbON＝mV
bで表わせる。
（ａ），（ｂ）を参照して説明する。第11図は第１のス
イッチ22をオンしたときの第１のインバータ８の出力側
からみた等価回路図である。ここで第１のインバータ８
は出力電流Iiを発生する電流源として示され、変圧器９
の１次と３次巻線比をｍとし、コンデンサ23の電圧をVb
としている。第１のインバータ８の出力側からみた場合
のコンデンサ12及び23の電圧は各々VCON＝nVc,VbON＝mV
bで表わせる。
なお、簡単のため変圧器９の励磁インダクタンス及び
漏れインダクタンス成分は省略している。
漏れインダクタンス成分は省略している。
第１のスイッチ22をオフした場合には当然ながら、第
１のインバータ８の出力電流Iiはコンデンサ12側へ流れ
る。次に第１のスイッチ22をオンした場合には、VCON＜
VbONのときにはやはりコンデンサ12側へ流れ、VCON＞V
bONのときにコンデンサ23側へ流れる。すなわち第２及
び第３のダイオード整流器10,21の整流作用により、低
い電圧を発生するコンデンサ側へ第１のインバータ８の
出力電流Iiは流れる。
１のインバータ８の出力電流Iiはコンデンサ12側へ流れ
る。次に第１のスイッチ22をオンした場合には、VCON＜
VbONのときにはやはりコンデンサ12側へ流れ、VCON＞V
bONのときにコンデンサ23側へ流れる。すなわち第２及
び第３のダイオード整流器10,21の整流作用により、低
い電圧を発生するコンデンサ側へ第１のインバータ８の
出力電流Iiは流れる。
従ってバッテリ７を充電するためには、nVc＞mVb＞Vd
となるようにｍとVbを設定しなければならない。
となるようにｍとVbを設定しなければならない。
第12図（ａ），（ｂ）はnVc＞mVbの条件を満足させる
ようにｍとVbとを設定して、第１のスイッチ22によって
バッテリ７を充電する場合の動作波形例を示している。
ようにｍとVbとを設定して、第１のスイッチ22によって
バッテリ７を充電する場合の動作波形例を示している。
第12図（ａ）は第１のダイオード整流器２の直流出力
電圧Vdの低い時間帯で間欠的に第１のスイッチ22を導通
させてバッテリを充電するもので、VbON＞Vdの関係が確
保されているため、第１のスイッチ22を含む充電回路を
経てバッテリ７を充電できる。
電圧Vdの低い時間帯で間欠的に第１のスイッチ22を導通
させてバッテリを充電するもので、VbON＞Vdの関係が確
保されているため、第１のスイッチ22を含む充電回路を
経てバッテリ７を充電できる。
このバッテリ７の充電電流I0はフイルタとして作用す
るコンデンサ23及びリアクトル24で平滑化される。
るコンデンサ23及びリアクトル24で平滑化される。
尚、第12図（ａ）ではコンデンサ23の電圧VbONが直流
出力電圧Vdのピーク値よりも低い場合に採用できる充電
方法であるが、VbONがVdのピーク値よりも高い場合には
第12図（ｂ）に示すように第１のインバータ８のスイッ
チング毎に充電動作が行える。
出力電圧Vdのピーク値よりも低い場合に採用できる充電
方法であるが、VbONがVdのピーク値よりも高い場合には
第12図（ｂ）に示すように第１のインバータ８のスイッ
チング毎に充電動作が行える。
第12図（ｂ）では２種類の第１のスイッチ22の制御モ
ードを示しており、第１のインバータ８のパルス状の出
力電流Iiに同期し、そのパルス状電流の前縁部と後縁部
で第１のスイッチ22をオンさせているが、さらにこのパ
ルス状電流の中間部で第１のスイッチ22をオンさせても
よい。
ードを示しており、第１のインバータ８のパルス状の出
力電流Iiに同期し、そのパルス状電流の前縁部と後縁部
で第１のスイッチ22をオンさせているが、さらにこのパ
ルス状電流の中間部で第１のスイッチ22をオンさせても
よい。
次に交流入力電源１が停電した場合には速かに充電用
の第１のスイッチ22をオフするとともに、第２のスイッ
チ25（ここではサイリスタを用いたものを図示してい
る）を導通させる。
の第１のスイッチ22をオフするとともに、第２のスイッ
チ25（ここではサイリスタを用いたものを図示してい
る）を導通させる。
このとき、第１のダイオード整流器２の出力側には第
２のスイッチ25を介してバッテリ７の電圧が印加され
る。バッテリ７の放電電流は第１のインバータ８によっ
て制御されるが、この場合の第１のインバータ８の電流
基準値としては速かにフラットな直流電流基準値に切換
えて運転する。
２のスイッチ25を介してバッテリ７の電圧が印加され
る。バッテリ７の放電電流は第１のインバータ８によっ
て制御されるが、この場合の第１のインバータ８の電流
基準値としては速かにフラットな直流電流基準値に切換
えて運転する。
尚、交流入力電源１が復電した場合には第１のインバ
ータ８の電流基準値を正弦波の全波整流波形状に切換え
るとともに第２のスイッチ25をオフし、充電用の第１の
スイッチ22によりバッテリ７の充電を行う。
ータ８の電流基準値を正弦波の全波整流波形状に切換え
るとともに第２のスイッチ25をオフし、充電用の第１の
スイッチ22によりバッテリ７の充電を行う。
ここで第２のスイッチ25としてサイリスタを用いた場
合には、交流入力電圧Vaを第１のダイオード整流器２で
整流して得られる直流電圧がバッテリ７の電圧よりも大
きくなる時点でターンオフされる。
合には、交流入力電圧Vaを第１のダイオード整流器２で
整流して得られる直流電圧がバッテリ７の電圧よりも大
きくなる時点でターンオフされる。
従って、サイリスタを第２のスイッチ25として用いた
場合には、バッテリ７の電圧は第１のダイオード整流器
２の直流電圧Vdのピーク値よりも小さい値に設定しなけ
ればならないが、第２のスイッチ25としてはサイリスタ
以外に自己消孤形半導体素子（例えばGTO,SITH,SIT,ト
ランジスタなど）であってもよく、この場合には上記バ
ッテリ７の電圧の制限はない。
場合には、バッテリ７の電圧は第１のダイオード整流器
２の直流電圧Vdのピーク値よりも小さい値に設定しなけ
ればならないが、第２のスイッチ25としてはサイリスタ
以外に自己消孤形半導体素子（例えばGTO,SITH,SIT,ト
ランジスタなど）であってもよく、この場合には上記バ
ッテリ７の電圧の制限はない。
このような単相電力変換装置３組が３相交流電源に接
続され、第８図に示す３相電力変換装置を構成する。つ
まり、第１のダイオード整流器２、リアクトル３、第１
のインバータ８、変圧器９、第２のダイオード整流器10
及び第３のダイオード整流器21で構成されるものが３
組、３相交流電源に接続され、上記３組の第２のダイオ
ード整流器10の出力側は共通に接続されて、上記３組の
第１のインバータ８は３相交流電源に対して３相の正弦
波状電流を流すように個別に制御する。
続され、第８図に示す３相電力変換装置を構成する。つ
まり、第１のダイオード整流器２、リアクトル３、第１
のインバータ８、変圧器９、第２のダイオード整流器10
及び第３のダイオード整流器21で構成されるものが３
組、３相交流電源に接続され、上記３組の第２のダイオ
ード整流器10の出力側は共通に接続されて、上記３組の
第１のインバータ８は３相交流電源に対して３相の正弦
波状電流を流すように個別に制御する。
第２のインバータ13は３相ブリッジで構成され、３相
の交流出力電圧を発生する。３組の第３のダイオード整
流器21の出力側は共通に接続され、第１のスイッチ22を
介してコンデンサ23に接続され、リアクトル24を介して
バッテリ７を充電する。
の交流出力電圧を発生する。３組の第３のダイオード整
流器21の出力側は共通に接続され、第１のスイッチ22を
介してコンデンサ23に接続され、リアクトル24を介して
バッテリ７を充電する。
バッテリ７の放電用の第２のスイッチ25はサイリスタ
25aと複数のダイオードから構成され、バッテリ７の正
極から第２のサイリスタ25aを介して３つのダイオード
によって３組の第１のダイオード整流器２の各正極の出
力側に接続され、またバッテリ７の負極からは直接３つ
のダイオードを介して３組の第１のダイオード整流器２
の各負極の出力側に接続されて放電路を構成している。
25aと複数のダイオードから構成され、バッテリ７の正
極から第２のサイリスタ25aを介して３つのダイオード
によって３組の第１のダイオード整流器２の各正極の出
力側に接続され、またバッテリ７の負極からは直接３つ
のダイオードを介して３組の第１のダイオード整流器２
の各負極の出力側に接続されて放電路を構成している。
尚、第２のサイリスタ25aの出力側に接続されている
３組のダイオードをサイリスタに置き換えて第２のサイ
リスタ25aを省略してもよい。
３組のダイオードをサイリスタに置き換えて第２のサイ
リスタ25aを省略してもよい。
従来の電力変換装置は以上のように構成されているの
で、交流入力電源１の電圧が例えば停電などで低下した
場合には、充電用の第１のスイッチ22をオフするととも
に第２のスイッチ25を速かに動作させる必要がある。
又、第１のインバータ８の電流基準値もこの時点で全波
整流波形からフラットな直流基準値に切換えるために、
速かな停電検出を行なわなければならない。更に、入力
電源電圧が停電検出レベル付近を上下するため、動作が
不安定になるなどの問題点があった。
で、交流入力電源１の電圧が例えば停電などで低下した
場合には、充電用の第１のスイッチ22をオフするととも
に第２のスイッチ25を速かに動作させる必要がある。
又、第１のインバータ８の電流基準値もこの時点で全波
整流波形からフラットな直流基準値に切換えるために、
速かな停電検出を行なわなければならない。更に、入力
電源電圧が停電検出レベル付近を上下するため、動作が
不安定になるなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、交流入力電源の入力電流の波形歪を縮減し
て高効率で運転でき、定常運転時の電力変換器の効率を
向上できるとともに交流入力電源の電圧が停電などで低
下してもスイッチの切換え動作などを行なうことなく、
安定した運転のできる電力変換装置を得ることを目的と
する。
れたもので、交流入力電源の入力電流の波形歪を縮減し
て高効率で運転でき、定常運転時の電力変換器の効率を
向上できるとともに交流入力電源の電圧が停電などで低
下してもスイッチの切換え動作などを行なうことなく、
安定した運転のできる電力変換装置を得ることを目的と
する。
この発明に係る電力変換装置は、３相交流入力電源に
接続された第１のダイオード整流器と、前記第１のダイ
オード整流器の出力側にリアクトルを介して接続され、
交流入力電流がほぼ正弦波になるように各相のダイオー
ド整流器のそれぞれ入力電流が約120゜期間通電するよ
う制御し、かつ前記交流入力よりも高い周波数の交流電
力を出力する電流形インバータと、前記電流形インバー
タの出力側に変圧器を介して接続した第２のダイオード
整流器と、通常運転時における前記交流入力電圧の波高
値の1/2の電圧に選定され該電圧より該交流入力電圧に
低下したときには前記リアクトルに入力電流を流すよう
に前記第１のダイオード整流器の出力側に逆流防止用ダ
イオードを介して接続されたバッテリとを備えたもので
ある。
接続された第１のダイオード整流器と、前記第１のダイ
オード整流器の出力側にリアクトルを介して接続され、
交流入力電流がほぼ正弦波になるように各相のダイオー
ド整流器のそれぞれ入力電流が約120゜期間通電するよ
う制御し、かつ前記交流入力よりも高い周波数の交流電
力を出力する電流形インバータと、前記電流形インバー
タの出力側に変圧器を介して接続した第２のダイオード
整流器と、通常運転時における前記交流入力電圧の波高
値の1/2の電圧に選定され該電圧より該交流入力電圧に
低下したときには前記リアクトルに入力電流を流すよう
に前記第１のダイオード整流器の出力側に逆流防止用ダ
イオードを介して接続されたバッテリとを備えたもので
ある。
この発明における電力変換装置は、交流入力電源また
はバッテリのいずれか電圧の高いものからリアクトルを
介してインバータに入力電流を流すことにより、例えば
停電もしくは復電による交流入力電源の電圧変動に対し
て安定した運転を可能とする。
はバッテリのいずれか電圧の高いものからリアクトルを
介してインバータに入力電流を流すことにより、例えば
停電もしくは復電による交流入力電源の電圧変動に対し
て安定した運転を可能とする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、30はバッテリ７から第１のダイオード整
流器２の出力側へ電流が流れる方向に接続された逆流防
止用ダイオードであり、その他、前記第８図と同一の部
分には同一の符号を付して説明を省略する。
１図において、30はバッテリ７から第１のダイオード整
流器２の出力側へ電流が流れる方向に接続された逆流防
止用ダイオードであり、その他、前記第８図と同一の部
分には同一の符号を付して説明を省略する。
第２図は説明のために第１図の３相回路の１相分を示
した回路構成図であり、図中、第１図と同一の部分には
同一の符号を付している。また、変圧器９の３次巻線9b
とバッテリ７の充電のための回路及び第２のインバータ
13以降の回路は省略している。
した回路構成図であり、図中、第１図と同一の部分には
同一の符号を付している。また、変圧器９の３次巻線9b
とバッテリ７の充電のための回路及び第２のインバータ
13以降の回路は省略している。
第３図乃至第６図は動作説明のための電圧、電流波形
図である。第３図において、（ａ）は交流入力電圧Va、
（ｂ）はインバータ８の入力電圧、（ｃ）はインバータ
電流Iiである。
図である。第３図において、（ａ）は交流入力電圧Va、
（ｂ）はインバータ８の入力電圧、（ｃ）はインバータ
電流Iiである。
第４図において、（ａ）は線間電圧VUV、（ｂ）〜
（ｄ）は線間電流IUV,IVW,IWU、（ｅ）〜（ｇ）は線電
流IU,IV,IWである。
（ｄ）は線間電流IUV,IVW,IWU、（ｅ）〜（ｇ）は線電
流IU,IV,IWである。
第５図は交流入力電源１からの入力電圧低下時の電圧
電流波形図であり、第５図において、（ａ）は交流入力
電圧Vaと直流入力電圧Vb、（ｂ）はインバータ電流Ii,
（ｃ）は第１のダイオード整流器２に流れる入力電流、
（ｄ）は線電流IU、（ｅ）は１相分のバッテリ電流Ib、
（ｆ）は３相分のバッテリ電流Ibである。
電流波形図であり、第５図において、（ａ）は交流入力
電圧Vaと直流入力電圧Vb、（ｂ）はインバータ電流Ii,
（ｃ）は第１のダイオード整流器２に流れる入力電流、
（ｄ）は線電流IU、（ｅ）は１相分のバッテリ電流Ib、
（ｆ）は３相分のバッテリ電流Ibである。
第６図は交流入力電源１の停電時の電圧、電流波形図
であり、第６図において、（ａ）は１相分のバッテリ電
流Ib、（ｂ）は３相分のバッテリ電流Ibである。
であり、第６図において、（ａ）は１相分のバッテリ電
流Ib、（ｂ）は３相分のバッテリ電流Ibである。
次に動作について説明する。まず、通常運転時には、
交流入力電源１からの交流入力電圧Vaは第１のダイオー
ド整流器２に入力される。
交流入力電源１からの交流入力電圧Vaは第１のダイオー
ド整流器２に入力される。
一方、バッテリ７からの直流入力電圧Vbは上記交流入
力電源の交流入力電圧の波高値の1/2の電圧に選定され
ており、逆流防止用ダイオード30を介して第１のダイオ
ード整流器２の出力側に印加される。
力電源の交流入力電圧の波高値の1/2の電圧に選定され
ており、逆流防止用ダイオード30を介して第１のダイオ
ード整流器２の出力側に印加される。
従って、インバータ８の入力電圧Vdは第３図（ｂ）に
波形を示すように、半周期の内交流入力電源の整流され
た電圧の方が高い120゜期間は整流された交流入力電圧V
aが、その他のバッテリ７の直流入力電圧Vbの方が高い
期間には直流入力電圧Vbが印加される。
波形を示すように、半周期の内交流入力電源の整流され
た電圧の方が高い120゜期間は整流された交流入力電圧V
aが、その他のバッテリ７の直流入力電圧Vbの方が高い
期間には直流入力電圧Vbが印加される。
上記第１のインバータ８は高周波でスイッチング制御
され、上記交流入力電源の整流された電圧の方が高い12
0゜期間だけ電流が流れるように瞬時波形制御される。
され、上記交流入力電源の整流された電圧の方が高い12
0゜期間だけ電流が流れるように瞬時波形制御される。
そして、その電流波形は上記120゜期間の最初の60゜
期間には正弦波の０゜〜60゜期間の波形が、後の60゜期
間には正弦波の120゜〜180゜期間の波形が流れるように
制御する。即ち、第３図（ｃ）に示す交流入力電圧Vaの
零の時点t0から半周期ではインバータ電流Iiは以下のよ
うに表わされる。
期間には正弦波の０゜〜60゜期間の波形が、後の60゜期
間には正弦波の120゜〜180゜期間の波形が流れるように
制御する。即ち、第３図（ｃ）に示す交流入力電圧Vaの
零の時点t0から半周期ではインバータ電流Iiは以下のよ
うに表わされる。
但しωは角速度、I0は第３図（ｃ）に示す電流波形の
正弦波波高値、電流波形波高値（IP）の （コンデンサ12の電圧Vcが所定値になるように制御され
る）。
正弦波波高値、電流波形波高値（IP）の （コンデンサ12の電圧Vcが所定値になるように制御され
る）。
従って、第１のダイオード整流器２の入力側の交流入
力電源からは、波高値IPで通電期間120゜の断続電流が
流れ、一方バッテリ７からは電流が流れない。
力電源からは、波高値IPで通電期間120゜の断続電流が
流れ、一方バッテリ７からは電流が流れない。
尚、このような目標波形に対するインバータの瞬時波
形制御は、上記従来の実施例の正弦波状の目標波形に対
する制御と同様に行なえばよい。
形制御は、上記従来の実施例の正弦波状の目標波形に対
する制御と同様に行なえばよい。
次にこのような単相電力変換器３台をΔ接続にして構
成した第１図の三相回路について、第４図の波形図を参
照して説明する。三相回路の線間電圧をそれぞれVUV,V
VW,VWUとすると、各変換器の電流IUV,IVW,IWUはそれぞ
れ第４図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すように、波高値
IPで通電時間120゜で互いに120゜ずつ位相がずれた波形
になる。
成した第１図の三相回路について、第４図の波形図を参
照して説明する。三相回路の線間電圧をそれぞれVUV,V
VW,VWUとすると、各変換器の電流IUV,IVW,IWUはそれぞ
れ第４図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すように、波高値
IPで通電時間120゜で互いに120゜ずつ位相がずれた波形
になる。
入力電源の線電流IU,IV,IWはそれぞれ第４図（ｅ），
（ｆ），（ｇ）に示すようにIU＝IUV−IWU,IV＝IVW−I
UV,IW＝VWU−IVWとなり、波高値I0三相正弦波電流にな
る。
（ｆ），（ｇ）に示すようにIU＝IUV−IWU,IV＝IVW−I
UV,IW＝VWU−IVWとなり、波高値I0三相正弦波電流にな
る。
又、第４図（ａ）と同（ｅ）とを比較すると、線電流
IUの位相は線間電圧VUVから30゜遅れた位相、即ち相電
圧VUの位相と一致していることが判り、他の相の線電流
IV,IWの位相もそれぞれ相電圧VV,VWの位相と一致してい
る。従って、入力電流は交流入力電源１に対して正弦波
状で力率１の電流になる。
IUの位相は線間電圧VUVから30゜遅れた位相、即ち相電
圧VUの位相と一致していることが判り、他の相の線電流
IV,IWの位相もそれぞれ相電圧VV,VWの位相と一致してい
る。従って、入力電流は交流入力電源１に対して正弦波
状で力率１の電流になる。
次に交流入力電源１の電圧が低下した場合について第
５図に示す波形図を参照して説明する。交流入力電源１
の電圧が低下すると、第１のダイオード整流器２によっ
て整流された電圧も低下するが、バッテリ７の直流電圧
Vbは一定なので、整流された電圧の方が高い期間が120
゜の幅よりも短くなる。
５図に示す波形図を参照して説明する。交流入力電源１
の電圧が低下すると、第１のダイオード整流器２によっ
て整流された電圧も低下するが、バッテリ７の直流電圧
Vbは一定なので、整流された電圧の方が高い期間が120
゜の幅よりも短くなる。
第１のインバータ８を流れる電流波形Ii（第５図
（ｂ）に示す）を変えなければ、交流入力電源１から第
１のダイオード整流器２に流れる入力電流Iaは第５図
（ｃ）に示すように120゜の幅より短かくなる。
（ｂ）に示す）を変えなければ、交流入力電源１から第
１のダイオード整流器２に流れる入力電流Iaは第５図
（ｃ）に示すように120゜の幅より短かくなる。
又、３相の交流入力電源１を流れる線電流、例えばIU
は第５図（ｄ）に示すように半周期毎に山の２個ある継
続した電流になる。但しこの線電流波形の基本周波数成
分は相電圧に対して位相遅れがなく力率１である。
は第５図（ｄ）に示すように半周期毎に山の２個ある継
続した電流になる。但しこの線電流波形の基本周波数成
分は相電圧に対して位相遅れがなく力率１である。
一方、交流入力電源１から供給されない部分の電流
は、バッテリ７から逆流防止用ダイオード30を通して供
給され、そのバッテリ電流Ibの波形は第５図（ｅ）に示
すように、又３相分のバッテリ電流Ibはそれぞれ第５図
（ｆ）に示すようになる。このような動作が頻繁におこ
ることを避けるためには、バッテリ７の直流電圧Vbを交
流入力電源１の最低入力電圧の波高値の1/2以下に選定
すれば停電時以外には発生しない。
は、バッテリ７から逆流防止用ダイオード30を通して供
給され、そのバッテリ電流Ibの波形は第５図（ｅ）に示
すように、又３相分のバッテリ電流Ibはそれぞれ第５図
（ｆ）に示すようになる。このような動作が頻繁におこ
ることを避けるためには、バッテリ７の直流電圧Vbを交
流入力電源１の最低入力電圧の波高値の1/2以下に選定
すれば停電時以外には発生しない。
更に、交流入力電源１が停電した場合について第６図
に示す波形図を参照して説明する。この場合、インバー
タ電流Iiは全てバッテリ７から供給され、そのバッテリ
電流Ibの波形は第６図（ａ）に示すように、又３相分の
バッテリ電流Ib波形は第６図（ｂ）に示すようになる。
に示す波形図を参照して説明する。この場合、インバー
タ電流Iiは全てバッテリ７から供給され、そのバッテリ
電流Ibの波形は第６図（ａ）に示すように、又３相分の
バッテリ電流Ib波形は第６図（ｂ）に示すようになる。
この時、インバータ８の制御は電流波形を瞬時制御し
ているので、入力電圧が全波整流状からフラットな直流
電圧に変わっても自動的に追従する。
ているので、入力電圧が全波整流状からフラットな直流
電圧に変わっても自動的に追従する。
交流入力電源１が停電した場合には、循環電流が流れ
ないよう第１のスイッチ22を開放することが望ましく、
復電した場合には再び第１のスイッチ22を投入する必要
があるが、これらの動作は時間遅れがあってもよく、停
電の検出には簡単な回路で十分なフィルタとヒステリシ
スを設けることができる。
ないよう第１のスイッチ22を開放することが望ましく、
復電した場合には再び第１のスイッチ22を投入する必要
があるが、これらの動作は時間遅れがあってもよく、停
電の検出には簡単な回路で十分なフィルタとヒステリシ
スを設けることができる。
第７図はバッテリ７の充電を、交流入力電源１から別
の変圧器26及びサイリスタ整流器27を介して行なうよう
にしたこの発明の別の実施例を示す。
の変圧器26及びサイリスタ整流器27を介して行なうよう
にしたこの発明の別の実施例を示す。
第７図において、変圧器26は絶縁と電圧整合のために
使用され、サイリスタ整流器27によりバッテリ電圧を制
御する。サイリスタ整流器27の入力電流には高調波が含
まれ、力率も１ではないが、バッテリ充電電流は通常放
電電流よりも小さく、変圧器26及びサイリスタ整流器27
の容量はインバータ８の容量よりもかなり小さいので、
実用上は問題なく、上記実施例と同様の効果を奏する。
使用され、サイリスタ整流器27によりバッテリ電圧を制
御する。サイリスタ整流器27の入力電流には高調波が含
まれ、力率も１ではないが、バッテリ充電電流は通常放
電電流よりも小さく、変圧器26及びサイリスタ整流器27
の容量はインバータ８の容量よりもかなり小さいので、
実用上は問題なく、上記実施例と同様の効果を奏する。
更に、交流入力電源１が停電した場合には自動的に充
電動作を行なわなくなるので、停電を検出して第１のス
イッチ22を開閉する回路を省略できるという効果もあ
る。
電動作を行なわなくなるので、停電を検出して第１のス
イッチ22を開閉する回路を省略できるという効果もあ
る。
なお、上記実施例では、バッテリの直流電圧が交流入
力電源の交流電圧の波高値の1/2に選定されているが、
通常運転時における交流入力電源の交流電圧より低い範
囲において、その交流電圧の波高値の1/2以外に選定し
ても上記実施例と同様の効果を奏する。
力電源の交流電圧の波高値の1/2に選定されているが、
通常運転時における交流入力電源の交流電圧より低い範
囲において、その交流電圧の波高値の1/2以外に選定し
ても上記実施例と同様の効果を奏する。
上記実施例では第２及び第３のダイオード整流器10,2
1として単相ブリッジ構成されたものを示したが、変圧
器９の２次,3次巻線9a,9bに中間タップを設けて単相セ
ンタタップ接続に構成されたものであってもよい。
1として単相ブリッジ構成されたものを示したが、変圧
器９の２次,3次巻線9a,9bに中間タップを設けて単相セ
ンタタップ接続に構成されたものであってもよい。
又、変圧器９に２次,3次巻線を設けて各々ダイオード
整流器10,21に接続するようにしたものを示したが、個
別に変圧器を２台設けるようにしてもよい。
整流器10,21に接続するようにしたものを示したが、個
別に変圧器を２台設けるようにしてもよい。
更に、第１のインバータ８として単相ブリッジ構成の
ものを示したが、プッシュプル形のものであってもよ
い。
ものを示したが、プッシュプル形のものであってもよ
い。
上記実施例では交流−交流の電力変換を行うものを示
したが、第２のインバータ13を省略して、交流−直流の
電力変換を行うものに適用できることは説明するまでも
ない。
したが、第２のインバータ13を省略して、交流−直流の
電力変換を行うものに適用できることは説明するまでも
ない。
以上のように、この発明によれば、３相交流入力電源
に接続される第１のダイオード整流器と、前記第１のダ
イオード整流器の出力側にリアクトルを介して接続さ
れ、交流入力電流がほぼ正弦波になるように各相のダイ
オード整流器のそれぞれの入力電流が約120゜期間通電
するように制御し、かつ交流入力よりも高い周波数の交
流電力を出力する電流形インバータを接続し、通常運転
次における前記３相交流入力電圧の波高値の1/2の電圧
に選定され該電圧より該交流入力電圧が低下したとき、
前記第１のダイオード整流器の出力側に逆流防止用ダイ
オードを介して接続したバッテリから前記リアクトルに
入力電流を流すように構成したので、交流入力電源の電
流の波形歪を縮減できるとともに高力率で運転でき、定
常運転時の電力変換器の効率を向上できるとともに停電
時もしくは復電時にも安定した運転ができる効果があ
る。
に接続される第１のダイオード整流器と、前記第１のダ
イオード整流器の出力側にリアクトルを介して接続さ
れ、交流入力電流がほぼ正弦波になるように各相のダイ
オード整流器のそれぞれの入力電流が約120゜期間通電
するように制御し、かつ交流入力よりも高い周波数の交
流電力を出力する電流形インバータを接続し、通常運転
次における前記３相交流入力電圧の波高値の1/2の電圧
に選定され該電圧より該交流入力電圧が低下したとき、
前記第１のダイオード整流器の出力側に逆流防止用ダイ
オードを介して接続したバッテリから前記リアクトルに
入力電流を流すように構成したので、交流入力電源の電
流の波形歪を縮減できるとともに高力率で運転でき、定
常運転時の電力変換器の効率を向上できるとともに停電
時もしくは復電時にも安定した運転ができる効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置を示す
回路構成図、第２図はその一部分を示す回路構成図、第
３図乃至第６図は動作説明のための電圧、電流波形図、
第７図はこの発明の別の実施例による電力変換装置を示
す回路構成図、第８図，第９図は従来の電力変換装置を
示す回路構成図、第10図は動作説明のための電圧、電流
波形図、第11図はバッテリ付近の等価回路図、第12図
（ａ），（ｂ）は動作説明のための電圧、電流波形図で
ある。 １は交流入力電源、２は第１のダイオード整流器、３は
リアクトル、７はバッテリ、８は第１のインバータ、30
は逆流防止用ダイオード。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
回路構成図、第２図はその一部分を示す回路構成図、第
３図乃至第６図は動作説明のための電圧、電流波形図、
第７図はこの発明の別の実施例による電力変換装置を示
す回路構成図、第８図，第９図は従来の電力変換装置を
示す回路構成図、第10図は動作説明のための電圧、電流
波形図、第11図はバッテリ付近の等価回路図、第12図
（ａ），（ｂ）は動作説明のための電圧、電流波形図で
ある。 １は交流入力電源、２は第１のダイオード整流器、３は
リアクトル、７はバッテリ、８は第１のインバータ、30
は逆流防止用ダイオード。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】３相交流入力電源に接続された第１のダイ
オード整流器と、前記第１のダイオード整流器の出力側
にリアクトルを介して接続され、交流入力電流がほぼ正
弦波になるように各相の整流器の入力電流が約120゜期
間通電するよう制御し、かつ前記交流入力よりも高い周
波数の交流電力を出力する電流形インバータと、前記電
流形インバータの出力側に変圧器を介して接続した第２
のダイオード整流器と、通常運転時における前記交流入
力電圧の波高値の1/2の電圧に選定され該電圧より該交
流入力電圧が低下したときには前記リアクトルに入力電
流を流すように前記第１のダイオード整流器の出力側に
逆流防止用ダイオードを介して接続したバッテリとを備
えた電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62276844A JP2618931B2 (ja) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62276844A JP2618931B2 (ja) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01122329A JPH01122329A (ja) | 1989-05-15 |
| JP2618931B2 true JP2618931B2 (ja) | 1997-06-11 |
Family
ID=17575193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62276844A Expired - Fee Related JP2618931B2 (ja) | 1987-10-30 | 1987-10-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2618931B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP5018225B2 (ja) * | 2007-05-10 | 2012-09-05 | コニカミノルタビジネステクノロジーズ株式会社 | 電力変換装置及び画像形成装置 |
| WO2009104349A1 (ja) * | 2008-02-18 | 2009-08-27 | ニッタ株式会社 | Ａｃ／ａｃ変換用電源装置 |
| FR2941107B1 (fr) * | 2009-01-09 | 2015-08-14 | Hispano Suiza Sa | Systeme electrique de demarrage des moteurs d'un aeronef |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5963975A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-11 | Origin Electric Co Ltd | 整流装置の制御方法 |
| JPS61244232A (ja) * | 1985-04-22 | 1986-10-30 | 株式会社明電舎 | 無停電電源装置 |
| JPS6264223A (ja) * | 1985-09-13 | 1987-03-23 | 富士電機株式会社 | 無停電々源装置 |
| JPS62178126A (ja) * | 1986-01-30 | 1987-08-05 | 新神戸電機株式会社 | 無停電電源装置 |
| JPS62193515A (ja) * | 1986-02-18 | 1987-08-25 | 株式会社明電舎 | 無停電電源装置 |
-
1987
- 1987-10-30 JP JP62276844A patent/JP2618931B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH01122329A (ja) | 1989-05-15 |
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