JPH09117140A - 電圧変換器 - Google Patents
電圧変換器Info
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- JPH09117140A JPH09117140A JP8216247A JP21624796A JPH09117140A JP H09117140 A JPH09117140 A JP H09117140A JP 8216247 A JP8216247 A JP 8216247A JP 21624796 A JP21624796 A JP 21624796A JP H09117140 A JPH09117140 A JP H09117140A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 既知の形式よりも小さくて簡単な構造を有す
る電圧変換器を提供する。 【解決手段】 キャパシタンス（８）、インダクタンス
（９）および変圧器（１１）の一次コイル（１０）の直
列配置を電子スイッチ（６，７）の一方と並列に配置
し、前記変圧器（１１）の二次コイル（１２）を出力端
におけるキャパシタンス（１５）の前段に配置し、前記
電子スイッチ（６，７）のスイッチング周波数を出力端
におけるキャパシタンス（１５）の両端間で所望の値の
ＤＣ電圧が低下するように制御する制御回路（２０）を
設け、前記変圧器（１１）の二次端において追加のタッ
プ（１６，１７）を設け、ここから前記ＤＣ電源電圧を
取り出せるようにした。
る電圧変換器を提供する。 【解決手段】 キャパシタンス（８）、インダクタンス
（９）および変圧器（１１）の一次コイル（１０）の直
列配置を電子スイッチ（６，７）の一方と並列に配置
し、前記変圧器（１１）の二次コイル（１２）を出力端
におけるキャパシタンス（１５）の前段に配置し、前記
電子スイッチ（６，７）のスイッチング周波数を出力端
におけるキャパシタンス（１５）の両端間で所望の値の
ＤＣ電圧が低下するように制御する制御回路（２０）を
設け、前記変圧器（１１）の二次端において追加のタッ
プ（１６，１７）を設け、ここから前記ＤＣ電源電圧を
取り出せるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、印加されたＡＣ電
圧を、出力信号を２つの連続切り換え電子スイッチに結
合する整流装置に印加し、このＤＣ電圧をＤＣ高電圧お
よびＤＣ電源電圧に変換する、ＡＣ入力電圧をＤＣ高電
圧および他のＤＣ電源電圧に変換する電圧変換器に関係
するものである。
圧を、出力信号を２つの連続切り換え電子スイッチに結
合する整流装置に印加し、このＤＣ電圧をＤＣ高電圧お
よびＤＣ電源電圧に変換する、ＡＣ入力電圧をＤＣ高電
圧および他のＤＣ電源電圧に変換する電圧変換器に関係
するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ電圧としての高電圧と、一般的によ
り低いＤＣ電源電圧とを供給するこのような電圧変換器
は、２つの形式において存在することが知られている。
り低いＤＣ電源電圧とを供給するこのような電圧変換器
は、２つの形式において存在することが知られている。
【０００３】第１の形式において、このような変換器
は、２つの部分に分割される。第１の部分において、こ
の装置において必要な電源電圧を発生する。後段に配置
された部分である第２の部分において、ＤＣ高電圧を、
前記第１の部分において発生された電圧の１つから変換
する。このような電源は、２つの変圧器を必要とすると
いう固有の欠点を有する。
は、２つの部分に分割される。第１の部分において、こ
の装置において必要な電源電圧を発生する。後段に配置
された部分である第２の部分において、ＤＣ高電圧を、
前記第１の部分において発生された電圧の１つから変換
する。このような電源は、２つの変圧器を必要とすると
いう固有の欠点を有する。
【０００４】既知の電圧変換器の第２の形式において、
フライバック原理を基礎とする高電圧変圧器を使用す
る。このような変圧器は、比較的寸法が大きいので、多
くの領域において利用できない。
フライバック原理を基礎とする高電圧変圧器を使用す
る。このような変圧器は、比較的寸法が大きいので、多
くの領域において利用できない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、既知
の形式よりも小さくて簡単な構造を有する上述した形式
の電圧変換器を提供することである。
の形式よりも小さくて簡単な構造を有する上述した形式
の電圧変換器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、キャパシタ
ンス、インダクタンスおよび変圧器の一次コイルの直列
配置を前記電子スイッチの一方と並列に配置し、前記変
圧器の二次コイルを出力端におけるキャパシタンスの前
段に配置し、前記電子スイッチのスイッチング周波数を
前記出力端におけるキャパシタンスの両端間で所望の値
のＤＣ電圧が低下するように制御する制御回路を設け、
前記変圧器の二次端において追加のタップを設け、ここ
から前記ＤＣ電源電圧を取り出せるようにすることによ
って解決される。
ンス、インダクタンスおよび変圧器の一次コイルの直列
配置を前記電子スイッチの一方と並列に配置し、前記変
圧器の二次コイルを出力端におけるキャパシタンスの前
段に配置し、前記電子スイッチのスイッチング周波数を
前記出力端におけるキャパシタンスの両端間で所望の値
のＤＣ電圧が低下するように制御する制御回路を設け、
前記変圧器の二次端において追加のタップを設け、ここ
から前記ＤＣ電源電圧を取り出せるようにすることによ
って解決される。
【０００７】本ＤＣ電圧変換器は、キャパシタンス、イ
ンダクタンスおよび前記変圧器の一次コイルの直列配置
を前記接続された電子スイッチの一方と並列に配置する
ため、半ブリッジを有する。前記変圧器の二次コイル
を、キャパシタンスと並列に配置する。前記一次端にお
けるキャパシタンスと、前記一次端におけるインダクタ
ンスと、前記１次端に変換される二次端のキャパシタン
スとは、直列−並列共振回路を構成する。前記一次端に
おけるキャパシタンスおよびインダクタンスは、一般に
直接形成するが、前記二次端におけるキャパシタンス
は、前記出力端におけるキャパシタンスによって構成す
るか、少なくとも部分的に、本発明による他の実施例に
おいて設けてもよい予め配置された高電圧カスケードの
入力キャパシタンスによって構成してもよい。同様に、
前記キャパシタンスを、前記変圧器の二次コイルによっ
て部分的に構成してもよい。
ンダクタンスおよび前記変圧器の一次コイルの直列配置
を前記接続された電子スイッチの一方と並列に配置する
ため、半ブリッジを有する。前記変圧器の二次コイル
を、キャパシタンスと並列に配置する。前記一次端にお
けるキャパシタンスと、前記一次端におけるインダクタ
ンスと、前記１次端に変換される二次端のキャパシタン
スとは、直列−並列共振回路を構成する。前記一次端に
おけるキャパシタンスおよびインダクタンスは、一般に
直接形成するが、前記二次端におけるキャパシタンス
は、前記出力端におけるキャパシタンスによって構成す
るか、少なくとも部分的に、本発明による他の実施例に
おいて設けてもよい予め配置された高電圧カスケードの
入力キャパシタンスによって構成してもよい。同様に、
前記キャパシタンスを、前記変圧器の二次コイルによっ
て部分的に構成してもよい。
【０００８】制御回路を設け、前記電子スイッチのスイ
ッチング周波数を、前記回路によって供給すべき負荷と
は独立に、前記出力端におけるキャパシタンスが所望の
ＤＣ電圧値に常に充電されるように制御する。
ッチング周波数を、前記回路によって供給すべき負荷と
は独立に、前記出力端におけるキャパシタンスが所望の
ＤＣ電圧値に常に充電されるように制御する。
【０００９】入力端において電子的に制御される前記２
つのスイッチを、高いプッシュ−プル周波数を有する方
形波信号によって制御する。前記直列−並列共振回路
は、実際的に正弦波状の電流を、前記変圧器の一次コイ
ルを経て伝送する。前記二次端において、この電流の少
なくとも一部を、前記二次端におけるキャパシタンスの
電荷を反転させるのに使用する。
つのスイッチを、高いプッシュ−プル周波数を有する方
形波信号によって制御する。前記直列−並列共振回路
は、実際的に正弦波状の電流を、前記変圧器の一次コイ
ルを経て伝送する。前記二次端において、この電流の少
なくとも一部を、前記二次端におけるキャパシタンスの
電荷を反転させるのに使用する。
【００１０】前記変圧器の二次端において追加のタップ
を設け、ここから追加のＤＣ電源電圧を得ることができ
る。
を設け、ここから追加のＤＣ電源電圧を得ることができ
る。
【００１１】この構造によって、前記ＤＣ高電圧および
ＤＣ電源電圧の発生には、１つの変圧器で十分となる。
この変圧器は、両端において高調波数において制御され
るため、先行技術の装置に対して比較的小さい寸法を有
する。同時に、一般的に望ましい、ＤＣ高電圧およびＤ
Ｃ電源電圧の幹線入力信号からの幹線分離が、この変圧
器によって得られる。
ＤＣ電源電圧の発生には、１つの変圧器で十分となる。
この変圧器は、両端において高調波数において制御され
るため、先行技術の装置に対して比較的小さい寸法を有
する。同時に、一般的に望ましい、ＤＣ高電圧およびＤ
Ｃ電源電圧の幹線入力信号からの幹線分離が、この変圧
器によって得られる。
【００１２】前記回路の他の利点は、無負荷動作、すな
わちどのような顕著な外部の負荷もなしに動作できるこ
とである。この目的のために、前記直列−並列共振回路
を有し出力チョークを持たない本発明による変圧器は、
この目的に対して特に好適である。
わちどのような顕著な外部の負荷もなしに動作できるこ
とである。この目的のために、前記直列−並列共振回路
を有し出力チョークを持たない本発明による変圧器は、
この目的に対して特に好適である。
【００１３】本電圧変換器は、全負荷と無負荷との間の
範囲において、安定した出力電圧において、高能率で動
作することができる。
範囲において、安定した出力電圧において、高能率で動
作することができる。
【００１４】本発明の実施例において設けたように、電
圧増倍用高電圧カスケードを前記変圧器の後段に配置す
ると、前記変圧器において必要な電圧を意味のある程度
減少することができる。
圧増倍用高電圧カスケードを前記変圧器の後段に配置す
ると、前記変圧器において必要な電圧を意味のある程度
減少することができる。
【００１５】本発明の他の実施例において、前記二次端
における追加のタップを、前記変圧器の二次コイルの追
加のタップとして構成する。この場合、前記二次端にお
いて１つのコイルのみを設け、そのいくつかのタップか
ら、前記二次端におけるキャパシタンスを充電すること
によって前記高ＤＣ電圧と、ＤＣ電源電圧とを得ること
ができる。前記１つの二次コイルの関係するタップを、
これらのいくつかの電圧に対して設ける。
における追加のタップを、前記変圧器の二次コイルの追
加のタップとして構成する。この場合、前記二次端にお
いて１つのコイルのみを設け、そのいくつかのタップか
ら、前記二次端におけるキャパシタンスを充電すること
によって前記高ＤＣ電圧と、ＤＣ電源電圧とを得ること
ができる。前記１つの二次コイルの関係するタップを、
これらのいくつかの電圧に対して設ける。
【００１６】代わりに、本発明の他の実施例において、
前記二次端における追加のタップを関連する分離した前
記変圧器の二次コイルと各々接続する。この場合におい
て、前記変圧器は、所望のＤＣ電源電圧にＤＣ高電圧を
加えた数に等しい二次コイルを有する。
前記二次端における追加のタップを関連する分離した前
記変圧器の二次コイルと各々接続する。この場合におい
て、前記変圧器は、所望のＤＣ電源電圧にＤＣ高電圧を
加えた数に等しい二次コイルを有する。
【００１７】本発明の他の実施例において、前記二次端
における追加のタップから得られるＤＣ電源電圧を、電
圧安定化回路装置に印加する。前記制御回路によってす
でに制御されている前記装置は、比較的安定した電源電
圧を供給する。これらの電圧をさらに安定させるため
に、前記変圧器から前記二次端において得られるＤＣ電
源電圧を、さらに安定させることができる。
における追加のタップから得られるＤＣ電源電圧を、電
圧安定化回路装置に印加する。前記制御回路によってす
でに制御されている前記装置は、比較的安定した電源電
圧を供給する。これらの電圧をさらに安定させるため
に、前記変圧器から前記二次端において得られるＤＣ電
源電圧を、さらに安定させることができる。
【００１８】本発明の他の実施例において、前記制御回
路は、幹線分離に使用する光結合素子を含む。前記ＤＣ
高電圧およびＤＣ電源電圧に関して、幹線分離を前記変
圧器によって実現する。しかしながら、前記制御回路
は、前記ＤＣ高電圧を測定すべきであり、前記変圧器お
よび前記直列−並列共振回路の前段にある前記電子スイ
ッチを制御しなければならないため、他の幹線分離がこ
の場合において必要である。これを、光結合素子によっ
て有利に行うことができる。
路は、幹線分離に使用する光結合素子を含む。前記ＤＣ
高電圧およびＤＣ電源電圧に関して、幹線分離を前記変
圧器によって実現する。しかしながら、前記制御回路
は、前記ＤＣ高電圧を測定すべきであり、前記変圧器お
よび前記直列−並列共振回路の前段にある前記電子スイ
ッチを制御しなければならないため、他の幹線分離がこ
の場合において必要である。これを、光結合素子によっ
て有利に行うことができる。
【００１９】本発明の他の実施例において、前記回路
を、前記一次端におけるキャパシタンス、前記一次端に
おけるインダクタンスおよび前記一次端に変換される二
次端のキャパシタンスによって構成される共振回路の共
振周波数より高い周波数において制御する。
を、前記一次端におけるキャパシタンス、前記一次端に
おけるインダクタンスおよび前記一次端に変換される二
次端のキャパシタンスによって構成される共振回路の共
振周波数より高い周波数において制御する。
【００２０】前記直列−並列共振回路の共振周波数より
高い周波数において動作することによって、前記電子ス
イッチと、これらにできるだけ並列に配置されるダイオ
ードとのターンオン損失が無くなる。これらのターンオ
ン損失を、前記スイッチに並列に配置したキャパシタン
スによってさらに減少させることができる。結果とし
て、前記スイッチは、実際的にオーム損失のみを生じ
る。
高い周波数において動作することによって、前記電子ス
イッチと、これらにできるだけ並列に配置されるダイオ
ードとのターンオン損失が無くなる。これらのターンオ
ン損失を、前記スイッチに並列に配置したキャパシタン
スによってさらに減少させることができる。結果とし
て、前記スイッチは、実際的にオーム損失のみを生じ
る。
【００２１】上述した特性、特に、高い能率と、無負荷
から全負荷の間の完全な制御範囲において所望のＤＣ高
電圧と追加のＤＣ電源電圧とを常に発生する前記回路の
能力とによって、画像表示装置において、画像表示管の
制御と、他の所望のＤＣ電源電圧の発生とに有利に使用
することができる。
から全負荷の間の完全な制御範囲において所望のＤＣ高
電圧と追加のＤＣ電源電圧とを常に発生する前記回路の
能力とによって、画像表示装置において、画像表示管の
制御と、他の所望のＤＣ電源電圧の発生とに有利に使用
することができる。
【００２２】本発明のこれらのおよび他の様態は、以下
に記述する実施例を参照することによって明らかになる
であろう。
に記述する実施例を参照することによって明らかになる
であろう。
【００２３】
【発明の実施の形態】図において、入力部において図に
おいてＵ〜によって示すＡＣ電圧を受ける本発明による
電圧変換器を示す。図に示す電圧変換器によって、この
ＡＣ電圧を、図においてＶEHT によって示す高ＤＣ電圧
に変換する。さらに、前記電圧変換器は、例えば、図に
おいてＶ1 およびＶ2 によって示す２つの異なった値の
ＤＣ電源電圧を供給する。
おいてＵ〜によって示すＡＣ電圧を受ける本発明による
電圧変換器を示す。図に示す電圧変換器によって、この
ＡＣ電圧を、図においてＶEHT によって示す高ＤＣ電圧
に変換する。さらに、前記電圧変換器は、例えば、図に
おいてＶ1 およびＶ2 によって示す２つの異なった値の
ＤＣ電源電圧を供給する。
【００２４】勿論、より多くのＤＣ電源電圧を発生する
ことができる。本電圧変換器の入力端において、既知の
整流器ブリッジの形態における４つのダイオード１、
２、３および４を具える整流装置を設ける。前記整流装
置の出力電圧を安定させるために、キャパシタンス５を
前記整流装置の後段に配置する。主幹線電流消費の高調
波を減少させる前調節器（図示せず）を、前記整流装置
とキャパシタ５との間に配置してもよい。２つのスイッ
チ６および７の直列配置を、キャパシタ５に並列に接続
する。
ことができる。本電圧変換器の入力端において、既知の
整流器ブリッジの形態における４つのダイオード１、
２、３および４を具える整流装置を設ける。前記整流装
置の出力電圧を安定させるために、キャパシタンス５を
前記整流装置の後段に配置する。主幹線電流消費の高調
波を減少させる前調節器（図示せず）を、前記整流装置
とキャパシタ５との間に配置してもよい。２つのスイッ
チ６および７の直列配置を、キャパシタ５に並列に接続
する。
【００２５】電子スイッチ６および７を、例えば、逆並
列ダイオードを設けてもよいＭＯＳＦＥＴトランジスタ
としてもよい。
列ダイオードを設けてもよいＭＯＳＦＥＴトランジスタ
としてもよい。
【００２６】本電圧変換器の入力端において、半ブリッ
ジの形態を構成する。すなわち、図に示す実施例におい
て、キャパシタンス８、インダクタンス９および変圧器
１１の一次コイル１０の直列配置を２つのスイッチ６お
よび７の一方に並列に配置する。
ジの形態を構成する。すなわち、図に示す実施例におい
て、キャパシタンス８、インダクタンス９および変圧器
１１の一次コイル１０の直列配置を２つのスイッチ６お
よび７の一方に並列に配置する。
【００２７】変圧器１１は、その出力端において、二次
コイル１２を有し、このコイル１２に並列にキャパシタ
ンス１３を配置する。
コイル１２を有し、このコイル１２に並列にキャパシタ
ンス１３を配置する。
【００２８】前記二次端におけるキャパシタンス１３と
共に、前記一次端におけるキャパシタンス８およびイン
ダクタンス９は、直列−並列共振回路を構成する。
共に、前記一次端におけるキャパシタンス８およびイン
ダクタンス９は、直列−並列共振回路を構成する。
【００２９】前記二次端において、キャパシタンス１３
の後段に、図において１４で示し、例えば高電圧カスケ
ードとしてもよい高電圧増倍回路を設けてもよい。今度
は、、この高電圧増倍回路１４の後段に、出力端におけ
るキャパシタンス１５を配置する。キャパシタンス１３
を、高電圧増倍回路を設けない実施例においては、なし
ですませることができる。
の後段に、図において１４で示し、例えば高電圧カスケ
ードとしてもよい高電圧増倍回路を設けてもよい。今度
は、、この高電圧増倍回路１４の後段に、出力端におけ
るキャパシタンス１５を配置する。キャパシタンス１３
を、高電圧増倍回路を設けない実施例においては、なし
ですませることができる。
【００３０】キャパシタンス１３の前段のエンドタップ
に加えて、変圧器１１に他のサブタップ１６および１７
を設ける。図に示す実施例において、第１のＤＣ電源電
圧を変圧器１１の二次コイル１２のタップ１７から取り
出して電圧安定化のための回路配置１８（図において詳
細には示さず）に印加する。この回路配置１８は、第１
ＤＣ電源電圧Ｖ1 を出力部に供給する。
に加えて、変圧器１１に他のサブタップ１６および１７
を設ける。図に示す実施例において、第１のＤＣ電源電
圧を変圧器１１の二次コイル１２のタップ１７から取り
出して電圧安定化のための回路配置１８（図において詳
細には示さず）に印加する。この回路配置１８は、第１
ＤＣ電源電圧Ｖ1 を出力部に供給する。
【００３１】図に示す実施例において、変圧器１１の二
次コイル１２に追加タップ１６を前記二次端において設
け、ここからタップ１７における電圧よりわずかに低い
電圧を得ることができる。このタップ１６を他の電圧安
定化回路配置１９に結合し、この回路の出力部から他の
ＤＣ電源電圧Ｖ2 を得ることができる。
次コイル１２に追加タップ１６を前記二次端において設
け、ここからタップ１７における電圧よりわずかに低い
電圧を得ることができる。このタップ１６を他の電圧安
定化回路配置１９に結合し、この回路の出力部から他の
ＤＣ電源電圧Ｖ2 を得ることができる。
【００３２】本電圧変換器に、前記出力端におけるキャ
パシタ１５の両端間の電圧を取り去り、電子スイッチ７
および８をキャパシタンス１５の両端間で低下したＤＣ
電圧が常に所望の値を有するように制御する制御回路２
０をさらに設ける。対応する方法において、この結果、
タップ１６および１７から取り出され、ＤＣ電源電圧Ｖ
1 およびＶ2 のような安定した形態においてもう一度利
用できるようにされた前記ＤＣ電源電圧は、これらの電
圧値の高さに関しても制御される。
パシタ１５の両端間の電圧を取り去り、電子スイッチ７
および８をキャパシタンス１５の両端間で低下したＤＣ
電圧が常に所望の値を有するように制御する制御回路２
０をさらに設ける。対応する方法において、この結果、
タップ１６および１７から取り出され、ＤＣ電源電圧Ｖ
1 およびＶ2 のような安定した形態においてもう一度利
用できるようにされた前記ＤＣ電源電圧は、これらの電
圧値の高さに関しても制御される。
【００３３】前記一次端において配置されるキャパシタ
ンス８およびインダクタンス９を、一般に別個の部品と
して構成するが、キャパシタンス１３を、変圧器１１の
二次コイル１２のキャパシタンスによって部分的に構成
する。変圧器１１を経て前記一次端に変換されるキャパ
シタ１３の値に加えてキャパシタンス８およびインダク
タンス９は、共振周波数を有する直列−並列共振回路を
構成する。この共振周波数は、前記回路の負荷と共に変
化する。前記回路を、前記直列−並列共振回路の共振周
波数より高い動作周波数によって有利に制御する。
ンス８およびインダクタンス９を、一般に別個の部品と
して構成するが、キャパシタンス１３を、変圧器１１の
二次コイル１２のキャパシタンスによって部分的に構成
する。変圧器１１を経て前記一次端に変換されるキャパ
シタ１３の値に加えてキャパシタンス８およびインダク
タンス９は、共振周波数を有する直列−並列共振回路を
構成する。この共振周波数は、前記回路の負荷と共に変
化する。前記回路を、前記直列−並列共振回路の共振周
波数より高い動作周波数によって有利に制御する。
【００３４】このような場合において、制御回路２０に
よって対応する方法において制御される電子スイッチ６
および７のより高いクロック周波数は、より低い出力電
圧を意味し、電子スイッチ７および８の前記共振周波数
に近づくより低いスイッチング周波数は、より大きい出
力電圧を意味する。この特性を、キャパシタンス１５の
両端間で低下する電圧値を所望の値に保持するために利
用することができる。これは、制御回路２０の仕事であ
り、回路２０は、キャパシタンス１５の両端間で低下す
る電圧値を走査し、前記所望の電圧値が常に満足される
ように電子スイッチ６および７のスイッチング周波数を
制御する。
よって対応する方法において制御される電子スイッチ６
および７のより高いクロック周波数は、より低い出力電
圧を意味し、電子スイッチ７および８の前記共振周波数
に近づくより低いスイッチング周波数は、より大きい出
力電圧を意味する。この特性を、キャパシタンス１５の
両端間で低下する電圧値を所望の値に保持するために利
用することができる。これは、制御回路２０の仕事であ
り、回路２０は、キャパシタンス１５の両端間で低下す
る電圧値を走査し、前記所望の電圧値が常に満足される
ように電子スイッチ６および７のスイッチング周波数を
制御する。
【００３５】電子スイッチ６および７のスイッチング周
波数を前記直列−並列共振回路の共振周波数より上にし
た上述した型に関して、これは、電子スイッチ６および
７のスイッチング周波数が、キャパシタンス１５の両端
間の電圧値が低すぎる場合、低くなることを意味する。
反対の場合において、このスイッチング周波数は上昇す
る。これによって、前記出力電圧が常に一定に保たれた
ままで、全負荷および無負荷動作の双方における制御の
可能性が提供される。
波数を前記直列−並列共振回路の共振周波数より上にし
た上述した型に関して、これは、電子スイッチ６および
７のスイッチング周波数が、キャパシタンス１５の両端
間の電圧値が低すぎる場合、低くなることを意味する。
反対の場合において、このスイッチング周波数は上昇す
る。これによって、前記出力電圧が常に一定に保たれた
ままで、全負荷および無負荷動作の双方における制御の
可能性が提供される。
【００３６】このため、本発明による回路配置は、負
荷、すなわち画像の内容によらずに一定のＤＣ電圧を常
に供給することができる画像表示管の制御に特に好適に
なる。
荷、すなわち画像の内容によらずに一定のＤＣ電圧を常
に供給することができる画像表示管の制御に特に好適に
なる。
【００３７】さらに、前記回路配置は、同じ装置におい
て必要としてもよい他のＤＣ電源電圧Ｖ1 およびＶ2 を
供給する。
て必要としてもよい他のＤＣ電源電圧Ｖ1 およびＶ2 を
供給する。
【００３８】前記回路配置は、変圧器を１つのみ有する
と同時に、必要な電圧に対する幹線分離を保証する比較
的簡単な構造を有する。
と同時に、必要な電圧に対する幹線分離を保証する比較
的簡単な構造を有する。
【００３９】その磁気材料に関しては、前記変圧器は両
極性においてその全範囲に対して駆動されるので、比較
的小さな設計のものとすることができる。
極性においてその全範囲に対して駆動されるので、比較
的小さな設計のものとすることができる。
【００４０】図に示す実施例において、高電圧増倍回路
１４を設ける。この場合、増倍回路１４の前段にあるキ
ャパシタ１３は、前記一次端に変換され、前記直列−並
列共振回路の要素を構成する。前記回路配置によって前
記出力端において利用可能となる電圧は、増倍回路１４
の後段に配置されたキャパシタンス１５の両端間で低下
する。前記回路配置が増倍回路１４を持たない場合、前
記一次端に変換され、前記直列−並列共振回路の要素と
なり、同時に所望のＤＣ高電圧が両端間で低下する出力
キャパシタンスを表すキャパシタンスを１つ設けるだけ
でよい。
１４を設ける。この場合、増倍回路１４の前段にあるキ
ャパシタ１３は、前記一次端に変換され、前記直列−並
列共振回路の要素を構成する。前記回路配置によって前
記出力端において利用可能となる電圧は、増倍回路１４
の後段に配置されたキャパシタンス１５の両端間で低下
する。前記回路配置が増倍回路１４を持たない場合、前
記一次端に変換され、前記直列−並列共振回路の要素と
なり、同時に所望のＤＣ高電圧が両端間で低下する出力
キャパシタンスを表すキャパシタンスを１つ設けるだけ
でよい。
【図１】 本発明による電圧変換器を示す回路図であ
る。
る。
【符号の説明】 １、２、３、４ ダイオード ５、８、１３、１５ キャパシタンス ６、７ 電子スイッチ ９ インダクタンス １０ 一次コイル １１ 変圧器 １２ 二次コイル １４ 高電圧増倍回路 １６、１７ タップ １８、１９ 電圧安定化用回路配置 ２０ 制御回路
Claims (9)
- 【請求項１】 印加されたＡＣ電圧を、出力信号を２つ
の連続切り換え電子スイッチ（６，７）に結合する整流
装置（１，２，３，４）に印加し、このＤＣ電圧をＤＣ
高電圧およびＤＣ電源電圧に変換する、ＡＣ入力電圧を
ＤＣ高電圧および他のＤＣ電源電圧に変換する電圧変換
器において、キャパシタンス（８）、インダクタンス
（９）および変圧器（１１）の一次コイル（１０）の直
列配置を前記電子スイッチ（６，７）の一方と並列に配
置し、前記変圧器（１１）の二次コイル（１２）を出力
端におけるキャパシタンス（１５）の前段に配置し、前
記電子スイッチ（６，７）のスイッチング周波数を前記
出力端におけるキャパシタンス（１５）の両端間で所望
の値のＤＣ電圧が低下するように制御する制御回路（２
０）を設け、前記変圧器（１１）の二次端において追加
のタップ（１６，１７）を設け、ここから前記ＤＣ電源
電圧を取り出せるようにしたことを特徴とする電圧変換
器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電圧変換器において、
高電圧増倍回路（１４）を前記出力端におけるキャパシ
タンス（１５）の前段に配置したことを特徴とする電圧
変換器。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載の電圧変換器に
おいて、前記二次端における追加のタップ（１６，１
７）を前記変圧器（１１）の二次コイル（１２）の追加
のタップとして構成したことを特徴とする電圧変換器。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれか１項に記載
の電圧変換器において、前記二次端における追加のタッ
プ（１６，１７）を関連する分離した前記変圧器（１
１）の二次コイル（１２）と各々接続したことを特徴と
する電圧変換器。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれか１項に記載
の電圧変換器において、前記二次端における追加のタッ
プ（１６，１７）から得られたＤＣ電源電圧を電圧安定
化回路配置（１８，１９）に印加することを特徴とする
電圧変換器。 - 【請求項６】 請求項１ないし５のいずれか１項に記載
の電圧変換器において、前記制御回路（２０）が幹線分
離に使用する光結合素子を含むことを特徴とする電圧変
換器。 - 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれか１項に記載
の電圧変換器において、前記整流装置を、前記ＡＣ電圧
の高調波を減少させる回路配置の前段に配置したことを
特徴とする電圧変換器。 - 【請求項８】 請求項１ないし７のいずれか１項に記載
の電圧変換器において、前記回路を、前記一次端におけ
るキャパシタンス（８）と、前記一次端におけるインダ
クタンス（９）と、前記一次端に変換される二次端にお
けるキャパシタンス（１３；１５）とによって構成され
る共振回路の共振周波数より高い周波数において制御す
ることを特徴とする電圧変換器。 - 【請求項９】 請求項１ないし８に記載の電圧変換器
を、画像表示管を制御し、他のＤＣ電源電圧を発生する
画像表示装置において使用すること。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19529941:8 | 1995-08-16 | ||
| DE19529941A DE19529941A1 (de) | 1995-08-16 | 1995-08-16 | Spannungskonverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09117140A true JPH09117140A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=7769495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8216247A Pending JPH09117140A (ja) | 1995-08-16 | 1996-08-16 | 電圧変換器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5777859A (ja) |
| EP (1) | EP0758815B1 (ja) |
| JP (1) | JPH09117140A (ja) |
| DE (2) | DE19529941A1 (ja) |
| TW (1) | TW423202B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100919207B1 (ko) * | 2007-04-03 | 2009-09-28 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터용 동기 옵션 보드의 전원 회로 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19754846A1 (de) * | 1997-12-10 | 1999-06-17 | Philips Patentverwaltung | Spannungskonverter |
| US6147881A (en) * | 1999-09-29 | 2000-11-14 | Hua-In Co., Ltd. | Resonant switching power supply |
| DE10020357A1 (de) * | 2000-04-26 | 2001-10-31 | Philips Corp Intellectual Pty | DC-DC-Konverter |
| US6344979B1 (en) * | 2001-02-09 | 2002-02-05 | Delta Electronics, Inc. | LLC series resonant DC-to-DC converter |
| DE10109967A1 (de) | 2001-03-01 | 2002-09-12 | Philips Corp Intellectual Pty | Konverter |
| DE10118040A1 (de) * | 2001-04-11 | 2002-10-17 | Philips Corp Intellectual Pty | DC-DC Konverter |
| DE10122534A1 (de) * | 2001-05-09 | 2002-11-21 | Philips Corp Intellectual Pty | Resonanter Konverter |
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| JP2003333861A (ja) * | 2002-05-10 | 2003-11-21 | Canon Inc | 電源装置およびその設計方法、並びに、発電装置 |
| JP2004215376A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| FR2884076A1 (fr) * | 2005-04-04 | 2006-10-06 | Thomson Licensing Sa | Convertisseur de tension continue a plusieurs sorties regulees isolees |
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| DE102009039579B4 (de) | 2009-09-01 | 2023-02-09 | Röchling Automotive AG & Co. KG | Kraftfahrzeug mit einer Gleichspannungswandler-Anordnung |
| KR101204566B1 (ko) | 2011-07-01 | 2012-11-23 | 삼성전기주식회사 | 다중출력 ｌｌｃ 공진형 ｄｃ／ｄｃ 컨버터, 파워서플라이 유닛 및 백라이트 유닛 |
| KR101499055B1 (ko) * | 2013-06-10 | 2015-03-05 | 청주대학교 산학협력단 | 고전압 스위칭 전원장치 |
| CN103326586A (zh) * | 2013-06-25 | 2013-09-25 | 深圳市威纳源电子有限公司 | 一种lc全谐振电路软开关 |
| KR101492621B1 (ko) * | 2013-12-13 | 2015-02-11 | 국민대학교산학협력단 | 다중출력 공진형 플라이백 컨버터 |
| CN104764916B (zh) * | 2015-03-16 | 2018-04-10 | 中国计量学院 | 基于双电容和带间隙铁芯式罗氏线圈的电子式电压互感器 |
| US10298138B2 (en) | 2017-08-31 | 2019-05-21 | Google Llc | Programmable power adapter |
| US10277140B2 (en) | 2017-08-31 | 2019-04-30 | Google Llc | High-bandwith resonant power converters |
| WO2023155969A1 (de) * | 2022-02-15 | 2023-08-24 | Universität Stuttgart | Schaltungsanordnung für eine plasmaquelle zur erzeugung von plasma bei atmosphärendruck |
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| DE59307800D1 (de) * | 1993-03-05 | 1998-01-15 | Fleck Carl M | Wandlerschaltung |
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1995
- 1995-08-16 DE DE19529941A patent/DE19529941A1/de not_active Withdrawn
-
1996
- 1996-06-21 TW TW085107453A patent/TW423202B/zh not_active IP Right Cessation
- 1996-08-06 US US08/693,035 patent/US5777859A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-09 EP EP96202249A patent/EP0758815B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-08-09 DE DE59608484T patent/DE59608484D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-08-16 JP JP8216247A patent/JPH09117140A/ja active Pending
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Also Published As
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