JP2011229347A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路の交流側出力を電源に重畳して所望の直流電圧を得る電力変換装置において、高精度な電流制御を可能にして高調波電流を抑制する。
【解決手段】単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路１００を交流電源１に直列接続し、その後段に半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａによるコンバータ回路３００を介して平滑コンデンサ３を接続し、１周期内に平滑コンデンサ３をバイパスさせる短絡期間Ｔを設けてコンバータ回路３００を制御し、平滑コンデンサ３の電圧が目標電圧となるように電流指令を用いて交流電源１の力率を改善するようにインバータ回路１００を制御する。そして短絡期間Ｔとそれ以外との制御の切り替え時にインバータ回路１００の出力電圧を平滑コンデンサ３の電圧分加減算させるようインバータ回路１００をフィードフォワード制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせ、短絡用スイッチのオンオフ切り替えに同期して、インバータ回路の電圧指令を補正する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−０９５１６０号公報

このような電力変換装置では、短絡用スイッチのオンオフ切り替えによりインバータ回路の直流電圧源の充放電を切り替えて、所望の直流電圧を得るもので、短絡用スイッチのオンオフ切り替えの際にフィードフォワード制御を用いて、フィードバック制御の遅れを防止している。しかしながら、短絡用スイッチのオンオフ切り替え時の過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生を抑制することは困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、平滑コンデンサをバイパスする制御とそれ以外の制御との切り替え時にも、インバータ回路を流れる電流を高精度に制御し、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる電力変換装置を得る事を目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御する。また、上記制御回路は、上記コンバータ回路の制御における上記短絡期間の制御である第１の制御と、上記コンバータ回路の上記各交流端子と上記平滑コンデンサとの間を導通させる第２の制御との切り替え時に、上記インバータ回路の出力電圧が上記平滑コンデンサの電圧分、加減算されるように、フィードフォワード制御を用いて該インバータ回路を出力制御するものである。

この発明によると、制御回路は、平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間の第１の制御と、コンバータ回路の各交流端子と平滑コンデンサとの間を導通させる第２の制御との切り替え時に、インバータ回路の出力電圧が平滑コンデンサの電圧分、加減算されるように、フィードフォワード制御を用いて該インバータ回路を出力制御するため、第１の制御と第２の制御との切り替え時における過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の昇圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の降圧時の動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流電圧源充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１によるインバータ回路のフィードフォワード制御を説明する図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２によるインバータ回路のフィードフォワード制御を説明する図である。 この発明の実施の形態２による制御回路による制御遅延を説明する図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態３による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態５による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。

インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ等から成る直流電圧源１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。

なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａはＩＧＢＴ以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。

制御回路１０は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc^＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc^＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。

このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２〜図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電を示す図である。なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を降圧と称す。また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc^＊に制御されている状態を示す。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。

交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。

図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流電圧源１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。

次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充放電させ、電流制御を行う。

図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑用コンデンサ３を充電しダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流電圧源１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電させ、電流制御を行う。

なお、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。

このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、θ_１≦θ＜π−θ_１にて直流電圧源１０５を放電する際、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧である（Vdc^＊−Vin）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Vdc^＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流電圧源１０５を充電し、その後、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc^＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相θ＝θ_２（０＜θ_２＜π/2）とすると、θ_１≦θ＜θ_２、π−θ_２≦θ＜π−θ_１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc^＊−Vin）を出力して直流電圧源１０５を放電し、θ_２≦θ＜π−θ_２である時、インバータ回路１００は電圧（Vin−Vdc^＊）を出力して直流電圧源１０５を充電する。

以上のように力行動作では、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲である短絡期間Ｔでのみ、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は充電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源１０５は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源１０５は充電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。

また、短絡期間Ｔの位相範囲は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００の直流電圧源１０５の充放電エネルギが等しいとすると、Vdc^＊＜Vpの降圧時の場合、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。

ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、
Vdc^＊＝Vp・π／（４cosθ_１）
となり、Vdc^＊の下限値はθ_１が0となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc^＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ_１により決まり、即ちθ_１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを、０≦θ＜θ_１、θ_１≦θ＜θ_２、θ_２≦θ＜π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp・sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp・sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub、の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。

なお、直流電圧源１０５の電圧Vsubは、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記３条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔでも、それ以外の期間でも入力力率が概１になるように電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。

次に、インバータ回路１００の制御の詳細について図８に基づいて以下に説明する。図８は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２２ａとして、この振幅目標値２２ａに基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin^＊を生成する。次に、電流指令Iin^＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御である第１の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の第２の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

このように、制御回路１０は、インバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin^＊に追従するように電圧指令２５を生成してインバータ回路１００を出力制御し、コンバータ回路３００の短絡期間Ｔの第１の制御とそれ以外の第２の制御との切り替え時となる短絡スイッチのオンオフ切り替え時のみ、電圧指令２５にフィードフォワード補正電圧ΔVを加算するフィードフォワード制御を行う。図９に示すように、フィードフォワード補正電圧ΔVは、交流電源１の電圧Vinが正のとき、第１の制御から第２の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の電圧Vdcであり、第２の制御から第１の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の逆電圧（−Vdc）である。また、フィードフォワード補正電圧ΔVは、交流電源１の電圧Vinが負のとき、第１の制御から第２の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の逆電圧（−Vdc）であり、第２の制御から第１の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の電圧Vdcである。

このように、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え時にインバータ回路１００の出力電圧が平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されるように、インバータ回路１００の電圧指令を補正する。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、入力力率が概１になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub^＊に追従させる制御について図１０に基づいて以下に説明する。図１０は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
まず、設定された指令値Vsub^＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性により、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御される。

この実施の形態では、上述したような電流指令Iin^＊を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。コンバータ回路３００は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が殆ど無い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル２を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、インバータ回路１００の素子の信頼性が向上する。

また平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにて直流電圧源１０５を充電する。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、直流電圧源１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この場合リアクトル２は、エネルギを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００の直流電圧となる直流電圧源８の電圧Vsubを、Vinのピーク電圧Vp以下に設定することにより、上記高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。

また、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる第１の制御（短絡期間Ｔの制御）と、各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる第２の制御との切り替え時に、インバータ回路１００の出力電圧が平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されるように、インバータ回路１００は、電圧指令２５を補正するフィードフォワード制御を用いる。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、入力力率が概１になるように電流Iinを制御でき、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

なお、この実施の形態では、電力変換装置は力行動作のみ行うため、コンバータ回路３００は、直流母線間に並列接続される２つのブリッジ回路の上アームの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを、ダイオードのみとしても良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００の出力制御において、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え時のみ、電圧指令２５にフィードフォワード補正電圧ΔVを加算するフィードフォワード制御を行うものであったが、この実施の形態では、異なるフィードフォワード制御について示す。なお、インバータ回路１００のフィードフォワード制御以外の制御および回路構成は上記実施の形態１と同様である。
図１１は、この発明の実施の形態２によるインバータ回路のフィードフォワード制御を説明する図である。
制御回路１０は、上記実施の形態１と同様に（図８参照）、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従するように電流指令Iin^＊を生成し、またインバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin^＊に追従するように電圧指令２５を生成する。そして、電圧指令２５にフィードフォワード補正電圧ΔVを加算する補正をし、補正後の電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

この場合、制御回路１０は、インバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin^＊に追従するように生成された電圧指令２５にフィードフォワード補正電圧ΔVを加算するフィードフォワード制御によりインバータ回路１００を出力制御する。図１１に示すように、フィードフォワード補正電圧ΔVは、コンバータ回路３００の短絡期間Ｔでの第１の制御の際は、交流電源１の電圧Vinの逆電圧（−Vin）である。また、第２の制御の際は、交流電源１の電圧Vinが正のとき、（−Vin）に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを加算した電圧（Vdc−Vin）であり、電圧Vinが負のとき、（−Vin）に平滑コンデンサ３の逆電圧（−Vdc）を加算した電圧（−Vdc−Vin）である。

このように、制御回路１０は、インバータ回路１００に要求される出力電圧をフィードフォワード補正電圧ΔVとして電圧指令２５に常時加算することで、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え前後で、インバータ回路１００の補正後の電圧指令２６は、平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されることになる。このため、インバータ回路１００は上記実施の形態１の制御の場合と同様に動作し、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

なお、上記実施の形態１、２において、制御回路１０でディジタル演算する際には、通常、制御遅延時間ｔが発生する。図１２に示すように、平滑コンデンサ３の電圧Vdcは、短絡期間Ｔにおいて減少し、その後の充電により増大する。また電力変換装置の入力電圧となる交流電源１の電圧Vinや、出力電圧となる平滑コンデンサ３の電圧VdcをサンプリングするタイミングＳと、サンプリングした電圧に基づいてディジタル演算によりフィードフォワード補正電圧ΔVを電圧指令２５に加算してインバータ回路１００を実際に制御するタイミングとの間には、時間差（制御遅延時間ｔ）がある。この制御遅延時間ｔに基づく誤差電圧ΔVdc、ΔVinを予め求めて、フィードフォワード補正電圧ΔVを演算する際に反映させる。このように、制御遅延時間ｔに基づく誤差電圧ΔVdc、ΔVinを予測してフィードフォワード補正電圧ΔVを決定することで、制御遅延による影響をなくすことができ、より高精度な電流制御が得られる。

実施の形態３．
上記実施の形態１では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態では、電力変換装置は回生機能を備え、通常は力行動作を行うが、平滑コンデンサ３の電圧が上昇すると回生動作により交流電源１に電力を回生する。なお、回路構成は図１と同様であり、また力行動作については上記実施の形態１と同様である。
図１３〜図１６は、回生動作における電流経路図を示す。制御回路１０は、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが目標電圧をVdc^＊より所定の電圧分、増大すると、電力変換装置の制御を力行動作から回生動作に切り替える。

まず交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。

図１３に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。

交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１４に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。

次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流電圧源１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流電圧源１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流電圧源１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。

図１５に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を充電、あるいは充放電させ、電流制御を行う。直流電圧源１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流電圧源１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。

交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１６に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され直流電圧源１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流電圧源１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流電圧源１０５を放電させ、電流制御を行う。

なお、コンバータ回路３００では、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。

以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の短絡期間Ｔでのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源１０５は放電される。そして、短絡期間以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源１０５は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源１０５は放電される。

この場合も、制御回路１０は、上記実施の形態１と同様に（図８参照）、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従するように電流指令Iin^＊を生成し、またインバータ回路１００に流れる電流Iinが電流指令Iin^＊に追従するように電圧指令２５を生成する。そして、上記実施の形態１あるいは上記実施の形態２と同様の方法で、電圧指令２５にフィードフォワード補正電圧ΔVを加算する補正をし、補正後の電圧指令２６を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

図１７は、この実施の形態による制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。このコンバータ回路３００の出力制御は、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub^＊に追従させる制御である。
まず上記実施の形態１と同様に、設定された指令値Vsub^＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１２を生成する。このＰＷＭ制御３４では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）３５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を交流電源１の極性と力行・回生信号３７に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号１２を生成する。即ち、このゲート信号１２にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間Ｔも制御される。

以上のように、この実施の形態では、通常時の力行動作では平滑コンデンサ３が所望の電圧になるように直流電力を出力し、平滑コンデンサ３の電圧が所定の電圧分上昇すると回生動作にて交流電源１に電力を回生する。平滑コンデンサ３に例えば電動機制御用のインバータ等を接続すると、電動機が減速する際に電力が平滑コンデンサ３に戻り、平滑コンデンサ３の電圧が上昇する。このように平滑コンデンサ３の電圧が上昇しても、回生動作にて平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生することで平滑コンデンサ３は所望の電圧に安定的に制御することができる。

また、力行動作、回生動作の双方において、コンバータ回路３００の短絡期間Ｔである第１の制御とそれ以外の第２の制御との切り替え時に、インバータ回路１００の出力電圧が、平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されるようにフィードフォワード制御を用いてインバータ回路１００を制御する。このため、力行動作の場合と同様に、回生動作においてもフィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

なお、この場合も、上述したように、制御回路１０の制御遅延時間ｔに基づく誤差電圧ΔVdc、ΔVinを予測してフィードフォワード補正電圧ΔVを決定することで、制御遅延による影響をなくすことができ、より高精度な電流制御が得られる。

実施の形態４．
上記実施の形態１では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図１８に示すように、複数個の単相インバータ１００、２００の交流側を直列接続してインバータ回路１１０を構成しても良い。各単相インバータ１００、２００は、上記実施の形態１と同様に、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂ、２０１ｂ〜２０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、２０１ａ〜２０４ａおよび直流電圧源１０５、２０５から構成されるフルブリッジ構成のインバータである。この場合、各単相インバータ１００、２００の出力の総和が、インバータ回路１１０の出力となる。

制御回路１０ａは、各単相インバータ１００、２００の直流電圧源１０５、２０５の電圧Vsub、Vsubaと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、上記実施の形態１、２と同様に、電流指令を用いて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧に追従させ、交流電源１からの力率を力行動作時は１に、回生動作時は（−１）に近づくように制御する。そして、コンバータ回路３００の短絡期間Ｔである第１の制御とそれ以外の第２の制御との切り替え時に、インバータ回路１００の出力電圧が、平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されるようにフィードフォワード制御を用いてインバータ回路１００を制御し、インバータ回路１１０の交流側の発生電圧を交流電源１の電圧Vinに重畳する。

この実施の形態においても、コンバータ回路３００の短絡期間Ｔである第１の制御とそれ以外の第２の制御との切り替え時に、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制でき、上記実施の形態１、２と同様の効果が得られる。

なお、インバータ回路１１０は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。図１９はこの発明の実施の形態５による電力変換装置の概略構成図である。
図１９に示すように、上記実施の形態１と同様の主回路を直流電源５に接続して所望の直流電圧を得る。制御回路１０ｂは、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、直流電源５の直流電圧Va、電流ｉとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc^＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１３、１４を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。

制御回路１０ｂは、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間を所定の周期で有して、インバータ回路１００の直流電圧源１０５を充電し、上記短絡期間以外では、直流電源５の電圧Vaにインバータ回路１００の出力を重畳して平滑コンデンサ３に出力し、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊になるように制御する。この場合、直流電源５の電圧Vaを昇圧した出力電圧Vdcを得る。
また、上記実施の形態３と同様に電力変換装置は回生機能を備え、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが所定の電圧分、上昇すると力行動作から回生動作に切り替えて直流電源５に電力を回生する。
なお、力行、回生時の各電流経路は上記実施の形態１、３で示したものと同様である。

また、直流電源５から充電される直流電圧源１０５の電圧Vsubは、直流電源５の直流電圧Vaより低く、また、インバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する必要がある。即ち、Vsub＜Va、Vsub＞Vdc^＊−Va、の２つの条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できる。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流電圧源１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記２条件を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。

次に、インバータ回路１００の制御について図２０に基づいて以下に説明する。
図２０は、制御回路１０ｂによるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。インバータ回路１００の出力制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持する。
まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を電流指令ｉ^＊とする。そして、電流指令ｉ^＊と検出された電流ｉとの差２４ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５ａとする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間の制御である第１の制御と、コンバータ回路３００の各交流端子と平滑コンデンサ３との間を導通させる制御、即ち短絡期間外の第２の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５ａを補正するそして、補正後の電圧指令２６ａを用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１３を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

このように、制御回路１０ｂは、インバータ回路１００に流れる電流ｉが電流指令ｉ^＊に追従するように電圧指令２５ａを生成してインバータ回路１００を出力制御し、コンバータ回路３００の短絡期間の第１の制御とそれ以外の第２の制御との切り替え時となる短絡スイッチのオンオフ切り替え時のみ、電圧指令２５ａにフィードフォワード補正電圧ΔVを加算するフィードフォワード制御を行う。フィードフォワード補正電圧ΔVは、第１の制御から第２の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の電圧Vdcであり、第２の制御から第１の制御への切り替え時には平滑コンデンサ３の逆電圧（−Vdc）である。
このように、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え時にインバータ回路１００の出力電圧が平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されるように、インバータ回路１００の電圧指令を補正する。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生を抑制できる。
なお、フィードフォワード補正電圧ΔVに用いる平滑コンデンサ３の電圧または逆電圧の大きさは、目標電圧Vdc^＊であっても良い。

次に、コンバータ回路３００の出力制御であり、インバータ回路１００の直流電圧源１０５の電圧Vsubを指令値Vsub^＊に追従させる制御について図２１に基づいて以下に説明する。図２１は、制御回路１０ｂによるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。
まず、設定された指令値Vsub^＊と検出された電圧Vsubとの差３２をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力３３を力行・回生選択装置４０に入力する。力行・回生選択装置４０には、ＰＩ制御した出力３３を極性反転した信号３３ａも入力され、力行・回生信号３７に基づいて力行動作時には出力３３を、回生動作時には信号３３ａが選択されて出力される。そして、力行・回生選択装置４０の出力を電圧指令としてＰＷＭ制御３４によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１４を生成する。このＰＷＭ制御３４では、短絡期間の周期となる任意の周期で生成した三角波３５ａをキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を力行・回生信号３７に基づいてゲート信号１４を生成する。即ち、このゲート信号１４にてコンバータ回路３００の交流端子間を短絡する短絡期間も制御される。

実施の形態６．
なお、上記実施の形態５では、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え時のみ、電圧指令２５ａにフィードフォワード補正電圧ΔVを加算するフィードフォワード制御を行うものであったが、上記実施の形態２と同様に、電圧指令２５ａにフィードフォワード補正電圧ΔVを常時加算しても良い。
この場合、制御回路１０ｂは、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従するように生成された電流指令ｉ^＊に、インバータ回路１００に流れる電流ｉが追従するように電圧指令２５ａを生成する。そして、電圧指令２５ａにフィードフォワード補正電圧ΔVを加算する補正をする。この場合のフィードフォワード補正電圧ΔVは、コンバータ回路３００の短絡期間での第１の制御の際は、直流電源１の電圧Vaの逆電圧（−Va）で、第２の制御の際は、（−Va）に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを加算した電圧（Vdc−Va）である。そして、補正後の電圧指令２６ａを用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号１１を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

このように、制御回路１０ｂは、インバータ回路１００に要求される出力電圧をフィードフォワード補正電圧ΔVとして電圧指令２５ａに常時加算することで、コンバータ回路３００の第１の制御と第２の制御との切り替え前後で、インバータ回路１００の補正後の電圧指令２６ａは、平滑コンデンサ３の電圧分、加算あるいは減算されることになる。このため、インバータ回路１００は上記実施の形態５の制御の場合と同様に動作し、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを確実に防ぐことができ、第１の制御と第２の制御との切り替え時にも、過渡的な電流変動を信頼性良く抑制して高調波電流の発生が抑制できる。

１ 交流電源、３ 平滑コンデンサ、３ａ，３ｂ 直流母線、５ 直流電源、
１０，１０ａ，１０ｂ 制御回路、１１，１１ａ，１１ｂ，１２〜１４ ゲート信号、
１００ インバータ回路（単相インバータ）、
１０１ａ〜１０４ａ 半導体スイッチ素子、１０５ 直流電圧源、
２００ 単相インバータ、２０１ａ〜２０４ａ 半導体スイッチ素子、
２０５ 直流電圧源、１１０ インバータ回路、３００ コンバータ回路、
３０１ａ〜３０４ａ 半導体スイッチ素子、ｉ，Iin 電流、ｉ^＊，Iin^＊ 電流指令、
Ｔ 短絡期間、Va 直流電源電圧、Vin 交流電源電圧、Vdc 平滑コンデンサの電圧、
Vdc^＊ 平滑コンデンサの目標電圧、ΔV フィードフォワード補正電圧。

Claims (9)

1. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記電源の出力に重畳するインバータ回路と、
   直流母線間に複数のスイッチを有し、一方の交流端子が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が上記電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
   上記直流母線間に接続され、上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記インバータ回路および上記コンバータ回路を出力制御する制御回路とを備え、
   上記制御回路は、
   上記コンバータ回路の上記交流端子間を短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間を有して上記コンバータ回路を制御すると共に、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させるように上記インバータ回路を電流指令を用いて制御し、
   上記コンバータ回路の制御における上記短絡期間の制御である第１の制御と、上記コンバータ回路の上記各交流端子と上記平滑コンデンサとの間を導通させる第２の制御との切り替え時に、上記インバータ回路の出力電圧が上記平滑コンデンサの電圧分、加減算されるように、フィードフォワード制御を用いて該インバータ回路を出力制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記制御回路は、
   上記インバータ回路に流れる電流が上記電流指令に追従するように生成された電圧指令により上記インバータ回路を出力制御すると共に、上記コンバータ回路の第１、第２の制御の切り替え時のみ、上記電圧指令に所定の補正電圧を加算するフィードフォワード制御を行い、
   上記電源電圧が正のとき、上記第１の制御から上記第２の制御への切り替え時には上記平滑コンデンサの電圧を、上記第２の制御から上記第１の制御への切り替え時には上記平滑コンデンサの逆電圧を、それぞれ上記補正電圧とし、
   上記電源電圧が負のとき、上記第１の制御から上記第２の制御への切り替え時には上記平滑コンデンサの逆電圧を、上記第２の制御から上記第１の制御への切り替え時には上記平滑コンデンサの電圧を、それぞれ上記補正電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記制御回路は、
   上記インバータ回路に流れる電流が上記電流指令に追従するように生成された電圧指令に所定の補正電圧を加算するフィードフォワード制御により上記インバータ回路を出力制御し、
   上記コンバータ回路の上記第１の制御の際、上記電源電圧の逆電圧を上記補正電圧とし、
   上記コンバータ回路の上記第２の制御の際、上記電源電圧が正のときは該電源電圧の逆電圧に上記平滑コンデンサの電圧を加算した電圧を、上記電源電圧が負のときは該電源電圧の逆電圧に上記平滑コンデンサの逆電圧を加算した電圧を、それぞれ上記補正電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記制御回路は、制御遅延時間に基づく誤差電圧を予測して上記補正電圧を決定することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサからの電力を上記電源に回生する回生機能を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記制御回路は、上記短絡期間において、上記インバータ回路の上記直流電圧源を通常力行時では充電し、回生時では放電することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 上記電源は交流電源であり、上記制御回路は、上記交流電源の力率を改善するように上記電流指令を生成して上記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記電源は電源電圧が常に正である直流電源であり、上記平滑コンデンサの目標電圧は上記直流電源の電圧より高く設定することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記コンバータ回路は、それぞれ２直列の上記スイッチとしての半導体スイッチ素子から成る２個のブリッジ回路を上記直流母線間に並列接続して構成され、上記各半導体スイッチ素子には逆並列にダイオードが接続されることを特徴とすることを請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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