FR2884076A1 - Convertisseur de tension continue a plusieurs sorties regulees isolees - Google Patents
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Abstract
La présente invention concerne un convertisseur de tension continue à commutation douce du type à montage en demi-pont au primaire et de type quasi-résonnant mono-alternance au secondaire. Ce convertisseur comprend un unique transformateur et peut générer une pluralité de tensions régulées en sortie. Il comprend en outre un circuit résonant (Lf, Cr1, D1; Lf, Cr, D1) pour créer un courant résonant mono-alternance dans l'enroulement secondaire (Ls) et charger un premier condensateur de charge (Cs1) de manière à produire une première tension continue (Vs1). Il comporte en outre un circuit inductif (D2, Lr, T3) connecté entre ledit enroulement secondaire et un deuxième condensateur de charge (Cs2) apte à générer un courant pour charger le deuxième condensateur de charge pendant une partie de l'alternance du courant résonant circulant dans l'enroulement secondaire et produire ainsi une deuxième tension continue (Vs2).
Description
CONVERTISSEUR DE TENSION CONTINUE A PLUSIEURS SORTIES
REGULEES ISOLEES
La présente invention concerne un convertisseur de tension continue à commutation douce comprenant un unique transformateur et apte à générer en sortie une pluralité de tensions régulées isolées. L'invention s'applique à tout type d'application nécessitant plusieurs tensions régulées.
Il existe actuellement de nombreux montages pour générer une pluralité de tensions de sortie régulées isolées à partir d'une tension d'entrée. Le premier d'entre eux consiste à prévoir autant de convertisseurs indépendants que de tensions de sortie régulées à fournir. Chaque convertisseur génère une tension de sortie régulée à partir de la tension d'entrée unique et dispose, pour générer cette tension, de son propre composant d'isolation galvanique (transformateur) et de sa propre boucle de régulation. Le coût de ce montage est élevé, de même que son encombrement, puisqu'il nécessite autant de transformateurs que de tensions de sortie régulées. De plus, la synchronisation des divers convertisseurs entre eux est délicate à réaliser et nécessite l'ajout de composants externes supplémentaires.
Un autre montage possible consiste à brancher des convertisseurs DC/DC sur le secondaire d'un convertisseur maître de type "buck" ou "flyback" avec transformateur. Le transformateur de ce convertisseur maître assure l'isolation galvanique entre la tension d'entrée et les tensions de sortie. Les convertisseurs DC/DC sont montés en cascade sur la sortie du convertisseur maître. Ce montage est relativement coûteux à mettre en oeuvre car il nécessite la présence de transformateurs de contrôle pour commander la grille des transistors servant d'interrupteurs dans le convertisseur DC/DC et contrôler correctement le courant de sortie du convertisseur DC/DC. La synchronisation des divers convertisseurs DC/DC entre eux est également très difficile à réaliser.
Enfin, un autre montage consiste à utiliser un unique convertisseur DC/DC comportant un unique transformateur d'isolation galvanique et à prévoir, au niveau du transformateur, autant d'enroulements secondaires que de tensions de sortie régulées à fournir. Par exemple, le transformateur comprend un enroulement primaire et deux enroulements secondaires, chaque enroulement secondaire étant utilisé pour produire une tension de sortie régulée. Un interrupteur est monté en série avec l'enroulement primaire. Cet interrupteur est commandé par la sortie d'un circuit de modulation à largeur d'impulsions (PWM) recevant en entrée le signal de tension de l'une des sorties du convertisseur. Ce dispositif présente l'avantage d'être simple à mettre en oeuvre puisqu'il suffit de prévoir autant d'enroulements au secondaire du transformateur que de tensions régulées souhaitées, de redresser et filtrer chacune d'elles et d'utiliser l'une d'entre elles pour asservir l'ensemble. Le problème de ce montage est que seule la sortie utilisée pour l'asservissement est parfaitement régulée. Les autres sorties varient en fonction des charges présentes à leurs bornes et elles ont tendance à augmenter à faible charge. Ce montage a donc pour principal inconvénient d'être peu performant en termes de régulation croisée entre sorties (cross regulation en langue anglaise).
L'invention a pour but de réduire tout ou partie de ces inconvénients.
La présente invention concerne un convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur ayant un enroulement primaire et un enroulement secondaire, le primaire du convertisseur étant du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée par l'intermédiaire de deux interrupteurs et le secondaire du convertisseur étant de type quasi-résonnant mono-alternance et susceptible de fournir au moins une première tension continue à une première charge et une deuxième tension continue à une deuxième charge, ladite deuxième tension continue étant inférieure à ladite première tension continue, des premiers moyens de commande pour commander en alternance les deux interrupteurs, à fréquence fixe, par modulation de largeur d'impulsion en fonction de ladite première sortie continue, caractérisé en ce qu'il comporte un circuit résonant pour créer un courant résonant mono-alternance dans l'enroulement secondaire et charger un premier condensateur connecté aux bornes de ladite première charge de manière à produire ladite première tension continue et en ce qu'il comporte en outre un circuit inductif connecté entre ledit enroulement secondaire et un deuxième condensateur connecté aux bornes de ladite deuxième charge, lequel circuit inductif est apte à générer un courant pour charger ledit deuxième condensateur pendant une partie de l'alternance du courant résonant circulant dans l'enroulement secondaire et produire ladite deuxième tension continue.
Le circuit inductif comporte plus particulièrement une première diode de redressement en série avec une première inductance et un troisième interrupteur, lequel troisième interrupteur est fermé pendant une partie de l'alternance du courant résonant circulant dans l'enroulement secondaire. Des deuxièmes moyens de commande sont prévus pour commander l'interrupteur par modulation de largeur d'impulsion en fonction de ladite deuxième sortie continue.
Selon un premier mode de réalisation, le circuit résonant comporte une deuxième diode de redressement montée en série avec une deuxième inductance et un condensateur de résonance, l'ensemble étant connecté entre les bornes de l'enroulement secondaire du transformateur, et le premier condensateur est connecté aux bornes dudit condensateur de résonance par l'intermédiaire d'une inductance de lissage.
Selon un deuxième mode de réalisation, le circuit résonant comporte une deuxième diode de redressement montée en série avec une deuxième inductance entre ledit enroulement secondaire et le premier condensateur, et un condensateur monté en série avec ledit enroulement primaire qui, ramené au secondaire, est destiné à résonner avec ladite deuxième inductance.
Dans les deux modes de réalisation, la deuxième inductance est l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire ou éventuellement l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et ladite deuxième charge.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, et en référence aux dessins 30 annexés parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma électrique d'un premier convertisseur conforme à l'invention, - les figures 2A à 2H représentent des chronogrammes de courant et tension illustrant le fonctionnement du convertisseur de la figure 1, la figure 3 est un schéma électrique d'un second convertisseur conforme à l'invention, - les figures 4A à 4H représentent des chronogrammes de courant et tension illustrant le fonctionnement du convertisseur de la figure 3.
Selon l'invention, les multiples tensions régulées sont générées par un convertisseur à commutation douce fonctionnant avec une résonance en courant au secondaire. Le courant résonant au secondaire est utilisé pour charger un condensateur monté entre les bornes d'une première sortie délivrant une première tension régulée. Les autres tensions régulées sont générées par des moyens de post-régulation connectées aux bornes l'enroulement secondaire du convertisseur.
L'invention sera décrite à travers deux exemples de réalisation représentés aux figures 1 et 3. Bien entendu, ces deux modes de réalisation ne sont donnés qu'à titre d'exemples de réalisation. Le circuit de post- régulation proposé peut être connecté sur tout type de convertisseur à commutation douce fonctionnant avec une résonance en courant au secondaire.
Dans ces deux modes de réalisation, le convertisseur délivre une tension régulée principale Vsl et une tension post-régulée Vs2.
En référence à la figure 1, le convertisseur comprend un transformateur d'isolement Trf avec un montage demi-pont coté primaire et un circuit quasi-résonant à redressement mono-alternance au secondaire. Plus précisément, le circuit primaire comprend un circuit demi-pont à deux interrupteurs Ti et T2 montés en série entre les bornes d'un générateur de tension SV délivrant la tension d'entrée Ve. Les interrupteurs Ti et T2 sont classiquement des transistors MOSFET. Le point milieu du circuit demi-pont est connecté à l'extrémité polarisée de l'enroulement primaire Lp du transformateur Trf. L'autre extrémité de l'enroulement primaire Lp est connectée, via un condensateur Cdp ayant une forte capacité, à la borne du générateur SV connectée à l'interrupteur T2. Les interrupteurs T1 et T2 sont pilotés par les signaux de commande Drvl et Drv2 générés à partir d'un circuit de modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie Vsl et le transformateur Trf a un rapport de transformation m.
L'extrémité non polarisée de l'enroulement secondaire Ls du transformateur Trf est reliée par une inductance Lf et une diode de redressement Di, à une première extrémité d'un condensateur de résonance Cri, l'autre extrémité de ce condensateur étant reliée à l'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire Ls. L'inductance Lf correspondant à l'inductance de fuite du transformateur Trf vue du secondaire complétée éventuellement par une inductance supplémentaire. Une inductance de lissage LI est connectée entre la jonction inductance Lf - condensateur Cri et une extrémité d'un condensateur Csl placé entre les bornes d'une première sortie du convertisseur délivrant la tension Vsl. L'autre extrémité du condensateur Csl est connectée à l'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire Ls. L'inductance L1 a pour fonction de lisser le courant délivré par la sortie délivrant la tension Vsl. Un pont de résistances RI, R2 montées en série entre les bornes de cette sortie est prévu pour fournir à un bloc de commande PWM1 à modulation d'impulsions en durée (Pulse Width Modulation) une tension représentative de la tension Vsl. Ce bloc de commande est de structure connue et délivre les signaux de commande Drvl et Drv2. La structure d'un tel bloc est par exemple divulguée dans la demande de brevet n FR 2 738 417.
Le fonctionnement de cette partie du convertisseur est bien connu de l'homme du métier. Il est notamment décrit dans la demande de brevet n FR 2 738 417. Les signaux de commande Drvl et Drv2 des interrupteurs Ti et T2 sont fermés l'un après l'autre. Un temps mort est prévu entre les actionnements alternés de ces interrupteurs de manière à ce que lesdits transistors se retrouvent dans un état ouvert à deux reprises pendant le cycle de fonctionnement de ces deux signaux. Le rapport entre les temps de conduction des interrupteurs Ti et T2 définit la tension de sortie Vsl. Le fonctionnement de cette partie de convertisseur est décrit plus loin de manière détaillée en référence aux figures 2A à 2H.
Pour générer la tension Vs2 à partir de la tension Vsl, des moyens de post-régulation sont connectés aux bornes de l'inductance série formée de l'enroulement secondaire Ls et de l'inductance de fuite Lf. La jonction inductance Lf - diode Dl est reliée par une diode de redressement D2 à une première extrémité d'une inductance Lr, l'autre extrémité de l'inductance Lr étant reliée à une première extrémité d'un condensateur de charge Cs2 par l'intermédiaire d'un interrupteur T3. L'interrupteur T3, qui est un transistor MOSFET, est commandé pour retarder l'apparition d'un courant dans l'inductance Lr. L'autre extrémité du condensateur Cs2 est connectée à l'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire Ls. Lorsque l'interrupteur T3 est fermé, la tension aux bornes de l'inductance Lr est positive et égale à (m.Vdp-Vs2). Le courant traversant l'inductance Lr croît donc linéairement selon une pente (m.Vdp- Vs2)/Lr jusqu'à la fermeture de l'interrupteur T3 qui se produit à la fermeture de l'interrupteur Ti. Ce courant, diminué du courant moyen utilisé par la charge, génère la tension moyenne Vs2 aux bornes du condensateur Cs2. La valeur de cette tension est directement pilotée par le contrôle à retard de phase de l'interrupteur T3. Un pont de résistances R3, R4 monté entre les bornes de cette sortie est prévu pour fournir à un bloc de commande PWM2 une tension représentative de la tension Vs2. Ce bloc est chargé de produire le signal de commande du transistor T3. Ce signal est actif pendant une partie du temps de la résonance en courant du secondaire du convertisseur.
Le bloc de commande PWM2 comprend essentiellement un circuit intégrateur INT délivrant une tension représentative de la tension moyenne aux bornes du condensateur CS2, un circuit RAMP pour générer une rampe de tension synchronisée sur le courant traversant Ls, un circuit comparateur COMP pour comparer la rampe de tension et la tension de sortie du circuit intégrateur, un circuit driver de puissance D pour délivrer un courant suffisant pour charger la grille du transistor T3 et un circuit de décalage de tension formé d'un condensateur C3 et d'une diode D3. Le circuit intégrateur INT reçoit en entrée la tension V1 présente au point milieu du pont de résistances R3, R4 et une tension de référence VREF. La tension VI est appliquée sur l'entrée positive d'un amplificateur différentiel AE et la tension VREF est appliquée sur l'entrée négative de l'amplificateur AE via une résistance R5. L'entrée négative et la sortie de l'amplificateur AE sont reliées par un condensateur Cl de manière à obtenir ainsi un montage intégrateur et à délivrer une tension Vint représentative de la valeur moyenne de la tension VI.
Par ailleurs, le circuit de rampe RAMP comprend deux diodes D4, D5 et une résistance R6 montées en série entre la masse et la jonction inductance Lf - diode D2. Les deux diodes D4 et D5 sont orientées pour laisser un courant circuler vers la jonction inductance Lf - diode D2 lorsqu'elles sont passantes. La jonction entre les deux diodes D4 et D5 est connectée à une première extrémité d'un condensateur C2 via une diode D6 en série avec une résistance R7. L'autre extrémité du condensateur C2 est connectée à la masse. La diode D6 est orientée pour laisser passer un courant de décharge du condensateur C2. Enfin, une résistance R8 est connectée entre une borne d'alimentation Vcc et la jonction résistance R7 - condensateur pour charger le condensateur C2 lorsque la diode D6 est bloquée. Ce générateur de rampe fonctionne de la manière suivante: lorsque la tension à la jonction inductance Lf - diode Dl est positive, les diodes D4, D5 et D6 sont bloquées et le condensateur se charge avec un courant fourni par la résistance R8 et, lorsque la tension à la jonction inductance Lf - diode D1 est négative, les diodes D4, D5 et D6 sont passantes et le condensateur se décharge à travers les diodes D5, D6 et la résistance R6. La pente de la rampe de tension ainsi créée aux bornes du condensateur C2 est déterminée par la valeur des résistances R6 et R7.
La tension Vint délivrée par le circuit intégrateur INT est comparée à la rampe de tension générée par le circuit RAMP au moyen du circuit comparateur COMP et celui-ci délivre un signal de tension de niveau haut si VC2>Vint et un signal de tension de niveau bas sinon. Ce signal de sortie est amplifié par le circuit driver D pour commander la grille du transistor T3. Un condensateur C3 est inséré entre la sortie du circuit driver D et la grille du transistor T3 pour décaler le niveau de tension appliqué sur la grille du transistor T3 afin que ce dernier soit supérieur à celui de la source du transistor. Ce condensateur est chargé à la tension Vs2 par l'intermédiaire de la diode D3 connectée entre la source et la grille du transistor T3 lorsque la sortie du driver D est à l'état bas.
Le fonctionnement global du circuit est représenté aux figures 2A à 2H.
Les figures 2A et 2B illustrent la forme des signaux de commande Drvl et Drv2 des interrupteurs T1 et T2. La figure 2C représente les variations de la tension VAS aux bornes de l'enroulement secondaire Ls. La figure 2D représente le courant 'Dl traversant la diode Dl. Les figures 2E et 2F représentent respectivement le signant de commande du transistor T3 et le courant circulant à travers l'inductance Lr. Les figures 2G et 2H représentent les courants Ip et ls traversant respectivement l'enroulement Lp et l'enroulement Ls. Le courant traversant Ls est la somme des courants traversant la diode Dl et l'inductance Lr.
Dans ces figures, T représente la période du cycle d'ouverture/fermeture des interrupteurs T1 et T2. Un temps mort tm pendant lequel les deux interrupteurs T1 et T2 sont ouverts est prévu entre chaque fermeture d'interrupteur. Un premier temps mort tml est prévu avant la fermeture de l'interrupteur Ti et un deuxième temps mort tm2 est prévu avant la fermeture de l'interrupteur T2. L'interrupteur T1 est fermé pendant la période de temps [tm1, aT] et l'interrupteur T2 est fermé pendant la période de temps [aT+tm2, T]. Pendant le reste du temps, ils sont ouverts.
La commutation des interrupteurs Ti et T2 est effectuée alors que le courant dans le secondaire est nul pour réduire les pertes de commutation. Lorsque l'interrupteur T2 est fermé, l'inductance de fuite Lf résonne avec le condensateur Cri de faible valeur. La commutation douce au primaire est assurée par le courant magnétisant circulant dans l'enroulement Lp du transformateur Trf engendré par l'application de la tension Ve aux bornes de l'enroulement primaire Lp et du condensateur Cdp et augmenté du courant moyen de sortie ramené au primaire dans le rapport de transformation m.
Au temps tmi, l'interrupteur Ti est fermé alors que le courant dans l'inductance de fuite Lf est nul. La tension d'entrée Ve est appliquée aux bornes de l'enroulement primaire et du condensateur Cdp. La diode D1 est alors bloquée. Le courant Ip à travers l'enroulement primaire Lp croit jusqu'à une valeur maximale qui est atteinte au temps aT. L'interrupteur Ti est alors ouvert, l'interrupteur T2 étant toujours maintenu ouvert. Le courant Ip est suffisamment important à ce stade pour faire descendre naturellement la tension aux bornes de l'interrupteur T2 et donc assurer une commutation douce à zéro de tension lors de la fermeture de l'interrupteur T2. L'interrupteur T2 est ensuite fermé au bout du temps mort tm2. L'inductance de fuite Lf entre ensuite en résonance avec le condensateur Cri. Un courant résonnant loi circule alors à travers la diode D1. Le courant Ip au travers de l'enroulement primaire commence alors sa décroissance en suivant une sinusoïde en opposition de phase avec celle du courant Ip,. Une fois que la demi- alternance du courant loi est terminée, l'interrupteur T2 est ouvert.
Par ailleurs, l'interrupteur T3 est commandé pour retarder l'apparition d'un courant dans l'inductance Lr et générer ainsi une tension Vs2 inférieure à Vsi. Le transistor T3 est fermé à un temps t2 postérieur à aT. Une tension positive est appliquée aux bornes de l'inductance qui est donc parcouru par un courrant ILr croissant destiné à charger le condensateur de charge Cs2. Cette croissance du courant est interrompue lorsque la tension aux bornes de Ls s'inverse, c'est-à-dire lorsque l'interrupteur T2 est ouvert et l'interrupteur Ti est fermé au primaire. Le courant ILr chute très rapidement car l'inductance Lr est soumise à une très forte tension négative. L'interrupteur T3 est alors ouvert lorsque le courant ILr est devenu nul. Une tension régulée Vs2 est ainsi obtenue aux bornes du condensateur Cs2.
La post-régulation est très facile à réaliser car l'interrupteur T3 est soumis à de très faibles contraintes puisqu'il est commandé tant en fermeture qu'en ouverture à courant nul. Sa tenue en tension n'excède pas la tension Vs2. La régulation de la sortie Vs2 est synchrone avec le convertisseur principal et, le contrôle de l'interrupteur T3 étant réalisé par transfert capacitif, le système est sécurisé en cas de défaut.
Un deuxième mode de réalisation est proposé à la figure 3. Il concerne un convertisseur pouvant fonctionnant en mode zéro de courant ou en mode de courant interrompu au secondaire lors de la commutation des interrupteurs.
Le schéma du convertisseur de la figure 3 diffère de celui de la figure 1 à la fois par la position des composants résonnants et éventuellement par son mode de fonctionnement. Dans le circuit de la figure 1, l'inductance de fuite Lf du transformateur Trf vue du secondaire résonne avec le condensateur Cri de faible valeur. Dans le circuit de la figure 3, l'inductance de fuite Lf résonne avec un condensateur Cr positionné à la place du condensateur Cdp au primaire du convertisseur. L'inductance de fuite Lf résonne avec le condensateur Cr ramené au secondaire. Les condensateurs Cri et Cdp sont supprimés et, comme il n'y a plus de condensateur de résonance au secondaire, l'inductance de lissage LI n'a pas d'utilité. Le reste du schéma de la figure 3 est identique à celui de la figure 1.
II est possible de faire fonctionner ce convertisseur de la même façon que celui de la figure 1, c'est-à-dire en commutant les interrupteurs Ti et T2 lorsque le courant ILs est nul. Cependant, selon un mode de fonctionnement avantageux, les interrupteurs Ti et T2 ne sont plus commutés à zéro de courant au secondaire. Ils sont commutés alors que le courant dans l'enroulement secondaire Ls n'est pas nul, ce courant ramené au primaire s'ajoutant alors au courant magnétisant généré par la tension Ve dans l'enroulement primaire pour charger l'ensemble des capacités parasites du montage, notamment la capacité drain/source (coss) des transistors Ti et T2 et les capacités parasites des enroulements du transformateur Trf. Dans ce mode, il est donc prévu d'interrompre la résonance en courant du circuit secondaire du convertisseur pour assurer une commutation douce des interrupteurs T1 et T2, quelle que soit la puissance de sortie. Par ailleurs, les moyens de post-régulation pour générer la tension régulée supplémentaire fonctionnent de la même manière que dans le montage de la figure 1.
Le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 selon le mode préféré décrit ci-dessus est illustré par les figures 4A à 4H.
Les figures 4A et 4B, identiques aux figures 2A et 2B, illustrent la forme des signaux de commande Drvl et Drv2 des interrupteurs T1 et T2. La figure 4C, identiques à la figures 2C, représente les variations de la tension VAS aux bornes de l'enroulement secondaire Ls. La figure 4D représente le courant lo, traversant la diode Dl. La figure 4E représente le signal de commande Drv3 de l'interrupteur T3.La figure 4F représente le courant ILr traversant l'inductance Lr. La figure 4G représente le courant Is traversant l'enroulement secondaire Ls et la figure 4H représente le courant Ip traversant l'enroulement primaire Lp.
Ce convertisseur fonctionne globalement de la même façon que le convertisseur de la figure 1 hormis le fait que les interrupteurs Tl et T2 sont commutés alors que le courant dans l'enroulement Ls n'est pas nul. L'interrupteur T1 est fermé alors que le courant dans l'enroulement secondaire Ls n'est pas nul. Commence alors une phase de fonctionnement pendant laquelle la tension d'entrée Ve est appliquée aux bornes de l'enroulement primaire et du condensateur Cr. Le courant ILs chute car une tension négative est appliquée aux bornes de l'inductance de fuite Lf vue du secondaire ainsi qu'aux bornes de l'inductance Lr. Ce courant, ramené au primaire, est dans un sens tel qu'il va contribuer alors, avec le courant magnétisant engendré par l'application de la tension Ve au primaire, à charger les capacités parasites des interrupteurs T1 et T2 pour obtenir une commutation douce à zéro de tension. Le courant ILs ramené au primaire permet donc de faire croître très rapidement le courant Ip comme montré sur la figure 4H et ainsi faciliter la commutation douce. Cette phase de fonctionnement se termine au temps t1 lorsque le courant ILs devient nul. Les diodes Dl et D2 bloquent alors le passage d'un courant négatif à travers le circuit secondaire du convertisseur.
Pendant la phase de fonctionnement suivante, le courant Ip continue à croître avec une pente plus faible car il n'y a plus de courant ILs ramené au primaire. Cette croissance du courant est stoppée au temps aT lorsque l'interrupteur T2 est fermé.
Le courant Ip est alors suffisant pour assurer une commutation douce de l'interrupteur T2. L'inductance de fuite Lf entre en résonance avec le condensateur Cr ramené au secondaire. Le courant Ip au travers de l'enroulement primaire commence alors sa décroissance en suivant une sinusoïde en opposition de phase avec celle du courant Ipl. Cette phase de résonance est interrompue au temps T alors que le courant dans enroulement secondaire Ls est non nul. Un nouveau cycle de fonctionnement commence ensuite. De même que pour le circuit de la figure 1, l'interrupteur T3 est commandé pour déclencher le passage d'un courant dans l'inductance Lr après le début de la résonance en courant de l'inductance Lf avec le condensateur ramenée au secondaire.
Du point de vue la post-régulation, ce convertisseur présente les mêmes avantages que celui de la figure 1.
Claims (9)
1. Convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur (Trf) ayant un enroulement primaire (Lp) et un enroulement secondaire (Ls), le primaire du convertisseur étant du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée (Ve) par l'intermédiaire de deux interrupteurs (T1,T2) et le secondaire du convertisseur étant de type quasi-résonnant mono-alternance et susceptible de fournir au moins une première tension continue (Vsl) à une première charge et une deuxième tension continue (Vs2) à une deuxième charge, ladite deuxième tension continue (Vs2) étant inférieure à ladite première tension continue (Vsl), des premiers moyens de commande (PWM1) pour commander en alternance les deux interrupteurs (T1,T2), à fréquence fixe, par modulation de largeur d'impulsion en fonction de ladite première sortie continue (Vs1), caractérisé en ce qu'il comporte un circuit résonant (Lf, Cri, D1; Lf, Cr, Dl) pour créer un courant résonant mono-alternance dans l'enroulement secondaire (Ls) et charger un premier condensateur (Csl) connecté aux bornes de ladite première charge de manière à produire ladite première tension continue (Vsl), et en ce qu'il comporte en outre un circuit inductif (D2, Lr, T3) connecté entre ledit enroulement secondaire et un deuxième condensateur (Cs2) connecté aux bornes de ladite deuxième charge, lequel circuit inductif est apte à générer un courant pour charger ledit deuxième condensateur pendant une partie de l'alternance du courant résonant circulant dans l'enroulement secondaire (Ls) et produire ladite deuxième tension continue (Vs2).
2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit inductif comporte une première diode de redressement (D2) en série avec une première inductance (Lr) et un troisième interrupteur (T3), lequel troisième interrupteur (T3) est fermé pendant une partie de l'alternance du courant résonant circulant dans l'enroulement secondaire (Ls).
3. Convertisseur selon la revendication 2, caractérisé en ce que des deuxièmes moyens de commande (PWM2) sont prévus pour commander l'interrupteur (T3) par modulation de largeur d'impulsion en fonction de ladite deuxième sortie continue (Vs2).
4. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit circuit résonant comporte une deuxième diode de redressement (D1) montée en série avec une deuxième inductance (Lf) et un condensateur de résonance (Cri), l'ensemble étant connecté entre les bornes de l'enroulement secondaire du transformateur, et en ce que ledit premier condensateur (Cri) est connecté aux bornes dudit condensateur de résonance (Cri) par l'intermédiaire d'une inductance de lissage (L1).
5. Convertisseur selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite deuxième inductance (Lf) est l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire.
6. Convertisseur selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite deuxième inductance (Lf) est l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et ladite deuxième charge.
7. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit circuit résonant comporte une deuxième diode de redressement (Dl) montée en série avec une deuxième inductance (Lf) entre ledit enroulement secondaire (Ls) et le premier condensateur (Csi), et un condensateur (Cr) monté en série avec ledit enroulement primaire (Lp) qui, ramené au secondaire, est destiné à résonner avec ladite deuxième inductance (Lf).
8. Convertisseur selon la revendication 7, caractérisé en ce que ladite deuxième inductance (Lf) est l'inductance de fuite du transformateur 25 vue du secondaire.
9. Convertisseur selon la revendication 8, caractérisé en ce que ladite deuxième inductance (Lf) est l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et ladite deuxième charge.
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