JPH0832369A - Current output amplifier and active filter using it - Google Patents
Current output amplifier and active filter using itInfo
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- JPH0832369A JPH0832369A JP6158847A JP15884794A JPH0832369A JP H0832369 A JPH0832369 A JP H0832369A JP 6158847 A JP6158847 A JP 6158847A JP 15884794 A JP15884794 A JP 15884794A JP H0832369 A JPH0832369 A JP H0832369A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は電流出力型増幅器及びこ
れを用いたアクティブフィルタに係り、特に可変コンダ
クタンス増幅器を使用したアクティブフィルタに関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current output type amplifier and an active filter using the same, and more particularly to an active filter using a variable conductance amplifier.
【０００２】[0002]
【従来の技術】映像信号回路には直流または数十Ｈｚか
ら数ＭＨｚまでの広い周波数帯域が必要であり、この間
の振幅周波数特性及び位相周波数特性が平坦であること
が必要である。また非直線ひずみも重要であり、映像の
階調性を損なう要因となる。さらに、カラーテレビジョ
ンの映像信号では色信号が色副搬送波で変調されて輝度
信号に重畳されているので、特にこの場合には、非直線
ひずみが大きいと色再現に悪影響を及ぼすことが知られ
ている。2. Description of the Related Art A video signal circuit is required to have a wide frequency band of direct current or several tens Hz to several MHz, and it is necessary that the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic in this period are flat. Non-linear distortion is also important and becomes a factor that impairs the gradation of the image. Furthermore, in a color television image signal, a color signal is modulated by a color subcarrier and superposed on a luminance signal. Therefore, in this case, it is known that a large nonlinear distortion adversely affects color reproduction. ing.
【０００３】このため、映像信号回路の性能として、微
分利得ＤＧ(Differential Gain) と微分位相ＤＰ(Diffe
rential Phase)とが重視されている。直線性のよさを示
す微分利得ＤＧは、増幅器の特定周波数における利得Ｇ
が、それに重畳するほかの信号により変化する程度をパ
ーセントで表現するものである。また微分位相ＤＰは、
カラー映像信号の振幅変化に対する色副搬送波の位相変
化をその大きさで表現するものである。Therefore, as the performance of the video signal circuit, a differential gain DG (Differential Gain) and a differential phase DP (Diffe
rential phase) is emphasized. The differential gain DG showing the good linearity is the gain G at a specific frequency of the amplifier.
, Is expressed as a percentage to the extent that it is changed by other signals superimposed on it. The differential phase DP is
It represents the phase change of the color subcarrier with respect to the amplitude change of the color video signal by its magnitude.
【０００４】上記のことから、映像信号用フィルタに
も、良好なＤＧ特性，ＤＰ特性が必要とされる。From the above, the video signal filter is also required to have good DG characteristics and DP characteristics.
【０００５】図４は、アクティブフィルタを構成するの
に使用される、従来の可変コンダクタンス増幅器の回路
図を示す。図４の可変コンダクタンス増幅器は、差動対
トランジスタＱ5 ，Ｑ6 、可変電流源３１、ダイオード
Ｄ3 ，Ｄ4 、電流値ＩS の定電流源３２、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 、入力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 、カレントミラー負荷
３７から構成される。カレントミラー負荷３７は、トラ
ンジスタＱ7 ，Ｑ11、抵抗Ｒ7 ，Ｒ11、可変電流源３３
から構成される。また、３４は非反転入力端子、３５は
反転入力端子である。FIG. 4 shows a circuit diagram of a conventional variable conductance amplifier used to construct an active filter. Variable conductance amplifier of Figure 4, the differential pair transistors Q 5, Q 6, a variable current source 31, a diode D 3, D 4, the current value I S of the constant current source 32, resistors R 1, R
2 , input transistors Q 1 and Q 2 , and a current mirror load 37. The current mirror load 37 includes transistors Q 7 , Q 11 , resistors R 7 , R 11 , variable current source 33.
Consists of Further, 34 is a non-inverting input terminal and 35 is an inverting input terminal.
【０００６】なお、可変電流源３１の電流値ＩX は、外
部からの制御信号により設定され、可変電流源３３の電
流値はＩX ／２に設定される。トランジスタＱ7 のコレ
クタ電流は、可変電流源３３の電流値と等しく、ＩX ／
２となる。The current value I X of the variable current source 31 is set by a control signal from the outside, and the current value of the variable current source 33 is set to I X / 2. The collector current of the transistor Q 7 is equal to the current value of the variable current source 33, and I X /
It becomes 2.
【０００７】また、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 は、この増幅器の入
力ダイナミックレンジを適当な範囲となるように決めら
れる。Further, the resistors R 1 and R 2 are determined so that the input dynamic range of this amplifier is in an appropriate range.
【０００８】非反転入力端子３４に入来する入力信号Ｖ
in1 は、トランジスタＱ1,抵抗Ｒ1を介してトランジス
タＱ5 のベースに到来し、反転入力端子３５に入来する
入力信号Ｖin2 は、トランジスタＱ2,抵抗Ｒ2 を介して
トランジスタＱ6 のベースに到来する。The input signal V coming into the non-inverting input terminal 34
in1, the transistors Q 1, via a resistor R 1 arrives at the base of the transistor Q 5, the input signal V in2 coming to the inverting input terminal 35, the transistor Q 2, the transistor Q 6 through the resistor R 2 Arrive at the base.
【０００９】Ｖin1 ＝Ｖin2 で、トランジスタＱ5,Ｑ6
の両ベース間の電位差が無いときは、トランジスタ
Ｑ5 ，Ｑ6 のコレクタ電流がバランスして共にＩX ／２
であり、トランジスタＱ6 のコレクタから出力端子３６
に出力される出力電流Ｉ0 ＝０となる。With V in1 = V in2 , the transistors Q 5 , Q 6
When there is no potential difference between the two bases, the collector currents of the transistors Q 5 and Q 6 are balanced and both are I X / 2.
And the output terminal 36 from the collector of the transistor Q 6.
The output current I 0 = 0.
【００１０】入力信号Ｖin1 とＶin2 に差があるとき
は、Ｖin1 とＶin2 の差に応じて、トランジスタＱ5,Ｑ
6 の両ベース間に電位差が生じ、これにより、入力信号
Ｖin1とＶin2 の差に対応した出力電流Ｉ0 がトランジ
スタＱ6 のコレクタから取り出され、出力端子３６から
出力される。When there is a difference between the input signals V in1 and V in2 , the transistors Q 5 and Q 5 are connected according to the difference between V in1 and V in2.
A potential difference is generated between both bases of 6 , which causes the output current I 0 corresponding to the difference between the input signals V in1 and V in2 to be taken out from the collector of the transistor Q 6 and output from the output terminal 36.
【００１１】図５では、図４の可変コンダクタンス増幅
器を、可変コンダクタンス増幅器２１として記号で表記
している。In FIG. 5, the variable conductance amplifier of FIG. 4 is symbolized as a variable conductance amplifier 21.
【００１２】可変コンダクタンス増幅器２１のコンダク
タンスをｇm とすると、Ｉ0 ＝ｇm・ΔＶin となる。
ここで、ΔＶin＝Ｖin1 −Ｖin2 である。コンダクタン
スｇ m は、可変電流源３１の電流値ＩX の増加に対応し
て値が大きくなる。従って、外部からの制御信号により
電流値ＩX を設定することによりコンダクタンスｇmを
可変して設定することができる。Variable Conductance Amplifier 21 Conductor
Chest of drawersmThen I0= Gm・ ΔVin Becomes
Where ΔVin= Vin1-Vin2Is. Conductan
G mIs the current value I of the variable current source 31.XCorresponding to the increase of
Value increases. Therefore, by external control signal
Current value IXBy setting the conductance gmTo
It can be changed and set.
【００１３】この可変コンダクタンス増幅器２１の出力
端子３６に積分用コンデンサＣI を接続することで、可
変コンダクタンス積分器３８を構成することができる。The variable conductance integrator 38 can be constructed by connecting the integrating capacitor C I to the output terminal 36 of the variable conductance amplifier 21.
【００１４】可変コンダクタンス増幅器２１の出力端子
でのＤＣインピーダンスＲ0 が無限大であれば、可変コ
ンダクタンス積分器３８は、理想的な積分器となる。When the DC impedance R 0 at the output terminal of the variable conductance amplifier 21 is infinite, the variable conductance integrator 38 becomes an ideal integrator.
【００１５】しかし、実際には、有限のＲ0 を持ち、可
変コンダクタンス積分器３８の伝達関数は、下記(1) 式
のようになる。However, in reality, it has a finite R 0 , and the transfer function of the variable conductance integrator 38 is expressed by the following equation (1).
【００１６】[0016]
【数１】 [Equation 1]
【００１７】図６は、この可変コンダクタンス増幅器２
１を用いたアクティブフィルタ５１の回路図を示す。図
６において、可変コンダクタンス増幅器２１1 とコンデ
ンサＣ53により積分回路５７を構成している。また、可
変コンダクタンス増幅器２１ 2 とコンデンサＣ54により
積分回路５８を構成している。FIG. 6 shows the variable conductance amplifier 2
1 shows a circuit diagram of an active filter 51 using 1. Figure
6, the variable conductance amplifier 211And Conde
Sensor C53The integrator circuit 57 is configured by. Also possible
Transconductance amplifier 21 2And capacitor C54By
The integrating circuit 58 is configured.
【００１８】図示のとおり、可変コンダクタンス増幅器
２１1 の反転入力端子には入力端子５５からの入力信号
Ｖi が付与されており、積分回路５７からの積分出力信
号は、エミッタフォロワなどで構成されるバッファ５３
を介して可変コンダクタンス増幅器２１2 の非反転入力
端子に付与される。As shown in the figure, the input signal Vi from the input terminal 55 is applied to the inverting input terminal of the variable conductance amplifier 21 1. The integrated output signal from the integrating circuit 57 is a buffer composed of an emitter follower or the like. 53
Is applied to the non-inverting input terminal of the variable conductance amplifier 21 2 .
【００１９】一方、入力信号Ｖi は入力端子５５とグラ
ンド間に直列に接続された抵抗ＲAと抵抗ＲB とによっ
て分圧される。得られた分圧信号は、エミッタフォロワ
などで構成されるバッファ５２とコンデンサＣ54との直
列回路を介して、エミッタフォロワなどで構成されるバ
ッファ５４の入力端子と可変コンダクタンス増幅器２１
2 の出力端子との共通接続点に付与される。これによ
り、上記分圧信号の高周波成分が、バッファ５４の入力
信号に加算される。Meanwhile, the input signal Vi is divided by the resistors R A connected in series between the input terminal 55 ground and resistor R B. The obtained divided voltage signal is passed through a series circuit of a buffer 52 composed of an emitter follower and a capacitor C 54 and an input terminal of the buffer 54 composed of an emitter follower and the variable conductance amplifier 21.
It is given to the common connection point with the 2 output terminals. As a result, the high frequency component of the divided signal is added to the input signal of the buffer 54.
【００２０】バッファ５４の出力端子は出力端子５６に
接続されており、出力端子５６には出力信号Ｖo が出力
される。また、バッファ５４の出力端子とグランド間に
は抵抗ＲC と抵抗ＲD からなる直列回路が接続されてお
り、帰還手段である抵抗ＲCと抵抗ＲD との共通接続点
を可変コンダクタンス増幅器２１2 の反転入力端子に接
続することで、出力信号ＶO の一部が負帰還入力されて
いる。The output terminal of the buffer 54 is connected to the output terminal 56, and the output signal Vo is output to the output terminal 56. A series circuit including a resistor R C and a resistor R D is connected between the output terminal of the buffer 54 and the ground, and a common connection point of the resistor R C and the resistor R D , which is feedback means, is connected to the variable conductance amplifier 21. By connecting to the inverting input terminal of 2 , a part of the output signal V O is negatively fed back.
【００２１】さらに、出力信号ＶO が、可変コンダクタ
ンス増幅器２１1 の反転入力端子に負帰還入力されてい
る。Further, the output signal V O is negatively fed back to the inverting input terminal of the variable conductance amplifier 21 1 .
【００２２】上記の負帰還により、入力信号Ｖi の直流
レベルの変動による、可変コンダクタンス増幅器２
１1 ，２１2 の特性変化を抑えることができ、良好なＤ
Ｇ特性，ＤＰ特性を実現している。Due to the above-mentioned negative feedback, the variable conductance amplifier 2 is caused by the fluctuation of the DC level of the input signal Vi.
It is possible to suppress changes in the characteristics of 1 1 and 21 2 and to obtain good D
A G characteristic and a DP characteristic are realized.
【００２３】ここで、上記のとおり構成されたアクティ
ブフィルタ５１において、出力端子５６に得られる出力
信号ＶO の入力信号Ｖi に対する伝達関数Ｔ2 （ｓ）を
計算により求める。Here, in the active filter 51 configured as described above, the transfer function T 2 (s) for the input signal Vi of the output signal V O obtained at the output terminal 56 is calculated.
【００２４】可変コンダクタンス増幅器２１1 ，２１2
のコンダクタンスをｇm とすると、伝達関数Ｔ2 （ｓ）
は、下記(2) 式で表せる。なお、コンデンサＣ53，Ｃ54
の値を共にＣI とする。Variable conductance amplifiers 21 1 and 21 2
Let g m be the conductance of the transfer function T 2 (s)
Can be expressed by the following equation (2). The capacitors C 53 and C 54
Let both be the values of C I.
【００２５】[0025]
【数２】 [Equation 2]
【００２６】このように、アクティブフィルタ５１は、
伝送零点を有するローパスフィルタとなっている。伝達
関数Ｔ2 （ｓ）は、 (２) 式のとおり、可変コンダクタ
ンス増幅器２１1 ，２１2 の出力ＤＣインピーダンスＲ
0 が関係してくる。Thus, the active filter 51 is
It is a low-pass filter with a transmission zero. The transfer function T 2 (s) is expressed by the equation (2), and the output DC impedance R of the variable conductance amplifiers 21 1 and 21 2 is:
0 is relevant.
【００２７】また、中心周波数ｆo ，零点周波数ｆN ，
共振の鋭さＱも、出力ＤＣインピーダンスＲ0 の値によ
り変動する。[0027] In addition, the center frequency f o, zero-point frequency f N,
The sharpness Q of the resonance also changes depending on the value of the output DC impedance R 0 .
【００２８】[0028]
【発明が解決しようとする課題】上記図４の可変コンダ
クタンス増幅器２１の出力ＤＣインピーダンスＲ0 は、
トランジスタＱ6 の出力インピーダンス及びトランジス
タＱ7 の出力インピーダンスで決まる。この出力インピ
ーダンスは、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 のアーリー電圧が
関係するが、トランジスタＱ7 の場合、エミッタが抵抗
Ｒ7 を介して交流的に接地されているため、トランジス
タＱ7 のコレクタを見た出力インピーダンスを非常に高
くすることができる。The output DC impedance R 0 of the variable conductance amplifier 21 shown in FIG.
It is determined by the output impedance of the transistor Q 6 and the output impedance of the transistor Q 7 . The output impedance is the Early voltage of the transistor Q 6, Q 7 is concerned, the case of the transistor Q 7, since the emitter is AC grounded through a resistor R 7, saw collector of the transistor Q 7 The output impedance can be very high.
【００２９】これに対して、トランジスタＱ6 は、エミ
ッタに抵抗を設けることができない。このため、トラン
ジスタＱ6 の場合、アーリー電圧が直接影響し、トラン
ジスタＱ6 のコレクタを見た出力インピーダンスはアー
リー電圧のばらつきにより、ばらついてしまう。On the other hand, the transistor Q 6 cannot have a resistor at the emitter. Therefore, in the case of the transistor Q 6 , the Early voltage directly influences, and the output impedance of the collector of the transistor Q 6 varies due to the variation of the Early voltage.
【００３０】このため、図６のアクティブフィルタ５１
を構成した場合、出力ＤＣインピーダンスＲ0 のばらつ
きにより、伝達関数Ｔ2 （ｓ）が変動してしまうという
問題がある。この伝達関数Ｔ2 （ｓ）の変動により、中
心周波数ｆo 付近の特性がばらついて、ピークやリップ
ルが生じる等の問題がある。Therefore, the active filter 51 shown in FIG.
In the case of the above configuration, there is a problem that the transfer function T 2 (s) varies due to variations in the output DC impedance R 0 . Due to this variation of the transfer function T 2 (s), there is a problem in that the characteristics near the center frequency f o vary, and peaks and ripples occur.
【００３１】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、出力ＤＣインピーダンスのばらつきを抑えた電流出
力型増幅器及びこの電流出力型増幅器を用いた特性の安
定したアクティブフィルタを提供することを目的とす
る。The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to provide a current output type amplifier in which variations in output DC impedance are suppressed and an active filter having stable characteristics using the current output type amplifier. To aim.
【００３２】[0032]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明の電流出
力型増幅器は、共通エミッタが定電流源に接続された差
動対トランジスタと、前記差動対トランジスタの各コレ
クタに夫々のエミッタが接続され、ベースが共通接続さ
れて一定電位に設定された第１及び第２のトランジスタ
と、前記第１又は第２のトランジスタのコレクタに接続
されたカレントミラー負荷とを有し、前記カレントミラ
ー負荷が接続された前記第１又は第２のトランジスタの
コレクタから出力電流を取り出す構成とする。According to another aspect of the present invention, there is provided a current output type amplifier, a differential pair transistor having a common emitter connected to a constant current source, and a respective emitter of each collector of the differential pair transistor. A current mirror load connected to the collectors of the first and second transistors, and first and second transistors connected to each other and having their bases commonly connected and set to a constant potential. The output current is taken out from the collector of the first or second transistor connected to.
【００３３】請求項２の電流出力型増幅器では、前記定
電流源は外部から制御可能な可変電流源であり、かつ、
前記カレントミラー負荷の電流値が、前記定電流源の電
流値に対応して変化する構成とする。In the current output type amplifier of claim 2, the constant current source is a variable current source which can be controlled from the outside, and
The current value of the current mirror load changes corresponding to the current value of the constant current source.
【００３４】請求項３の発明のアクティブフィルタは、
請求項１又は請求項２の電流出力型増幅器の出力端子に
積分用コンデンサを接続した積分手段を用いて構成す
る。According to the active filter of the invention of claim 3,
The current output type amplifier according to claim 1 or 2 is configured using an integrating means in which an integrating capacitor is connected to the output terminal.
【００３５】請求項４の発明のアクティブフィルタは、
請求項１又は請求項２の電流出力型増幅器を用いて構成
され、非反転入力端子に入力信号を供給される第１の電
流出力型増幅器を含んでなる第１の積分手段と、前記第
１の積分手段からの積分出力信号を非反転入力端子に供
給されて出力信号を出力する第２の電流出力型増幅器を
含んでなる第２の積分手段と、前記第１及び第２の電流
出力型増幅器それぞれの反転入力端子に前記出力信号を
帰還入力する帰還手段とを具備してなる構成とする。The active filter according to the invention of claim 4 is
A first integrating means comprising the current output type amplifier according to claim 1 or 2 and including a first current output type amplifier having an input signal supplied to a non-inverting input terminal, and the first integrating means. Second integrating means including a second current output type amplifier for supplying the integrated output signal from the integrating means to the non-inverting input terminal and outputting the output signal; and the first and second current output types. A feedback means for feedback-inputting the output signal to the inverting input terminal of each amplifier is provided.
【００３６】[0036]
【作用】請求項１の発明では、電流出力型増幅器の出力
インピーダンスを非常に大きくでき、かつ、アーリー電
圧に起因する出力インピーダンスのばらつきを大幅に小
さくすることを可能とする。According to the first aspect of the invention, the output impedance of the current output type amplifier can be made very large, and the variation of the output impedance due to the Early voltage can be greatly reduced.
【００３７】請求項２の発明では、コンダクタンス可変
の電流出力型増幅器において、出力インピーダンスのば
らつきを大幅に小さくすることを可能とする。According to the second aspect of the invention, in the current output type amplifier with variable conductance, it is possible to greatly reduce the variation in output impedance.
【００３８】請求項３の発明では、電流出力型増幅器の
出力インピーダンスのばらつきを大幅に小さくできるた
め、伝達特性が安定した極めて良好な特性を得ることを
可能とする。According to the third aspect of the present invention, the variation in the output impedance of the current output type amplifier can be greatly reduced, so that it is possible to obtain an extremely good characteristic in which the transfer characteristic is stable.
【００３９】請求項４の発明では、微分利得特性、微分
位相特性を良好とした２次ローパスフィルタにおいて、
伝達特性が安定した極めて良好な特性を得ることを可能
とする。According to the fourth aspect of the invention, in the second-order low-pass filter having good differential gain characteristics and differential phase characteristics,
It is possible to obtain extremely good characteristics with stable transfer characteristics.
【００４０】[0040]
【実施例】図１は本発明の一実施例の可変コンダクタン
ス増幅器の回路図を示す。図１において、図４と同一構
成部分には、同一符号を付し、適宜説明を省略する。図
１の可変コンダクタンス増幅器は、差動対トランジスタ
Ｑ5 ，Ｑ6 、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 にカスケード接続
されたトランジスタＱ8 ，Ｑ9 （第１及び第２のトラン
ジスタ）、可変電流源３１、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 、電
流値ＩS の定電流源３２、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 、入力トラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 、カレントミラー負荷３７から構成さ
れる。1 is a circuit diagram of a variable conductance amplifier according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, the same components as those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted as appropriate. The variable conductance amplifier of FIG. 1 includes a differential pair transistor Q 5 , Q 6 , transistors Q 8 , Q 9 (first and second transistors) cascade-connected to the transistors Q 5 , Q 6 , a variable current source 31, It is composed of diodes D 3 and D 4 , a constant current source 32 having a current value I S , resistors R 1 and R 2 , input transistors Q 1 and Q 2 , and a current mirror load 37.
【００４１】カレントミラー負荷３７は、トランジスタ
Ｑ7 ，Ｑ11、抵抗Ｒ7 ，Ｒ11、可変電流源３３から構成
される。また、４４は非反転入力端子、４５は反転入力
端子である。The current mirror load 37 comprises transistors Q 7 , Q 11 , resistors R 7 , R 11 , and a variable current source 33. Further, 44 is a non-inverting input terminal and 45 is an inverting input terminal.
【００４２】なお、可変電流源３１の電流値ＩX は、外
部からの制御信号により設定され、可変電流源３３の電
流値はＩX ／２に設定される。トランジスタＱ7 のコレ
クタ電流は、可変電流源３３の電流値と等しく、ＩX ／
２となる。また、トランジスタＱ8 ，Ｑ9 の共通ベース
は、一定電位ＶB1に設定されている。The current value I X of the variable current source 31 is set by a control signal from the outside, and the current value of the variable current source 33 is set to I X / 2. The collector current of the transistor Q 7 is equal to the current value of the variable current source 33, and I X /
It becomes 2. The common base of the transistors Q 8 and Q 9 is set to a constant potential V B1 .
【００４３】また、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 は、この増幅器の入
力ダイナミックレンジを適当な範囲となるように決めら
れる。The resistors R 1 and R 2 are determined so that the input dynamic range of this amplifier will be in an appropriate range.
【００４４】非反転入力端子４４に入来する入力信号Ｖ
in1 は、トランジスタＱ1,抵抗Ｒ1を介してトランジス
タＱ5 のベースに到来し、反転入力端子４５に入来する
入力信号Ｖin2 は、トランジスタＱ2,抵抗Ｒ2 を介して
トランジスタＱ6 のベースに到来する。Input signal V coming into the non-inverting input terminal 44
in1, the transistors Q 1, via a resistor R 1 arrives at the base of the transistor Q 5, the input signal V in2 coming to the inverting input terminal 45, the transistor Q 2, the transistor Q 6 through the resistor R 2 Arrive at the base.
【００４５】Ｖin1 ＝Ｖin2 で、トランジスタＱ5,Ｑ6
の両ベース間の電位差が無いときは、トランジスタ
Ｑ5 ，Ｑ6 のコレクタ電流がバランスして共にＩX ／２
であり、同時にトランジスタＱ8 ，Ｑ9 のコレクタ電流
がバランスして共にＩX ／２である。これにより、トラ
ンジスタＱ9 のコレクタから出力端子４６に出力される
出力電流Ｉ0 ＝０となる。With V in1 = V in2 , the transistors Q 5 , Q 6
When there is no potential difference between the two bases, the collector currents of the transistors Q 5 and Q 6 are balanced and both are I X / 2.
At the same time, the collector currents of the transistors Q 8 and Q 9 are balanced and both are I X / 2. As a result, the output current I 0 = 0 output from the collector of the transistor Q 9 to the output terminal 46 is obtained.
【００４６】入力信号Ｖin1 とＶin2 に差があるとき
は、Ｖin1 とＶin2 の差に応じて、トランジスタＱ5,Ｑ
6 の両ベース間に電位差が生じ、これにより、入力信号
Ｖin1とＶin2 に差に対応した出力電流Ｉ0 がトランジ
スタＱ9 のコレクタから取り出され、出力端子４６から
出力される。When there is a difference between the input signals V in1 and V in2 , the transistors Q 5 and Q 5 are connected according to the difference between V in1 and V in2.
A potential difference is generated between both bases of 6 , whereby an output current I 0 corresponding to the difference between the input signals V in1 and V in2 is taken out from the collector of the transistor Q 9 and output from the output terminal 46.
【００４７】図２では、図１の可変コンダクタンス増幅
器を、可変コンダクタンス増幅器４１として記号で表記
している。In FIG. 2, the variable conductance amplifier of FIG. 1 is symbolized as a variable conductance amplifier 41.
【００４８】この可変コンダクタンス増幅器４１の出力
端子４６にコンデンサＣI を接続することで、可変コン
ダクタンス積分器６１を構成することができる。By connecting the capacitor C I to the output terminal 46 of the variable conductance amplifier 41, the variable conductance integrator 61 can be constructed.
【００４９】可変コンダクタンス増幅器４１の出力イン
ピーダンスは、トランジスタＱ9 ，Ｑ7 の出力インピー
ダンスで決まる。出力インピーダンスには、トランジス
タＱ 9 ，Ｑ7 のアーリー電圧が関係するが、トランジス
タＱ7 の場合、エミッタが抵抗Ｒ7 を介して交流的に接
地されているため、トランジスタＱ7 のコレクタを見た
出力インピーダンスを非常に高くすることができ、アー
リー電圧のばらつきによる変動をほとんどなくせる。Output of variable conductance amplifier 41
Transistor Q9, Q7Output impedance
It depends on the dance. The output impedance is
Q 9, Q7The early voltage of
Q7If, the emitter is a resistor R7Interacting through
Since it is grounded, transistor Q7Saw the collector of
The output impedance can be very high,
The fluctuation due to the variation of the Lee voltage can be almost eliminated.
【００５０】また、トランジスタＱ9 のエミッタには、
トランジスタＱ6 のコレクタインピーダンスが付加され
るため、トランジスタＱ9 のコレクタを見た出力インピ
ーダンスを非常に高くすることができ、アーリー電圧の
ばらつきによる変動をほとんどなくせる。The emitter of the transistor Q 9 has
Since the collector impedance of the transistor Q 6 is added, the output impedance seen from the collector of the transistor Q 9 can be made very high, and the fluctuation due to the variation of the Early voltage can be almost eliminated.
【００５１】このため、可変コンダクタンス増幅器４１
の出力端子４６でのＤＣインピーダンスＲ0Aを非常に大
きくすることができ、ほとんど無限大と見なすことがで
きる。従って、可変コンダクタンス積分器６１は、ほ
ぼ、理想的な積分器となる。Therefore, the variable conductance amplifier 41
The DC impedance R 0A at the output terminal 46 can be very large and can be regarded as almost infinite. Therefore, the variable conductance integrator 61 becomes an almost ideal integrator.
【００５２】図１の回路は、集積回路として構成した場
合に、特に良好な特性の可変コンダクタンス増幅器とす
ることができる。When the circuit of FIG. 1 is configured as an integrated circuit, it can be a variable conductance amplifier having particularly good characteristics.
【００５３】図３は、この可変コンダクタンス増幅器４
１を用いたアクティブフィルタ６２の回路図を示す。図
３の回路は、図６の回路と同様の構成であり、コンダク
タンス増幅器２１1 の代わりに、可変可変コンダクタン
ス増幅器４１1 を用いた回路である。FIG. 3 shows the variable conductance amplifier 4
1 shows a circuit diagram of an active filter 62 using 1. The circuit of FIG. 3 has the same configuration as the circuit of FIG. 6, and uses a variable variable conductance amplifier 41 1 instead of the conductance amplifier 21 1 .
【００５４】図３において、可変コンダクタンス増幅器
４１1 （第１の電流出力型増幅器）とコンデンサＣ53に
より積分回路６７（第１の積分手段）を構成している。
また、可変コンダクタンス増幅器４１2 （第２の電流出
力型増幅器）とコンデンサＣ 54により積分回路６８（第
２の積分手段）を構成している。In FIG. 3, a variable conductance amplifier
411(First current output type amplifier) and capacitor C53To
The integrator circuit 67 (first integrator) is constituted by the above.
In addition, the variable conductance amplifier 412(Second current output
Power amplifier) and capacitor C 54The integration circuit 68 (the
2 integration means).
【００５５】図示のとおり、入力端子６５からの入力信
号Ｖi は、積分回路６７で積分され、積分出力信号は、
バッファ５３を介して可変コンダクタンス増幅器４１2
の非反転入力端子に付与される。As shown in the figure, the input signal Vi from the input terminal 65 is integrated by the integrating circuit 67, and the integrated output signal is
Variable conductance amplifier 41 2 via buffer 53
Is applied to the non-inverting input terminal of.
【００５６】一方、入力信号Ｖi を抵抗ＲA と抵抗ＲB
とによって分圧した分圧信号が、バッファ５２とコンデ
ンサＣ54との直列回路を介して、バッファ５４の入力端
子と可変コンダクタンス増幅器４１2 の出力端子との共
通接続点に付与される。これにより、上記分圧信号の高
周波成分が、バッファ５４の入力信号に加算される。On the other hand, the input signal Vi is applied to the resistors R A and R B.
The divided signal divided by and is applied to the common connection point between the input terminal of the buffer 54 and the output terminal of the variable conductance amplifier 41 2 via the series circuit of the buffer 52 and the capacitor C 54 . As a result, the high frequency component of the divided signal is added to the input signal of the buffer 54.
【００５７】バッファ５４の出力端子は出力端子６６に
接続されており、出力端子６６には出力信号Ｖo が出力
される。また、帰還手段である抵抗ＲC と抵抗ＲD との
共通接続点を可変コンダクタンス増幅器４１2 の反転入
力端子に接続することで、出力信号ＶO の一部が負帰還
入力されている。さらに、出力信号ＶO が、可変コンダ
クタンス増幅器４１1 の反転入力端子に負帰還入力され
ている。The output terminal of the buffer 54 is connected to the output terminal 66, and the output signal Vo is output to the output terminal 66. Further, by connecting a common connection point of the resistors R C and R D , which is the feedback means, to the inverting input terminal of the variable conductance amplifier 41 2 , a part of the output signal V O is negatively feedback input. Further, the output signal V O is negatively fed back to the inverting input terminal of the variable conductance amplifier 41 1 .
【００５８】上記の負帰還により、入力信号Ｖi の直流
レベルの変動による、可変コンダクタンス増幅器４
１1 ，４１2 の特性変化を抑えることができ、良好なＤ
Ｇ特性，ＤＰ特性を実現している。Due to the above-mentioned negative feedback, the variable conductance amplifier 4 is caused by the fluctuation of the DC level of the input signal Vi.
It is possible to suppress changes in the characteristics of 1 1 and 41 2 and to obtain good D
A G characteristic and a DP characteristic are realized.
【００５９】アクティブフィルタ６２において、出力端
子５６に得られる出力信号ＶO の入力信号Ｖi に対する
伝達関数Ｔ3 （ｓ）は、前記(2) 式でＲ0 の代わりにＲ
0Aを代入したものになる。図１の回路で説明したよう
に、Ｒ0A≒無限大とすることができるため、Ｔ3 （ｓ）
は、下記(3) 式のようになる。In the active filter 62, the transfer function T 3 (s) of the output signal V O obtained at the output terminal 56 with respect to the input signal Vi is R in place of R 0 in the equation (2).
It is the one with 0A substituted. As described in the circuit of FIG. 1, since it is possible to make R 0A ≈infinity , T 3 (s)
Is as shown in equation (3) below.
【００６０】[0060]
【数３】 (Equation 3)
【００６１】このアクティブフィルタ６１は、−１２ｄ
Ｂ／oct の２次ローパスフィルタである。This active filter 61 is -12d.
It is a B / oct second-order low-pass filter.
【００６２】また、中心周波数ｆo は、下記(4) 式で表
せる。[0062] In addition, the center frequency f o can be expressed by the following equation (4).
【００６３】[0063]
【数４】 [Equation 4]
【００６４】また、零点周波数ｆN はこの中心周波数ｆ
o に比例し、下記(5) 式で表せる。The zero frequency f N is the center frequency f N
It is proportional to o and can be expressed by the following equation (5).
【００６５】[0065]
【数５】 (Equation 5)
【００６６】さらに、共振の鋭さＱは、下記(6) 式で表
せる。Further, the sharpness Q of resonance can be expressed by the following equation (6).
【００６７】[0067]
【数６】 (Equation 6)
【００６８】このように、伝達関数Ｔ3 （ｓ）は、出力
インピーダンスＲ0Aに依存しなくなる。また、中心周波
数ｆo ，零点周波数ｆN ，共振の鋭さＱも出力インピー
ダンスＲ0Aに依存しない。As described above, the transfer function T 3 (s) does not depend on the output impedance R 0A . The center frequency f o, Zeros f N, does not depend on the output impedance R 0A sharpness Q of the resonance.
【００６９】従って、本実施例のアクティブフィルタ６
１は、従来回路のように、アーリー電圧のばらつきに起
因する特性の変動を無くすことができる。特に、中心周
波数ｆo 付近の特性がばらついて、ピークやリップルが
生じる等の、従来回路の問題を無くすことができ、極め
て安定した特性を実現することができる。Therefore, the active filter 6 of this embodiment is
No. 1 can eliminate the characteristic variation caused by the variation of the Early voltage, as in the conventional circuit. In particular, variations in characteristics of the vicinity of the center frequency f o, such as a peak or ripple occurs can be conventionally eliminated circuit in question, it is possible to achieve very stable characteristics.
【００７０】したがって、映像信号用フィルタとして使
用した場合でも、映像信号の微分利得ＤＧ及び微分位相
ＤＰを極めて良好で、かつ、安定した特性とすることが
できる。Therefore, even when it is used as a video signal filter, the differential gain DG and the differential phase DP of the video signal can be made extremely excellent and stable.
【００７１】[0071]
【発明の効果】上述の如く、請求項１の発明によれば、
電流出力型増幅器の出力インピーダンスを非常に大きく
でき、かつ、アーリー電圧に起因する出力インピーダン
スのばらつきを大幅に小さくすることができる。As described above, according to the invention of claim 1,
The output impedance of the current output type amplifier can be made very large, and the variation in the output impedance due to the Early voltage can be greatly reduced.
【００７２】請求項２の発明によれば、コンダクタンス
可変の電流出力型増幅器において、出力インピーダンス
のばらつきを大幅に小さくすることができる。According to the second aspect of the invention, in the current output type amplifier with variable conductance, it is possible to greatly reduce the variation in output impedance.
【００７３】請求項３の発明によれば、電流出力型増幅
器の出力インピーダンスのバラツキを大幅に小さくでき
るため、伝達特性が安定した極めて良好な特性を得るこ
とができる。According to the third aspect of the invention, since the variation in the output impedance of the current output type amplifier can be greatly reduced, it is possible to obtain a very good characteristic in which the transfer characteristic is stable.
【００７４】請求項４の発明によれば、微分利得特性、
微分位相特性を良好とした２次ローパスフィルタにおい
て、伝達特性が安定した極めて良好な特性を得ることが
できる。According to the invention of claim 4, the differential gain characteristic,
In the second-order low-pass filter having good differential phase characteristics, it is possible to obtain extremely good characteristics with stable transfer characteristics.
【図１】本発明の一実施例の可変コンダクタンス増幅器
の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a variable conductance amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の一実施例の可変コンダクタンス増幅器
を記号表記した図である。FIG. 2 is a symbolic representation of a variable conductance amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の一実施例の可変コンダクタンス増幅器
を用いたアクティブフィルタの回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of an active filter using a variable conductance amplifier according to an embodiment of the present invention.
【図４】従来の一例の可変コンダクタンス増幅器の回路
図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional variable conductance amplifier.
【図５】従来の一例の可変コンダクタンス増幅器を記号
表記した図である。FIG. 5 is a symbolic representation of a conventional example of a variable conductance amplifier.
【図６】従来の一例の可変コンダクタンス増幅器を用い
たアクティブフィルタの回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of an active filter using a conventional variable conductance amplifier.
Ｑ5 ，Ｑ6 差動対トランジスタ Ｑ8 第１のトランジスタ Ｑ9 第２のトランジスタ ４１，４１1 ，４１2 可変コンダクタンス増幅器 ６７，６８ 積分回路Q 5, Q 6 differential pair transistors Q 8 first transistor Q 9 second transistors 41, 41 1, 41 2 variable conductance amplifier 67, 68 integration circuit
Claims (4)
動対トランジスタと、 前記差動対トランジスタの各コレクタに夫々のエミッタ
が接続され、ベースが共通接続されて一定電位に設定さ
れた第１及び第２のトランジスタと、 前記第１又は第２のトランジスタのコレクタに接続され
たカレントミラー負荷とを有し、 前記カレントミラー負荷が接続された前記第１又は第２
のトランジスタのコレクタから出力電流を取り出すこと
を特徴とする電流出力型増幅器。1. A differential pair transistor having a common emitter connected to a constant current source, and a first pair of emitters connected to respective collectors of the differential pair transistor and having bases commonly connected to set a constant potential. First and second transistors, and a current mirror load connected to a collector of the first or second transistor, wherein the current mirror load is connected to the first or second transistor
Current output type amplifier characterized in that the output current is taken out from the collector of the transistor.
電流源であり、かつ、前記カレントミラー負荷の電流値
が、前記定電流源の電流値に対応して変化することを特
徴とする請求項１記載の電流出力型増幅器。2. The constant current source is a variable current source which can be controlled from the outside, and the current value of the current mirror load changes corresponding to the current value of the constant current source. The current output type amplifier according to claim 1.
器の出力端子に積分用コンデンサを接続した積分手段を
用いて構成したことを特徴とするアクティブフィルタ。3. An active filter comprising an integrating means in which an integrating capacitor is connected to the output terminal of the current output type amplifier according to claim 1 or 2.
器を用いて構成され、 非反転入力端子に入力信号を供給される第１の電流出力
型増幅器を含んでなる第１の積分手段と、 前記第１の積分手段からの積分出力信号を非反転入力端
子に供給されて出力信号を出力する第２の電流出力型増
幅器を含んでなる第２の積分手段と、 前記第１及び第２の電流出力型増幅器それぞれの反転入
力端子に前記出力信号を帰還入力する帰還手段とを具備
してなるアクティブフィルタ。4. A first integrating means comprising a current output type amplifier according to claim 1 or 2 and including a first current output type amplifier to which an input signal is supplied to a non-inverting input terminal. And a second integrating means including a second current output type amplifier for supplying an integrated output signal from the first integrating means to a non-inverting input terminal to output the output signal, and the first and the second integrating means. 2. An active filter comprising feedback means for feeding back the output signal to the inverting input terminal of each of the two current output type amplifiers.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6158847A JPH0832369A (en) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | Current output amplifier and active filter using it |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6158847A JPH0832369A (en) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | Current output amplifier and active filter using it |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832369A true JPH0832369A (en) | 1996-02-02 |
Family
ID=15680711
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP6158847A Pending JPH0832369A (en) | 1994-07-11 | 1994-07-11 | Current output amplifier and active filter using it |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832369A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005055419A1 (en) * | 2003-12-04 | 2005-06-16 | Nec Corporation | Gain-variable voltage/current converting circuit having current compensating circuit for compensating for variation of dc current flowing through active element that performs voltage/current conversion |
-
1994
- 1994-07-11 JP JP6158847A patent/JPH0832369A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005055419A1 (en) * | 2003-12-04 | 2005-06-16 | Nec Corporation | Gain-variable voltage/current converting circuit having current compensating circuit for compensating for variation of dc current flowing through active element that performs voltage/current conversion |
| US7420419B2 (en) | 2003-12-04 | 2008-09-02 | Nec Corporation | Variable gain voltage/current converter circuit having current compensation circuit for compensating for change in DC current flowing into active element for performing voltage/current conversion |
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