JPH11266585A - 電圧コンバータ - Google Patents
電圧コンバータInfo
- Publication number
- JPH11266585A JPH11266585A JP10350275A JP35027598A JPH11266585A JP H11266585 A JPH11266585 A JP H11266585A JP 10350275 A JP10350275 A JP 10350275A JP 35027598 A JP35027598 A JP 35027598A JP H11266585 A JPH11266585 A JP H11266585A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- circuit
- transformer
- secondary winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electrotherapy Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【課題】 電圧コンバータのそれぞれの出力回路の出力
電圧の同期を改善し、クロス−レギュレーションを低減
させる。 【解決手段】 変圧器Tの入力共振回路(CRES,L
RES等)と、各々が変圧器Tの二次巻線から出力電圧
の1つを取り出す2つの出力回路(CP,CL2,・・
・・;CL,CL3・・・)とを具え、一方の出力回路
が高電圧を出力し、他方の出力回路が整流回路D1〜D
4を介して出力電圧として低電圧のDC電圧を出力する
ように、入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に変換す
る電圧コンバータにて、整流回路D1〜D4を含む他方
の出力回路における変圧器Tの二次巻線に並列に追加の
キャパシタンスCLを設け、このキャパシタンスの大き
さを、変圧器の一次側に変換される追加のキャパシタン
スの値が、高電圧を出力する出力回路における変圧器の
二次巻線の並列キャパシタンスCPが一次側に変換され
る値と本来一致するような大きさとする。
電圧の同期を改善し、クロス−レギュレーションを低減
させる。 【解決手段】 変圧器Tの入力共振回路(CRES,L
RES等)と、各々が変圧器Tの二次巻線から出力電圧
の1つを取り出す2つの出力回路(CP,CL2,・・
・・;CL,CL3・・・)とを具え、一方の出力回路
が高電圧を出力し、他方の出力回路が整流回路D1〜D
4を介して出力電圧として低電圧のDC電圧を出力する
ように、入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に変換す
る電圧コンバータにて、整流回路D1〜D4を含む他方
の出力回路における変圧器Tの二次巻線に並列に追加の
キャパシタンスCLを設け、このキャパシタンスの大き
さを、変圧器の一次側に変換される追加のキャパシタン
スの値が、高電圧を出力する出力回路における変圧器の
二次巻線の並列キャパシタンスCPが一次側に変換され
る値と本来一致するような大きさとする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧を少なく
とも2つの出力電圧に変換する電圧コンバータであっ
て、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路に関するものである。
とも2つの出力電圧に変換する電圧コンバータであっ
て、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】AC入力電圧を高いDC電圧並びに別の
DC給電用電圧に変換する電圧コンバータは、ドイツ国
公開公報DE19529941A1から既知である。こ
のコンバータでは、その入力端子に供給されるAC電圧
を整流回路に供給し、この整流回路の出力信号を2個直
列に配置した電子スイッチに供給する。キャパシタンス
と、インダクタと、変成器の一次巻線との直列回路を前
記スイッチの一方に並列に配置する。変成器の二次巻線
の出力側にはキャパシタンスを後続配置する。出力側に
おけるキャパシタンスの両端間のDC電圧降下が所望値
となるように電子スイッチのスイッチング周波数を制御
する制御回路を設け、変成器の二次側には追加のタップ
を設けて、これらのタップから電圧安定化用の回路配置
を経てDC給電用電圧も取り出せるようになっている。
DC給電用電圧に変換する電圧コンバータは、ドイツ国
公開公報DE19529941A1から既知である。こ
のコンバータでは、その入力端子に供給されるAC電圧
を整流回路に供給し、この整流回路の出力信号を2個直
列に配置した電子スイッチに供給する。キャパシタンス
と、インダクタと、変成器の一次巻線との直列回路を前
記スイッチの一方に並列に配置する。変成器の二次巻線
の出力側にはキャパシタンスを後続配置する。出力側に
おけるキャパシタンスの両端間のDC電圧降下が所望値
となるように電子スイッチのスイッチング周波数を制御
する制御回路を設け、変成器の二次側には追加のタップ
を設けて、これらのタップから電圧安定化用の回路配置
を経てDC給電用電圧も取り出せるようになっている。
【0003】斯様な電圧コンバータにおける最初に述べ
て出力側の回路が高電圧出力回路で、これがコンバータ
の入力端子に供給されるAC電圧と比べても、又はこの
AC電圧から整流回路によって得られて電子スイッチに
供給されるDC電圧と比べても、遙に高いDC電圧を供
給する場合で、しかもこれとは別のDC給電用電圧を低
電圧の出力として実現する場合には、電圧コンバータの
高電圧出力の並列キャパシタンスを形成する出力側にお
けるキャパシタンスが、この場合に選択した変成器の一
次巻線と二次巻線との高い変圧比からして、この電圧コ
ンバータの動作特性を確定することになる。その理由
は、斯かるキャパシタンスは変成器の一次側に前記高い
変成比にまさに比例して高い値に変換されるからであ
る。これに対し、電圧コンバータの比較的低い別のDC
給電用電圧の低い電圧出力を成す二次側の追加のタップ
に同じように設計される並列キャパシタンスが変成器の
一次側に及ぼす影響はごく僅かである。その理由は、こ
れらの並列キャパシタンスは一次側には低い変成比に従
ってそれなりにごく僅かしか変換されないからである。
て出力側の回路が高電圧出力回路で、これがコンバータ
の入力端子に供給されるAC電圧と比べても、又はこの
AC電圧から整流回路によって得られて電子スイッチに
供給されるDC電圧と比べても、遙に高いDC電圧を供
給する場合で、しかもこれとは別のDC給電用電圧を低
電圧の出力として実現する場合には、電圧コンバータの
高電圧出力の並列キャパシタンスを形成する出力側にお
けるキャパシタンスが、この場合に選択した変成器の一
次巻線と二次巻線との高い変圧比からして、この電圧コ
ンバータの動作特性を確定することになる。その理由
は、斯かるキャパシタンスは変成器の一次側に前記高い
変成比にまさに比例して高い値に変換されるからであ
る。これに対し、電圧コンバータの比較的低い別のDC
給電用電圧の低い電圧出力を成す二次側の追加のタップ
に同じように設計される並列キャパシタンスが変成器の
一次側に及ぼす影響はごく僅かである。その理由は、こ
れらの並列キャパシタンスは一次側には低い変成比に従
ってそれなりにごく僅かしか変換されないからである。
【0004】このような電圧コンバータの慣例の実現法
での高電圧出力側の並列キャパシタンスは、このキャパ
シタンスを追加の部品によってではなくて、二次巻線の
寄生の巻線キャパシタンスによるだけで構成する場合で
も、変成器の一次側にかなりめだつ影響を及ぼすことを
確かめた。
での高電圧出力側の並列キャパシタンスは、このキャパ
シタンスを追加の部品によってではなくて、二次巻線の
寄生の巻線キャパシタンスによるだけで構成する場合で
も、変成器の一次側にかなりめだつ影響を及ぼすことを
確かめた。
【0005】これに対し、別のDC給電電圧用のタップ
に接続される二次巻線又はその一部からの寄生の巻線キ
ャパシタンスの影響は、変成器の一次側に変換される場
合に、無視できるほどに小さい。
に接続される二次巻線又はその一部からの寄生の巻線キ
ャパシタンスの影響は、変成器の一次側に変換される場
合に、無視できるほどに小さい。
【0006】それぞれ異なる二次巻線及びタップに負荷
がある場合、即ち、高電圧側か、別のDC給電電圧側か
ら電力を取り出す場合に、冒頭にて述べた種類の電圧コ
ンバータにはクロス−レギュレーションと称される相対
的な影響があり、これは、出力電圧、即ち高電圧及び別
の給電電圧がそれぞれの二次巻線又は二次巻線の部分の
相互のターン比でけでなく、それらの各負荷にも依存す
ることからして現われることになる。このことは、DC
電圧の1つを或る固定値に調整するにも拘らず、出力の
負荷に依存する他のDC電圧には揺らぎが生じることを
意味している。
がある場合、即ち、高電圧側か、別のDC給電電圧側か
ら電力を取り出す場合に、冒頭にて述べた種類の電圧コ
ンバータにはクロス−レギュレーションと称される相対
的な影響があり、これは、出力電圧、即ち高電圧及び別
の給電電圧がそれぞれの二次巻線又は二次巻線の部分の
相互のターン比でけでなく、それらの各負荷にも依存す
ることからして現われることになる。このことは、DC
電圧の1つを或る固定値に調整するにも拘らず、出力の
負荷に依存する他のDC電圧には揺らぎが生じることを
意味している。
【0007】こうした揺らぎを抑えるために、変成器の
二次巻線又は二次巻線の部分の漏れインダクタンスを最
大限に減らすようにすることができる。しかし、こうし
て揺らぎを抑えられる度合は、特に、変成器のコア及び
ボビンの設計、変成器の個々の巻線相互の電圧絶縁の必
要性及び特にコアにおける最大許容磁気誘導によって決
まる別々の巻線の最少ターン数のために限られている。
実際上、このために、前述した電圧コンバータの所定用
途のため及びこうした用途に必要な変成器を実現するの
に、二次側に供給される電圧の同期動作に同時に課せら
れる諸要件を適えることができない。このことは、斯様
な電圧コンバータにおけるクロス−レギュレーションを
規定の限度内に留めることができないために、上述した
タイプの電圧コンバータは上述したような用途には使用
できないことを意味している。
二次巻線又は二次巻線の部分の漏れインダクタンスを最
大限に減らすようにすることができる。しかし、こうし
て揺らぎを抑えられる度合は、特に、変成器のコア及び
ボビンの設計、変成器の個々の巻線相互の電圧絶縁の必
要性及び特にコアにおける最大許容磁気誘導によって決
まる別々の巻線の最少ターン数のために限られている。
実際上、このために、前述した電圧コンバータの所定用
途のため及びこうした用途に必要な変成器を実現するの
に、二次側に供給される電圧の同期動作に同時に課せら
れる諸要件を適えることができない。このことは、斯様
な電圧コンバータにおけるクロス−レギュレーションを
規定の限度内に留めることができないために、上述した
タイプの電圧コンバータは上述したような用途には使用
できないことを意味している。
【0008】説明の目的のめに図1によって、入力電圧
UBを高いDC電圧及び別の給電電圧に変換する電圧コ
ンバータのクロス−レギュレーションの問題を説明す
る。この電圧コンバータは、入力電圧UBと大地6との
間にてチョッパとして交互に周期的に導通したり、非導
通となったりする2個直列に配置したスイッチ4,5を
具えている。共振キャパシタンスCRESと、共振イン
ダクタンスLRESと、接続点AとBとの間の変成器T
の一次巻線との直列回路が参照番号5で示す前記スイッ
チのうちの第2スイッチに並列に接続される。共振キャ
パシタンスCRES及び共振インダクタンスLRESは
電圧コンバータの入力共振回路の素子であり、この共振
回路は変成器Tの一次巻線も具えている。
UBを高いDC電圧及び別の給電電圧に変換する電圧コ
ンバータのクロス−レギュレーションの問題を説明す
る。この電圧コンバータは、入力電圧UBと大地6との
間にてチョッパとして交互に周期的に導通したり、非導
通となったりする2個直列に配置したスイッチ4,5を
具えている。共振キャパシタンスCRESと、共振イン
ダクタンスLRESと、接続点AとBとの間の変成器T
の一次巻線との直列回路が参照番号5で示す前記スイッ
チのうちの第2スイッチに並列に接続される。共振キャ
パシタンスCRES及び共振インダクタンスLRESは
電圧コンバータの入力共振回路の素子であり、この共振
回路は変成器Tの一次巻線も具えている。
【0009】変成器Tは2つの二次巻線を有し、その第
1の二次巻線は接続点HとVに接続され、第2の二次巻
線は接続点JとKとに接続される。変成器Tは接続点H
とVに高振幅のAC電圧を供給すると共に接続点JとK
に別のAC電圧を供給するように構成する。このため
に、接続点HとVとの間の第1の二次巻線を高圧巻線と
も称する。接続点JとKとの間の第2の二次巻線におけ
る別のAC電圧は、第1の二次巻線における高振幅の電
圧(高圧)に対して本来低振幅であり、この電圧を以後
低電圧と称する。
1の二次巻線は接続点HとVに接続され、第2の二次巻
線は接続点JとKとに接続される。変成器Tは接続点H
とVに高振幅のAC電圧を供給すると共に接続点JとK
に別のAC電圧を供給するように構成する。このため
に、接続点HとVとの間の第1の二次巻線を高圧巻線と
も称する。接続点JとKとの間の第2の二次巻線におけ
る別のAC電圧は、第1の二次巻線における高振幅の電
圧(高圧)に対して本来低振幅であり、この電圧を以後
低電圧と称する。
【0010】変成器Tの各二次巻線は出力回路に含まれ
る。接続点HとVとの間の第1の二次巻線を含む第1出
力回路は高いDC電圧供給用に作成し、接続点JとKと
の間の第2の二次巻線を含む第2出力回路は別の給電電
圧供給用に作成する。図1に示した電圧コンバータにお
ける第1出力回路は電圧増倍器7を具えており、この増
倍器の出力端子は、動作中に高いAC電圧を取り出せる
負荷キャパシタンスCL2に接続する。実現する電圧コ
ンバータに応じて、第1出力回路における変成器Tの第
1の二次巻線の寄生巻線キャパシタンスによるか、又は
別個の回路部品によって構成し得る並列キャパシタンス
CPを接続点HとVとの間に挿入する。
る。接続点HとVとの間の第1の二次巻線を含む第1出
力回路は高いDC電圧供給用に作成し、接続点JとKと
の間の第2の二次巻線を含む第2出力回路は別の給電電
圧供給用に作成する。図1に示した電圧コンバータにお
ける第1出力回路は電圧増倍器7を具えており、この増
倍器の出力端子は、動作中に高いAC電圧を取り出せる
負荷キャパシタンスCL2に接続する。実現する電圧コ
ンバータに応じて、第1出力回路における変成器Tの第
1の二次巻線の寄生巻線キャパシタンスによるか、又は
別個の回路部品によって構成し得る並列キャパシタンス
CPを接続点HとVとの間に挿入する。
【0011】第2の二次巻線を含む図1の電圧コンバー
タの出力回路は4個のダイオードD1,D2,D3及び
D4を有するブリッジ整流器を具えている。このブリッ
ジ整流器の出力端子は、動作中に別の給電電圧を取り出
せる負荷キャパシタンスCL3に接続する。
タの出力回路は4個のダイオードD1,D2,D3及び
D4を有するブリッジ整流器を具えている。このブリッ
ジ整流器の出力端子は、動作中に別の給電電圧を取り出
せる負荷キャパシタンスCL3に接続する。
【0012】図1の電圧コンバータの第2の二次巻線を
含む出力回路の接続点JとKとの間にはキャパシタンス
は接続されていない。一方の接続点JとKとの間の第2
の二次巻線と、接続点AとBとの間の一次巻線との変成
比及び他方の接続点HとVとの間の第1の二次巻線と、
一次巻線との変成比を適切に選定することにより、変成
器Tの一次側に変換される第2の二次巻線の寄生の巻線
キャパシタンスの影響は、この電圧コンバータにおける
並列キャパシタンスCPに比べて無視することができ
る。
含む出力回路の接続点JとKとの間にはキャパシタンス
は接続されていない。一方の接続点JとKとの間の第2
の二次巻線と、接続点AとBとの間の一次巻線との変成
比及び他方の接続点HとVとの間の第1の二次巻線と、
一次巻線との変成比を適切に選定することにより、変成
器Tの一次側に変換される第2の二次巻線の寄生の巻線
キャパシタンスの影響は、この電圧コンバータにおける
並列キャパシタンスCPに比べて無視することができ
る。
【0013】図1の電圧コンバータの動作を説明するた
めに、図2に変成器Tの等価回路図を示してある。これ
は一次巻線用の等価回路図として接続点AとBとの間
に、変成器Tの主インダクタンスLHと理想的な変成器
の一次巻線との並列回路と、一次側の漏れインダクタン
スLS1との直列回路を具えている。図2の等価回路図
は二次側に、第1の二次巻線に対して、接続点HとVと
の間におけるに理想的な変成器の二次巻線2と漏れイン
ダクタンスLS2との直列回路及び接続点JとKとの間
に二次側における理想的な変成器の別の二次巻線3と、
これに関連する漏れインダクタンスLS3との直列回路
を具えている。漏れインダクタンスの値は使用すべき変
成器の技術データから明確に決定することができる。図
2の等価回路図には接続点HとVとの間の第1の二次巻
線2に対する並列キャパシタンスCPも示してある。
めに、図2に変成器Tの等価回路図を示してある。これ
は一次巻線用の等価回路図として接続点AとBとの間
に、変成器Tの主インダクタンスLHと理想的な変成器
の一次巻線との並列回路と、一次側の漏れインダクタン
スLS1との直列回路を具えている。図2の等価回路図
は二次側に、第1の二次巻線に対して、接続点HとVと
の間におけるに理想的な変成器の二次巻線2と漏れイン
ダクタンスLS2との直列回路及び接続点JとKとの間
に二次側における理想的な変成器の別の二次巻線3と、
これに関連する漏れインダクタンスLS3との直列回路
を具えている。漏れインダクタンスの値は使用すべき変
成器の技術データから明確に決定することができる。図
2の等価回路図には接続点HとVとの間の第1の二次巻
線2に対する並列キャパシタンスCPも示してある。
【0014】クロス−レギュレーションの問題を説明す
るために、図3には変成器Tのさらに簡単にした等価回
路図を図1の電圧コンバータの最も重要な他の素子と一
緒に示してある。この等価回路図が単純化されている点
は、変成器Tの二次側の素子をこの変成器の一次側に関
連する変成比で変換して、単純なDC結合の等価回路図
を得るようにした点にある。この回路図では、既に説明
した素子に同じ参照記号を付してある。LS22は一次
側へ変換される二次側における漏れインダクタンスLS
2を示す。同様に、LS33は変成器Tの一次側へ変換
される二次側における漏れインダクタンスLS3を示
す。CP22は変成器Tの一次側へ変換される並列キャ
パシタンスCPを示す。同様に、H22,V22,J3
3及びK33は接続点H,V,J及びKにそれぞれ相当
する変換回路の接続点を示す。図1の電圧コンバータの
動作中には、図3の等価回路図の接続点AとBとの間に
電圧uABが得られ、接続点H22とV22との間に電
圧uH22V22が得られ、接続点J33とK33との
間に電圧uJ33K33が得られる。電圧コンバータの
一次回路、即ち変成器Tの一次巻線を有する入力共振回
路は図3ではもっと簡単になっており、漏れインダクタ
ンスLS1を共振インダクタンスLRESと一緒にし
て、合成共振インダクタンスLS1RESとしている。
これに対し、主インダクタンスLHは通常高オームであ
ると見なすことができるので、これは図3には示してな
い。動作中には電流iが入力共振回路に流れる。
るために、図3には変成器Tのさらに簡単にした等価回
路図を図1の電圧コンバータの最も重要な他の素子と一
緒に示してある。この等価回路図が単純化されている点
は、変成器Tの二次側の素子をこの変成器の一次側に関
連する変成比で変換して、単純なDC結合の等価回路図
を得るようにした点にある。この回路図では、既に説明
した素子に同じ参照記号を付してある。LS22は一次
側へ変換される二次側における漏れインダクタンスLS
2を示す。同様に、LS33は変成器Tの一次側へ変換
される二次側における漏れインダクタンスLS3を示
す。CP22は変成器Tの一次側へ変換される並列キャ
パシタンスCPを示す。同様に、H22,V22,J3
3及びK33は接続点H,V,J及びKにそれぞれ相当
する変換回路の接続点を示す。図1の電圧コンバータの
動作中には、図3の等価回路図の接続点AとBとの間に
電圧uABが得られ、接続点H22とV22との間に電
圧uH22V22が得られ、接続点J33とK33との
間に電圧uJ33K33が得られる。電圧コンバータの
一次回路、即ち変成器Tの一次巻線を有する入力共振回
路は図3ではもっと簡単になっており、漏れインダクタ
ンスLS1を共振インダクタンスLRESと一緒にし
て、合成共振インダクタンスLS1RESとしている。
これに対し、主インダクタンスLHは通常高オームであ
ると見なすことができるので、これは図3には示してな
い。動作中には電流iが入力共振回路に流れる。
【0015】図4は図1の電圧コンバータの動作に対す
る図3の等価回路図における電圧及び入力共振回路にお
ける電流iを示す。開始時点は、一次側に変換される並
列キャパシタンスCP22が完全に放電される瞬時ts
とする。従って、瞬時tsにおける電圧uH22V22
はゼロである。これにならって、変換される漏れインダ
クタンスLS22が小さくて、電流iの変化が遅い場
合、変換漏れインダクタンスLS22に発生する電圧は
最初無視することができる。従って、第1近似では、こ
の動作状態における電圧uABは電圧uH22V22に
相当する。これらの電圧は共に瞬時tsにおけるゼロか
ら上昇し始める。この動作状態では、ブリッジ整流器D
1,D2,D3,D4はまだブロックされており、接続
点J33,K33を経る第2出力回路には電流が流れ
ず、電圧uJ33K33は電圧uABの時間に関する変
化に追従する。この場合に、電流iは並列キャパシタン
スCP22に完全に流れて、このキャパシタンスを充電
する。
る図3の等価回路図における電圧及び入力共振回路にお
ける電流iを示す。開始時点は、一次側に変換される並
列キャパシタンスCP22が完全に放電される瞬時ts
とする。従って、瞬時tsにおける電圧uH22V22
はゼロである。これにならって、変換される漏れインダ
クタンスLS22が小さくて、電流iの変化が遅い場
合、変換漏れインダクタンスLS22に発生する電圧は
最初無視することができる。従って、第1近似では、こ
の動作状態における電圧uABは電圧uH22V22に
相当する。これらの電圧は共に瞬時tsにおけるゼロか
ら上昇し始める。この動作状態では、ブリッジ整流器D
1,D2,D3,D4はまだブロックされており、接続
点J33,K33を経る第2出力回路には電流が流れ
ず、電圧uJ33K33は電圧uABの時間に関する変
化に追従する。この場合に、電流iは並列キャパシタン
スCP22に完全に流れて、このキャパシタンスを充電
する。
【0016】上述した動作状態は、電圧uAB、従って
電圧uJ33K33が、動作中に負荷キャパシタンスC
L3を充電する別のDC給電電圧を表わす値Uに達する
ような大きさに、変成器Tの一次側に変換される並列キ
ャパシタンスCP22が充電される瞬時toに変化す
る。このようにして、ブリッジ整流器D1,D2,D
3,D4は瞬時toに導通して、電圧uJ33K33は
値Uを維持する。この動作状態に対する等価回路図を図
5に示してあり、ここでも既に説明した素子には同じ参
照番号を付して示してある。
電圧uJ33K33が、動作中に負荷キャパシタンスC
L3を充電する別のDC給電電圧を表わす値Uに達する
ような大きさに、変成器Tの一次側に変換される並列キ
ャパシタンスCP22が充電される瞬時toに変化す
る。このようにして、ブリッジ整流器D1,D2,D
3,D4は瞬時toに導通して、電圧uJ33K33は
値Uを維持する。この動作状態に対する等価回路図を図
5に示してあり、ここでも既に説明した素子には同じ参
照番号を付して示してある。
【0017】変換漏れインダクタンスLS33に発生す
る電圧も図5の等価回路図にて無視する場合には、電圧
uABは瞬時toから値Uを維持する。クロス−レギュ
レーションの影響がない電圧コンバータでは、電圧uH
22V22も瞬時toから値Uを維持する。しかし、瞬
時to後にも(変換)並列キャパシタンスCP22の電
圧はさらに上昇する。この変化を図4に示してある。
る電圧も図5の等価回路図にて無視する場合には、電圧
uABは瞬時toから値Uを維持する。クロス−レギュ
レーションの影響がない電圧コンバータでは、電圧uH
22V22も瞬時toから値Uを維持する。しかし、瞬
時to後にも(変換)並列キャパシタンスCP22の電
圧はさらに上昇する。この変化を図4に示してある。
【0018】電圧uH22V22の上昇を説明するため
に、図6に図3の等価回路図の一部を示してあり、ここ
でも既に説明した素子には同じ参照記号を付して示して
ある。図6に示した部分は、二次側における変換漏れイ
ンダクタンスLS22と、変換並列キャパシタンスCP
22とを具えている。これから明らかなように、上述し
た動作状態におけるこれらの素子はインダクタンスとキ
ャパシタンスとの直列回路を構成し、この直列回路には
電圧Uに対応する或る電圧−ジャンプが瞬時toに与え
られる。一次側に変換される並列キャパシタンスCP2
2に形成される電圧は正弦的な変化を呈し、その振幅は
瞬時toにおける入力共振回路の電流iの値に比例する
と共に、変換並列キャパシタンスCP22の値に反比例
する。この振幅は前記正弦的な電圧変化の持続時間に反
比例し、この持続時間も変換並列キャパシタンスCP2
2と変換漏れインダクタンスLS22との積の平方根の
逆数から求められる。このように、電圧のオーバシュー
ト、即ち図4に示したような、瞬時to後の電圧uH2
2V22の正弦的変化の振幅は、入力共振回路、従っ
て、図3の等価回路図によると、瞬時toにおける変換
される二次側の漏れインダクタンスLS22の電流に比
例し、この変換漏れインダクタンスLS22の平方根に
比例し、且つ変換並列キャパシタンスCP22の平方根
に反比例する。このオーバシュートが妨害クロス−レギ
ュレーションを生じることになる。
に、図6に図3の等価回路図の一部を示してあり、ここ
でも既に説明した素子には同じ参照記号を付して示して
ある。図6に示した部分は、二次側における変換漏れイ
ンダクタンスLS22と、変換並列キャパシタンスCP
22とを具えている。これから明らかなように、上述し
た動作状態におけるこれらの素子はインダクタンスとキ
ャパシタンスとの直列回路を構成し、この直列回路には
電圧Uに対応する或る電圧−ジャンプが瞬時toに与え
られる。一次側に変換される並列キャパシタンスCP2
2に形成される電圧は正弦的な変化を呈し、その振幅は
瞬時toにおける入力共振回路の電流iの値に比例する
と共に、変換並列キャパシタンスCP22の値に反比例
する。この振幅は前記正弦的な電圧変化の持続時間に反
比例し、この持続時間も変換並列キャパシタンスCP2
2と変換漏れインダクタンスLS22との積の平方根の
逆数から求められる。このように、電圧のオーバシュー
ト、即ち図4に示したような、瞬時to後の電圧uH2
2V22の正弦的変化の振幅は、入力共振回路、従っ
て、図3の等価回路図によると、瞬時toにおける変換
される二次側の漏れインダクタンスLS22の電流に比
例し、この変換漏れインダクタンスLS22の平方根に
比例し、且つ変換並列キャパシタンスCP22の平方根
に反比例する。このオーバシュートが妨害クロス−レギ
ュレーションを生じることになる。
【0019】変換漏れインダクタンスLS22を流れる
電流は瞬時toに入力共振回路を流れる電流iに相当す
るから、それは電圧コンバータの電力消費量及びこのコ
ンバータの設計寸法によって決定される。上述したよう
に、電圧コンバータのそれぞれの素子に電圧オーバシュ
ートが依存することからして並列キャパシタンスCPの
値を増やしたり、漏れインダクタンスLS2の値を減ら
したりする実験をすることができる。しかし、これによ
っては電圧オーバシュートは低減されない。その理由
は、並列キャパシタンスCPが増えると、瞬時toに電
流iが直ぐに増大するからである。さらに、前述したよ
うな狭い限定は漏れインダクタンスLS2を低減させる
ことに過ぎない。しかし、電圧オーバシュートの低減な
くしては、クロス−レギュレーションの低減は有り得な
い。
電流は瞬時toに入力共振回路を流れる電流iに相当す
るから、それは電圧コンバータの電力消費量及びこのコ
ンバータの設計寸法によって決定される。上述したよう
に、電圧コンバータのそれぞれの素子に電圧オーバシュ
ートが依存することからして並列キャパシタンスCPの
値を増やしたり、漏れインダクタンスLS2の値を減ら
したりする実験をすることができる。しかし、これによ
っては電圧オーバシュートは低減されない。その理由
は、並列キャパシタンスCPが増えると、瞬時toに電
流iが直ぐに増大するからである。さらに、前述したよ
うな狭い限定は漏れインダクタンスLS2を低減させる
ことに過ぎない。しかし、電圧オーバシュートの低減な
くしては、クロス−レギュレーションの低減は有り得な
い。
【0020】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、複数
の出力を有する冒頭にて述べた種類の電圧コンバータ
を、出力電圧の同期動作が改善され、即ち、通常起り得
るようなクロス−レギュレーションを低減させるように
実現することにある。
の出力を有する冒頭にて述べた種類の電圧コンバータ
を、出力電圧の同期動作が改善され、即ち、通常起り得
るようなクロス−レギュレーションを低減させるように
実現することにある。
【0021】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、斯かる
目的を達成するために、前述したタイプの電圧コンバー
タにおいて、前記整流回路を具えている前記他の出力回
路における前記変成器の二次巻線に並列に追加のキャパ
シタンスを設け、該追加のキャパシタンスの大きさを、
前記変成器の一次側に変換される前記追加のキャパシタ
ンスの値(又は変換される複数のキャパシタンスの総和
値)が、前記第1出力回路における前記変成器の二次巻
線の並列キャパシタンスが一次側に変換される値と本来
一致するような大きさとしたことを特徴とする。
目的を達成するために、前述したタイプの電圧コンバー
タにおいて、前記整流回路を具えている前記他の出力回
路における前記変成器の二次巻線に並列に追加のキャパ
シタンスを設け、該追加のキャパシタンスの大きさを、
前記変成器の一次側に変換される前記追加のキャパシタ
ンスの値(又は変換される複数のキャパシタンスの総和
値)が、前記第1出力回路における前記変成器の二次巻
線の並列キャパシタンスが一次側に変換される値と本来
一致するような大きさとしたことを特徴とする。
【0022】本発明による電圧コンバータは、出力回路
を二次巻線のそれぞれ異なるタップか、個々の出力回路
又は出力回路のグループに対して直流分離される二次巻
線のいずれかに接続することができる。電圧分圧器を好
みの設計とすることに応じて、第1出力回路の並列キャ
パシタンスは寄生巻線キャパシタンスか、別個の容量性
部品か、又はこれらを組合わせたものにより構成するこ
とができる。
を二次巻線のそれぞれ異なるタップか、個々の出力回路
又は出力回路のグループに対して直流分離される二次巻
線のいずれかに接続することができる。電圧分圧器を好
みの設計とすることに応じて、第1出力回路の並列キャ
パシタンスは寄生巻線キャパシタンスか、別個の容量性
部品か、又はこれらを組合わせたものにより構成するこ
とができる。
【0023】他の出力回路の少なくとも1つにおける追
加のキャパシタンスにより、入力共振回路の電流iは並
列キャパシタンスによって主として第1出力回路ではあ
るが、少なくとも他の出力回路にも分配される。従っ
て、漏れインダクタンスLS2及びLS22における電
流は第1出力回路にて瞬時toに低減される。この低減
は、変成器Tの二次側における容量性負荷の増加による
電流iの増加量にまさる。従って総体的に、電圧オーバ
シュートは漏れインダクタンスLS22又は並列キャパ
シタンスCP22の値を変えることなく低減される。本
発明による電圧コンバータによれば、クロス−レギュレ
ーションを約30%低減させることができ、これは極め
て少数の追加の回路部品で達成することができる。
加のキャパシタンスにより、入力共振回路の電流iは並
列キャパシタンスによって主として第1出力回路ではあ
るが、少なくとも他の出力回路にも分配される。従っ
て、漏れインダクタンスLS2及びLS22における電
流は第1出力回路にて瞬時toに低減される。この低減
は、変成器Tの二次側における容量性負荷の増加による
電流iの増加量にまさる。従って総体的に、電圧オーバ
シュートは漏れインダクタンスLS22又は並列キャパ
シタンスCP22の値を変えることなく低減される。本
発明による電圧コンバータによれば、クロス−レギュレ
ーションを約30%低減させることができ、これは極め
て少数の追加の回路部品で達成することができる。
【0024】前記目的は、上述したタイプの電圧コンバ
ータにおいて、入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路を具えているにおいて、前記整流回路を具えている
前記他の出力回路に補助回路を設け、 − 前記各補助回路が追加のコンデンサ及び追加の整流
回路と直列に配置される前記変成器の追加の二次巻線を
具え、且つ − 前記補助回路を構成する前記直列回路が、前記他の
出力回路における前記整流回路の或る枝路並びに該枝路
に接続される負荷に対して並列に配置されるようにして
も解決される。
ータにおいて、入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路を具えているにおいて、前記整流回路を具えている
前記他の出力回路に補助回路を設け、 − 前記各補助回路が追加のコンデンサ及び追加の整流
回路と直列に配置される前記変成器の追加の二次巻線を
具え、且つ − 前記補助回路を構成する前記直列回路が、前記他の
出力回路における前記整流回路の或る枝路並びに該枝路
に接続される負荷に対して並列に配置されるようにして
も解決される。
【0025】このような本発明による電圧コンバータに
よれば、変成器の第1二次巻線(高圧巻線)の二次側に
おける漏れインダクタンスに流れる電流を電圧オーバシ
ュートの開始時(図4の瞬時to参照)にゼロにするこ
とができる。電圧オーバシュートは斯かる電流に比例す
るから、それもゼロにすることができる。これにより、
クロス−レギュレーションを少なくとも実質上なくすこ
とができる。このようにするために、電圧コンバータの
他の出力回路のうちの少なくとも1つに補助回路を割当
て、これと変成器の追加の二次巻線及びその追加のコン
デンサとで共振可能な回路を構成する。この回路を追加
の整流回路を経て関連する出力回路の整流回路及びこれ
に接続される負荷に接続して、電圧オーバシュートの開
始時に変成器の追加の二次巻線に、出力回路の二次巻線
の漏れインダクタンスを流れる電流と競合する電流が生
じるようにする。補助回路の追加の二次巻線及び追加の
コンデンサをそれ相当に設計することにより(又はもっ
と多くの出力回路がある限り、複数の出力回路に各々補
助回路を設ける)、出力回路の二次巻線の二次側におけ
る漏れインダクタンスの電流が電圧オーバシュートの開
始時にゼロとなるようにすることができる。従って、電
圧オーバシュート及びこれによって生じるクロス−レギ
ュレーションも少なくともほぼ完全になくなる。追加の
整流回路は電圧オーバシュートが開始する時点の近くで
のみ電流を補助回路に流すようにする。このために、補
助回路における直列回路は、関連する出力回路における
整流回路の枝路及びそれに接続される負荷に並列の追加
の整流回路と、追加の二次巻線と、追加のコンデンサと
を具えている。斯かる負荷の電圧を補助回路に生じる電
圧と比較することによって、補助回路の電流が電圧オー
バシュートの開始時に流れ始めるようにする。
よれば、変成器の第1二次巻線(高圧巻線)の二次側に
おける漏れインダクタンスに流れる電流を電圧オーバシ
ュートの開始時(図4の瞬時to参照)にゼロにするこ
とができる。電圧オーバシュートは斯かる電流に比例す
るから、それもゼロにすることができる。これにより、
クロス−レギュレーションを少なくとも実質上なくすこ
とができる。このようにするために、電圧コンバータの
他の出力回路のうちの少なくとも1つに補助回路を割当
て、これと変成器の追加の二次巻線及びその追加のコン
デンサとで共振可能な回路を構成する。この回路を追加
の整流回路を経て関連する出力回路の整流回路及びこれ
に接続される負荷に接続して、電圧オーバシュートの開
始時に変成器の追加の二次巻線に、出力回路の二次巻線
の漏れインダクタンスを流れる電流と競合する電流が生
じるようにする。補助回路の追加の二次巻線及び追加の
コンデンサをそれ相当に設計することにより(又はもっ
と多くの出力回路がある限り、複数の出力回路に各々補
助回路を設ける)、出力回路の二次巻線の二次側におけ
る漏れインダクタンスの電流が電圧オーバシュートの開
始時にゼロとなるようにすることができる。従って、電
圧オーバシュート及びこれによって生じるクロス−レギ
ュレーションも少なくともほぼ完全になくなる。追加の
整流回路は電圧オーバシュートが開始する時点の近くで
のみ電流を補助回路に流すようにする。このために、補
助回路における直列回路は、関連する出力回路における
整流回路の枝路及びそれに接続される負荷に並列の追加
の整流回路と、追加の二次巻線と、追加のコンデンサと
を具えている。斯かる負荷の電圧を補助回路に生じる電
圧と比較することによって、補助回路の電流が電圧オー
バシュートの開始時に流れ始めるようにする。
【0026】好ましくは、補助回路における追加のコン
デンサと並列又は直列に同調抵抗を配置し、この抵抗で
補助回路における電流の振幅値を、クロス−レギュレー
ションを完全になくすことができる値に調整することが
できる。
デンサと並列又は直列に同調抵抗を配置し、この抵抗で
補助回路における電流の振幅値を、クロス−レギュレー
ションを完全になくすことができる値に調整することが
できる。
【0027】本発明によれば、僅かな数の回路部品を用
いるだけで、クロス−レギュレーションを少なくとも実
質上なくすことができる。
いるだけで、クロス−レギュレーションを少なくとも実
質上なくすことができる。
【0028】本発明による斯かる電圧コンバータの有利
な実施に当っては、追加の整流回路をブリッジ整流器と
して実現する。好ましくは、関連する出力回路の整流回
路と同じように作動する斯様なブリッジ整流器をその負
荷に接続する。
な実施に当っては、追加の整流回路をブリッジ整流器と
して実現する。好ましくは、関連する出力回路の整流回
路と同じように作動する斯様なブリッジ整流器をその負
荷に接続する。
【0029】本発明による電圧コンバータの他の例で
は、出力回路(1個又は複数)の整流回路をブリッジ整
流器として作成する。出力回路のブリッジ整流器の構成
素子の一部は、同じ出力回路の追加の整流回路の一部分
も構成するようにする。
は、出力回路(1個又は複数)の整流回路をブリッジ整
流器として作成する。出力回路のブリッジ整流器の構成
素子の一部は、同じ出力回路の追加の整流回路の一部分
も構成するようにする。
【0030】本発明によるタイプの電圧コンバータは、
複数の負荷が1つのエネルギー源から給電され、これら
の負荷の1つには他の負荷に比べて高い電圧が供給され
るようにするあらゆる種類の電気装置に有利に用いるこ
とができる。本発明による電圧コンバータは特に、モー
タ、テレビジョン受信機等のような幹線電力により付勢
される装置に用いるのが好適である。
複数の負荷が1つのエネルギー源から給電され、これら
の負荷の1つには他の負荷に比べて高い電圧が供給され
るようにするあらゆる種類の電気装置に有利に用いるこ
とができる。本発明による電圧コンバータは特に、モー
タ、テレビジョン受信機等のような幹線電力により付勢
される装置に用いるのが好適である。
【0031】
【発明の実施の形態】図7は、図1に示した回路配置に
ほぼ相当する本発明による電圧コンバータの第1実施例
の回路図を示し、これまでは図1の説明を参照するもの
とする。図1の回路配置と比較するに、図7の実施例の
ものは、変成器Tの第2二次巻線に接続した出力回路に
おける接続点JとKとの間の二次巻線に並列に配置され
る追加のキャパシタンスCLを具えている。この追加の
キャパシタンスCLは、変成器Tの第2二次巻線(低圧
巻線)と一次巻線との変成比によって一次側に変換され
るこの追加のキャパシタンスの大きさが、接続点HとV
との間の第1出力回路内にあって、変成器Tの第1二次
巻線(高圧巻線)と一次巻線との変成比によって一次側
に変換される並列キャパシタンスCPのキャパシタンス
と等しい大きさとなるように作成する。この場合に入力
共振回路における電流iは2つの出力回路に少なくとも
ほぼ均一に分配される。これにより電圧のオーバーシュ
ートは約30%低減する。
ほぼ相当する本発明による電圧コンバータの第1実施例
の回路図を示し、これまでは図1の説明を参照するもの
とする。図1の回路配置と比較するに、図7の実施例の
ものは、変成器Tの第2二次巻線に接続した出力回路に
おける接続点JとKとの間の二次巻線に並列に配置され
る追加のキャパシタンスCLを具えている。この追加の
キャパシタンスCLは、変成器Tの第2二次巻線(低圧
巻線)と一次巻線との変成比によって一次側に変換され
るこの追加のキャパシタンスの大きさが、接続点HとV
との間の第1出力回路内にあって、変成器Tの第1二次
巻線(高圧巻線)と一次巻線との変成比によって一次側
に変換される並列キャパシタンスCPのキャパシタンス
と等しい大きさとなるように作成する。この場合に入力
共振回路における電流iは2つの出力回路に少なくとも
ほぼ均一に分配される。これにより電圧のオーバーシュ
ートは約30%低減する。
【0032】図8は、本発明による電圧コンバータの第
2の実施例を示し、これも図1の電圧コンバータに似て
いる。図1と比較するに、図8の回路配置は、第2二次
巻線に接続される出力回路に割当てる補助回路を有して
いる。この補助回路は、変成器Tのコアにも接続され、
且つ接続点Jに片側が接続される追加の二次巻線を有す
る。この追加の二次巻線の第2端子は別の接続点Mを構
成する。この接続点Mは、追加の二次巻線に直列に配置
される追加のコンデンサCKと場合によっては、同調抵
抗RKとを経て追加の整流回路用の接続点を成す接続点
Eに接続する。斯る追加の整流回路は出力回路における
整流回路のダイオードD2及びD3並びに2つの別のダ
イオードD5及びD6を具えており、この追加の整流回
路も出力回路における整流回路と同様に、ブリッジ整流
器として作成する。この場合には接続点E及びKが追加
の整流回路のAC電圧入力端子を構成する。接続点J及
びKは出力回路における整流回路D1、D2、D3、D
4のAC電圧入力端子を構成し、 この出力回路の負荷キ
ャパシタンスCL3(これから別のDC給電電圧Uを取
り出すことができる)は、追加の整流回路D2、D3、
D5、D6並びに出力回路における整流回路D1、D
2、D3、D4のDC出力端子を構成する接続点P及び
Sに接続する。ダイオードD1は接続点JとPとの間に
配置し、D2はPとKとの間に配置し、D3はKとSと
の間に配置し、D4はSとJとの間に配置し、D5はS
とEとの間に配置し、D6はEとPとの間に配置する。
従って、D2及びD3は出力回路に関わる整流回路並び
に追加の整流回路の素子となる。
2の実施例を示し、これも図1の電圧コンバータに似て
いる。図1と比較するに、図8の回路配置は、第2二次
巻線に接続される出力回路に割当てる補助回路を有して
いる。この補助回路は、変成器Tのコアにも接続され、
且つ接続点Jに片側が接続される追加の二次巻線を有す
る。この追加の二次巻線の第2端子は別の接続点Mを構
成する。この接続点Mは、追加の二次巻線に直列に配置
される追加のコンデンサCKと場合によっては、同調抵
抗RKとを経て追加の整流回路用の接続点を成す接続点
Eに接続する。斯る追加の整流回路は出力回路における
整流回路のダイオードD2及びD3並びに2つの別のダ
イオードD5及びD6を具えており、この追加の整流回
路も出力回路における整流回路と同様に、ブリッジ整流
器として作成する。この場合には接続点E及びKが追加
の整流回路のAC電圧入力端子を構成する。接続点J及
びKは出力回路における整流回路D1、D2、D3、D
4のAC電圧入力端子を構成し、 この出力回路の負荷キ
ャパシタンスCL3(これから別のDC給電電圧Uを取
り出すことができる)は、追加の整流回路D2、D3、
D5、D6並びに出力回路における整流回路D1、D
2、D3、D4のDC出力端子を構成する接続点P及び
Sに接続する。ダイオードD1は接続点JとPとの間に
配置し、D2はPとKとの間に配置し、D3はKとSと
の間に配置し、D4はSとJとの間に配置し、D5はS
とEとの間に配置し、D6はEとPとの間に配置する。
従って、D2及びD3は出力回路に関わる整流回路並び
に追加の整流回路の素子となる。
【0033】図8のLSMは接続点MとJとの間の追加
の二次巻線の漏れインダクタンスを示し;3Zは図8の
等価回路図における変成器Tの理想的な追加の二次巻線
を示し、これは接続点MとJとの間に漏れインダクタン
スLSMと直列に配置する。図8には第1二次巻線2及
びその漏れインダクタンスLS2に対しても同じように
等価回路図で示してある。
の二次巻線の漏れインダクタンスを示し;3Zは図8の
等価回路図における変成器Tの理想的な追加の二次巻線
を示し、これは接続点MとJとの間に漏れインダクタン
スLSMと直列に配置する。図8には第1二次巻線2及
びその漏れインダクタンスLS2に対しても同じように
等価回路図で示してある。
【0034】図8の実施例の機能を説明するために図9
を参照する。図8に示した回路配置の過渡状態において
は、図4に既に示した瞬時tsに追加のコンデンサCK
の両端にDC電圧uKが形成され、このDC電圧は接続
点MとJとの間の追加の二次巻線間の電圧のピーク値に
ほぼ等しく、しかもこのDC電圧は接続点MとKとの間
の電圧uMKの現行値を増大する極性を有する。追加の
コンデンサCKにおける電圧uKの極性は、入力共振回
路における電流iの先行半サイクルにこの追加のコンデ
ンサCKに流れた電流か、又は電圧uABによって決定
される。図9の上側部分は、接続点Kにおける電位を比
べて、接続点Mにおける電位が絶えず増大する半波が開
始する場合の電圧uMKの変化を示す。uJKは接続点
JとKとの間の電圧、即ち出力回路の二次巻線に形成さ
れる電圧を示す。この電圧と比べると、電圧uMKは接
続点MとKとの間のターン数と、接続点JとKとの間の
ターン数との比によって比例的に増大する。電圧uKと
uMKとの和から成る接続点EとKとの間の電圧uEK
は、電圧uMKの変化と比べると、DC電圧uKの分だ
けシフトされる。
を参照する。図8に示した回路配置の過渡状態において
は、図4に既に示した瞬時tsに追加のコンデンサCK
の両端にDC電圧uKが形成され、このDC電圧は接続
点MとJとの間の追加の二次巻線間の電圧のピーク値に
ほぼ等しく、しかもこのDC電圧は接続点MとKとの間
の電圧uMKの現行値を増大する極性を有する。追加の
コンデンサCKにおける電圧uKの極性は、入力共振回
路における電流iの先行半サイクルにこの追加のコンデ
ンサCKに流れた電流か、又は電圧uABによって決定
される。図9の上側部分は、接続点Kにおける電位を比
べて、接続点Mにおける電位が絶えず増大する半波が開
始する場合の電圧uMKの変化を示す。uJKは接続点
JとKとの間の電圧、即ち出力回路の二次巻線に形成さ
れる電圧を示す。この電圧と比べると、電圧uMKは接
続点MとKとの間のターン数と、接続点JとKとの間の
ターン数との比によって比例的に増大する。電圧uKと
uMKとの和から成る接続点EとKとの間の電圧uEK
は、電圧uMKの変化と比べると、DC電圧uKの分だ
けシフトされる。
【0035】電圧uEKは、それが瞬時taに負荷キャ
パシタンスCL3における別のDC給電電圧UCL3の
値に達するまでは電圧uMKと一緒に上昇する。関連す
る変成比による変成器Tの一次側への変換によって電圧
UCL3は前述したUとなる。ダイオードD3及びD6
のダイオード順方向電圧を無視するとしても、瞬時ta
には追加のコンデンサCK、従って補助回路を経て電流
iKが流れ始め、この電流が発振を起し、その振動周期
は追加の二次巻線の漏れインダクタンスLSM並びに追
加のコンデンサCKによって決定される。この振動の振
幅も、瞬時toまで瞬時ta以前の電圧uEKの変化を
外挿法によって推定する場合に、この電圧uEKが達す
ることになる値によって決定される。瞬時toは、図4
に示した電圧オーバシュートの開始点と同じである。追
加のコンデンサCKに流れるiKを図9の下側部分に示
してあり、この電流は半正弦状に変化する波形を形成
し、この波形の最大値は瞬時ta以後で、前記振動の1
/4周期後に生じる。
パシタンスCL3における別のDC給電電圧UCL3の
値に達するまでは電圧uMKと一緒に上昇する。関連す
る変成比による変成器Tの一次側への変換によって電圧
UCL3は前述したUとなる。ダイオードD3及びD6
のダイオード順方向電圧を無視するとしても、瞬時ta
には追加のコンデンサCK、従って補助回路を経て電流
iKが流れ始め、この電流が発振を起し、その振動周期
は追加の二次巻線の漏れインダクタンスLSM並びに追
加のコンデンサCKによって決定される。この振動の振
幅も、瞬時toまで瞬時ta以前の電圧uEKの変化を
外挿法によって推定する場合に、この電圧uEKが達す
ることになる値によって決定される。瞬時toは、図4
に示した電圧オーバシュートの開始点と同じである。追
加のコンデンサCKに流れるiKを図9の下側部分に示
してあり、この電流は半正弦状に変化する波形を形成
し、この波形の最大値は瞬時ta以後で、前記振動の1
/4周期後に生じる。
【0036】追加の二次巻線及びその漏れインダクタン
スLSM並びに追加のコンデンサCKとしてそれ相当の
大きさのものを選定することにより、前記振動の半正弦
波が、瞬時to,即ち電圧オーバシュートの開始時点を
含む時間インターバルにわたって延在するようにするこ
とができる。入力共振回路における電流iによって二次
側に電圧が誘起されるので、電流は図8にiLS2とし
て示したように、変成器Tの第1二次巻線(高圧巻線)
に流れるだけでなく、この瞬時toには追加の二次巻線
及び追加のコンデンサCKにも電流ikが流れる。従っ
て、瞬時toには、電流iLS2用の電流通路と電流i
K用の電流通路とが競い合う。接続点MとJとの間の追
加の二次巻線、漏れインダクタンスLSM及びコンデン
サCKとして適切な大きさのものを選定することによ
り、二次側の漏れインダクタンスLS2に流れる電流i
LS2が瞬時toになくなるようにすることができる。
斯かる各素子の値は、電流iKが瞬時toに最大値をと
って、この瞬時toとtaとの間の時間インターバルが
補助回路を通る振動の1/4周期に正確に一致するよう
にして実施する。このような設計には、微同調用の同調
抵抗RKを追加のコンデンサCKに直列に配置すること
ができる。この同調抵抗RKを図8に破線にて示してあ
り、これは随意追加のコンデンサCKに並列に配置する
こともできる。
スLSM並びに追加のコンデンサCKとしてそれ相当の
大きさのものを選定することにより、前記振動の半正弦
波が、瞬時to,即ち電圧オーバシュートの開始時点を
含む時間インターバルにわたって延在するようにするこ
とができる。入力共振回路における電流iによって二次
側に電圧が誘起されるので、電流は図8にiLS2とし
て示したように、変成器Tの第1二次巻線(高圧巻線)
に流れるだけでなく、この瞬時toには追加の二次巻線
及び追加のコンデンサCKにも電流ikが流れる。従っ
て、瞬時toには、電流iLS2用の電流通路と電流i
K用の電流通路とが競い合う。接続点MとJとの間の追
加の二次巻線、漏れインダクタンスLSM及びコンデン
サCKとして適切な大きさのものを選定することによ
り、二次側の漏れインダクタンスLS2に流れる電流i
LS2が瞬時toになくなるようにすることができる。
斯かる各素子の値は、電流iKが瞬時toに最大値をと
って、この瞬時toとtaとの間の時間インターバルが
補助回路を通る振動の1/4周期に正確に一致するよう
にして実施する。このような設計には、微同調用の同調
抵抗RKを追加のコンデンサCKに直列に配置すること
ができる。この同調抵抗RKを図8に破線にて示してあ
り、これは随意追加のコンデンサCKに並列に配置する
こともできる。
【0037】斯かる設計で、電流iLS2従って変換さ
れる漏れインダクタンスLS22を経て流れ、変成器T
の一次側への変換によって得られる電流が図3の等価回
路図にて瞬時toになくなるようにすれば、前記電流に
比例する電圧オーバシュートもゼロにすることができ
る。これにより、電圧オーバシュートによって、トリガ
されるクロス・レギュレーションをなくすことができ
る。
れる漏れインダクタンスLS22を経て流れ、変成器T
の一次側への変換によって得られる電流が図3の等価回
路図にて瞬時toになくなるようにすれば、前記電流に
比例する電圧オーバシュートもゼロにすることができ
る。これにより、電圧オーバシュートによって、トリガ
されるクロス・レギュレーションをなくすことができ
る。
【0038】図10は図8に示した回路配置の変形とし
て得られる本発明の他の実施例を示す。図8と比較する
に、この図10の例では、ダイオードD4を省き、 ダイ
オードD1が、補助回路なしで、接続点JとKとによっ
て供給されるAC電圧用の半波整流器を構成して、負荷
コンデンサCL3を経るDC電圧UCL3を形成するよ
うにしている。図10の例の補助回路は、接続点MとJ
との間の追加の二次巻線と、追加のコンデンサCKと、
ダイオードD2、D3、D5及びD6から成る追加のブ
リッジ整流器と、必要に応じて用いる同調抵抗RKとを
具えており、これは図8に示した補助回路と同じであ
る。
て得られる本発明の他の実施例を示す。図8と比較する
に、この図10の例では、ダイオードD4を省き、 ダイ
オードD1が、補助回路なしで、接続点JとKとによっ
て供給されるAC電圧用の半波整流器を構成して、負荷
コンデンサCL3を経るDC電圧UCL3を形成するよ
うにしている。図10の例の補助回路は、接続点MとJ
との間の追加の二次巻線と、追加のコンデンサCKと、
ダイオードD2、D3、D5及びD6から成る追加のブ
リッジ整流器と、必要に応じて用いる同調抵抗RKとを
具えており、これは図8に示した補助回路と同じであ
る。
【0039】図8及び図10に示した実施例は、追加の
二次巻線及びこれらの二次巻線に接続される出力回路を
設け、これらの出力回路に別の補助回路を随意設けるこ
とにより拡張させることができる。本発明によれば、電
圧コンバータにおける出力回路のそれぞれの出力電圧ど
うしの同期がかなり改善される。従って、このタイプの
電圧コンバータは、同期動作に厳格な要求が課せられる
装置、例えばモニタ及びテレビジョン受信機用の広い分
野の用途に用いることができる。
二次巻線及びこれらの二次巻線に接続される出力回路を
設け、これらの出力回路に別の補助回路を随意設けるこ
とにより拡張させることができる。本発明によれば、電
圧コンバータにおける出力回路のそれぞれの出力電圧ど
うしの同期がかなり改善される。従って、このタイプの
電圧コンバータは、同期動作に厳格な要求が課せられる
装置、例えばモニタ及びテレビジョン受信機用の広い分
野の用途に用いることができる。
【図1】従来の電圧コンバータの一例を示す回路図であ
る。
る。
【図2】図1の電圧コンバータにおける変成器の等価回
路図である。
路図である。
【図3】図2の等価回路図をさらに単純化して、図1の
電圧コンバータの主要素子と一緒に示した等価回路図で
ある。
電圧コンバータの主要素子と一緒に示した等価回路図で
ある。
【図4】図1の電圧コンバータの動作に対する図3の等
価回路における電圧と、入力共振回路における電流とを
示す特性図である。
価回路における電圧と、入力共振回路における電流とを
示す特性図である。
【図5】図1の電圧コンバータの或る動作状態における
等価回路図である。
等価回路図である。
【図6】図3の等価回路の一部を示す等価回路図であ
る。
る。
【図7】本発明による電圧コンバータの第1実施例の回
路図である。
路図である。
【図8】本発明による電圧コンバータの第2実施例の回
路図である。
路図である。
【図9】図8に示した実施例における電流及び電圧の特
性曲線を示す図である。
性曲線を示す図である。
【図10】図8の第2実施例の変形例を示す回路図であ
る。
る。
2 変成器の二次巻線 4.5 スイッチ 6 大地 7 電圧増倍器 UB 入力電圧 CRES 共振キャパシタンス LRES 共振インダクタンス T 変成器 CP 並列キャパシタンス CL 追加のキャパシタンス CL2、CL3 負荷キャパシタンス (D1,D2,D3,D4) 整流回路 (D2,D3,D5,D6) 追加の整流回路 3Z 追加の二次巻線 LSM 漏れインダクタンス RK 同調抵抗 CK 追加のコンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Groenewoudseweg 1, 5621 BA Eindhoven, Th e Netherlands
Claims (3)
- 【請求項1】 入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路を具えている、 電圧コンバータにおいて、前記整流回路を具えている前
記他の出力回路における前記変成器の二次巻線に並列に
追加のキャパシタンスを設け、該追加のキャパシタンス
の大きさを、前記変成器の一次側に変換される前記追加
のキャパシタンスの値(又は変換される複数のキャパシ
タンスの総和値)が、前記第1出力回路における前記変
成器の二次巻線の並列キャパシタンスが一次側に変換さ
れる値と本来一致するような大きさとしたことを特徴と
する電圧コンバータ。 - 【請求項2】 入力電圧を少なくとも2つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の1
つを取り出すことができる少なくとも2つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第1出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの1つの第1出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも1つが出力電圧としてDC電圧を供給する整流
回路を具えているにおいて、前記整流回路を具えている
前記他の出力回路に補助回路を設け、 − 前記各補助回路が追加のコンデンサ及び追加の整流
回路と直列に配置される前記変成器の追加の二次巻線を
具え、且つ − 前記補助回路を構成する前記直列回路が、前記他の
出力回路における前記整流回路の或る枝路並びに該枝路
に接続される負荷に対して並列に配置されるようにした
ことを特徴とする電圧コンバータ。 - 【請求項3】 前記追加の整流回路をブリッジ整流器と
して作成したことを特徴とする請求の範囲2に記載の電
圧コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19754846A DE19754846A1 (de) | 1997-12-10 | 1997-12-10 | Spannungskonverter |
DE19754846:6 | 1997-12-10 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11266585A true JPH11266585A (ja) | 1999-09-28 |
Family
ID=7851423
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10350275A Pending JPH11266585A (ja) | 1997-12-10 | 1998-12-09 | 電圧コンバータ |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6072709A (ja) |
EP (1) | EP0923189A3 (ja) |
JP (1) | JPH11266585A (ja) |
DE (1) | DE19754846A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10122534A1 (de) * | 2001-05-09 | 2002-11-21 | Philips Corp Intellectual Pty | Resonanter Konverter |
JP2007174793A (ja) * | 2005-12-21 | 2007-07-05 | Sanken Electric Co Ltd | 多出力スイッチング電源装置 |
JP4335871B2 (ja) * | 2005-12-27 | 2009-09-30 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置及びサージ吸収回路 |
US20080068132A1 (en) * | 2006-05-16 | 2008-03-20 | Georges Kayanakis | Contactless radiofrequency device featuring several antennas and related antenna selection circuit |
CN102959845B (zh) * | 2010-05-10 | 2015-08-26 | 恩菲斯能源公司 | 操作dc-dc变换器的方法 |
US10188446B2 (en) * | 2013-10-16 | 2019-01-29 | Covidien Lp | Resonant inverter |
US9931951B2 (en) * | 2014-06-13 | 2018-04-03 | University Of Maryland | Integrated dual-output grid-to-vehicle (G2V) and vehicle-to-grid (V2G) onboard charger for plug-in electric vehicles |
KR20160004053A (ko) * | 2014-07-02 | 2016-01-12 | 주식회사 솔루엠 | 다중 출력 전원 공급 장치 및 그의 출력 회로 |
KR20210015333A (ko) | 2019-08-01 | 2021-02-10 | 삼성전자주식회사 | 복수의 전압 레귤레이터들을 포함하는 전자 시스템 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4695934A (en) * | 1985-05-13 | 1987-09-22 | General Electric Company | Multiple output resonant power supply |
US4628426A (en) * | 1985-10-31 | 1986-12-09 | General Electric Company | Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages |
US5363287A (en) * | 1994-03-01 | 1994-11-08 | Philips Electronics North America Corporation | Low noise multi-output and multi-resonant forward converter for television power supplies |
US5737203A (en) * | 1994-10-03 | 1998-04-07 | Delco Electronics Corp. | Controlled-K resonating transformer |
DE19529941A1 (de) * | 1995-08-16 | 1997-02-20 | Philips Patentverwaltung | Spannungskonverter |
-
1997
- 1997-12-10 DE DE19754846A patent/DE19754846A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-12-03 EP EP98204109A patent/EP0923189A3/de not_active Withdrawn
- 1998-12-04 US US09/205,974 patent/US6072709A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-09 JP JP10350275A patent/JPH11266585A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0923189A2 (de) | 1999-06-16 |
EP0923189A3 (de) | 2000-12-20 |
DE19754846A1 (de) | 1999-06-17 |
US6072709A (en) | 2000-06-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6031737A (en) | AC-DC power supply | |
EP1278294B1 (en) | An electrical power supply suitable in particular for dc plasma processing | |
US5796598A (en) | Voltage-converting circuit for the power supply of an electrical consumer of high output, particularly a bobbin winding machine | |
US6587358B1 (en) | Switching power supply circuit | |
US7239530B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
US8094466B2 (en) | Resonant converter | |
CN111865074A (zh) | 带有多抽头自耦变压器的开关电容器转换器 | |
US11641164B2 (en) | Power conversion circuit and power conversion apparatus with same | |
US20050207180A1 (en) | Llc half-bridge converter | |
JPH08280178A (ja) | 直流分離出力電圧発生用回路装置 | |
JPH10229676A (ja) | スイッチング電源 | |
US20100328971A1 (en) | Boundary mode coupled inductor boost power converter | |
JP2008245516A (ja) | イオンエンジンなどに用いるコンバータ | |
US20050180176A1 (en) | Welding set with quasi-resonant soft-switching inverter | |
JPH07194122A (ja) | 直流電圧発生回路装置 | |
JPH11266585A (ja) | 電圧コンバータ | |
US11356029B2 (en) | Rectifying circuit and switched-mode power supply incorporating rectifying circuit | |
EP0058399B1 (en) | High frequency switching circuit | |
JPS6053504B2 (ja) | 調整偏向回路 | |
JP2002354804A (ja) | 共振型電源装置 | |
KR100276019B1 (ko) | 마그네트론 구동용 고압 펄스 발생 장치 | |
US20020167824A1 (en) | Power supply unit DC-DC conversion | |
Chung et al. | A new soft recovery PWM quasi-resonant converter with a folding snubber network | |
JP2001103755A (ja) | 位相制御型ポストレギュレータ、その動作方法及びそれを用いたパワーコンバータ | |
JPH08130875A (ja) | 直流電源装置 |