JPH09224376A - 電力変換方法及び電力変換装置 - Google Patents
電力変換方法及び電力変換装置Info
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- JPH09224376A JPH09224376A JP8029083A JP2908396A JPH09224376A JP H09224376 A JPH09224376 A JP H09224376A JP 8029083 A JP8029083 A JP 8029083A JP 2908396 A JP2908396 A JP 2908396A JP H09224376 A JPH09224376 A JP H09224376A
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】小容量コンデンサで中性点の電圧が安定し小形
で使い易い電力変換装置を提供する。 【解決手段】電力変換装置は、三相交流電源接続部1
と、正側のコンデンサ17と、負側のコンデンサ18と、ス
イッチ素子5,6とダイオード11,12とリアクトル2とから
なる第一相変換回路及びスイッチ素子9,10とダイオード
15,16とリアクトル4とからなる第三相変換回路と、中性
相と第二相を接続した共通相と、正相と負相の間に接続
した２直列スイッチ素子7,8とダイオード13,14と該スイ
ッチ素子の中点と共通相の間に接続したリアクトル3と
からなる共通相変換回路と、共通相に流れる電気信号の
時間的変化を検出する変動検出手段(60,61)と、該時間
的変化に基づいて共通相変換回路のスイッチ素子7,8の
オン・オフデューティを変化させるデューティ制御手段
(44,46,56,58,59)と、負荷装置接続部62とを備える。
で使い易い電力変換装置を提供する。 【解決手段】電力変換装置は、三相交流電源接続部1
と、正側のコンデンサ17と、負側のコンデンサ18と、ス
イッチ素子5,6とダイオード11,12とリアクトル2とから
なる第一相変換回路及びスイッチ素子9,10とダイオード
15,16とリアクトル4とからなる第三相変換回路と、中性
相と第二相を接続した共通相と、正相と負相の間に接続
した２直列スイッチ素子7,8とダイオード13,14と該スイ
ッチ素子の中点と共通相の間に接続したリアクトル3と
からなる共通相変換回路と、共通相に流れる電気信号の
時間的変化を検出する変動検出手段(60,61)と、該時間
的変化に基づいて共通相変換回路のスイッチ素子7,8の
オン・オフデューティを変化させるデューティ制御手段
(44,46,56,58,59)と、負荷装置接続部62とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流と直流を互い
に変換する電力変換装置に係り、特に、入力と出力の少
なくとも一方が交流で、回路の一部に正相，中性相，負
相を有する３線直流回路があって、正相と中性相の間な
らびに中性相と負相の間にコンデンサが存在し、前記交
流の一相と直流の中性相を共通にした電力変換装置に関
する。
に変換する電力変換装置に係り、特に、入力と出力の少
なくとも一方が交流で、回路の一部に正相，中性相，負
相を有する３線直流回路があって、正相と中性相の間な
らびに中性相と負相の間にコンデンサが存在し、前記交
流の一相と直流の中性相を共通にした電力変換装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】交流入力から直流へ、さらにその直流を
交流出力へ変換する電力変換装置で、入力交流の一相
と、直流の中性相と、出力交流の一相とを共通にした電
力変換装置としては、特開平５−１５１７１号公報にあ
るように、直流の中性相に接続される交流の一相の電流
は、直流回路のコンデンサへ流れ込むかまたはこのコン
デンサから流れ出す構成になっている。
交流出力へ変換する電力変換装置で、入力交流の一相
と、直流の中性相と、出力交流の一相とを共通にした電
力変換装置としては、特開平５−１５１７１号公報にあ
るように、直流の中性相に接続される交流の一相の電流
は、直流回路のコンデンサへ流れ込むかまたはこのコン
デンサから流れ出す構成になっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来技術の問題点につ
いて図７，８により説明する。図７は、従来技術の電力
変換装置を示す回路図である。図示の電力変換装置は、
第一，第二，第三相を有する三相交流を三相交流電源接
続部１を介し入力し、正相，中性相，負相の３線直流を
負荷装置接続部６２を介し外部負荷へ出力する三相交流
入力型の順変換器である。該順変換器は、三相交流電源
接続部１と、負荷装置接続部６２と、正相と負相との間
に直列接続されたトランジスタ５，６と、トランジスタ
５，６にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード１１，
１２と、トランジスタ５，６の中点と三相交流電源接続
部１の第一相との間に接続されたリアクトル２と、正相
と負相との間に直列接続されたトランジスタ９，１０
と、トランジスタ９，１０にそれぞれ逆並列に接続され
たダイオード１５，１６と、トランジスタ９，１０の中
点と三相交流電源接続部１の第三相との間に接続された
リアクトル４と、正相と負相との間に直列に接続され、
かつ中点が三相交流電源接続部１の第二相及び中性相に
接続された２直列のコンデンサ１７，１８とから構成さ
れる。すなわち、２個のハーフブリッジ型変換回路(ハ
ーフブリッジ型の単相順変換器とも呼称される)を有し
三相交流を３線直流に変換する電力変換装置としての順
変換器が構成される。なお、以下の説明では、三相交流
電源接続部１を三相交流電源１と、負荷装置接続部６２
を負荷装置６２と略称する。
いて図７，８により説明する。図７は、従来技術の電力
変換装置を示す回路図である。図示の電力変換装置は、
第一，第二，第三相を有する三相交流を三相交流電源接
続部１を介し入力し、正相，中性相，負相の３線直流を
負荷装置接続部６２を介し外部負荷へ出力する三相交流
入力型の順変換器である。該順変換器は、三相交流電源
接続部１と、負荷装置接続部６２と、正相と負相との間
に直列接続されたトランジスタ５，６と、トランジスタ
５，６にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード１１，
１２と、トランジスタ５，６の中点と三相交流電源接続
部１の第一相との間に接続されたリアクトル２と、正相
と負相との間に直列接続されたトランジスタ９，１０
と、トランジスタ９，１０にそれぞれ逆並列に接続され
たダイオード１５，１６と、トランジスタ９，１０の中
点と三相交流電源接続部１の第三相との間に接続された
リアクトル４と、正相と負相との間に直列に接続され、
かつ中点が三相交流電源接続部１の第二相及び中性相に
接続された２直列のコンデンサ１７，１８とから構成さ
れる。すなわち、２個のハーフブリッジ型変換回路(ハ
ーフブリッジ型の単相順変換器とも呼称される)を有し
三相交流を３線直流に変換する電力変換装置としての順
変換器が構成される。なお、以下の説明では、三相交流
電源接続部１を三相交流電源１と、負荷装置接続部６２
を負荷装置６２と略称する。
【０００４】そして、トランジスタ５，６，９，１０を
オン・オフ制御することによって、理想的には交流入力
電流波形が正弦波になり、かつ交流入力電流が入力電圧
に同期し、かつ位相が一致して入力力率１となり、さら
に、出力電圧が一定になるように動作させることができ
る。しかし、この状態を作るには２つのハーフブリッジ
型単相順変換器において完全な平衡三相交流を発生させ
る必要がある。
オン・オフ制御することによって、理想的には交流入力
電流波形が正弦波になり、かつ交流入力電流が入力電圧
に同期し、かつ位相が一致して入力力率１となり、さら
に、出力電圧が一定になるように動作させることができ
る。しかし、この状態を作るには２つのハーフブリッジ
型単相順変換器において完全な平衡三相交流を発生させ
る必要がある。
【０００５】三相電源から三相平衡の正弦波電流を供給
した場合には、供給電力は時間的に一定の電力になる。
したがって、図７における２直列コンデンサ１７，１８
の両端電圧ｖdcは、リップルの無い完全な直流になる。
一方、三相交流電源１の第二相から流れ込む交流電流
は、全てコンデンサ１７，１８へ流れる。(ただし、負
荷装置６２から中性相への電流の流れはないものとす
る。）従って、コンデンサ１７，１８のそれぞれの両端
電圧ｖC1，ｖC2には、コンデンサ１７，１８の静電容量
が無限大で無いかぎり、交流電源と同じ周波数のリップ
ル電圧が生じる。図８は、図７の電力変換装置の内部波
形を示す図である。上記のｖdc，ｖC1，ｖC2の関係は、
図８に示したようなリップルが生じたものとなる。
した場合には、供給電力は時間的に一定の電力になる。
したがって、図７における２直列コンデンサ１７，１８
の両端電圧ｖdcは、リップルの無い完全な直流になる。
一方、三相交流電源１の第二相から流れ込む交流電流
は、全てコンデンサ１７，１８へ流れる。(ただし、負
荷装置６２から中性相への電流の流れはないものとす
る。）従って、コンデンサ１７，１８のそれぞれの両端
電圧ｖC1，ｖC2には、コンデンサ１７，１８の静電容量
が無限大で無いかぎり、交流電源と同じ周波数のリップ
ル電圧が生じる。図８は、図７の電力変換装置の内部波
形を示す図である。上記のｖdc，ｖC1，ｖC2の関係は、
図８に示したようなリップルが生じたものとなる。
【０００６】具体的に、このリップル電圧を計算すると
次のようになる。三相交流電源１の第二相からピーク値
Ｉの正弦波電流が流れ込むとする。電源周期Ｔの半サイ
クルＴ／２の間に流れ込む電荷Ｑｘは、周期Ｔ、振幅Ｉ
の正弦波の正の半サイクルを積分することによって求め
られ、Ｑｘ＝Ｔ・Ｉ／π という関係が得られる。 この
Ｑｘは、コンデンサ１７とコンデンサ１８に蓄えられる
電荷の差である。したがって、コンデンサ１７とコンデ
ンサ１８の静電容量は同じＣであるとすれば、 Ｃ・ｖC
1−Ｃ・ｖC2＝Ｑｘ となる。
次のようになる。三相交流電源１の第二相からピーク値
Ｉの正弦波電流が流れ込むとする。電源周期Ｔの半サイ
クルＴ／２の間に流れ込む電荷Ｑｘは、周期Ｔ、振幅Ｉ
の正弦波の正の半サイクルを積分することによって求め
られ、Ｑｘ＝Ｔ・Ｉ／π という関係が得られる。 この
Ｑｘは、コンデンサ１７とコンデンサ１８に蓄えられる
電荷の差である。したがって、コンデンサ１７とコンデ
ンサ１８の静電容量は同じＣであるとすれば、 Ｃ・ｖC
1−Ｃ・ｖC2＝Ｑｘ となる。
【０００７】ここで、コンデンサ１２とコンデンサ１３
の両端電圧の差をΔＶとすれば、Ｃ・ΔＶ＝Ｑｘ が成
立し、したがって、ΔＶ＝(Ｔ・Ｉ)／(π・Ｃ) の関係
が得られる。たとえば、交流２００Ｖ、５０Ｈｚ、１０
ｋＶＡでコンデンサ１７とコンデンサ１８として１０ｍ
Ｆのコンデンサを用いた場合、Ｔ＝20ｍｓ、Ｉ＝40.8Ａ
p、であるから、上記の関係から、ΔＶ＝２６．０Ｖpp
となる。
の両端電圧の差をΔＶとすれば、Ｃ・ΔＶ＝Ｑｘ が成
立し、したがって、ΔＶ＝(Ｔ・Ｉ)／(π・Ｃ) の関係
が得られる。たとえば、交流２００Ｖ、５０Ｈｚ、１０
ｋＶＡでコンデンサ１７とコンデンサ１８として１０ｍ
Ｆのコンデンサを用いた場合、Ｔ＝20ｍｓ、Ｉ＝40.8Ａ
p、であるから、上記の関係から、ΔＶ＝２６．０Ｖpp
となる。
【０００８】このように直流の中性点が変動してしまう
と、トランジスタ５，６，９，１０に完全な正弦波をＰ
ＷＭ変調したオン・オフ信号を与えても、コンバータの
交流側電圧には位相のずれや波形の歪が発生し、入力電
流位相にずれや入力電流波形に歪が生じるという問題が
発生する。さらに、ΔＶが大きくなってしまうと、必要
とされる直流電圧が得られない期間が生じ、順変換器の
交流側電圧はピークがえられず、制御がきかない期間が
生じる。そして、ますます入力電流波形の歪は大きくな
る。また、コンデンサ１７，１８の容量を大きくすれば
中性点は安定し、これらの問題は解決する。しかし、大
容量のコンデンサを取り付けることは、コストアップ、
寸法アップとなるなどの問題が生じる。したがって、本
発明の目的は、中性点の電圧が安定し小形で使い易い電
力変換装置を提供するにある。
と、トランジスタ５，６，９，１０に完全な正弦波をＰ
ＷＭ変調したオン・オフ信号を与えても、コンバータの
交流側電圧には位相のずれや波形の歪が発生し、入力電
流位相にずれや入力電流波形に歪が生じるという問題が
発生する。さらに、ΔＶが大きくなってしまうと、必要
とされる直流電圧が得られない期間が生じ、順変換器の
交流側電圧はピークがえられず、制御がきかない期間が
生じる。そして、ますます入力電流波形の歪は大きくな
る。また、コンデンサ１７，１８の容量を大きくすれば
中性点は安定し、これらの問題は解決する。しかし、大
容量のコンデンサを取り付けることは、コストアップ、
寸法アップとなるなどの問題が生じる。したがって、本
発明の目的は、中性点の電圧が安定し小形で使い易い電
力変換装置を提供するにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の特徴は、交流を正相，中性相，負相を有する直流に
変換する電力変換方法において、前記中性相に流れる電
流の時間的変化を検出し、該時間的変化に基づいて前記
電流が前記正相側または前記負相側へ流れるよう制御
し、前記時間的変化を零にするまたは零に近づけること
にある。
明の特徴は、交流を正相，中性相，負相を有する直流に
変換する電力変換方法において、前記中性相に流れる電
流の時間的変化を検出し、該時間的変化に基づいて前記
電流が前記正相側または前記負相側へ流れるよう制御
し、前記時間的変化を零にするまたは零に近づけること
にある。
【００１０】また、本発明による他の特徴は、直流の正
相と中性相との間に接続した正側コンデンサと、前記直
流の中性相と負相との間に接続した負側コンデンサと、
前記正相と前記負相との間に接続した２直列スイッチ素
子と該各スイッチ素子のそれぞれに逆並列接続したダイ
オードと前記２直列スイッチ素子の中点と交流の第一相
との間に接続したリアクトルとからなる第一相ハーフブ
リッジ型変換回路と、前記正相と前記負相との間に接続
した２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれ
に逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子
の中点と交流の第三相との間に接続したリアクトルとか
らなる第三相ハーフブリッジ型変換回路と、前記直流の
中性相と前記交流の第二相とを接続した共通相とを備
え、前記第一相，第二相，第三相を有する前記交流を前
記正相，中性相，負相を有する前記直流に変換する電力
変換装置において、前記正相と前記負相との間に接続し
た２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれに
逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子の
中点と前記共通相との間に接続したリアクトルとからな
る共通相ハーフブリッジ型変換回路と、前記共通相に流
れる電気信号の時間的変化を検出する変動検出手段と、
該電気信号の時間的変化に基づいて、前記共通相ハーフ
ブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子のオン・オフデ
ューティを変化させるデューティ制御手段とを設けると
ころにある。
相と中性相との間に接続した正側コンデンサと、前記直
流の中性相と負相との間に接続した負側コンデンサと、
前記正相と前記負相との間に接続した２直列スイッチ素
子と該各スイッチ素子のそれぞれに逆並列接続したダイ
オードと前記２直列スイッチ素子の中点と交流の第一相
との間に接続したリアクトルとからなる第一相ハーフブ
リッジ型変換回路と、前記正相と前記負相との間に接続
した２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれ
に逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子
の中点と交流の第三相との間に接続したリアクトルとか
らなる第三相ハーフブリッジ型変換回路と、前記直流の
中性相と前記交流の第二相とを接続した共通相とを備
え、前記第一相，第二相，第三相を有する前記交流を前
記正相，中性相，負相を有する前記直流に変換する電力
変換装置において、前記正相と前記負相との間に接続し
た２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれに
逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子の
中点と前記共通相との間に接続したリアクトルとからな
る共通相ハーフブリッジ型変換回路と、前記共通相に流
れる電気信号の時間的変化を検出する変動検出手段と、
該電気信号の時間的変化に基づいて、前記共通相ハーフ
ブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子のオン・オフデ
ューティを変化させるデューティ制御手段とを設けると
ころにある。
【００１１】さらに、別の特徴は、入力する三相交流を
３線直流に変換する順変換器と、該３線直流の正相と負
相を変換する２個のハーフブリッジ型変換回路を有し該
ハーフブリッジ型変換回路から２相分の交流を出力し、
前記３線直流の中性相に接続した共通相から残り１相分
の前記交流を出力するインバータとからなる電力変換装
置において、前記インバータは、前記正相と前記負相と
の間に接続した２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子
のそれぞれに逆並列接続したダイオードと前記２直列ス
イッチ素子の中点と前記共通相との間に接続したリアク
トルとからなる共通相ハーフブリッジ型変換回路と、前
記共通相に流れる電気信号の時間的変化を検出する変動
検出手段と、該電気信号の時間的変化に基づいて、前記
共通相ハーフブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子の
オン・オフデューティを変化させるデューティ制御手段
とを有するにある。そして、本発明により中性点の電圧
が安定し小形で使い易い電力変換装置が提供される。
３線直流に変換する順変換器と、該３線直流の正相と負
相を変換する２個のハーフブリッジ型変換回路を有し該
ハーフブリッジ型変換回路から２相分の交流を出力し、
前記３線直流の中性相に接続した共通相から残り１相分
の前記交流を出力するインバータとからなる電力変換装
置において、前記インバータは、前記正相と前記負相と
の間に接続した２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子
のそれぞれに逆並列接続したダイオードと前記２直列ス
イッチ素子の中点と前記共通相との間に接続したリアク
トルとからなる共通相ハーフブリッジ型変換回路と、前
記共通相に流れる電気信号の時間的変化を検出する変動
検出手段と、該電気信号の時間的変化に基づいて、前記
共通相ハーフブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子の
オン・オフデューティを変化させるデューティ制御手段
とを有するにある。そして、本発明により中性点の電圧
が安定し小形で使い易い電力変換装置が提供される。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照し説明する。図１は、本発明による第一
の実施例の電力変換装置を示す回路図である。第一，第
二，第三相を有する三相交流を三相交流電源接続部１
(以下、三相交流電源１)を介し入力し、正相，中性相，
負相の３線直流を負荷装置接続部６２(以下、負荷装置
６２)を介し外部負荷へ出力する、電力変換装置として
の順変換器は、次のように構成される。
て、図面を参照し説明する。図１は、本発明による第一
の実施例の電力変換装置を示す回路図である。第一，第
二，第三相を有する三相交流を三相交流電源接続部１
(以下、三相交流電源１)を介し入力し、正相，中性相，
負相の３線直流を負荷装置接続部６２(以下、負荷装置
６２)を介し外部負荷へ出力する、電力変換装置として
の順変換器は、次のように構成される。
【００１３】まず、正相と負相との間に直列接続したト
ランジスタ５，６と、該トランジスタ５，６のそれぞれ
に逆並列に接続したダイオード１１，１２と、該トラン
ジスタ５，６の中点と三相交流電源１の第一相との間に
接続したリアクトル２とからなる第一相に対応するハー
フブリッジ型変換回路と、正相と負相との間に直列接続
したトランジスタ９，１０と、トランジスタ９，１０の
それぞれに逆並列に接続したダイオード１５，１６と、
トランジスタ９，１０の中点と三相交流電源１の第三相
との間に接続したリアクトル４とからなる第三相に対応
するハーフブリッジ型変換回路と、直列接続したトラン
ジスタ５，６ならびにトランジスタ９，１０の両端に接
続した２直列のコンデンサ１７，１８とから構成され
る。なお、コンデンサ１７，１８は共用され、トランジ
スタ９，１０の２直列のコンデンサ１７，１８への接続
は、トランジスタ５，６と同じ向きに接続される。
ランジスタ５，６と、該トランジスタ５，６のそれぞれ
に逆並列に接続したダイオード１１，１２と、該トラン
ジスタ５，６の中点と三相交流電源１の第一相との間に
接続したリアクトル２とからなる第一相に対応するハー
フブリッジ型変換回路と、正相と負相との間に直列接続
したトランジスタ９，１０と、トランジスタ９，１０の
それぞれに逆並列に接続したダイオード１５，１６と、
トランジスタ９，１０の中点と三相交流電源１の第三相
との間に接続したリアクトル４とからなる第三相に対応
するハーフブリッジ型変換回路と、直列接続したトラン
ジスタ５，６ならびにトランジスタ９，１０の両端に接
続した２直列のコンデンサ１７，１８とから構成され
る。なお、コンデンサ１７，１８は共用され、トランジ
スタ９，１０の２直列のコンデンサ１７，１８への接続
は、トランジスタ５，６と同じ向きに接続される。
【００１４】そして、三相交流電源１の第二相と３線直
流の中性相とを接続して共通相を形成し、該共通相と２
直列コンデンサ１７，１８の中点とを接続する。従っ
て、コンデンサ１７は、正相と中性相(共通相)との間に
接続された正側コンデンサであり、コンデンサ１８は、
中性相(共通相)と負相との間に接続された負側コンデン
サである。さらに、２直列コンデンサ１７，１８の３つ
の正相，中性相，負相の端子は、３線直流が外部負荷に
出力される負荷装置６２へ接続されている。
流の中性相とを接続して共通相を形成し、該共通相と２
直列コンデンサ１７，１８の中点とを接続する。従っ
て、コンデンサ１７は、正相と中性相(共通相)との間に
接続された正側コンデンサであり、コンデンサ１８は、
中性相(共通相)と負相との間に接続された負側コンデン
サである。さらに、２直列コンデンサ１７，１８の３つ
の正相，中性相，負相の端子は、３線直流が外部負荷に
出力される負荷装置６２へ接続されている。
【００１５】本実施例においては、新たに、正相と負相
との間に直列接続したトランジスタ７，８と、トランジ
スタ７，８のそれぞれに逆並列に接続したダイオード１
３，１４と、トランジスタ７，８の中点と三相交流電源
１の第二相との間に接続したリアクトル３とからなる共
通相(第二相)に対応するハーフブリッジ型変換回路を構
成し、直列接続したトランジスタ７，８の両端を２直列
コンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６等と
同じ向きに接続する。以上のように、三相交流を３線直
流に変換する電力変換装置の主回路が、フルブリッジ回
路で構成されている。
との間に直列接続したトランジスタ７，８と、トランジ
スタ７，８のそれぞれに逆並列に接続したダイオード１
３，１４と、トランジスタ７，８の中点と三相交流電源
１の第二相との間に接続したリアクトル３とからなる共
通相(第二相)に対応するハーフブリッジ型変換回路を構
成し、直列接続したトランジスタ７，８の両端を２直列
コンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６等と
同じ向きに接続する。以上のように、三相交流を３線直
流に変換する電力変換装置の主回路が、フルブリッジ回
路で構成されている。
【００１６】なお、フルブリッジ回路とは、変換する電
源の相数に対応した数のハーフブリッジ型変換回路を有
する回路構成を指し、例えば、三相電源に対し３個のハ
ーフブリッジ型変換回路を有する場合に該当する。ま
た、２個のハーフブリッジ型変換回路を有する構成をハ
ーフブリッジ２回路構成と呼称し、従来例に該当する。
源の相数に対応した数のハーフブリッジ型変換回路を有
する回路構成を指し、例えば、三相電源に対し３個のハ
ーフブリッジ型変換回路を有する場合に該当する。ま
た、２個のハーフブリッジ型変換回路を有する構成をハ
ーフブリッジ２回路構成と呼称し、従来例に該当する。
【００１７】上記フルブリッジ回路構成である主回路を
制御する制御回路の構成について説明する。三相交流電
源１の電圧を三相変圧器５０で検出する。その検出出力
は、三相基準正弦波発生器３７へ送られ三相基準正弦波
発生器３７は、三相交流電源１の各相に同期した３つの
正弦波を出力する。一方、コンバータ出力の２直列のコ
ンデンサ１７，１８の両端電圧を絶縁アンプ５４で検出
する。この検出値は演算増幅器４８へ送られ、その直流
電圧の検出値を基準電圧発生源４９の出力から演算増幅
器４８で減算し、その出力を前記三相基準正弦波発生器
３７から出力される３つの正弦波にそれぞれ乗算器３
８，３９，４０を用いて掛け合わせる。（なお、この乗
算器３８，３９，４０の出力が、順変換器の入力三相電
流のそれぞれの相の線電流の指令値に相当する。） 次に、乗算器３８の出力と主回路のリアクトル２の電流
を検出する変流器５１の検出値とを演算増幅器４１で減
算する。乗算器３９の出力と、主回路のリアクトル３の
電流を検出する変流器５２の検出値とを演算増幅器４２
で減算する。乗算器４０の出力と、主回路のリアクトル
４の電流を検出する変流器５３の検出値とを演算増幅器
４３で減算する。演算増幅器４１，４２，４３の出力と
三角波発生器４４の出力とをそれぞれ比較器４５，４
６，４７で比較する。（これら比較器の出力はＰＷＭ信
号になる。） 比較器４５の出力はトランジスタ駆動回路５５へ送られ
る。トランジスタ駆動回路５５は、比較器４５からのＰ
ＷＭ信号に従いトランジスタ５，６を交互にオン・オフ
する。比較器４６の出力はトランジスタ駆動回路５６へ
送られる。トランジスタ駆動回路５６は、比較器４６か
らのＰＷＭ信号に従いトランジスタ７，８を交互にオン
・オフする。比較器４７の出力はトランジスタ駆動回路
５７へ送られる。トランジスタ駆動回路５７は、比較器
４７からのＰＷＭ信号に従いトランジスタ９，１０を交
互にオン・オフする。
制御する制御回路の構成について説明する。三相交流電
源１の電圧を三相変圧器５０で検出する。その検出出力
は、三相基準正弦波発生器３７へ送られ三相基準正弦波
発生器３７は、三相交流電源１の各相に同期した３つの
正弦波を出力する。一方、コンバータ出力の２直列のコ
ンデンサ１７，１８の両端電圧を絶縁アンプ５４で検出
する。この検出値は演算増幅器４８へ送られ、その直流
電圧の検出値を基準電圧発生源４９の出力から演算増幅
器４８で減算し、その出力を前記三相基準正弦波発生器
３７から出力される３つの正弦波にそれぞれ乗算器３
８，３９，４０を用いて掛け合わせる。（なお、この乗
算器３８，３９，４０の出力が、順変換器の入力三相電
流のそれぞれの相の線電流の指令値に相当する。） 次に、乗算器３８の出力と主回路のリアクトル２の電流
を検出する変流器５１の検出値とを演算増幅器４１で減
算する。乗算器３９の出力と、主回路のリアクトル３の
電流を検出する変流器５２の検出値とを演算増幅器４２
で減算する。乗算器４０の出力と、主回路のリアクトル
４の電流を検出する変流器５３の検出値とを演算増幅器
４３で減算する。演算増幅器４１，４２，４３の出力と
三角波発生器４４の出力とをそれぞれ比較器４５，４
６，４７で比較する。（これら比較器の出力はＰＷＭ信
号になる。） 比較器４５の出力はトランジスタ駆動回路５５へ送られ
る。トランジスタ駆動回路５５は、比較器４５からのＰ
ＷＭ信号に従いトランジスタ５，６を交互にオン・オフ
する。比較器４６の出力はトランジスタ駆動回路５６へ
送られる。トランジスタ駆動回路５６は、比較器４６か
らのＰＷＭ信号に従いトランジスタ７，８を交互にオン
・オフする。比較器４７の出力はトランジスタ駆動回路
５７へ送られる。トランジスタ駆動回路５７は、比較器
４７からのＰＷＭ信号に従いトランジスタ９，１０を交
互にオン・オフする。
【００１８】次に、以上の制御回路の動作について説明
する。直流電圧が低下すると、演算増幅器４８の出力が
大きくなり、更に、この演算増幅器４８の出力を掛け合
わせた乗算器３８，３９，４０の出力も大きくなる。こ
の出力は、入力電流指令に相当するものであり、最終的
には三相交流電源１からの入力電流が増加する方向に働
き、直流電圧が増加するように動作する。逆に、直流電
圧が上昇すると、演算増幅器４８の出力が小さくなり、
更に、この演算増幅器４８の出力を掛け合わせた 乗算
器３８，３９，４０の出力も小さくなる。この出力は、
入力電流指令に相当するものであり、最終的には三相交
流電源１からの入力電流が減少する方向に働き、直流電
圧が低下するように動作する。以上の動作によって、２
直列のコンデンサ１７，１８の両端電圧は一定に保たれ
る。
する。直流電圧が低下すると、演算増幅器４８の出力が
大きくなり、更に、この演算増幅器４８の出力を掛け合
わせた乗算器３８，３９，４０の出力も大きくなる。こ
の出力は、入力電流指令に相当するものであり、最終的
には三相交流電源１からの入力電流が増加する方向に働
き、直流電圧が増加するように動作する。逆に、直流電
圧が上昇すると、演算増幅器４８の出力が小さくなり、
更に、この演算増幅器４８の出力を掛け合わせた 乗算
器３８，３９，４０の出力も小さくなる。この出力は、
入力電流指令に相当するものであり、最終的には三相交
流電源１からの入力電流が減少する方向に働き、直流電
圧が低下するように動作する。以上の動作によって、２
直列のコンデンサ１７，１８の両端電圧は一定に保たれ
る。
【００１９】一方、演算増幅器４１の働きによって、リ
アクトル２に流れる電流が三相交流電源１の第一相に同
期した正弦波になるよう制御される。また、演算増幅器
４２の働きによって、リアクトル３に流れる電流が三相
交流電源１の第二相に同期した正弦波になるよう制御さ
れる。さらに、演算増幅器４３の働きによって、リアク
トル４に流れる電流が、交流三相電源１の第三相に同期
した正弦波になるよう制御される。他方、三相基準発生
器３７の３つの出力は、その和が常に０になる三相波形
である。この波形に一致するよう制御されたリアクトル
２，３，４の電流もまたその和が０になる三相波形にな
る。
アクトル２に流れる電流が三相交流電源１の第一相に同
期した正弦波になるよう制御される。また、演算増幅器
４２の働きによって、リアクトル３に流れる電流が三相
交流電源１の第二相に同期した正弦波になるよう制御さ
れる。さらに、演算増幅器４３の働きによって、リアク
トル４に流れる電流が、交流三相電源１の第三相に同期
した正弦波になるよう制御される。他方、三相基準発生
器３７の３つの出力は、その和が常に０になる三相波形
である。この波形に一致するよう制御されたリアクトル
２，３，４の電流もまたその和が０になる三相波形にな
る。
【００２０】したがって、三相交流電源１の第二相から
の入力電流は、全てリアクトル３へ流れ、三相交流電源
１の第二相から２直列のコンデンサ１７，１８の中点へ
流れ込む電荷はないので、コンデンサ１７，１８の静電
容量に関係なく、コンデンサ１７，１８の両端電圧にア
ンバランスが生じない。
の入力電流は、全てリアクトル３へ流れ、三相交流電源
１の第二相から２直列のコンデンサ１７，１８の中点へ
流れ込む電荷はないので、コンデンサ１７，１８の静電
容量に関係なく、コンデンサ１７，１８の両端電圧にア
ンバランスが生じない。
【００２１】なお、「２直列のコンデンサ１７，１８の
中点へ流れ込む電荷はない」といっているのは、電源周
波数レベルでのことである。厳密には、トランジスタ
７，８のスイッチング周波数レベルでは電荷の出入りが
ある。しかし、一般にスイッチング周波数は電源周波数
に対し２桁位大きいので、スイッチング周波数レベルで
の電荷の出入りによる電圧変動も２桁ほど小さく、即
ち、スイッチング周波数レベルでの電圧変動の影響は無
視でき、コンデンサの大型化に繋がらないので、「流れ
込む電荷はない」としている。以下の第二〜六の実施例
でも同じ扱いをする。
中点へ流れ込む電荷はない」といっているのは、電源周
波数レベルでのことである。厳密には、トランジスタ
７，８のスイッチング周波数レベルでは電荷の出入りが
ある。しかし、一般にスイッチング周波数は電源周波数
に対し２桁位大きいので、スイッチング周波数レベルで
の電荷の出入りによる電圧変動も２桁ほど小さく、即
ち、スイッチング周波数レベルでの電圧変動の影響は無
視でき、コンデンサの大型化に繋がらないので、「流れ
込む電荷はない」としている。以下の第二〜六の実施例
でも同じ扱いをする。
【００２２】また、本実施例では、３線直流に接続され
る外部負荷は、正負がバランスした負荷であって中性相
からの出力電流が０(零)であることが必要である。
る外部負荷は、正負がバランスした負荷であって中性相
からの出力電流が０(零)であることが必要である。
【００２３】以上を纏めれば、次の通りである。三相交
流から３線直流を得る順変換器の場合、ハーフブリッジ
型変換回路を３つ接続したフルブリッジ回路と交流の第
二相と直流の中性点とを接続した共通相とからなる構成
とし、２直列コンデンサの中性点電圧に影響を及ぼす該
共通相に流れる電流の時間的変化を検出し、該時間的変
化に基づいて、共通相に接続した新たなるハーフブリッ
ジ型変換回路のトランジスタのオン・オフデューティを
変化させる。
流から３線直流を得る順変換器の場合、ハーフブリッジ
型変換回路を３つ接続したフルブリッジ回路と交流の第
二相と直流の中性点とを接続した共通相とからなる構成
とし、２直列コンデンサの中性点電圧に影響を及ぼす該
共通相に流れる電流の時間的変化を検出し、該時間的変
化に基づいて、共通相に接続した新たなるハーフブリッ
ジ型変換回路のトランジスタのオン・オフデューティを
変化させる。
【００２４】これによって、三相交流電源からの共通相
へ流れる入力電流は、共通相のリアクトルを介して共通
相のハーフブリッジ型変換回路へ流れ、２直列コンデン
サの中点へは流れ込まない。すなわち、「中性相に流れ
る電流の時間的変化を零にするまたは零に近づけるこ
と」になる。したがって、２直列コンデンサの蓄積電荷
にアンバランスが発生しないので、コンデンサ容量が小
さくても３線直流の正相と負相のどちらの電圧にも変動
のない完全な直流電源が得られる。すなわち、中性点の
電圧が安定し小形で使い易い電力変換装置が提供され
る。
へ流れる入力電流は、共通相のリアクトルを介して共通
相のハーフブリッジ型変換回路へ流れ、２直列コンデン
サの中点へは流れ込まない。すなわち、「中性相に流れ
る電流の時間的変化を零にするまたは零に近づけるこ
と」になる。したがって、２直列コンデンサの蓄積電荷
にアンバランスが発生しないので、コンデンサ容量が小
さくても３線直流の正相と負相のどちらの電圧にも変動
のない完全な直流電源が得られる。すなわち、中性点の
電圧が安定し小形で使い易い電力変換装置が提供され
る。
【００２５】ところで、第一の実施例の場合、共通相ハ
ーフブリッジ型変換回路は、トランジスタ７，８と、ト
ランジスタ７，８のそれぞれに逆並列に接続したダイオ
ード１３，１４と、トランジスタ７，８の中点と三相交
流電源１の第二相との間に接続したリアクトル３とに該
当する。以下、第二，第三，第四，第六の実施例も同じ
である。変動検出手段は、絶縁アンプ５４に該当し、デ
ューティ制御手段は、乗算器３８，演算増幅器４２，比
較器４６，演算増幅器４８， 基準電圧発生源４９，変
流器５２に該当する。尚、変動検出手段の定義は、絶縁
アンプ54と演算増幅器48と基準電圧発生源49であるとも
理解されるので、ここでの定義は一例である。後述する
実施例においても同様に理解するものとする。
ーフブリッジ型変換回路は、トランジスタ７，８と、ト
ランジスタ７，８のそれぞれに逆並列に接続したダイオ
ード１３，１４と、トランジスタ７，８の中点と三相交
流電源１の第二相との間に接続したリアクトル３とに該
当する。以下、第二，第三，第四，第六の実施例も同じ
である。変動検出手段は、絶縁アンプ５４に該当し、デ
ューティ制御手段は、乗算器３８，演算増幅器４２，比
較器４６，演算増幅器４８， 基準電圧発生源４９，変
流器５２に該当する。尚、変動検出手段の定義は、絶縁
アンプ54と演算増幅器48と基準電圧発生源49であるとも
理解されるので、ここでの定義は一例である。後述する
実施例においても同様に理解するものとする。
【００２６】次に、本発明の第二の実施例を図２により
説明する。図２は、本発明による第二の実施例の電力変
換装置を示す回路図である。図２に示す電力変換装置
も、三相交流を入力し、正相，中性相，負相の３線直流
を負荷へ出力する三相交流入力型の順変換器である。第
一の実施例に対し制御方法、即ち、図１と図２では、制
御回路の構成が異なる。図において、三相交流電源１、
リアクトル２、リアクトル３、リアクトル４、トランジ
スタ５，６、トランジスタ７，８、トランジスタ９，１
０、ダイオード１１，１２、 ダイオード１３，１４、
ダイオード１５，１６、コンデンサ１７，１８、負荷装
置６２からなる主回路の構成は、図１の第一の実施例と
同じである。
説明する。図２は、本発明による第二の実施例の電力変
換装置を示す回路図である。図２に示す電力変換装置
も、三相交流を入力し、正相，中性相，負相の３線直流
を負荷へ出力する三相交流入力型の順変換器である。第
一の実施例に対し制御方法、即ち、図１と図２では、制
御回路の構成が異なる。図において、三相交流電源１、
リアクトル２、リアクトル３、リアクトル４、トランジ
スタ５，６、トランジスタ７，８、トランジスタ９，１
０、ダイオード１１，１２、 ダイオード１３，１４、
ダイオード１５，１６、コンデンサ１７，１８、負荷装
置６２からなる主回路の構成は、図１の第一の実施例と
同じである。
【００２７】次に、第二の実施例の制御回路について説
明する。トランジスタ５，６，９，１０の制御は、図１
の実施例と同じであり、説明を省略する。トランジスタ
７，８の制御についてのみ説明する。コンデンサ１７，
１８の両端電圧ｖC1，ｖC2の検出値を減算器５８で減算
する。減算器５８の出力は、制御補償器５９を経由し
て、比較器４６へ入力される。比較器４６では、制御補
償器５９の出力と三角波発生器４４の出力を比較してＰ
ＷＭ変調信号を出力する。このＰＷＭ変調信号を入力と
するトランジスタ駆動回路５６で、主回路の共通相ハー
フブリッジ型変換回路のトランジスタ７，８を交互にオ
ン・オフする。
明する。トランジスタ５，６，９，１０の制御は、図１
の実施例と同じであり、説明を省略する。トランジスタ
７，８の制御についてのみ説明する。コンデンサ１７，
１８の両端電圧ｖC1，ｖC2の検出値を減算器５８で減算
する。減算器５８の出力は、制御補償器５９を経由し
て、比較器４６へ入力される。比較器４６では、制御補
償器５９の出力と三角波発生器４４の出力を比較してＰ
ＷＭ変調信号を出力する。このＰＷＭ変調信号を入力と
するトランジスタ駆動回路５６で、主回路の共通相ハー
フブリッジ型変換回路のトランジスタ７，８を交互にオ
ン・オフする。
【００２８】図４は、図２及び図３のリアクトル３の電
圧電流波形を示す図である。図２で示す構成回路の動作
について図４を用いて説明する。 (ａ)ｖC1＞ｖC2の場合 この場合は、減算器５８の出力が正になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が大きくなる。したがって、スイッチング周期Ｔのう
ち、正側のトランジスタ７のオン期間をｔON1、負側の
トランジスタ８のオン期間をｔON2とすれば、ｔON2より
ｔON1の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両
端電圧ｖL3(図２に示す向きとする電圧)は、図４(ａ)の
ようになる。ｖC1＞ｖC2でｔON1＞ｔON2であるから、一
周期Ｔにおけるリアクトル電圧の積分値は正になり、リ
アクトル３に流れる電流ｉL3は、正方向(図２に示す電
流の向き)に増加する。この電流の向きは、正側のコン
デンサ１７の電荷を放電し負側のコンデンサ１８に電荷
を充電する。即ち、ｖC1＞ｖC2の場合、ｖC1を減らす方
向に、逆にｖC2を増やす方向に回路が動作する。
圧電流波形を示す図である。図２で示す構成回路の動作
について図４を用いて説明する。 (ａ)ｖC1＞ｖC2の場合 この場合は、減算器５８の出力が正になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が大きくなる。したがって、スイッチング周期Ｔのう
ち、正側のトランジスタ７のオン期間をｔON1、負側の
トランジスタ８のオン期間をｔON2とすれば、ｔON2より
ｔON1の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両
端電圧ｖL3(図２に示す向きとする電圧)は、図４(ａ)の
ようになる。ｖC1＞ｖC2でｔON1＞ｔON2であるから、一
周期Ｔにおけるリアクトル電圧の積分値は正になり、リ
アクトル３に流れる電流ｉL3は、正方向(図２に示す電
流の向き)に増加する。この電流の向きは、正側のコン
デンサ１７の電荷を放電し負側のコンデンサ１８に電荷
を充電する。即ち、ｖC1＞ｖC2の場合、ｖC1を減らす方
向に、逆にｖC2を増やす方向に回路が動作する。
【００２９】(ｂ)ｖC1＜ｖC2の場合 この場合は、減算器５８の出力が負になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が小さくなる。したがって、正側トランジスタ７のオ
ン期間ｔON1より、負側トランジスタ８のオン期間ｔON2
の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電圧
ｖL3は、図４(ｂ)のようになる。 ｖC1＜ｖC2でｔON1＜
ｔON2であるから、一周期Ｔにおけるリアクトル電圧の
積分値は負になり、リアクトル３の電流ｉL3は、負方向
に増加する。この電流の向きは、正側コンデンサ１７に
電荷を充電し、負側コンデンサ１８の電荷を放電する。
すなわち、ｖC1＜ｖC2の場合、ｖC1を増やす方向に、逆
にｖC2を減らす方向に回路が動作する。
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が小さくなる。したがって、正側トランジスタ７のオ
ン期間ｔON1より、負側トランジスタ８のオン期間ｔON2
の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電圧
ｖL3は、図４(ｂ)のようになる。 ｖC1＜ｖC2でｔON1＜
ｔON2であるから、一周期Ｔにおけるリアクトル電圧の
積分値は負になり、リアクトル３の電流ｉL3は、負方向
に増加する。この電流の向きは、正側コンデンサ１７に
電荷を充電し、負側コンデンサ１８の電荷を放電する。
すなわち、ｖC1＜ｖC2の場合、ｖC1を増やす方向に、逆
にｖC2を減らす方向に回路が動作する。
【００３０】以上の通り、正側電圧ｖC1と負側電圧ｖC2
に差があると、それを解消する方向に回路が動作するの
で、最終的には正側電圧ｖC1と負側電圧ｖC2が等しくな
る点(または、近づいた点)で安定する。このとき、三相
交流電源１の第二相からの入力電流と３線直流の負荷装
置６２の中性相への出力電流との差分は、 結果的にコ
ンデンサ１７，１８へは流れず、リアクトル３に発生す
る正または負方向を有するリアクトル電流となって流れ
る。
に差があると、それを解消する方向に回路が動作するの
で、最終的には正側電圧ｖC1と負側電圧ｖC2が等しくな
る点(または、近づいた点)で安定する。このとき、三相
交流電源１の第二相からの入力電流と３線直流の負荷装
置６２の中性相への出力電流との差分は、 結果的にコ
ンデンサ１７，１８へは流れず、リアクトル３に発生す
る正または負方向を有するリアクトル電流となって流れ
る。
【００３１】ここで補足説明すると、前述の図１の実施
例では、三相交流電源１の第二相からの入力電流がリア
クトル３へ流れるよう制御することによって、 コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧のリップルを無くしたもので
ある。これに対し、図２の本実施例では、コンデンサ１
７，１８の両端電圧を等しくなるよう制御することによ
って、三相交流電源１の第二相からの入力電流と３線直
流の負荷装置６２の中性相への出力電流との差分を、リ
アクトル３に流れるリアクトル電流としたものである。
従って、本第二の実施例では、３線直流の中性相への出
力電流分も含めて上記回路構成が働くので、負荷装置６
２の負荷が正負のアンバランスした負荷であってもコン
デンサ１７，１８の両端電圧が安定するという利点があ
る。
例では、三相交流電源１の第二相からの入力電流がリア
クトル３へ流れるよう制御することによって、 コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧のリップルを無くしたもので
ある。これに対し、図２の本実施例では、コンデンサ１
７，１８の両端電圧を等しくなるよう制御することによ
って、三相交流電源１の第二相からの入力電流と３線直
流の負荷装置６２の中性相への出力電流との差分を、リ
アクトル３に流れるリアクトル電流としたものである。
従って、本第二の実施例では、３線直流の中性相への出
力電流分も含めて上記回路構成が働くので、負荷装置６
２の負荷が正負のアンバランスした負荷であってもコン
デンサ１７，１８の両端電圧が安定するという利点があ
る。
【００３２】尚、第二の実施例の場合の変動検出手段
は、絶縁アンプ６０，６１に該当し、デューティ制御手
段は、三角波発生器４４，比較器４６，トランジスタ駆
動回路５６，減算器５８，制御補償器５９に該当する。
は、絶縁アンプ６０，６１に該当し、デューティ制御手
段は、三角波発生器４４，比較器４６，トランジスタ駆
動回路５６，減算器５８，制御補償器５９に該当する。
【００３３】次に、第三の実施例を図３により説明す
る。図３は、本発明による第三の実施例の電力変換装置
を示す回路図である。図３も、三相交流を入力し、正
相，中性相，負相の３線直流を負荷へ出力する順変換器
である。図３の第三の実施例は、第一、第二の実施例に
対し制御方法(制御回路の構成)が異なる。図において、
三相交流電源１、リアクトル２、リアクトル３、リアク
トル４、トランジスタ５，６、トランジスタ７，８、ト
ランジスタ９，１０、ダイオード１１，１２、ダイオー
ド１３，１４、ダイオード１５，１６、コンデンサ１
７，１８、 負荷装置６２からなる主回路の構成は、図
１，２の実施例と同じである。
る。図３は、本発明による第三の実施例の電力変換装置
を示す回路図である。図３も、三相交流を入力し、正
相，中性相，負相の３線直流を負荷へ出力する順変換器
である。図３の第三の実施例は、第一、第二の実施例に
対し制御方法(制御回路の構成)が異なる。図において、
三相交流電源１、リアクトル２、リアクトル３、リアク
トル４、トランジスタ５，６、トランジスタ７，８、ト
ランジスタ９，１０、ダイオード１１，１２、ダイオー
ド１３，１４、ダイオード１５，１６、コンデンサ１
７，１８、 負荷装置６２からなる主回路の構成は、図
１，２の実施例と同じである。
【００３４】次に、第三の実施例の制御回路について説
明する。トランジスタ５，６，９，１０の制御は、図１
の実施例と同じであり説明を省略する。トランジスタ
７，８の制御についてのみ説明する。２直列のコンデン
サ１７，１８の中間点から流れ出す電流ｉCを変流器６
４で検出する。このｉCの検出値から減算器５８でグラ
ンド６５すなわち零を減算する。減算器５８の出力は、
制御補償器５９を経て、比較器４６へ入力される。比較
器４６では、制御補償器５９の出力と三角波発生器４４
の出力を比較してＰＷＭ変調信号を出力する。このＰＷ
Ｍ変調信号を入力とするトランジスタ駆動回路５６で、
共通相ハーフブリッジ型変換回路のトランジスタ７，８
を交互にオン・オフする。
明する。トランジスタ５，６，９，１０の制御は、図１
の実施例と同じであり説明を省略する。トランジスタ
７，８の制御についてのみ説明する。２直列のコンデン
サ１７，１８の中間点から流れ出す電流ｉCを変流器６
４で検出する。このｉCの検出値から減算器５８でグラ
ンド６５すなわち零を減算する。減算器５８の出力は、
制御補償器５９を経て、比較器４６へ入力される。比較
器４６では、制御補償器５９の出力と三角波発生器４４
の出力を比較してＰＷＭ変調信号を出力する。このＰＷ
Ｍ変調信号を入力とするトランジスタ駆動回路５６で、
共通相ハーフブリッジ型変換回路のトランジスタ７，８
を交互にオン・オフする。
【００３５】図３で示す構成の回路の動作について図４
を用いて説明する。 (ａ)ｉC＞０の場合 この場合は、減算器５８の出力が正になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が大きくなる。したがって、スイッチング周期Ｔのう
ち、正側トランジスタ７のオン期間をｔON1、負側トラ
ンジスタ８のオン期間をｔON2とすれば、ｔON2よりｔON
1の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電
圧ｖL3(電圧の向きは図３に示す向きとする)は、図４
(ａ)のようになる。ｔON1＞ｔON2であるから、一周期Ｔ
におけるリアクトル電圧の積分値は正になり、リアクト
ル３に流れる電流ｉL3は、正方向(電流の向きは図３に
示す向き)に増加する。この電流の向きは、２直列のコ
ンデンサ１７，１８の中間点から流れ出す電流ｉCを減
らす方向に働く。即ち、ｉC＞０となると、ｉC＝０とな
る方向に回路が動作する。
を用いて説明する。 (ａ)ｉC＞０の場合 この場合は、減算器５８の出力が正になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が大きくなる。したがって、スイッチング周期Ｔのう
ち、正側トランジスタ７のオン期間をｔON1、負側トラ
ンジスタ８のオン期間をｔON2とすれば、ｔON2よりｔON
1の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電
圧ｖL3(電圧の向きは図３に示す向きとする)は、図４
(ａ)のようになる。ｔON1＞ｔON2であるから、一周期Ｔ
におけるリアクトル電圧の積分値は正になり、リアクト
ル３に流れる電流ｉL3は、正方向(電流の向きは図３に
示す向き)に増加する。この電流の向きは、２直列のコ
ンデンサ１７，１８の中間点から流れ出す電流ｉCを減
らす方向に働く。即ち、ｉC＞０となると、ｉC＝０とな
る方向に回路が動作する。
【００３６】(ｂ)ｉC＜０の場合 この場合は、減算器５８の出力が負になるので比較器４
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が小さくなる。したがって、正側トランジスタ７のオ
ン期間ｔON1より、負側トランジスタ８のオン期間ｔON2
の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電圧
ｖL3は、図４(ｂ)のようになる。ｔON1＜ｔON2であるか
ら、一周期Ｔにおけるリアクトル電圧の積分値は負にな
り、リアクトル３の電流ｉL3は、負方向に増加する。こ
の電流の向きは、２直列のコンデンサ１７，１８の中間
点から流れ出す電流ｉCを増やす方向に働く。すなわち
ｉC＜０となると、ｉC＝０となる方向に回路が動作す
る。
６の出力であるＰＷＭ変調信号は正レベルのパルス幅の
方が小さくなる。したがって、正側トランジスタ７のオ
ン期間ｔON1より、負側トランジスタ８のオン期間ｔON2
の方が大きくなる。このときのリアクトル３の両端電圧
ｖL3は、図４(ｂ)のようになる。ｔON1＜ｔON2であるか
ら、一周期Ｔにおけるリアクトル電圧の積分値は負にな
り、リアクトル３の電流ｉL3は、負方向に増加する。こ
の電流の向きは、２直列のコンデンサ１７，１８の中間
点から流れ出す電流ｉCを増やす方向に働く。すなわち
ｉC＜０となると、ｉC＝０となる方向に回路が動作す
る。
【００３７】以上の通り、２直列のコンデンサ１７，１
８の中間点から流れ出す電流ｉCが零になるまたは零に
近づくように回路が動作する。このとき、三相交流電源
１の第二相からの入力電流と３線直流負荷装置６２の中
性相への出力電流の差分は、結果的にコンデンサ１７，
１８へは流れず、リアクトル３に発生する正または負方
向を有するリアクトル電流となって流れる。従って、コ
ンデンサ１７，１８の両端電圧のリップルを無くすこと
ができる。尚、本実施例でも、３線直流の中性相への出
力電流分も含めて上記回路構成が働くので、負荷装置６
２側が正負のアンバランスした負荷であっても、コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧は安定する。そして、第三の
実施例の場合の変動検出手段は、変流器６４に該当し、
デューティ制御手段は、三角波発生器４４，比較器４
６，トランジスタ駆動回路５６，減算器５８，制御補償
器５９，グランド６５に該当する。
８の中間点から流れ出す電流ｉCが零になるまたは零に
近づくように回路が動作する。このとき、三相交流電源
１の第二相からの入力電流と３線直流負荷装置６２の中
性相への出力電流の差分は、結果的にコンデンサ１７，
１８へは流れず、リアクトル３に発生する正または負方
向を有するリアクトル電流となって流れる。従って、コ
ンデンサ１７，１８の両端電圧のリップルを無くすこと
ができる。尚、本実施例でも、３線直流の中性相への出
力電流分も含めて上記回路構成が働くので、負荷装置６
２側が正負のアンバランスした負荷であっても、コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧は安定する。そして、第三の
実施例の場合の変動検出手段は、変流器６４に該当し、
デューティ制御手段は、三角波発生器４４，比較器４
６，トランジスタ駆動回路５６，減算器５８，制御補償
器５９，グランド６５に該当する。
【００３８】図５は、本発明による第四の実施例の電力
変換装置を示す回路図である。図５の電力変換装置は、
フルブリッジ回路構成の三相交流入力形の順変換器とハ
ーフブリッジ２回路構成の三相交流出力形のインバータ
とを接続した三相交流入力・三相交流出力形の電力変換
装置である。すなわち、三相交流電源１から入力し、一
旦、正相，中性相，負相の３線の直流電圧に変換したの
ち、該直流電圧を再変換した三相交流を三相交流負荷装
置３６から出力する電力変換装置である。そして、上記
電力変換装置のフルブリッジ回路構成の順変換器に、本
発明を適用した実施例の回路を示している。
変換装置を示す回路図である。図５の電力変換装置は、
フルブリッジ回路構成の三相交流入力形の順変換器とハ
ーフブリッジ２回路構成の三相交流出力形のインバータ
とを接続した三相交流入力・三相交流出力形の電力変換
装置である。すなわち、三相交流電源１から入力し、一
旦、正相，中性相，負相の３線の直流電圧に変換したの
ち、該直流電圧を再変換した三相交流を三相交流負荷装
置３６から出力する電力変換装置である。そして、上記
電力変換装置のフルブリッジ回路構成の順変換器に、本
発明を適用した実施例の回路を示している。
【００３９】直列接続されたトランジスタ５，６と、ト
ランジスタ５，６のそれぞれに逆並列に接続されたダイ
オード１１，１２と、トランジスタ５，６の中点と三相
交流電源１の第一相との間に接続したリアクトル２と、
先の直列接続したトランジスタ５，６の両端に接続した
２直列コンデンサ１７，１８とで一相分の変換器が構成
される。同様に、直列接続されたトランジスタ９，１０
と、トランジスタ９，１０のそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオード１１，１２とで構成し、トランジスタ
９，１０の中点と三相交流電源１の第三相との間をリア
クトル４で接続し先の直列接続したトランジスタ９，１
０の両端を ２直列コンデンサ１７，１８の両端へトラ
ンジスタ５，６と同じ向きに接続する。さらに、２直列
コンデンサ１７，１８の中点と三相交流電源１の第二相
とを接続し共通相とする。
ランジスタ５，６のそれぞれに逆並列に接続されたダイ
オード１１，１２と、トランジスタ５，６の中点と三相
交流電源１の第一相との間に接続したリアクトル２と、
先の直列接続したトランジスタ５，６の両端に接続した
２直列コンデンサ１７，１８とで一相分の変換器が構成
される。同様に、直列接続されたトランジスタ９，１０
と、トランジスタ９，１０のそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオード１１，１２とで構成し、トランジスタ
９，１０の中点と三相交流電源１の第三相との間をリア
クトル４で接続し先の直列接続したトランジスタ９，１
０の両端を ２直列コンデンサ１７，１８の両端へトラ
ンジスタ５，６と同じ向きに接続する。さらに、２直列
コンデンサ１７，１８の中点と三相交流電源１の第二相
とを接続し共通相とする。
【００４０】そしてさらに、直列接続されたトランジス
タ７，８と、トランジスタ７，８のそれぞれに逆並列に
接続されたダイオード１３，１４とで構成し、トランジ
スタ７，８の中点と三相交流電源１の第二相との間をリ
アクトル３で接続し、先の直列接続したトランジスタ
７，８の両端を２直列のコンデンサ１７，１８の両端へ
トランジスタ５，６と同じ向きに接続する。
タ７，８と、トランジスタ７，８のそれぞれに逆並列に
接続されたダイオード１３，１４とで構成し、トランジ
スタ７，８の中点と三相交流電源１の第二相との間をリ
アクトル３で接続し、先の直列接続したトランジスタ
７，８の両端を２直列のコンデンサ１７，１８の両端へ
トランジスタ５，６と同じ向きに接続する。
【００４１】次に、 列接続したトランジスタ１９,２０
と、 ランジスタ１９,２０のそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオード２５,２６と、 ランジスタ１９,２０の
中点と三相交流負荷装置３６の第一相との間に接続した
リアクトル３１とで構成し、先の直列接続したトランジ
スタ１９,２０の両端を２直列のコンデンサ１７,１８の
両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続する。さら
に、前記コンデンサ１７,１８の中点と三相交流負荷装
置３６の第二相とを接続し共通相とする。
と、 ランジスタ１９,２０のそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオード２５,２６と、 ランジスタ１９,２０の
中点と三相交流負荷装置３６の第一相との間に接続した
リアクトル３１とで構成し、先の直列接続したトランジ
スタ１９,２０の両端を２直列のコンデンサ１７,１８の
両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続する。さら
に、前記コンデンサ１７,１８の中点と三相交流負荷装
置３６の第二相とを接続し共通相とする。
【００４２】さらに、直列接続されたトランジスタ２
３，２４と、そのトランジスタ２３，２４のそれぞれに
逆並列に接続されたダイオード２９，３０と、そのトラ
ンジスタ２３，２４の中点と三相交流負荷装置３６の第
三相との間に接続したリアクトル３３とで構成し、先の
直列接続したトランジスタ２３，２４の両端を２直列の
コンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６と同
じ向きに接続する。更に、三相交流負荷装置３６の第一
相と第二相の間にコンデンサ３４を接続し三相交流負荷
装置３６の第二相と第三相の間にコンデンサ３５を接続
する。
３，２４と、そのトランジスタ２３，２４のそれぞれに
逆並列に接続されたダイオード２９，３０と、そのトラ
ンジスタ２３，２４の中点と三相交流負荷装置３６の第
三相との間に接続したリアクトル３３とで構成し、先の
直列接続したトランジスタ２３，２４の両端を２直列の
コンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６と同
じ向きに接続する。更に、三相交流負荷装置３６の第一
相と第二相の間にコンデンサ３４を接続し三相交流負荷
装置３６の第二相と第三相の間にコンデンサ３５を接続
する。
【００４３】上記構成において、トランジスタ５，６，
９，１０をオン・オフ制御することによって、入力電流
正弦波、入力力率１を保ちながら三相交流電源１を入力
として直流電圧を出力する。また、トランジスタ１９，
２０，２３，２４をオン・オフ制御することによって、
前記直流電圧を入力して、三相交流負荷装置３６へ三相
の正弦波交流電圧を供給する。
９，１０をオン・オフ制御することによって、入力電流
正弦波、入力力率１を保ちながら三相交流電源１を入力
として直流電圧を出力する。また、トランジスタ１９，
２０，２３，２４をオン・オフ制御することによって、
前記直流電圧を入力して、三相交流負荷装置３６へ三相
の正弦波交流電圧を供給する。
【００４４】そして、トランジスタ７，８をデューティ
制御手段でオン・オフ制御し、三相交流電源１の第二相
からの入力電流と三相交流負荷装置３６の第二相へ供給
する電流との差分をリアクトル３に流れるリアクトル電
流で調整するようにする。このトランジスタ７，８のデ
ューティ制御方法は、図２または図３で示した制御で実
現可能である。これによって、コンデンサ１７，１８の
中性点から流れでる電流が無くなり、コンデンサ１７，
１８の両端電圧が安定する。３線直流電圧が安定するこ
とによって、インバータの出力の正負がバランスしな
い、あるいは直流電圧が不足して充分な交流出力のピー
ク電圧が得られないなどの問題は発生しなくなる。
制御手段でオン・オフ制御し、三相交流電源１の第二相
からの入力電流と三相交流負荷装置３６の第二相へ供給
する電流との差分をリアクトル３に流れるリアクトル電
流で調整するようにする。このトランジスタ７，８のデ
ューティ制御方法は、図２または図３で示した制御で実
現可能である。これによって、コンデンサ１７，１８の
中性点から流れでる電流が無くなり、コンデンサ１７，
１８の両端電圧が安定する。３線直流電圧が安定するこ
とによって、インバータの出力の正負がバランスしな
い、あるいは直流電圧が不足して充分な交流出力のピー
ク電圧が得られないなどの問題は発生しなくなる。
【００４５】本実施例では、交流入力の第二相と交流出
力の第二相が共通であり、電源側で一相接地、負荷側で
も一相接地が要求される場合にも適用できる。さらに交
流入力の第二相を基準として、３線直流回路(即ち、順
変換器)及び交流出力三相回路(即ち、インバータ)を見
た場合、いずれも直流または低周波の交流でしかないの
で、電力変換装置の漏洩電流を低減することができる利
点がある。
力の第二相が共通であり、電源側で一相接地、負荷側で
も一相接地が要求される場合にも適用できる。さらに交
流入力の第二相を基準として、３線直流回路(即ち、順
変換器)及び交流出力三相回路(即ち、インバータ)を見
た場合、いずれも直流または低周波の交流でしかないの
で、電力変換装置の漏洩電流を低減することができる利
点がある。
【００４６】図６は、本発明による第五の実施例の電力
変換装置を示す回路図である。第五の実施例は、図５の
第四の実施例と同様の、三相交流入力・三相交流出力形
の電力変換装置である。図５の第四の実施例では、順変
換器がフルブリッジ回路構成で、インバータがハーフブ
リッジ２回路構成であったのに対し、図６の第五の実施
例では、順変換器がハーフブリッジ２回路構成で、イン
バータがフルブリッジ回路構成である。そして、上記電
力変換装置のフルブリッジ回路構成のインバータに、本
発明を適用した実施例の回路を示している。
変換装置を示す回路図である。第五の実施例は、図５の
第四の実施例と同様の、三相交流入力・三相交流出力形
の電力変換装置である。図５の第四の実施例では、順変
換器がフルブリッジ回路構成で、インバータがハーフブ
リッジ２回路構成であったのに対し、図６の第五の実施
例では、順変換器がハーフブリッジ２回路構成で、イン
バータがフルブリッジ回路構成である。そして、上記電
力変換装置のフルブリッジ回路構成のインバータに、本
発明を適用した実施例の回路を示している。
【００４７】直列接続されたトランジスタ５，６と、ト
ランジスタ５，６のそれぞれに逆並列に接続されたダイ
オード１１，１２と、トランジスタ５，６の中点と三相
交流電源１の第一相との間に接続したリアクトル２と、
先の直列接続したトランジスタ５，６の両端に接続した
２直列のコンデンサ１７，１８とで一相分の変換器が構
成される。 同様に、直列接続されたトランジスタ９，
１０と、トランジスタ９，１０のそれぞれに逆並列に接
続されたダイオード１１，１２とで構成し、そのトラン
ジスタ９，１０の中点と三相交流電源１の第三相との間
をリアクトル４で接続し、先の直列接続したトランジス
タ９，１０の両端を２直列のコンデンサ１７，１８の両
端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続する。さら
に、そのコンデンサ１７，１８の中点と三相交流電源１
の第二相とを接続し共通相とする。
ランジスタ５，６のそれぞれに逆並列に接続されたダイ
オード１１，１２と、トランジスタ５，６の中点と三相
交流電源１の第一相との間に接続したリアクトル２と、
先の直列接続したトランジスタ５，６の両端に接続した
２直列のコンデンサ１７，１８とで一相分の変換器が構
成される。 同様に、直列接続されたトランジスタ９，
１０と、トランジスタ９，１０のそれぞれに逆並列に接
続されたダイオード１１，１２とで構成し、そのトラン
ジスタ９，１０の中点と三相交流電源１の第三相との間
をリアクトル４で接続し、先の直列接続したトランジス
タ９，１０の両端を２直列のコンデンサ１７，１８の両
端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続する。さら
に、そのコンデンサ１７，１８の中点と三相交流電源１
の第二相とを接続し共通相とする。
【００４８】次に、直列接続したトランジスタ１９，２
０と、トランジスタ１９，２０のそれぞれに逆並列に接
続されたダイオード２５，２６と、トランジスタ１９，
２０の中点と三相交流の負荷装置３６の第一相との間に
接続したリアクトル３１とで構成し、先の直列接続した
トランジスタ１９，２０の両端を２直列のコンデンサ１
７，１８の両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続
する。同様に直列接続されたトランジスタ２３，２４
と、そのトランジスタ２３，２４のそれぞれに逆並列に
接続されたダイオード２９，３０と、そのトランジスタ
２３，２４の中点と三相交流負荷装置３６の第三相との
間に接続したリアクトル３３とで構成し、直列接続した
トランジスタ２３，２４の両端を２直列のコンデンサ１
７，１８の両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続
する。更に、前記コンデンサ１７，１８の中点と三相交
流負荷装置３６の第二相とを接続し共通相とする。ま
た、三相交流負荷装置３６の第一相と第二相の間にコン
デンサ３４を接続し，三相交流負荷装置３６の第二相と
第三相の間にコンデンサ３５を接続する。
０と、トランジスタ１９，２０のそれぞれに逆並列に接
続されたダイオード２５，２６と、トランジスタ１９，
２０の中点と三相交流の負荷装置３６の第一相との間に
接続したリアクトル３１とで構成し、先の直列接続した
トランジスタ１９，２０の両端を２直列のコンデンサ１
７，１８の両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続
する。同様に直列接続されたトランジスタ２３，２４
と、そのトランジスタ２３，２４のそれぞれに逆並列に
接続されたダイオード２９，３０と、そのトランジスタ
２３，２４の中点と三相交流負荷装置３６の第三相との
間に接続したリアクトル３３とで構成し、直列接続した
トランジスタ２３，２４の両端を２直列のコンデンサ１
７，１８の両端へトランジスタ５，６と同じ向きに接続
する。更に、前記コンデンサ１７，１８の中点と三相交
流負荷装置３６の第二相とを接続し共通相とする。ま
た、三相交流負荷装置３６の第一相と第二相の間にコン
デンサ３４を接続し，三相交流負荷装置３６の第二相と
第三相の間にコンデンサ３５を接続する。
【００４９】そしてさらに、直列接続したトランジスタ
２１，２２と、そのトランジスタ２１，２２のそれぞれ
に逆並列に接続されたダイオード２７，２８と、そのト
ランジスタ２１，２２の中点と三相交流負荷装置３６の
第二相との間に接続したリアクトル３２とで構成し、先
の直列接続したトランジスタ２１，２２の両端を２直列
のコンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６と
同じ向きに接続する。
２１，２２と、そのトランジスタ２１，２２のそれぞれ
に逆並列に接続されたダイオード２７，２８と、そのト
ランジスタ２１，２２の中点と三相交流負荷装置３６の
第二相との間に接続したリアクトル３２とで構成し、先
の直列接続したトランジスタ２１，２２の両端を２直列
のコンデンサ１７，１８の両端へトランジスタ５，６と
同じ向きに接続する。
【００５０】上記構成において、トランジスタ５，６，
９，１０をオン・オフ制御することによって、入力電流
正弦波、入力力率１を保ちながら三相交流電源１を入力
として直流電圧を出力する。また、トランジスタ１９，
２０，２３，２４をオン・オフ制御することによって前
記直流電圧を入力して、三相交流負荷装置３６へ三相の
正弦波交流電圧を供給する。
９，１０をオン・オフ制御することによって、入力電流
正弦波、入力力率１を保ちながら三相交流電源１を入力
として直流電圧を出力する。また、トランジスタ１９，
２０，２３，２４をオン・オフ制御することによって前
記直流電圧を入力して、三相交流負荷装置３６へ三相の
正弦波交流電圧を供給する。
【００５１】そして、トランジスタ２１,２２をデュー
ティ制御手段でオン・オフ制御し、三相交流電源１の第
二相からの入力電流と三相交流負荷装置３６の第二相へ
供給する電流との差分をリアクトル３に流れるリアクト
ル電流で調整するようにする。このトランジスタ２１,
２２のデューティ制御方法も、図２または図３で示した
制御で実現可能である。これによって、コンデンサ１
７，１８の中性点から流れでる電流が無くなり、コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧が安定する。３線直流電圧が
安定することによって、インバータの出力の正負がバラ
ンスしないあるいは直流電圧が不足して充分な交流出力
のピーク電圧が得られないという問題などは解消され
る。
ティ制御手段でオン・オフ制御し、三相交流電源１の第
二相からの入力電流と三相交流負荷装置３６の第二相へ
供給する電流との差分をリアクトル３に流れるリアクト
ル電流で調整するようにする。このトランジスタ２１,
２２のデューティ制御方法も、図２または図３で示した
制御で実現可能である。これによって、コンデンサ１
７，１８の中性点から流れでる電流が無くなり、コンデ
ンサ１７，１８の両端電圧が安定する。３線直流電圧が
安定することによって、インバータの出力の正負がバラ
ンスしないあるいは直流電圧が不足して充分な交流出力
のピーク電圧が得られないという問題などは解消され
る。
【００５２】本実施例でも、交流入力の第二相と交流出
力の第二相が共通であり、電源側で一相接地、負荷側で
も一相接地が要求される場合にも適用できる。さらに、
交流入力の第二相を基準として、３線直流回路及び交流
出力三相回路を見た場合、いずれも直流または低周波の
交流でしかないので、電力変換装置の漏洩電流を低減す
ることができる利点がある。
力の第二相が共通であり、電源側で一相接地、負荷側で
も一相接地が要求される場合にも適用できる。さらに、
交流入力の第二相を基準として、３線直流回路及び交流
出力三相回路を見た場合、いずれも直流または低周波の
交流でしかないので、電力変換装置の漏洩電流を低減す
ることができる利点がある。
【００５３】次に、第六の実施例を図９により説明す
る。図９は、本発明による第六の実施例の電力変換装置
を示す回路図である。電力変換装置としての無停電電源
装置に本発明を適用した実施例を示すものである。すな
わち、図５の第四の実施例の回路において、直流の中性
相と負相の間にコンデンサ１８に並列に、直流電力貯蔵
器としての蓄電池６３を接続したものである。なお、中
性相と正相の間にコンデンサ１８を接続したものでも可
である。
る。図９は、本発明による第六の実施例の電力変換装置
を示す回路図である。電力変換装置としての無停電電源
装置に本発明を適用した実施例を示すものである。すな
わち、図５の第四の実施例の回路において、直流の中性
相と負相の間にコンデンサ１８に並列に、直流電力貯蔵
器としての蓄電池６３を接続したものである。なお、中
性相と正相の間にコンデンサ１８を接続したものでも可
である。
【００５４】正常時に三相交流が三相交流電源１から入
力され、 リアクトル２，３，４、トランジスタ５〜１
０、ダイオード１１〜１６から成る順変換器は、蓄電池
６３を充電すると共にトランジスタ１９,２０,２３,２
４、ダイオード２５，２６，２９，３０、リアクトル３
１，３３、コンデンサ３４，３５から成るインバータへ
直流を供給する。さらに、インバータで直流を交流に再
変換し三相交流負荷装置３６から三相交流を供給する。
力され、 リアクトル２，３，４、トランジスタ５〜１
０、ダイオード１１〜１６から成る順変換器は、蓄電池
６３を充電すると共にトランジスタ１９,２０,２３,２
４、ダイオード２５，２６，２９，３０、リアクトル３
１，３３、コンデンサ３４，３５から成るインバータへ
直流を供給する。さらに、インバータで直流を交流に再
変換し三相交流負荷装置３６から三相交流を供給する。
【００５５】ここで、第四の実施例と同様に本実施例の
順変換器を図２または図３に示した制御を行えば、蓄電
池６３の充放電電流によるコンデンサ１７，１８の両端
電圧のアンバランスをも含めて直流三線回路電圧の安定
化が図れる。ただし、図３で示した制御を適用する場合
には、変流器６４を直流電流も検出できるものにする必
要がある。ところで、三相交流電源１の入力が停電した
時は、前述の順変換器のトランジスタ５，６，９，１０
を停止させるが、直流回路に蓄電池６３があるため直流
電圧は継続し、インバータは安定した電圧を三相負荷装
置３６へ供給し続けるという効果がある。また、直流の
正相と負相の間に蓄電池６３を接続しても無停電電源装
置は構成できるが、本実施例のように中性相と負相(ま
たは正相)との間に接続することによって、蓄電池のセ
ル数を減らせるという効果がある。
順変換器を図２または図３に示した制御を行えば、蓄電
池６３の充放電電流によるコンデンサ１７，１８の両端
電圧のアンバランスをも含めて直流三線回路電圧の安定
化が図れる。ただし、図３で示した制御を適用する場合
には、変流器６４を直流電流も検出できるものにする必
要がある。ところで、三相交流電源１の入力が停電した
時は、前述の順変換器のトランジスタ５，６，９，１０
を停止させるが、直流回路に蓄電池６３があるため直流
電圧は継続し、インバータは安定した電圧を三相負荷装
置３６へ供給し続けるという効果がある。また、直流の
正相と負相の間に蓄電池６３を接続しても無停電電源装
置は構成できるが、本実施例のように中性相と負相(ま
たは正相)との間に接続することによって、蓄電池のセ
ル数を減らせるという効果がある。
【００５６】
【発明の効果】本発明によれば、入力と出力の少なくと
も一方が交流で、回路の一部に３線直流回路を有し、交
流の一相と直流の中性相を共通にした電力変換装置の２
直列コンデンサの中性点に流れ込む電流をキャリア周波
数成分以外は、ほぼ零にすることができるので、２直列
コンデンサの両端電圧が等しくなる。従って、電圧アン
バランスを減らすための２直列コンデンサの静電容量が
小さくても３線直流回路の電圧は安定し、小形で使い易
い電力変換装置が得られる。
も一方が交流で、回路の一部に３線直流回路を有し、交
流の一相と直流の中性相を共通にした電力変換装置の２
直列コンデンサの中性点に流れ込む電流をキャリア周波
数成分以外は、ほぼ零にすることができるので、２直列
コンデンサの両端電圧が等しくなる。従って、電圧アン
バランスを減らすための２直列コンデンサの静電容量が
小さくても３線直流回路の電圧は安定し、小形で使い易
い電力変換装置が得られる。
【図１】本発明による第一の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】本発明による第二の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】本発明による第三の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図４】図２及び図３のリアクトル３の電圧電流波形を
示す図である。
示す図である。
【図５】本発明による第四の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図６】本発明による第五の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図７】従来技術の電力変換装置を示す回路図である。
【図８】図７の電力変換装置の内部波形を示す図であ
る。
る。
【図９】本発明による第六の実施例の電力変換装置を示
す回路図である。
す回路図である。
１…三相交流電源接続部(三相交流電源)、２，３，４，
３１，３２，３３…リアクトル、５〜１０…トランジス
タ、１１〜１６，２５〜３０…ダイオード、１７,１８
…コンデンサ、１９〜２４…トランジスタ、３４,３５
…コンデンサ、３６…三相交流負荷装置、３７…三相基
準正弦波発生器、３８，３９，４０…乗算器、４１，４
２，４３…演算増幅器、４４…三角波発生器、４５，４
６，４７…比較器、４８…演算増幅器、４９…基準電圧
発生源(直流電圧源)、５０…三相変圧器、５１，５２，
５３…変流器、５４…絶縁アンプ(絶縁電圧検出器)、５
５，５６，５７…トランジスタ駆動回路、５８…減算
器、５９…制御補償器、６０，６１…絶縁アンプ(絶縁
電圧検出器)、６２…負荷装置接続部(負荷装置)、６３
…蓄電池、６４…変流器、６５…グランド(制御回路の
０レベル)。
３１，３２，３３…リアクトル、５〜１０…トランジス
タ、１１〜１６，２５〜３０…ダイオード、１７,１８
…コンデンサ、１９〜２４…トランジスタ、３４,３５
…コンデンサ、３６…三相交流負荷装置、３７…三相基
準正弦波発生器、３８，３９，４０…乗算器、４１，４
２，４３…演算増幅器、４４…三角波発生器、４５，４
６，４７…比較器、４８…演算増幅器、４９…基準電圧
発生源(直流電圧源)、５０…三相変圧器、５１，５２，
５３…変流器、５４…絶縁アンプ(絶縁電圧検出器)、５
５，５６，５７…トランジスタ駆動回路、５８…減算
器、５９…制御補償器、６０，６１…絶縁アンプ(絶縁
電圧検出器)、６２…負荷装置接続部(負荷装置)、６３
…蓄電池、６４…変流器、６５…グランド(制御回路の
０レベル)。
Claims (8)
- 【請求項１】交流を正相，中性相，負相を有する直流に
変換する電力変換方法において、 前記中性相に流れる電流の時間的変化を検出し、該時間
的変化に基づいて前記電流が前記正相側または前記負相
側へ流れるよう制御し、前記時間的変化を零にするまた
は零に近づけることを特徴とする電力変換方法。 - 【請求項２】直流の正相と中性相との間に接続した正側
コンデンサと、前記直流の中性相と負相との間に接続し
た負側コンデンサと、 前記正相と前記負相との間に接続した２直列スイッチ素
子と該各スイッチ素子のそれぞれに逆並列接続したダイ
オードと前記２直列スイッチ素子の中点と交流の第一相
との間に接続したリアクトルとからなる第一相ハーフブ
リッジ型変換回路と、前記正相と前記負相との間に接続
した２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれ
に逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子
の中点と交流の第三相との間に接続したリアクトルとか
らなる第三相ハーフブリッジ型変換回路と、前記直流の
中性相と前記交流の第二相とを接続した共通相とを備
え、 前記第一相，第二相，第三相を有する前記交流を前記正
相，中性相，負相を有する前記直流に変換する電力変換
装置において、 前記正相と前記負相との間に接続した２直列スイッチ素
子と該各スイッチ素子のそれぞれに逆並列接続したダイ
オードと前記２直列スイッチ素子の中点と前記共通相と
の間に接続したリアクトルとからなる共通相ハーフブリ
ッジ型変換回路と、前記共通相に流れる電気信号の時間
的変化を検出する変動検出手段と、 該電気信号の時間的変化に基づいて、前記共通相ハーフ
ブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子のオン・オフデ
ューティを変化させるデューティ制御手段とを設けたこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】請求項２において、前記変動検出手段は、
前記共通相に接続した前記リアクトルに流れるリアクト
ル電流から前記電気信号の時間的変化を検出することを
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】請求項２において、前記変動検出手段は、
前記正側コンデンサの両端電圧及び前記負側コンデンサ
の両端電圧から前記電気信号の時間的変化を検出するこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】請求項２において、前記変動検出手段は、
前記中性相から前記正側コンデンサへ流れる電流及び前
記中性相から前記負側コンデンサへ流れる電流から前記
電気信号の時間的変化を検出することを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項６】入力する三相交流を３線直流に変換する順
変換器と、該３線直流の正相と負相を変換する２個のハ
ーフブリッジ型変換回路を有し該ハーフブリッジ型変換
回路から２相分の交流を出力し、前記３線直流の中性相
に接続した共通相から残り１相分の前記交流を出力する
インバータとからなる電力変換装置において、 前記順変換器は、請求項２または請求項３または請求項
４または請求項５記載の電力変換装置であることを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項７】入力する三相交流を３線直流に変換する順
変換器と、該３線直流の正相と負相を変換する２個のハ
ーフブリッジ型変換回路を有し該ハーフブリッジ型変換
回路から２相分の交流を出力し、前記３線直流の中性相
に接続した共通相から残り１相分の前記交流を出力する
インバータと、前記正相または前記負相または前記中性
相のうちのいずれか２相の間に接続した直流電力貯蔵器
とからなる電力変換装置において、 前記順変換器は、請求項２または請求項３または請求項
４または請求項５記載の電力変換装置であることを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項８】入力する三相交流を３線直流に変換する順
変換器と、該３線直流の正相と負相を変換する２個のハ
ーフブリッジ型変換回路を有し該ハーフブリッジ型変換
回路から２相分の交流を出力し、前記３線直流の中性相
に接続した共通相から残り１相分の前記交流を出力する
インバータとからなる電力変換装置において、 前記インバータは、前記正相と前記負相との間に接続し
た２直列スイッチ素子と該各スイッチ素子のそれぞれに
逆並列接続したダイオードと前記２直列スイッチ素子の
中点と前記共通相との間に接続したリアクトルとからな
る共通相ハーフブリッジ型変換回路と、前記共通相に流
れる電気信号の時間的変化を検出する変動検出手段と、
該電気信号の時間的変化に基づいて、前記共通相ハーフ
ブリッジ回路の前記２直列スイッチ素子のオン・オフデ
ューティを変化させるデューティ制御手段とを有するこ
とを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02908396A JP3221828B2 (ja) | 1996-02-16 | 1996-02-16 | 電力変換方法及び電力変換装置 |
| TW086100478A TW325604B (en) | 1996-02-16 | 1997-01-17 | Power conversion method and power conversion device |
| IN239CA1997 IN190939B (ja) | 1996-02-16 | 1997-02-11 | |
| US08/799,761 US5892674A (en) | 1996-02-16 | 1997-02-12 | Method and apparatus for power converting AC into DC or DC into AC by converter having common phase connection |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02908396A JP3221828B2 (ja) | 1996-02-16 | 1996-02-16 | 電力変換方法及び電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09224376A true JPH09224376A (ja) | 1997-08-26 |
| JP3221828B2 JP3221828B2 (ja) | 2001-10-22 |
Family
ID=12266461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02908396A Expired - Lifetime JP3221828B2 (ja) | 1996-02-16 | 1996-02-16 | 電力変換方法及び電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5892674A (ja) |
| JP (1) | JP3221828B2 (ja) |
| IN (1) | IN190939B (ja) |
| TW (1) | TW325604B (ja) |
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| JP2007221903A (ja) * | 2006-02-16 | 2007-08-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2011514798A (ja) * | 2008-03-18 | 2011-05-06 | ニュー エナジー パワー カンパニー | 電力フィードバック装置 |
| JP2016046926A (ja) * | 2014-08-22 | 2016-04-04 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、発電システムおよび電力変換方法 |
| KR20160104286A (ko) * | 2015-02-26 | 2016-09-05 | 파워소프트 주식회사 | 배터리 연계형 고효율 무정전 dc 전력공급기 |
| JP2021520176A (ja) * | 2018-03-30 | 2021-08-12 | アンスティテュ ヴェデコム | 電気車両用の４アームｎｐｃ変換器、およびそのような変換器を含む双方向充電器 |
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| US6510068B1 (en) * | 2001-07-17 | 2003-01-21 | Douglas A. Bors | Pulse width modulation utilizing a shifted control signal |
| DE10200022A1 (de) * | 2002-01-02 | 2003-07-17 | Philips Intellectual Property | Schaltungsanordnung zum Betrieb einer oder mehrerer Lampen |
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| MX2011000429A (es) * | 2008-07-30 | 2011-02-23 | Toshiba Mitsubishi Elec Inc | Dispositivo de conversion de energia. |
| KR101614797B1 (ko) * | 2008-09-22 | 2016-04-22 | 삼성전자 주식회사 | 3상 역률 보상 보호 장치 및 그 제어방법 |
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- 1996-02-16 JP JP02908396A patent/JP3221828B2/ja not_active Expired - Lifetime
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1997
- 1997-01-17 TW TW086100478A patent/TW325604B/zh not_active IP Right Cessation
- 1997-02-11 IN IN239CA1997 patent/IN190939B/en unknown
- 1997-02-12 US US08/799,761 patent/US5892674A/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
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| US5892674A (en) | 1999-04-06 |
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