JPH09266340A - 半導体レーザ制御方法及び装置 - Google Patents
半導体レーザ制御方法及び装置Info
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- JPH09266340A JPH09266340A JP7449696A JP7449696A JPH09266340A JP H09266340 A JPH09266340 A JP H09266340A JP 7449696 A JP7449696 A JP 7449696A JP 7449696 A JP7449696 A JP 7449696A JP H09266340 A JPH09266340 A JP H09266340A
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Abstract
もイニシャライズ時に適正な電流加算値を設定でき、半
導体レーザの光出力波形を常に最適な方形波に近付ける
ようにする。 【解決手段】 イニシャライズ時にタイミング生成部3
1により誤差増幅部23の制御速度より十分に遅いタイ
ミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき微分
量子効率検出部32により半導体レーザ1の微分量子効
率を検出し、この検出結果をメモリ部33に記憶し、こ
のメモリ部33のデータに従い加算電流設定部34の電
流値を設定するようにした。
Description
デジタル複写機、光ディスク装置、光通信装置等におけ
る光源として用いられる半導体レーザを駆動制御するた
めの半導体レーザ制御方法及び装置に関する。
つ、駆動電流により高速に直接変調を行うことができる
ので、近年、レーザプリンタ等の光源として広く使用さ
れている。
との関係は、温度により著しく変化するので、半導体レ
ーザの光強度を所望の値に設定しようとする場合に問題
となる。この問題を解決して半導体レーザの利点を活か
すために、従来、様々なAPC(Automatic Power C
ontrol)回路が提案されている。
式に大別される。 半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、
この受光素子に発生する半導体レーザの光出力に比例す
る受光電流に比例する信号と、発光レベル指令信号とが
等しくなるように、常時、半導体レーザの順方向電流を
制御する光・電気負帰還ループにより半導体レーザの光
出力を所望の値に制御する方式。 パワー設定期間内には半導体レーザの光出力を受光
素子によりモニタし、この受光素子に発生する受光電流
(半導体レーザの光出力に比例する)に比例する信号
と、発光レベル指令信号とが等しくなるように半導体レ
ーザの順方向電流を制御し、パワー設定期間外にはパワ
ー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向の値を保
持することにより、半導体レーザの光出力を所望の値に
制御するとともに、パワー設定期間外にはパワー設定期
間中に設定した半導体レーザの順方向電流を情報に基づ
いて変調することにより半導体レーザの光出力に情報を
載せる方式。 半導体レーザの温度を測定し、その測定した温度信
号によって半導体レーザの順方向電流を制御したり、又
は、半導体レーザの温度を一定とするように制御するこ
とで、半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方
式。
めには、の方式が望ましい。しかし、受光素子の動作
速度や、光・電気負帰還ループを構成している増幅素子
の動作速度等の限界により制御速度に限界が生じる。例
えば、制御速度の目安として、光・電気負帰還ループの
開ループでの交叉周波数を考慮した場合、この交叉周波
数をf0 としたとき、半導体レーザの光出力のステップ
応答特性は、 Pout =P0{1−exp(−2πf0t)} Pout ;半導体レーザの光出力 P0 ;半導体レーザの設定された光強度 t ;時間 により近似される。
体レーザの光出力を変化させた直後から、設定された時
間τ0 が経過するまでの全光量(光出力の積分値∫P
out・dt)が所定の値となることが必要とされ、 ∫Pout ・dt=P0・τ0{1−(1/2πf0τ0 )
[1−exp(−2πf0τ0 )]} のような式で表される。
0.4%とした場合、f0 >800MHzとしなければ
ならず、これは極めて困難である。
のような問題は発生せず、半導体レーザを高速に変調す
ることが可能であるので多用されている。しかし、この
の方式によると、半導体レーザの光出力を常時制御し
ている訳ではないので、外乱等により容易に半導体レー
ザの光量変動を生じてしまう。外乱としては、例えば、
半導体レーザのドゥループ特性があり、半導体レーザの
光量はこのドゥループ特性により容易に数%程度の誤差
を生じてしまう。半導体レーザのドゥループ特性を抑制
する試みとして、半導体レーザの熱時定数に半導体レー
ザ駆動電流の周波数特性を合わせて補償する方法などが
提案されているが、半導体レーザの熱時定数は各半導体
レーザ毎に個別にばらつきがあり、また、半導体レーザ
の周囲環境により異なる等の問題がある。
ば、特開平2−205086号公報により提案されてい
る。同公報によれば、図9に示すように、半導体レーザ
1の光出力を受光素子2によりモニタし、その出力と発
光レベル指令信号(DATA)とが等しくなるように、常
時、半導体レーザ1の順方向電流を制御する光・電気負
帰還ループ3と、発光レベル指令信号(DATA)を半導体
レーザ1の順方向電流に変換する電流駆動部4とを有
し、光・電気負帰還ループ3の制御電流と電流駆動部4
により生成された駆動電流の和(又は、差)の電流によ
って半導体レーザ1の光出力を制御する方式が開示され
ている。図示例では、前記光・電気負帰還ループ3は半
導体レーザ1と受光素子2とIDA1 なる定電流源5と反
転増幅器6とにより構成され、この反転増幅器6の出力
により、抵抗Re とともに半導体レーザ1に直列に接続
された駆動トランジスタ7を駆動制御するように構成さ
れている。また、電流駆動部4はIDA2 なる定電流源8
により構成されている。
部4により直接駆動する電流に相当する光出力をPS と
した場合、半導体レーザ1の光出力のステップ応答特性
は、 Pout =P0 +(PS −P0 ){1−exp(−2πf0t
)} で近似される。PS ≒P0 であれば、瞬時に半導体レー
ザの光出力がP0 に等しくなるので、f0 の値は光・電
気負帰還ループ3のみの場合に比べて小さくてよい。図
10(a)が光・電気負帰還ループ3のみによる場合の
光出力の変化の様子を示すのに対し、図10(b)は電
流駆動部4による定電流分IDA2 が付加された場合の光
出力の変化の様子を示す。現実的には、f0 =40MH
z程度であればよく、この程度の交叉周波数であれば容
易に実現できる。
ト多値化技術の経緯について説明する。レーザプリンタ
は、当初、ラインプリンタに代わるノンインパクトプリ
ンタとして開発されたが、レーザプリンタの高速高解像
性からイメージプリンタとしての適用が早くから検討さ
れ、ディザ法をベースとした様々な記録方法が実用化さ
れている。また、近年の半導体技術の急速な進展によ
り、処理可能な情報量が急速に増大し、レーザプリンタ
においては、1ドット多値化技術が実用化され、より確
実にイメージプリンタとしての地位を固めつつある。し
かしながら、現行の多値化レベルはハイエンド機におい
ては8ビット相当の出力レベルを備えているが、ローエ
ンド機では高々数値程度に抑えられている。これは、一
因としては情報量の多さもあるが、主として、1ドット
多値化出力を実現する半導体レーザ制御変調部の回路規
模が大きく高価であることによる。
ーザ制御変調方式としては、 A.光強度変調方式 B.パルス幅変調方式 C.パルス幅強度混合変調方式 が提案されている。
lation) 光出力自身を変化させて記録する方式であり、中間露光
領域を利用して中間調記録を実現するため、印字プロセ
スの安定化が重要な要件であり、印字プロセスに対する
要求が厳しくなる。しかしながら、半導体レーザの制御
変調は容易となる。
Width Modulation) 光出力レベルとしては2値であるが、その発光時間(つ
まり、パルス幅)を変化させて記録する方式であるの
で、PM方式と比較すると、中間露光領域の利用度が少
なく、さらに、隣接ドットを結合させることにより中間
露光領域を一層低減させることが可能となる(印字プロ
セス安定性に対する要求が低減する)。しかし、パルス
幅設定を8ビット、かつ、隣接ドット結合を実現する場
合には半導体レーザ制御変調部の構成は複雑となる。
PM方式) PM方式では印字プロセスの安定化への要求が厳しくな
り、PWM方式では半導体レーザ制御変調部が複雑とな
る問題を有することから、これらのPM方式とPWM方
式とを組み合わせた方式であり、例えば、特開平6−3
47852号公報中に開示されている。
であり、印字プロセスに対して安定であるPWM方式を
基調とし、そのパルス間の移り変わり部をPM方式によ
り補完する方式である。この変調方式は、同じ階調数を
実現する場合、各々単独の変調方式に比較して、必要と
なるパルス幅数、パワー値数が組み合わせることにより
少なくなるので、各々の方式分の構成を容易に達成で
き、印字プロセスに対して安定であると同時に集積化に
適しており、小型化・低コスト化を図ることができる。
体レーザ制御装置には、基本的には図11に示すような
画像データと画素クロックとを入力とするパルス幅生成
部及びデータ変調部11が設けられ、このパルス幅生成
部及びデータ変調部11が図9に例示したような回路構
成の半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部12に
対する発光レベル指令信号なるDATAを出力するように構
成されている。即ち、入力される画像データに従ってパ
ルス幅生成部及びデータ変調部11によりPWM方式を
基調とし、その移り変わり部をPM方式により補完す
る。その半導体レーザの光出力波形の基本概念図を図1
2に示す。図12にはパルス幅3値、パワー6値の合計
18階調を出力する場合における半導体レーザの光出力
波形を模式的に示すものである。
PWM方式であるので、中間露光領域を利用するパワー
変調部は最小パルス幅で出力する必要がある。このよう
な光出力を得るためには、例えば、図13に示すように
パルス幅をPWMとすると、PWMOUT とPWMOUT+
PMOUT(PMOUT は最小パルス幅)、又は、PWMOU
T とPMOUT (PMOUT は最小パルス幅)との2パルス
を生成すればよい。PWMOUT のパルスにおいて全ビッ
トをHレベルにし、PMOUT のパルスにおいてデータに
従って各ビットをオン・オフさせれば、図12や図13
に示すような光出力の波形を得ることができる。図12
中、上段が右寄せの右モード、下段が左寄せの左モード
を示す。
を考えた場合、常時最適化された理想的な光出力の波形
を高速制御下に得るためには、図10(b)中に示すP
S 分を適正に設定し、より矩形波に近付けることが重要
といえる。特に、図12等で説明したパルス幅強度混合
方式を用いてより多階調の変調を実現しようとする場合
には重要となる。
として、図14に示すような温度による動作電流変化特
性、図15に示すような経時変化(特に、微分量子効率
の変化)による動作電流変化特性がある。この内、温度
による動作電流変化特性に関しては図9中に示したよう
な光・電気負帰還ループ3を常に動作させることにより
半導体レーザ1の発振閾値電流Ithが温度により変化し
てもその変化に制御系が追従するため、常に、制御系が
発振閾値電流Ithを半導体レーザ1の順方向電流として
流すことにより対処される。
変化に伴う動作電流変化特性は、図示の如く、一般に、
温度による場合よりも大きな変化特性を示す。この変化
特性が、図10(b)中に示すPS 分に影響を及ぼし、
得ようとする光出力Pout に対して大きすぎてオーバシ
ュートを生じたり、小さすぎてアンダシュートを生じ高
速制御に支障を来す等の不都合がある。
ては、半導体レーザの微分量子効率の検出精度に関して
特に工夫されておらず、その検出精度が悪く、自由度が
少ないため、光出力波形を理想的な矩形波に近付ける点
で不十分となっている。
入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅
変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成する
パルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザ
と、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子
と、ともに光・電気負帰還ループを形成して前記受光素
子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受
光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与
えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体
レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記光・
電気負帰還ループの制御電流との和又は差の電流により
前記半導体レーザの駆動を制御するように生成されて前
記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発
光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方
向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微
分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分
量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、この
メモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結
果により発光指令信号に対応する電流を設定する加算電
流設定部と、タイミング生成部とを備え、イニシャライ
ズ時に前記タイミング生成部により前記誤差増幅部の制
御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタ
イミング信号に基づき前記微分量子効率検出部により前
記半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミング
での検出結果を前記メモリ部に記憶し、このメモリ部に
記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流
を設定するようにした。
いて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調と
を同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強
度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レー
ザの光出力をモニタする受光素子と、ともに光・電気負
帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半
導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅
変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号
とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を
制御する誤差増幅部と、前記光・電気負帰還ループの制
御電流との和又は差の電流により前記半導体レーザの駆
動を制御するように生成されて前記パルス幅変調・強度
変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆
動電流を前記半導体レーザに順方向電流を流す電流駆動
部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分
量子効率検出部と、イニシャライズ時にこの微分量子効
率検出部の検出動作を制御するタイミング信号を生成す
るタイミング生成部と、前記微分量子効率検出部の各タ
イミングでの検出結果を記憶するメモリ部と、このメモ
リ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果に
より発光指令信号に対応する電流を設定する加算電流設
定部とを備えている。
の発明によれば、経時変化に伴う半導体レーザの微分量
子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といった
イニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し
直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部によ
る高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レー
ザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのな
い、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的
な光出力波形が得られる。
うに、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部
と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部と加算電
流設定部とタイミング生成部とが1チップの集積回路に
集積化して構成された場合にも、光出力波形の理想化を
維持することができる。
明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧
シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回
路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電
流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の
時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前
記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体
レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回
路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時におい
て、或るタイミングT0に半導体レーザの光出力を所望
の最大値とし前記タイミングT0から或る一定時間経過
したタイミングT1に前記半導体レーザの光出力を所望
の最小値として、前記タイミングT1とこのタイミング
T1より或る一定時間経過したタイミングT2との間に
前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させ
て電流を設定するようにしている。
を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に
近付け得る1手段を提供できる。
ング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により
設定されたタイミング信号を生成するようにしている。
従って、例えば遅延回路により構成した場合、光・電気
負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導
体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出
力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャ
ライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
ミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出
力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにして
いる。従って、タイミング生成部に発振回路を用いるこ
とにより、生成すべきタイミング数が多い場合であって
も唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミン
グを自在に設定できる。さらには、そのコンデンサの容
量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要
にできる。
ミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含
み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路
がタイミング信号を生成するようにしている。従って、
発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路
を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成と
することができる。
し図6に基づいて説明する。本発明の半導体レーザ制御
装置は、例えば、レーザプリンタ等における光書込用に
用いられる半導体レーザの光出力を制御するための制御
装置として適用されている。ここに、本実施の形態にあ
っても基本的には前述したようなパルス幅強度混合変調
方式や、光・電気負帰還ループの負担を軽減させる光・
電気負帰還ループ+加算電流値制御方式を踏襲してお
り、図9ないし図15で示した部分と同一部分は同一符
号を用いて示す。
制御装置13は、概略的には、図11に示したように、
パルス幅生成部及びデータ変調部11と半導体レーザ制
御部及び半導体レーザ駆動部12とにより構成されてい
る。ここに、前記半導体レーザ制御部及び半導体レーザ
駆動部12は、図9に示したように光・電気負帰還ルー
プ3と電流駆動部4とを主体として構成されている。こ
れにより、パルス幅生成部及びデータ変調部11によっ
て既にPWM変調を受けたデータが定電流源5,8に入
力され、定電流源5の電流値IDA1 は反転増幅器6、半
導体レーザ1、受光素子2を介して光・電気負帰還ルー
プ3を形成し、定電流源8の電流値IDA2 は半導体レー
ザ1の順方向電流となり高速に半導体レーザ1の光出力
に変換されることで、高速に半導体レーザ1の制御及び
駆動が可能となる。この場合、電流駆動部4として機能
する定電流源8による電流IDA2 、従って、光出力PS
の値を所望の値に設定することで、前述したように半導
体レーザ1の光出力を高速にPWM及びPM変調するこ
とが可能とされている。
ザ制御装置13の、より詳細な構成例を示す。まず、本
実施の形態では、入力データをパルス幅変調データと強
度変調データとに変換した複数のパルスを生成するパル
ス幅生成部及びデータ変調部11と半導体レーザ制御部
及び駆動部12とが、その一部の構成要素を除く殆どの
要素に関して1チップの集積回路20として集積化され
て構成されている。より詳細には、一部の回路構成に関
して後述する如く、バイポーラトランジスタにより1チ
ップ化されている。ここに、パルス幅生成部及びデータ
変調部11に関しては、特に詳述しないが、例えば、タ
イミングの異なる複数のパルスを生成するPLL構成の
パルス生成手段と、入力された画像データをパルス幅変
調データと強度変調データとに変換する論理記述を含む
データ変換部と、このデータ変換部から得られるパルス
幅変調データに従ってパルス生成手段の出力中からパル
スを選択するパルス幅変調部等を備えて構成されるが、
これらの論理記述等を実行するバイポーラトランジスタ
による回路構成とされている。
12側について説明する。まず、光・電気負帰還ループ
3は、発光指令信号設定部21と発光指令信号生成部2
2と誤差増幅器23(反転増幅器6に相当する)と電流
駆動部24と半導体レーザ1と受光素子2とにより構成
されている。動作としては、変調されたデータに従って
発光指令信号生成部22にて生成された電流と、半導体
レーザ1の光出力に比例して受光素子2より出力される
モニタ電流とを比較し、その誤差分を誤差増幅器23及
び電流駆動部24を介して半導体レーザ1の順方向電流
に変換することにより光・電気負帰還ループ3を構成す
る。ここで、一般に半導体レーザ1の微分量子効率や受
光素子2の光・電気変換受光感度には素子ばらつきがあ
るので、各々の特性に合わせて、電流値を設定する必要
がある。このような素子ばらつきに関しては、前記発光
指令信号設定部21において、半導体レーザ1が所望の
光出力となるように外部からの電流設定信号により電流
値IDA1 、即ち、直流動作的には受光素子2のモニタ電
流値を設定することにより、個体差を吸収して半導体レ
ーザ1が常に所望の光出力となるように設定することが
可能となる。
チ構成で前記誤差増幅器23の出力を所望の電位分瞬時
に電圧シフトする電圧シフト部25として構成されてい
る。この電圧シフト部25による電圧シフトは、瞬時に
半導体レーザ1の順方向電流となり、半導体レーザ1の
光出力の高速変調が可能とされている。特に、光・電気
負帰還ループ3なる制御系内にこの電流駆動部24とし
て機能する電圧シフト部25を有して光・電気負帰還ル
ープ3側と同一の出力部を持たせることにより、回路を
構成する上で、素子数の低減と消費電力の低減とを図れ
る。
5のバイポーラトランジスタを用いた回路構成例を示
す。まず、発光指令信号生成部22にあるPD端子にお
いて、この発光指令信号生成部22中のD/A変換部に
より入力されたデータを電流IDA1 に変換し、受光素子
2より半導体レーザ1の光出力に比例して流れるモニタ
電流IPDと比較し、その結果を発光指令信号生成部22
中のトランジスタQ1 のベースにおいて検出する。この
結果をトランジスタQ2 ,Q3 等で構成される差動アン
プ41に入力し、その出力を抵抗R1 を介してLD端子
より半導体レーザ1の順方向電流とする光・電気負帰還
ループ3を構成している。ここに、差動アンプ41より
LD端子に至る間に、トランジスタQ4 ,Q5 ,抵抗R
2 等で構成されて差動回路となる差動スイッチ42によ
りその出力を所望の電位分、瞬時に電圧シフトするよう
に電圧シフト部25が構成されている。この電圧シフト
は、トランジスタQ6 〜Q8 等で構成されるエミッタフ
ォロワ43を介して瞬時に半導体レーザ1の順方向電流
となる。ここに、本実施の形態においては、前述したよ
うに、最終的に半導体レーザ1を駆動する駆動トランジ
スタ7と抵抗Re とを集積回路20に対して外付けとし
ており、この駆動トランジスタ7と抵抗Re には、半導
体レーザ1を駆動するために数十〜数百mA程度の電流
を流す必要があるが、本実施の形態のような構成の場
合、半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部12内
部における電流は、駆動部につながる出力部においても
せいぜい数mAで十分であるので、消費電力が低減し、
集積化が容易となる。図2に示す回路において、電流駆
動部24の電圧シフト量を決定しているのが、抵抗R
2 ,R3 、トランジスタQ9 等であるが、上述したよう
に半導体レーザ1の微分量子効率には素子ばらつきがあ
り、また、経時変化による効率劣化があるため、半導体
レーザ1の微分量子効率を検出し、この電圧シフト量を
設定する構成とすることにより、前述した図10(b)
に示したような光出力PS が重畳された光出力を得るこ
とができる。また、図2に示す回路において、トランジ
スタQ2 ,Q3 等で構成される差動アンプ41は、抵抗
R4 において電源電圧Vccよりの降下電圧としてその出
力を構成しているが、光・電気負帰還ループ3は半導体
レーザ1の光出力をリアルタイムで制御しているので、
電源電圧変動も同時に制御している。また、受光素子2
を経てPD端子(発光指令信号生成部22中のトランジ
スタQ4 のベース電位)にて検出した結果を、差動アン
プ41に入力する過程で、トランジスタQ11,Q12,抵
抗R4 を介して帰還をかけており、この差動アンプ41
の電圧ゲインを抵抗R5 ,R6 の抵抗値により決定し、
ゲインを小さくすることでこの差動アンプ41の交叉周
波数をより高くし制御速度を向上させている。
電圧シフト量を設定する機能を実現するためのブロック
が、図1中では、タイミング生成部31、微分量子効率
検出部32、メモリ部33及び加算電流設定部34によ
り構成されている。これにより、概略的には、タイミン
グ生成部31において誤差増幅器23の制御速度より十
分遅いタイミング信号を生成し、そのタイミングにおい
て半導体レーザ1の微分量子効率を微分量子効率検出部
32により検出し、その検出結果をメモリ部33に記録
し、そのメモリ部33のデータに従い、加算電流設定部
34の電流値を設定する。この動作は電源投入時若しく
はリセット時(半導体レーザ1の光出力オフ時)といっ
た所定のイニシャライズ時だけイニシャライズ動作とし
て行われ、通常動作時には、加算電流設定部34の電流
値を保持する。
タートアップ部35が接続されている。このスタートア
ップ部35は、電源投入時に電源電圧がまだ所定の値に
達するまでの期間に、半導体レーザ1に過大電流が流れ
ることにより発生する半導体レーザ1の劣化や破損から
の保護と、前記タイミング生成部31において必要なイ
ニシャライズ開始信号の生成を行う役目を担う。このス
タートアップ部35に設定される或る設定電位は、なる
べく電源電圧の所定の電位に近い電位に設定される。例
えば、電源電圧の所定の電位が5.0Vの場合におい
て、或る設定電位が2〜3V程度に設定した場合にはま
だ回路全体が所望の動作をしているとはいえないが、
4.5V程度に設定すればほぼ回路全体が所望の動作を
していると考えてよく、より安全に半導体レーザ1の保
護とイニシャライズ開始信号の生成とを行うことができ
る。具体的制御としては、受光素子2の端子の電位を強
制的にHレベルとすることにより誤差増幅器23の出力
が強制的なLレベルとされ、半導体レーザ1の順方向電
流が流れないように抑制することで半導体レーザ1の保
護を行う。また、同時に、後述するように、TDSTART端
子 の電位を強制的にHレベルとすることで、前記タイ
ミング生成部31における発振回路(後述する)を強制
的に発振しないように抑制する。そして、電源電圧(こ
こでは、Vcc)が或る設定電位以上になると、半導体レ
ーザ1の保護を解除して通常動作状態とし、かつ、前記
タイミング生成部31における発振回路の発振抑制を解
除することにより発振開始信号とする。同時に、前記タ
イミング生成部31の電流源を生成するVPTDSTART端子
電位 を出力する。
延回路を用いて構成することも可能であるが、本実施の
形態では、発振回路36とバイアス回路(図示せず)と
ラッチ回路37とにより構成されている。概略的には、
発振回路36において生成された発振信号をラッチ回路
37にてラッチし、ラッチしたデータを次段に順次伝達
することにより、例えば、T0〜T5なる6個のタイミ
ング信号を生成し、最終タイミングと同時に前記発振回
路36を強制的に発振しないように抑制する構成とされ
ている。
前記誤差増幅器23の誤差出力中のピーク値を検出する
サンプルホールド回路38と、このサンプルホールド回
路38の出力値を所定値と比較する比較器39とにより
構成されている。
較結果を前記タイミング生成部31により生成されるタ
イミングT1〜T5に同期して保持する機能を有する。
前記加算電流設定部34は、例えば、5ビットのD/A
変換器40により構成されている。
て説明する。まず、前記発振回路36のバイポーラトラ
ンジスタによる回路構成例を図3に示す。また、イニシ
ャライズ時の概略動作を図5に示す。トランジスタQ22
のコレクタ電位VQ22Cが図4中の発振動作として表さ
れ、このトランジスタQ22のコレクタ電流が、トランジ
スタQ24,Q25で構成される差動スイッチ46によりオ
ン、オフし、トランジスタQ22のコレクタ電流がオンの
時にトランジスタQ21のコレクタ電流よりも大きい場合
には、トランジスタQ22のコレクタ電位VQ22Cは、各々
の電流がコンデンサC1 へのチャージ、ディスチャージ
を繰り返すことにより発振する。
電源投入時より、前記スタートアップ部35から発振開
始タイミング信号TSが送られてくるまでの間は、TDST
ART端子の電位は強制的にHレベル(殆どVccと同電
位)であり、また、VPTDSTART端子は0Vであるので、V
PTDSTART 端子より生成されるトランジスタQ23のコレ
クタ電流は0であり、差動スイッチ46もトランジスタ
Q25がLレベルであるが、トランジスタQ23のコレクタ
電流が0であるので、トランジスタQ22のコレクタ電流
も0となっている。その後、発振開始タイミング信号T
Sを過ぎると、トランジスタQ22のコレクタ電流が流れ
始め、差動スイッチ46においてトランジスタQ25がL
レベルであるので、トランジスタQ23のコレクタ電流が
トランジスタQ22,Q26によるカレントミラー回路47
により折り返され、トランジスタQ22のコレクタ電流と
なる。このタイミングTSでは、電源部(図示せず)の
電流は0であるので、トランジスタQ22のコレクタ電流
がトランジスタQ21のコレクタ電流より大きい場合には
トランジスタQ22のコレクタ電位VQ22C、即ち、TDSTAR
T端子電位 は、徐々に低下する。そして、トランジスタ
Q24のベース電位がトランジスタQ25のべース電位と同
電位若しくはより低下する瞬間に、差動スイッチ46が
動作し、トランジスタQ24がオンとなりトランジスタQ
26のコレクタ電流、従って、トランジスタQ22のコレク
タ電流がオフとなり、トランジスタQ25のベース電位は
トランジスタQ24のコレクタ電流と抵抗R11とで決まる
電位分上昇する。この瞬間が、タイミングT0である。
Q22のコレクタ電流がオフとなるので、トランジスタQ
22のコレクタ電位VQ22C、即ち、TDSTART端子電位 は、
徐々に上昇する。そして、トランジスタQ24のベース電
位がトランジスタQ25のベース電位と同電位若しくはよ
り上昇する瞬間に、差動スイッチ46が反転し、トラン
ジスタQ22のコレクタ電流がオンとなる発振動作を繰り
返す。この発振の振幅は、トランジスタQ24のコレクタ
電流と抵抗R11とで決まる電位で決定され、周期はトラ
ンジスタQ21のコレクタ電流、トランジスタQ22のコレ
クタ電流、コンデンサC1 の容量により決定され、これ
らの値を適正に決定することにより所望のタイミング信
号を得ることができる。
22のコレクタ電流がトランジスタQ21のコレクタ電流の
丁度2倍の時、トランジスタQ21のコレクタ電流と、
(トランジスタQ22のコレクタ電流)−(トランジスタ
Q21のコレクタ電流)なる電流とが等しくなり、コンデ
ンサC1 にチャージ、ディスチャージされる単位時間当
たりの電荷量が等しくなるので、図4中に示すような、
立上り時間と立下り時間とが等しい三角波となる。
トランジスタQ25のベースに方形波が得られ、電圧シフ
ト、スイング量調整、反転なる処理がなされた後、図4
中に示すトランジスタQX のエミッタ電位VQXE の出力
波形が得られる。
なるラッチ回路48の回路構成例を図4に示す。前記ラ
ッチ回路37は、本実施の形態においては、タイミング
信号T0〜T5を生成するため、ラッチ回路48が6段
に接続されて構成されるが、図4にその1構成単位とな
りタイミング信号T0生成用のラッチ回路48を示す。
図示例にあっては、複数のトランジスタ、抵抗を構成要
素として構成されており、この内、トランジスタQ31〜
Q33で1つのスイッチ49aを形成し、また、トランジ
スタQ34〜Q36で1つのスイッチ49bを形成してい
る。前記スイッチ49aにおいては、前記トランジスタ
Q33のコレクタ電流がオンの時、トランジスタQ31のベ
ース電位、即ち、データをトランジスタQ37のベース電
位及びエミッタ電位に反転して出力する。また、スイッ
チ49bにおいては、トランジスタQ36のコレクタ電流
がオンの時、トランジスタQ34のベースがトランジスタ
Q37のエミッタに接続されるので、出力をそのまま保持
する動作となる。
ジスタQ36のベースを/CLK (信号に関して、“/”は
反転を示す)、トランジスタQ31のベースをDATA0 、ト
ランジスタQ37のエミッタを出力Qとして、これらの関
係を論理式で表すと、 Q=CLK・DATA0 +/CLK・Q となる。
(図5参照)のエミッタ電位VQXE、つまり、トランジ
スタQ36のベース/CLK は、タイミングTSよりタイミ
ングT0までHレベルで出力保持状態にあり、また、ト
ランジスタQ38,Q39等で構成される電流源50は、ス
タートアップ部35からのVPTDSTART をベース電位とす
ることにより、タイミングTSまでは電流が0でタイミ
ングTSとなる瞬間より電流が流れるので、出力Qはタ
イミングT0までHレベルとなっている。タイミングT
0となると、出力Qが初めてLレベルとなり、タイミン
グT0以降、トランジスタQ31のベース(入力データ)
がLレベルであるので、出力QはLレベルの状態を保持
する。この状態を、図5中のトランジスタQ37のエミッ
タ電位VQ3 7E(タイミング信号T0)の波形として示
す。
トランジスタQ37のエミッタ電位VQ37EをDATA1 とする
と、 Q′=/CLK・DATA1 +CLK・Q′ とすることで、図5中にVQ37(1)Eで示すタイミング信
号T1を得ることができる。
得ることができる。図5中のVQ37 (n)E における“n”
は段数1〜5を示す。
終段のラッチ回路において、そのベースがデータ入力部
であるトランジスタ(図4中のトランジスタQ31に相
当)のコレクタ電流をトランジスタ等を介して発振回路
36中のトランジスタQ5 のベース電流、即ち、この発
振回路36を駆動させる電流とすることで、タイミング
TSよりタイミングT4までは電流を流すが、タイミン
グT4となる瞬間にトランジスタQ5 のベース電流、従
って、コレクタ電流をオフさせることが可能となる。
間のみ発振し、所望のタイミング信号を生成し終わると
同時に発振を停止することで、発振回路36の発振動作
が他の回路に雑音や電流変動等の悪影響を及ぼさない回
路構成とされている。また、前述したようなタイミング
信号T0〜T5を生成するためには遅延回路等を用いて
構成することも可能であるが、本実施の形態のように、
発振回路36を用いて構成することにより、唯一、コン
デンサC1 をLSI(集積回路20)外の外付け素子と
することで多数のタイミング信号を生成する場合であっ
ても、発振回路36のタイミングを自在に設定すること
ができる。もっとも、タイミング生成部31を遅延回路
を用いて構成した場合、タイミングを自在に設定するた
めには各々のタイミングを決定する外付け素子を必要と
するが、必要とするタイミング数が少ない場合には遅延
回路を用いるほうがラッチ回路を必要としない利点があ
る。何れにしても、光・電気負帰還ループ3の制御速度
を自由に設定できる上に、半導体レーザ1・受光素子2
の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることも
でき、集積回路20のイニシャライズ時間を最適化を図
る上で都合がよい。
2間には、周波数特性が存在し、この周波数特性が、上
述の制御系(光・電気負帰還ループ3)の動作や上述の
タイミング設定に影響を及ぼさない良好な特性である場
合には問題はないが、この周波数特性がよくない場合に
は、もし、上述のタイミングが一定である場合には、こ
の半導体レーザ1・受光素子2間の周波数特性を補償す
るための回路を追加するか、或いは、上述のタイミング
を十分遅くなるように設定する必要がある。しかし、こ
のようなタイミングを十分に遅く設定すると、それだけ
イニシャライズの時間が長くなってしまい、かといっ
て、周波数特性補償回路を付加すると素子数が増えてし
まい、何れにしても好ましくない。この点、本実施の形
態のように、タイミング生成部31を発振回路36を用
いて構成することにより、コンデンサC1 の容量を変更
するだけで周波数特性を補償するための回路を必要とせ
ず、かつ、全てのイニシャライズ時間が長くなることも
ないので、素子数を低減させつつ効率的なイニシャライ
ズを行わせることができる。さらに、このような発振回
路36を用いてタイミング信号を生成する場合、通常
は、フリップフロップを用いるが、本実施の形態のよう
に必要段数のラッチ回路48を組み合わせたラッチ回路
37を用いることにより、素子数を低減させ得る。
されるイニシャライズ時の概略動作を図5のタイムチャ
ート、図6に示す微分量子効率検出部32の回路構成例
を参照して説明する。まず、半導体レーザ1の光出力
を、タイミングTSに強制的なオフ状態より所望の最大
発光状態とする。この最大発光値は、発光指令電流生成
部22において既に設定されているものとする。そし
て、タイミングT0に入力データを全て0としてオフセ
ット発光状態とし、この状態をタイミングT5まで維持
した後、タイミングT5以降を本来の入力データを受け
付ける通常動作状態とする。光・電気負帰還ループ3を
動作させるためには、半導体レーザ1の光出力を完全に
オフにはさせず、わずかに光らせるオフセット発光が必
要であり、実際には、半導体レーザ1の光出力は、設定
した最大発光とオフセット発光との間で光・電気負帰還
ループ3により制御される。
ズ時、即ち、電源投入時やリセット解除時において、必
ず、図5に示すようなシーケンス動作を実行することに
より微分量子効率をその度に検出し、適切な加算電流値
を設定する。
発光との差分、即ち、動作電流Iop−発振閾値電流Ith
が微分量子効率であるので、微分量子効率検出部32中
のサンプルホールド回路38においてこの差分を検出す
る。概略動作としては、この差分は電圧としては抵抗R
7 (図2参照)の端子間電圧であり、電流駆動部24な
る電圧シフト部25が動作していない状態においては誤
差増幅器24におけるトランジスタQ9 のエミッタ電位
出力であるので、最大発光時のこのトランジスタQ9 の
エミッタ電位をサンプルホールドし、タイミングT0に
おいては0であった電圧シフト部25の電位シフト量を
加算電流設定部34により徐々に変化させて、前記差分
を、電圧シフト部25における抵抗R1 の電位変化とす
ることにより微分量子効率を検出する。
位、即ち、VCOMP 端子はトランジスタQ42のエミッタフ
ォロワ51を介してトランジスタQ43のベース電位とな
る。このトランジスタQ43のベース電位はトランジスタ
Q45等で構成される電流源52の電流が流れている間
は、トランジスタQ41,Q46,Q47,Q48等で構成され
るボルテージフォロワ53によりトランジスタQ44のベ
ース電位と同電位となる。タイミングT0で電流源52
の電流をオフさせると、トランジスタQ43のベース電位
の変化はVCOMP 端子の電位変化をそのまま示すが、トラ
ンジスタQ44のベース電位はコンデンサC2 の容量が大
きいほど変化せず、タイミングT0におけるトランジス
タQ43のベース電位、つまり、最大発光時のトランジス
タQ9 (図2参照)のエミッタ電位をサンプルホールド
することが可能となる。図5中の下部にこれらのトラン
ジスタQ43,Q44によりサンプルホールドされる概略波
形を示す。
スタQ43,Q44のベース電位をトランジスタQ49,Q50
等による比較器39に入力してその大小を比較し、比較
結果をタイミング信号T1〜T5に同期してメモリ部3
3にて保持する。従って、このメモリ部33は、特に構
成例を図示しないが、比較器39の比較出力をタイミン
グ信号T1〜T5に同期して保持し得る機能を有してい
ればよく、例えば、タイミング生成部31で用いたよう
な5段のラッチ回路で構成し、比較器39の比較におい
てトランジスタQ43側のベース電位がトランジスタQ44
側のベース電位よりも高い場合にLレベルを出力するよ
うに構成すればよい。
チで構成される5個のスイッチと、これらのスイッチ部
の電流源に電流を供給するカレントミラー回路と、各ス
イッチ部の出力を加算して電流駆動部(電圧シフト部2
5)の出力とするカレントミラー回路とにより構成され
ている。ここに、5個のスイッチ部により基本的に5ビ
ットのD/A変換器40が構成され、これらのスイッチ
部の電流源は、最小ビット電流をI1とすると、次のビ
ットのスイッチ部では2*I1、さらに上位ビットのス
イッチ部毎に4*I1,8*I1,16*I1となるよ
うに設定されている。これにより、スイッチ部全体の出
力電流としては最大31*I1となり、この時に、電流
駆動部(電圧シフト部25)において設定される最大電
流(最大電圧)が、前述した(動作電流Iop)−(発振
閾値電流Ith)の最大値よりも大きくなるように設定す
る。
うに半導体レーザ1の光出力を最大発光状態よりオフセ
ット発光状態とすると同時にスイッチ部の最上位ビット
の電流を強制的に出力する。この状態では、最大発光状
態からオフセット状態となって最上位ビットのスイッチ
部の電流を強制的に出力することにより電圧シフト部の
端子間電位にも電位変化を生ずるので、光・電気負帰還
ループ3なる制御系により半導体レーザ1の光出力がオ
フセット発光状態となるように制御が働くので、これら
の電位変化の差分を補うように変化する。このような変
化分を微分量子効率検出部32において検出しその出力
を最大発光状態と比較し、その比較結果をメモリ部33
に格納する。メモリ部33ではこの結果をタイミングT
1においてラッチし、加算電流設定部34の最上位ビッ
トのスイッチ部を再設定し、最大発光状態の電位より大
きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとする。ここ
で、タイミングT1−T0は、この間に光・電気負帰還
ループ3なる制御系が十分収束する時間に設定する必要
がある。
の場合と同様に、上位2ビット目を強制的に出力させ、
タイミングT2にてその結果を再設定する。本実施の形
態では、微分量子効率を5ビット分のD/Aの精度で検
出しているので、5ビット分、同様に繰り返して行う。
この時のベース電位の変化の様子を図示すると、図5中
の下部に示すトランジスタQ44のベース電位の場合と同
様になる。この場合の図示例は、下位ビットより順に 1,1,1,0,1 となった場合の波形を示している。
2及び加算電流設定部34の検出精度を5ビットとして
いるが、さらにビット数を増やして検出精度を上げれ
ば、図10(b)に示す光出力波形において、PS 分の
光出力分が所望の光出力となり、光・電気負帰還ループ
3なる制御系による光出力の制御分が少なくなり、光出
力波形がより理想的な方形波に近付く。
を光・電気負帰還ループ3中に介在させた電圧シフト部
25により構成した例で説明したが、例えば、図7に示
すように、光・電気負帰還ループ3から分離させて独立
して電流駆動部24を設けた構成としてもよい。さらに
は、発光指令信号生成部、発光指令信号設定部に関して
も、図8に示すように、IDA1 専用の発光指令信号生成
部22a及び発光指令信号設定部21aと、IDA2 専用
の発光指令信号生成部22b及び発光指令信号設定部2
1bとに分けて構成してもよい。この場合、発光指令信
号設定部21bが加算電流設定部34となる。
ザ制御装置13の大半をバイポーラトランジスタを用い
た集積回路20として集積化した例で説明したが、必ず
しもバイポーラトランジスタにより集積化したものに限
らず、C‐MOSトランジスタを用いたもの、両者を組
み合わせたもの等であってもよく、さらには、集積化さ
れていない構成にも適用し得る。
ルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆
動部とともに、半導体レーザの微分量子効率を検出する
微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出
結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された
微分量子効率検出部の検出結果により発光指令信号に対
応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生
成部とを備え、イニシャライズ時にタイミング生成部に
より誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信
号を生成し、そのタイミング信号に基づき微分量子効率
検出部により半導体レーザの微分量子効率を検出し、各
タイミングでの検出結果をメモリ部に記憶し、このメモ
リ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応す
る電流を設定するようにしたので、経時変化に伴う半導
体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセッ
ト解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電
流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ルー
プなる制御部による高速制御分を極力少なくすることが
でき、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやア
ンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最
適化された理想的な光出力波形を得ることができる。特
に、請求項2や請求項7記載の発明のように、パルス幅
変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部と
微分量子効率検出部とメモリ部と加算電流設定部とタイ
ミング生成部とが1チップの集積回路に集積化して構成
した場合にも、光出力波形の理想化を維持することがで
きる。
載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内におけ
る電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる
差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、
加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が
最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値と
なり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記
半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記
差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時
において、或るタイミングT0に半導体レーザの光出力
を所望の最大値とし前記タイミングT0から或る一定時
間経過したタイミングT1に前記半導体レーザの光出力
を所望の最小値として、前記タイミングT1とこのタイ
ミングT1より或る一定時間経過したタイミングT2と
の間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動
作させて電流を設定するようにしたので、所望の高速電
圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形
を理想的な方形波に近付け得る1手段を提供することが
できる。
タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子
により設定されたタイミング信号を生成するようにした
ので、例えば、タイミング生成部を遅延回路により構成
した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設
定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の
影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化さ
れた回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合
がよい。
ば、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路
の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するよ
うにしたので、タイミング生成部に発振回路を用いるこ
とにより、生成すべきタイミング数が多い場合であって
も唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミン
グを自在に設定でき、さらには、そのコンデンサの容量
を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要に
することができる。
ば、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路
とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッ
チ回路がタイミング信号を生成するようにしているの
で、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ
回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構
成とすることができる。
ある。
路図である。
る。
回路図である。
を示す特性図である。
ック図である。
ージとの関係を示す模式図である。
る。
ある。
図である。
変化に伴う動作電流変化特性は、図示の如く、一般に、
温度による場合よりも大きな変化特性を示す。この変化
特性が、図10(b)中に示すPS 分に影響を及ぼし、
得ようとする光出力Pout に対して大きすぎてオーバシ
ュートを生じたり、小さすぎたりして高速制御に支障を
来す等の不都合がある。
終段のラッチ回路において、そのベースがデータ入力部
であるトランジスタ(図4中のトランジスタQ31に相
当)のコレクタ電流をトランジスタ等を介して発振回路
36中のトランジスタQ23 のベース電流、即ち、この発
振回路36を駆動させる電流とすることで、タイミング
TSよりタイミングT5までは電流を流すが、タイミン
グT5となる瞬間にトランジスタQ23 のベース電流、従
って、コレクタ電流をオフさせることが可能となる。
発光との差分、即ち、動作電流Iop−発振閾値電流Ith
が微分量子効率であるので、微分量子効率検出部32中
のサンプルホールド回路38においてこの差分を検出す
る。概略動作としては、この差分は電圧としては抵抗R
1 (図2参照)の端子間電圧であり、電流駆動部24な
る電圧シフト部25が動作していない状態においては誤
差増幅器24におけるトランジスタQ12 のエミッタ電位
出力であるので、最大発光時のこのトランジスタQ12 の
エミッタ電位をサンプルホールドし、タイミングT0に
おいては0であった電圧シフト部25の電位シフト量を
加算電流設定部34により徐々に変化させて、前記差分
を、電圧シフト部25における抵抗R2 の電位変化とす
ることにより微分量子効率を検出する。
位、即ち、VCOMP 端子はトランジスタQ42のエミッタフ
ォロワ51を介してトランジスタQ43のベース電位とな
る。このトランジスタQ43のベース電位はトランジスタ
Q45等で構成される電流源52の電流が流れている間
は、トランジスタQ41,Q46,Q47,Q48等で構成され
るボルテージフォロワ53によりトランジスタQ44のベ
ース電位と同電位となる。タイミングT0で電流源52
の電流をオフさせると、トランジスタQ43のベース電位
の変化はVCOMP 端子の電位変化をそのまま示すが、トラ
ンジスタQ44のベース電位はコンデンサC2 の容量が大
きいほど変化せず、タイミングT0におけるトランジス
タQ43のベース電位、つまり、最大発光時のトランジス
タQ12 (図2参照)のエミッタ電位をサンプルホールド
することが可能となる。図5中の下部にこれらのトラン
ジスタQ43,Q44によりサンプルホールドされる概略波
形を示す。
Claims (11)
- 【請求項1】 入力データに基づいて、前記入力データ
に対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令
信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、 半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタす
る受光素子と、ともに光・電気負帰還ループを形成して
前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に
比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生
成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように
前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部
と、 前記光・電気負帰還ループの制御電流との和又は差の電
流により前記半導体レーザの駆動を制御するように生成
されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与え
られる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レー
ザに順方向電流として流す電流駆動部と、 前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効
率検出部と、 この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部
と、 このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検
出結果により発光指令信号に対応する電流を設定する加
算電流設定部と、 タイミング生成部とを備え、 イニシャライズ時に前記タイミング生成部により前記誤
差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生
成し、そのタイミング信号に基づき前記微分量子効率検
出部により前記半導体レーザの微分量子効率を検出し、
各タイミングでの検出結果を前記メモリ部に記憶し、こ
のメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に
対応する電流を設定するようにしたことを特徴とする半
導体レーザ制御方法。 - 【請求項2】 パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤
差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とメモリ部
と加算電流設定部とタイミング生成部とが1チップの集
積回路に集積化されていることを特徴とする請求項1記
載の半導体レーザ制御方法。 - 【請求項3】 タイミング生成部が外付け素子を含み、
この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成
することを特徴とする請求項2記載の半導体レーザ制御
方法。 - 【請求項4】 タイミング生成部が発振回路を含み、こ
の発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を
生成することを特徴とする請求項2記載の半導体レーザ
制御方法。 - 【請求項5】 タイミング生成部が、発振回路と多段の
ラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき
前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成することを特
徴とする請求項2記載の半導体レーザ制御方法。 - 【請求項6】 入力データに基づいて、前記入力データ
に対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令
信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、 半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタす
る受光素子と、ともに光・電気負帰還ループを形成して
前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に
比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生
成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように
前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部
と、 前記光・電気負帰還ループの制御電流との和又は差の電
流により前記半導体レーザの駆動を制御するように生成
されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与え
られる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レー
ザに順方向電流を流す電流駆動部と、 前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効
率検出部と、 イニシャライズ時にこの微分量子効率検出部の検出動作
を制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部
と、 前記微分量子効率検出部の各タイミングでの検出結果を
記憶するメモリ部と、 このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検
出結果により発光指令信号に対応する電流を設定する加
算電流設定部と、を備えることを特徴とする半導体レー
ザ制御装置。 - 【請求項7】 パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤
差増幅部と電流駆動部と微分量子効率検出部とタイミン
グ生成部とメモリ部と加算電流設定部とが1チップの集
積回路に集積化されていることを特徴とする請求項6記
載の半導体レーザ制御装置。 - 【請求項8】 電流駆動部は、誤差増幅部内における電
圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動
回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、 加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が
最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値と
なり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記
半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記
差動回路の電流を設定するものとし、 イニシャライズ時において、或るタイミングT0に半導
体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングT
0から或る一定時間経過したタイミングT1に前記半導
体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミン
グT1とこのタイミングT1より或る一定時間経過した
タイミングT2との間に前記微分量子効率検出部及び加
算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしたこ
とを特徴とする請求項7記載の半導体レーザ制御装置。 - 【請求項9】 タイミング生成部が外付け素子を含み、
この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成
することを特徴とする請求項7記載の半導体レーザ制御
装置。 - 【請求項10】 タイミング生成部が、発振出力に基づ
き複数のタイミング信号を生成する発振回路を含むこと
を特徴とする請求項7記載の半導体レーザ制御装置。 - 【請求項11】 タイミング生成部が、発振回路と、こ
の発振回路の発振出力に基づき各々タイミング信号を生
成する多段のラッチ回路とを含むことを特徴とする請求
項7記載の半導体レーザ制御装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07449696A JP3607772B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 半導体レーザ制御方法及び装置 |
US08/825,300 US5946334A (en) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | Semiconductor laser control system |
US09/272,197 US6118798A (en) | 1996-03-27 | 1999-03-18 | Semiconductor laser control system |
Applications Claiming Priority (1)
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09266340A true JPH09266340A (ja) | 1997-10-07 |
JP3607772B2 JP3607772B2 (ja) | 2005-01-05 |
Family
ID=13548984
Family Applications (1)
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JP07449696A Expired - Lifetime JP3607772B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-28 | 半導体レーザ制御方法及び装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3607772B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005129842A (ja) * | 2003-10-27 | 2005-05-19 | Ricoh Co Ltd | 半導体レーザ駆動回路 |
JP2011198918A (ja) * | 2010-03-18 | 2011-10-06 | Ricoh Co Ltd | 半導体レーザ駆動装置及びその半導体レーザ駆動装置を備えた画像形成装置 |
JP2015147404A (ja) * | 2014-01-10 | 2015-08-20 | 株式会社リコー | 画像形成装置及び画像形成方法 |
-
1996
- 1996-03-28 JP JP07449696A patent/JP3607772B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2005129842A (ja) * | 2003-10-27 | 2005-05-19 | Ricoh Co Ltd | 半導体レーザ駆動回路 |
JP4570862B2 (ja) * | 2003-10-27 | 2010-10-27 | 株式会社リコー | 半導体レーザ駆動回路 |
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