JPH0487572A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、例えば空港において駐機中の航空機に給電
するのに使用される４００Ｈｚ、あるいは高周波（数百
Ｈｚ程度）配電システムの電源装置に関するものである
。

〔従来の技術〕

例えば航空機の内部の配電は、−船釣に周波数４００Ｈ
ｚ、相電圧１１５Ｖ、線間電圧２００Ｖの３相４線配線
方式で行われている。一方、航空機内部の負荷としては
、モータ等の３相負荷もあれば、照明器具等の単相負荷
もあり、各負荷が適宜３相４線の配線の何れかに接続さ
れ、負荷が各相で平衡せず、アンバランスとなることが
多い。

以上のような３相４線配電系統の負荷に給電する電源装
置は、各相毎に電圧調整を行って各相電圧を規定値に維
持する必要があるので、−船釣な３相インバータを用い
ることはできず、３台の単相インバータを用いて構成し
ている。このような従来例を第６図に示す。第６図にお
いて、５１は商用周波数の３相交流電源、５２は３相交
流電源５１の電圧を整流する整流器、５３は電解コンデ
ンサからなりリップル成分を除去する直流フィルタであ
る。５４ａ〜５４ｃはそれぞれ単相ＰＷＭ正弦波インバ
ータで、それぞれ出力端子ｕ、ｘ間、ｖ。

７問およびＷ、　　２間に各々４００Ｈｚの単相の正弦
波電圧を発生する。５５ａ〜５５ｃはそれぞれ単相変圧
器、５６ａ〜５６Ｃはそれぞれスイッチング周波数成分
除去用フィルタである。５７ａ〜５７ｃはＡ相、Ｂ相、
Ｃ相の各電源端子、５７ｎは中性（Ｎ）相の電源端子で
あり、各電源端子５７ａ〜５７ｃ、５７ｎに負荷（図示
せず）が接続される。

以上のような構成の電源装置は、整流器５２および直流
フィルタ５３によって得られた直流電圧を３台の単相Ｐ
ＷＭ正弦波インバータ５４ａ〜５４Ｃと３台の単相変圧
器５５ａ〜５５Ｃとによって３相４線配線の４００Ｈｚ
の高周波電圧に変換することになる。この際、単相変圧
器５５ａ〜５５Ｃの二次側に現れるスイッチング周波数
成分がコンデンサからなるスイッチング周波数成分除去
用フィルタ５６ａ〜５６ｃによって除去され、電源端子
５７ａ〜５７Ｃ１５７ｎ間の電圧波形は正弦波となる。

この場合、各相の相電圧が例えば１１５Ｖに、つまり線
間電圧が２００ｖに設定される。

上記の単相ＰＷＭ正弦波インバータ５４ａ〜５４ｃは、
いずれも出力電圧を正弦波に近位させるために、電力用
半導体スイッチング素子（例えば絶縁ゲートバイポーラ
トランジスタ等）を１０ＫＨｚ以上の高周波でスイッチ
ングするパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行っている。ス
イッチング周波数成分は先のスイッチング周波数成分除
去用フィルタ５６２〜５６ｃで除去する。

第７図は単相ＰＷＭ正弦波インバータ５４２〜５４Ｃの
回路例を示し、Ｑ、〜Ｑ、４は絶縁ゲートバイポーラト
ランジスタ、ＤＩ＋−’−ＤＩ４はダイオードである。

例えば単相ＰＷＭ正弦波インバータ５４ａにおけるＰＷ
Ｍ制御は、第８図（ａｌに示すような正弦波形からなる
目標電圧Ｖ　ＩＩＩＩＩＦと三角波からなる搬送波電圧
ＶＣとの大小を比較し、その比較結果に応じて絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタＱ１１〜Ｑ１４をスイッチン
グ制御することで、インバータ出力、つまり単相変圧器
５５ａへの入力電圧として、第８図（ｂｌに示すような
スイッチング周波数成分を含んだ電圧が得られる。この
電圧は、スイッチング周波数成分除去用フィルタ５６ａ
に通すことで、スイッチング周波数成分が除去され、単
相変圧器５５ａの二次側電圧としては第８図（Ｃ１に示
すような正弦波電圧が得られる。

そして、各相の電圧を検出し、その検出結果に応じて目
標電圧Ｖ　ｌｔＦの振幅を変化させることで、負荷変動
に係わらず、負荷に加える各相電圧を一定に維持するこ
とができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

インバータを構成する電力用半導体スイッチング素子は
、スイッチング動作を行うに際し、スイッチングロスと
呼ばれる損失が生し、この損失はスイッチング周波数が
高くなればなるほど太き（なる。

したがって、第６図の従来例のように、フル定格の単相
ＰＷＭ正弦波インバータ５４１〜５４ｃを構成する電力
用半導体スイッチング素子を１０ＫＨｚ程度以上の高周
波でスイッチングすると、電力用半導体スイッチング素
子５４３〜５４ｃのスイッチング損失が大きいことから
、単相ＰＷＭ正弦波インバータ５４３〜５４ｃの運転損
失が増加し、電源装置としての効率が９０％を下回る結
果となり、好ましくない。

一方、インバータとしては、矩形波インバータも考えら
れるが、この矩形波インバータは制御精度が低いため、
上記のような使用には適さない。

この発明の目的は、制御精度が高く、かつ効率の高い電
源装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明の電源装置は、大容量の３相矩形波インバータ
の各相毎の出力に３台の小容量の単相ＰＷＭ正弦波イン
バータの出力を各々直列に結合し、前記３相矩形波イン
バータで負荷に加える電圧を粗制御し、前記単相ＰＷＭ
正弦波インバータで負荷に加える電圧を各相毎に微制御
するようにしている。

〔作　　　用〕

この発明の構成によれば、３相矩形波インバータの各相
の出力電圧と３台の単相ＰＷＭ正弦波インバータの出力
電圧とを各相毎に直列加電した合成電圧が負荷に加えら
れることになる。この際、負荷変動に伴う電圧変動は、
大容量の３相矩形波インバータで粗調整され、小容量の
単相ＰＷＭ正弦波インバータで各相毎に微調整される。

このように、粗調整を大容量の３相矩形波インバークで
行い、各相毎の微調整を小容量の単相ＰＷＭ正弦波イン
バータで行うことで、負荷に加える電圧を各相毎に高精
度に制御することができる。

しかも、負荷に加える電圧の大部分を３相矩形波インバ
ータで賄い、負荷変動に伴う各相毎の細かな変動に対す
る補正骨を小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータで賄う
ようにしてあり、小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータ
の運転損失が大きくても、大容量の３相矩形波インバー
タの運転損失は少ないので、全体としての効率は十分に
高くすることが可能である。

〔実　施　例〕

この発明の一実施例を第１図ないし第５図に基づいて説
明する。この電源装置は、第１図に示すように、大容量
の３相矩形波インバータ５ａ。

５ｂの各相毎の出力に３台の小容量の単相ＰＷＭ正弦波
インバータ１２ａ〜１２Ｃの出力を各々直列に結合し、
３相矩形波インバータ５ａ、５ｂで負荷に加える電圧を
粗制御し、単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ−１２ｃ
で負荷に加える電圧を各相毎に微制御するようにしてい
る。

このように構成すると、３相矩形波インバータ５ａ、５
ｂの出力電圧と３台の単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２
ａ〜１２ｃの出力電圧とを各相毎に直列加算した合成電
圧が負荷に加えられることになる。この際、負荷変動に
伴う電圧変動は、大容量の３相矩形波インバータ５ａ、
５ｂで粗調整され、小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバー
タ１２ａ−１２ｃで各相毎に微調整されることになる。

以下、この実施例の電源装置を詳細に説明する。

この電源装置は、第１図に示すように、３相交流電源２
０の電圧を３相の入力変圧器１を介してサイリスタ整流
器２で３相全波整流し、リップル除去用リアクトル３お
よびリップル除去用コンデンサ４でリフプル成分を除去
して２台の３相知形波インバータ５ａ、５ｂに給電して
いる。

この３相矩形波インバータ５ａ、５ｂは、例えば第２図
に示すように、２個ずつ直列接続して３組を並列に接続
した６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と、各スイッチ
ング素子Ｑ、〜Ｑ、に逆並列接続したダイオードＤ　＋
　”＝　Ｄ　＆　とからなり、各スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ、を所定のタイミングでオンオフさせることにより
、３組の直列回路の各中点より位相が１２０度ずつずれ
た例えば４００１（ｚの３相の矩形波電圧を出力するよ
うになっていて、その出力調整は前段のサイリスタ整流
器２のサイリスタ点弧角を制御して３相矩形波インバー
タ５ａ、５ｂに加わる直流電圧を増減することにより行
う。その容量は、負荷定格が例えば１００　Ｋ　ｖａの
場合、３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの出力容量もそ
れに等しい１００　Ｋ　ｖ＾の容量に設定される。

３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの出力は多重化変圧器
６ａ、６ｂに加えられる。この場合、多重化変圧器６ｂ
はΔ−Ｙ変換を行うものであり、多重化変圧器６ａは千
鳥巻線を採用してΔ−オープンΔ変換を行うものであり
、両多重化変圧器６ａ、６ｂの二次電圧を直列加算して
１２相化する構成になっていて、その加算合成電圧は例
えば第３図ｔａ）に示すようになる。このように構成す
ると、高調波含有率を最も少なくすることができる。

多重化変圧器６ａ、６ｂの二次電圧の加算合成電圧は、
フィルタ用コンデンサ７３〜７ｃによって高調波成分が
除去され、各相の波形は正弦波形となって、後述する単
相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２ｃの出力電圧と
直列補償用変圧器１６ａ〜１６ｃによって直列加電され
て出カケープル２１ａ〜２１ｃ、２Ｉｎより出力される
ことになる。

また、この電源装置は、３相交流電源２０の電圧を３相
の入力変圧器８を介してダイオード整流器９で３相全波
整流し、リップル除去用リアクトル１０およびりラブル
除去用コンデンサ１１でリップル成分を除去して３台の
単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ−１２ｃに給電゛し
ている。

この単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２８〜１２Ｃは、例
えば４００Ｈｚの３相の正弦波からなる目標電圧と搬送
波電圧である１０ＫＨｚ程度の周波数の三角波電圧とを
比較した比較結果に基づいてスイッチング素子をオンオ
フ動作させることにより、目標電圧に相当する例えば第
３同価）に示すような正弦波電圧（搬送波成分も含む）
を出力するものである。

この単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２２〜１２ｃの容量
は、負荷定格が上記の１００ＫＶ＾の場合、例えば６〜
ｌ０ＫＶ＾程度に設定される。

上記の各単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２ｃの
各出力電圧は、フィルタ用リアクトル１３ａ〜１３Ｃお
よびフィルタ用コンデンサ１４ａ〜１４Ｃにて、搬送波
成分が除去された後、直列補償用変圧器１６２〜１６ｃ
を介して先に述べた３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの
加算合成電圧と直列加算されて、出カケープル２１ａ〜
２１Ｃ，２１ｒｌから出力されることになる。この出カ
ケープル２１２〜２１Ｃ２１ｎから出力されて負荷に加
えられる電圧は、例えば第３図（Ｃ）に示すような４０
０Ｈｚの正弦波となる。

この場合、相電圧および線間電圧は、例えば１１５Ｖ、
　　２００Ｖに設定される。

直列補償用変圧器１６２〜１６ｃの一次側を短絡するバ
イパススイッチ１５８〜１５Ｃは、入力変圧器８からフ
ィルタ用リアクトル１３２〜１３Ｃおよびフィルタ用コ
ンデンサ１４８〜１４Ｃまでの回路部分のいずれかに故
障が発生して正弦波電圧を発生することができなくなっ
たときに、単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２８〜１２Ｃ
の出力側をショートして３相矩形波インバータ５ａ、５
ｂ単独で負荷へ給電を継続するために設けられている。

上記したサイリスタ整流器２，３相矩形波インバータ５
ａ、５ｂおよび単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１
２ｃのスイッチング制御は、制御回路１９が行う、この
場合、制御回路１９は、電圧検出用変圧器１７ａ〜１７
Ｃにて３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの各相の出力電
圧ＶＳＡ＋　ｖＳｌ＋　ＶＳＣを検出するとともに、電
流検出用変流器１８ａ〜１８Ｃにて３相矩形波インバー
タ５ａ、５ｂの各相の出力電流Ｉ　ＬＡＩ　　Ｉ　Ｌｍ
、　　Ｉ　ＬＣを検出し、検出した電圧および電流に基
づいてサイリスタ整流器２，３相矩形波インバータ５ａ
、５ｂおよび単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２
ｃの制御を行うことになる。

なお、２２は電圧検出用抵抗、２３は電流検出用変流器
、２４３〜２４Ｃは電流検出用変流器である。

ここで、３相矩形波インバータ５ａ、５ｂおよび単相Ｐ
ＷＭ正弦波インバータ１２ａ−１２ｃの制御回路につい
て第４図および第５図に基づいて説明する。

まず、３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの制御について
第４図により説明する。

この第４図の制御回路では、３相矩形波インバータ５ａ
、５ｂの各相の出力電圧Ｖ　３Ａ、　　Ｖ　５＠。

ＶＳＣを電圧検出用変圧器１７ａ−１７ｃで検出し、そ
れらの二次電圧を整流器３１８〜３１Ｃでそれぞれ全波
整流して加算器３４で加算する。一方、３相矩形波イン
バータ５ａ、５ｂの各相の出力電ａ　Ｉ　ｔＡ。

１１１＋　　Ｉ　Ｌｃを電流検出用変流器１８２〜１８
Ｃで検出し、それらの二次電流を出カケープル２１８〜
２１Ｃのインピーダンスを模擬したインピーダンス模擬
回路３２８〜３２ｃで電圧に変換し、各インピーダンス
模擬回路３２８〜３２Ｃの電圧を整流器３３８〜３３Ｃ
でそれぞれ全波整流して加算器３５で加算する。

上記インピーダンス模擬回路３２２〜３２ｃの電圧は、
出カケープル２１８〜２１Ｃにおける各相の出力電流Ｉ
　ＬＡＩ　　Ｉ　Ｌｍ、　　Ｉ　ＬＣによる電圧降下に
相当する。

そして、加算器３４の出力から加算器３５の出力を減算
器３６で減したものに係数器３７にて、１／３の係数を
掛ける。この結果、係数器３７の出力として、各相の出
力電圧Ｖ　ＳＡ、　　Ｖ　Ｓｌ＋　　Ｖ　ｓｃから各々
出カケープル２１８〜２１Ｃによる電圧降下分を差し引
いた電圧の平均値が得られることになる。

さらに、減算器３９において、基準値発生器３８から出
力される基準値（例えば、相電圧１１５■に相当する値
）から上記の係数器３７の出力を減じることで、両者の
差を求め、その差を誤差増幅器３９Ａで増幅した値と鋸
歯状波電圧とをゲートパルス発生回路４０で比較し、そ
の比較結果に応じたタイミングでゲートパルスをサイリ
スク整流器２の各サイリスクに加えることになる。

以上のような制御回路にてサイリスタ整流器２のサイリ
スタの点弧角を制御することにより、負荷に加わる電圧
の平均値が一定に制御されることになる。

この際、単相負荷時の各相電圧の不平衡については補正
できないので、つぎに述べる単相ＰＷＭ正弦波インバー
タ１２ａ〜１２ｃによって補正する。

つぎに、単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２ｃの
制御について、第５図により説明する。なお、各相とも
同じように制御するので、Ａ相に対応する単相ＰＷＭ正
弦波インバータ１２ａの制御を例にとって説明する。

この第５図の制御回路では、３相矩形波インバータ５ａ
のＡ相の出力電圧ＶＳＡを電圧検出用変圧器１７ａで検
出し、それを同期回路４１に加えることで３相矩形波イ
ンバータ５ａ、５ｂのＡ相の出力電圧ＶＳａに同期した
同期信号を作り、この同期信号に基づいて基準振幅正弦
波発生回路４２で基準振幅の４００Ｈｚの正弦波信号を
作成する。この場合、基準振幅正弦波発生回路４２は、
例えば同期信号の整数倍のクロック信号をカウントする
カウンタ、および正弦波形データを記憶してカウンタの
出力値をアドレスとしてアクセスされる読み出し専用メ
モリなどで構成される。

そして、減算器４３にて、正弦波信号とＡ相の出力電圧
ＶＳａに相当する電圧との誤差電圧εを求める。さらに
、この誤差電圧εとＡ相分の出カケープル２１ａによる
電圧降下分ｚ−ＩＬＡを加算器４４で加算して目標電圧
Ｖ　ＩＩＩ！Ｆを作成している。

上記において、単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａの制
御において、Ａ相分の出カケープル２１ａによる電圧降
下分Ｚ’ｌＬＡを誤差電圧εから差し引いているのは、
３相矩形波インバータ５ａ、５ｂの制御において、ケー
ブル電圧降下分の平均値に基づいて電圧補正を行ってい
るからである。

そして、上記目標電圧ｖ＋ｔｚｒと三角波からなる搬送
波電圧ＶＣとを比較器４５で比較し、その比較結果に応
じたタイミングで周知の通りゲートパルスを発生し、こ
のゲートパルスを単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａに
加えることにより、第３図（ｂｌに示したような波形の
電圧を単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａから出力させ
ることになる。

上記の単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａから出力され
る第３図（ｂ）に示したような波形の電圧はフィルタ用
リアクトル１３ａおよびフィルタ用コンデンサ１４ａに
よって搬送波成分が除去され、滑らかな正弦波となる。

以上のような制御回路によって、単相ＰＷＭ正弦波イン
バータ１２ａ−１２ｃのスイッチング素子のオンオフを
制御することにより、単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２
ａ〜１２ｃの出力電圧が各々個別に制御され、この結果
負荷に加わる各相の電圧が各々個別に一定に制御される
ことになる。

なお、制御回路１９は、図示はしていないが、３相矩形
波インバータ５３〜５ｂのスイッチングを制御する回路
、および単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２Ｃに
加える直流電圧の変動等に基づいて単相ＰＷＭ正弦波イ
ンバータ１２ａ〜１２ｃの出力を補正する回路等も有し
ている。

この実施例の電源装置は、粗調整を大容量で制御精度の
低い３相矩形波インバータ５ａ、５ｂで行い、各相毎の
微調整を小容量で制御精度の高い単相ＰＷＭ正弦波イン
バータ１２ａ〜１２Ｃで行うことで、負荷に加える電圧
を各相毎に高精度に制御することができる。

しかも、負荷に加える電圧の大部分を高効率（９５％以
上にすることが可能）の３相矩形波インバータ５ａ、５
ｂから供給し、電圧変動に伴う細かな変動に対する補正
分を小容量の低効率（８５％程度）の単相ＰＷＭ正弦波
インバータ１２ａ〜１２ｃから供給するようにしてあり
、小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータ１２ａ〜１２ｃ
の運転損失が太き（でも、大容量の３相矩形波インバー
タ５ａ、５ｂの運転損失は少ないので、全体としての効
率は十分に高くすることが可能である。

また、２台の矩形波インバータ５ａ、５ｂを組み合わせ
ているので、矩形波インバータ５ａ。

５ｂから発生する高調波を少なくすることができ、その
除去が容易である。

なお、上記実施例は、航空機用の地上電源にこの発明を
適用したものであったが、これに限らずビル等における
高周波配電用としても適用することができ、電源周波数
も４００ｋに限らない。

（発明の効果〕 この発明の電源装置によれば、粗調整を大容量の３相矩
形波インバータで行い、各相毎のｍ！ＩＮ整を３台の小
容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータで行うことで、負荷
に加える電圧を各相銀に高精度に制御することができる
。しかも、負荷に加える電圧の大部分を３相矩形波イン
バータで賄い、電圧変動に伴う細かな変動に対する補正
分を小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータで賄うように
してあり、小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータの運転
損失が大きくても、大容量の３相矩形波インバータの運
転損失は少ないので、全体としての効率は十分に高くす
ることが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の電源装置の構成を示す回
路図、第２図は３相矩形波インバータの基本構成を示す
回路図、第３図は第１図の回路の各部の波形図、第４図
は制御回路のうちのサイリスタ整流器を制御する回路部
分の構成を示すブロック図、第５図は’＃ｉｌ　４８回
路のうちの単相ＰＷＭ正弦波インバータを制御する回路
部分の構成を示すブロック図、第６図は電源装置の従来
例の構成を示す回路図、第７図は単相ＰＷＭ正弦波イン
バータの基本構成を示す回路図、第８図は第７図の各部
の波形図である。 ２・・・サイリスタ整流器、３・・・リップル除去用リ
アクトル、４・・・リップル除去用コンデンサ、５ａ５
ｂ・・・３相矩形波インバータ、６ａ、６ｂ・・・多重
化変圧器、７２〜７ｃ・・・フィルタ用コンデンサ、１
０・・・リンプル除去用リアクトル、１１・・・リップ
ル除去用コンデンサ、１２ａ−１２ｃ・・・単相ＰＷＭ
正弦波インバータ、１３ａ〜１３ｃ・・・フィルタ用リ
アクトル、１４ａ〜１４ｃ・・・フィルタ用コンデンサ
、１５・・・バイパススイッチ、１６ａ〜１６ｃ・・・
直列補償用変圧器、１９・・・制御回路、２ｏ・・・３
相交流電源特許出願人　　日本空港動力株式会社 第 ５才 四 医 第 図 Ｃ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 大容量の３相矩形波インバータの各相毎の出力と３台の
   小容量の単相ＰＷＭ正弦波インバータの出力とを各々直
   列に結合し、前記３相矩形波インバータで負荷に加える
   電圧を粗制御し、前記単相ＰＷＭ正弦波インバータで負
   荷に加える電圧を各相毎に微制御するようにした電源装
   置。