JP2002314376A - All-pass filter - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は位相器、遅延器、タ
イミング補正回路等に使用するオールパスフィルタに関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an all-pass filter used for a phase shifter, a delay unit, a timing correction circuit and the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】位相器、遅延器、タイミング補正回路等
に使用するオールパスフィルタについては、例えば、特
開平０５−３０４４３９号公報に開示されており、以
下、図面を参照しながらこれら従来のオールパスフィル
タについて説明する。2. Description of the Related Art An all-pass filter used in a phase shifter, a delay unit, a timing correction circuit and the like is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 05-304439. Will be described.
【０００３】図７は従来のオールパスフィルタの第１例
を示す等価回路図、図８は従来のオールパスフィルタの
第２例を示す等価回路図、図９は従来のオールパスフィ
ルタの第３例を示す等価回路図である。図７において、
１は信号入力電圧（Ｖｉｎ）の入力端子、２０はトラッ
プフィルタ、２１は演算増幅器、２２は抵抗値Ｒ１の抵
抗、２３は抵抗値Ｒ２の抵抗、９は信号出力電圧（Ｖｏ
ｕｔ）を出力する出力端子である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram showing a first example of a conventional all-pass filter, FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a second example of a conventional all-pass filter, and FIG. 9 is a third example of a conventional all-pass filter. It is an equivalent circuit diagram. In FIG.
1 is an input terminal of a signal input voltage (Vin), 20 is a trap filter, 21 is an operational amplifier, 22 is a resistor having a resistance R1, 23 is a resistor having a resistance R2, and 9 is a signal output voltage (Vo).
ut).
【０００４】この構成は、演算増幅器２１の正相入力端
子に、トラップフィルタ２０を介して信号入力電圧（Ｖ
ｉｎ）を供給し、演算増幅器２１の逆相入力端子には、
抵抗２２を介して入力信号電圧（Ｖｉｎ）を供給するよ
うにし、それと共に演算増幅器２１の出力に出力端子９
を接続して、その出力端子９の信号出力電圧（Ｖｏｕ
ｔ）を演算増幅器２１の逆相入力端子に抵抗２６を介し
て帰還するようにしたものである。この構成により、式
（数１）に示すように、オールパスフィルタの伝達関数
である信号入力電圧（Ｖｉｎ）と信号出力電圧（Ｖｏｕ
ｔ）との比は抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２の比で構成され、
これらの相対精度によって決定される。In this configuration, a signal input voltage (V
in) and the opposite-phase input terminal of the operational amplifier 21
An input signal voltage (Vin) is supplied via a resistor 22, and an output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21.
Are connected, and the signal output voltage (Vou) of the output terminal 9 is connected.
t) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 26. With this configuration, as shown in Expression (Equation 1), the signal input voltage (Vin) and the signal output voltage (Vou), which are transfer functions of the all-pass filter, are obtained.
t) is formed by the ratio of the resistance value R1 to the resistance value R2,
It is determined by their relative accuracy.
【０００５】[0005]
【数１】 (Equation 1)
【０００６】図８に示す従来のオールパスフィルタの第
２例は、前記第１例に示したトラップフィルタ２０をバ
ンドパスフィルタ２４に置き換えたものであり、その他
の構成はこれと同一であるので、詳細な説明は省略す
る。A second example of the conventional all-pass filter shown in FIG. 8 is obtained by replacing the trap filter 20 shown in the first example with a band-pass filter 24, and other configurations are the same. Detailed description is omitted.
【０００７】この構成は、演算増幅器２１の正相入力端
子に、バンドパスフィルタ２４を介して信号入力電圧
（Ｖｉｎ）を供給し、演算増幅器２１の逆相入力端子に
は、抵抗２２を介して入力信号電圧（Ｖｉｎ）を供給す
るようにし、それと共に演算増幅器２１の出力に出力端
子９を接続し、その信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）を演算増
幅器２１の逆相入力端子に抵抗２３を介して帰還するよ
うにしたものであり、図７に示した第１例に対して、逆
相の出力を得ることができる。In this configuration, a signal input voltage (Vin) is supplied to a positive-phase input terminal of an operational amplifier 21 via a band-pass filter 24, and a negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 is connected to a negative-phase input terminal via a resistor 22. An input signal voltage (Vin) is supplied, the output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21, and the signal output voltage (Vout) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 23. Thus, an output having a phase opposite to that of the first example shown in FIG. 7 can be obtained.
【０００８】図９に示す従来のオールパスフィルタの第
３例は、前記第１例に示したオールパスフィルタの周波
数特性をよりフラットにするために補正をかけたもので
ある。図９において、１は信号入力電圧（Ｖｉｎ）の入
力端子、２５はトラップフィルタ、２１は演算増幅器、
２２は抵抗値Ｒ１の抵抗、２３は抵抗値Ｒ２の抵抗、９
は信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）の出力端子、２６は抵抗値
Ｒ３の補正抵抗、ＧＮＤは接地である。A third example of the conventional all-pass filter shown in FIG. 9 is obtained by correcting the frequency characteristics of the all-pass filter shown in the first example so as to make the frequency characteristics flatter. In FIG. 9, 1 is an input terminal of a signal input voltage (Vin), 25 is a trap filter, 21 is an operational amplifier,
22 is a resistor having a resistance R1; 23 is a resistor having a resistance R2;
Is an output terminal of the signal output voltage (Vout), 26 is a correction resistor having a resistance value R3, and GND is a ground.
【０００９】この構成は、演算増幅器２１の正相入力端
子に、トラップフィルタ２５を介して信号入力電圧（Ｖ
ｉｎ）を供給し、演算増幅器２１の逆相入力端子には、
抵抗２２を介して入力信号電圧（Ｖｉｎ）を供給するよ
うにし、それと共に演算増幅器２１の出力に出力端子９
を接続して、その信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）を演算増幅
器２１の逆相入力端子に抵抗２３を介して帰還するよう
に構成し、演算増幅器２１の逆相入力端子は補正抵抗２
６を介してＧＮＤに接続したものであり、図７に示した
第１例に対して、オールパスフィルタの周波数特性をよ
りフラットにすることができる。In this configuration, a signal input voltage (V) is supplied to a positive-phase input terminal of an operational amplifier 21 via a trap filter 25.
in) and the opposite-phase input terminal of the operational amplifier 21
An input signal voltage (Vin) is supplied via a resistor 22, and an output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21.
So that the signal output voltage (Vout) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 23, and the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 is connected to the correction resistor 2
6, the frequency characteristic of the all-pass filter can be made flatter than the first example shown in FIG.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成では、抵抗の相対精度が十分でないため、高精
度化、簡素化が必要となってきている近年の要望には対
応することができないという問題点があった。図９に示
した第３例は図７に示す等価回路を改善し、周波数特性
を補正するように抵抗を追加したものであるが、それで
もオールパスフィルタの周波数特性を十分フラットにす
ることは困難であった。However, with such a configuration, since the relative accuracy of the resistors is not sufficient, it is not possible to cope with recent demands for higher accuracy and simplification. There was a problem. The third example shown in FIG. 9 improves the equivalent circuit shown in FIG. 7 and adds a resistor so as to correct the frequency characteristic. However, it is still difficult to make the frequency characteristic of the all-pass filter sufficiently flat. there were.
【００１１】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
であり、高精度の周波数特性を実現できるオールパスフ
ィルタを提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide an all-pass filter capable of realizing highly accurate frequency characteristics.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明のオールパスフィ
ルタは、少なくとも１つのトランスコンダクタンスおよ
びこれと従属する少なくとも１つの抵抗を備えると共
に、前記トランスコンダクタンスの入力側から前記抵抗
の出力側間に接続される少なくとも１つのコンデンサお
よび前記トランスコンダクタンスの出力側に接続される
少なくとも１つのコンデンサを備えて形成されたフィル
タと、前記トランスコンダクタンスの入出力回路間に接
続され、少なくとも１つのコンデンサを含む微分器を備
えたものである。An all-pass filter according to the present invention includes at least one transconductance and at least one resistor subordinate thereto, and is connected between an input side of the transconductance and an output side of the resistor. A filter formed with at least one capacitor and at least one capacitor connected to an output side of the transconductance, and a differentiator connected between an input and output circuit of the transconductance and including at least one capacitor. It is provided.
【００１３】この発明によれば、フィルタとしての伝達
関数が容量比で構成されるので、高精度の周波数特性を
備えたオールパスフィルタが得られる。According to the present invention, since the transfer function of the filter is constituted by the capacitance ratio, an all-pass filter having high-precision frequency characteristics can be obtained.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。なお、前記従来のも
のと同一の部分および各実施の形態間において共通の部
分については同一符号を用いるものとする。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. It is to be noted that the same reference numerals are used for the same portions as those of the related art and the common portions between the embodiments.
【００１５】（実施の形態１）図１は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態１における第１の構成例を示す
等価回路図、図２は図１に示す回路の説明グラフ、図３
は本発明のオールパスフィルタの実施の形態１における
第２の構成例を示す等価回路図である。(Embodiment 1) FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is an explanatory graph of the circuit shown in FIG. 1, and FIG.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram illustrating a second configuration example of the all-pass filter according to the first embodiment of the present invention.
【００１６】図１において、１は信号入力電圧（Ｖｉ
ｎ）の入力端子、２は容量値（Ｃ０）のコンデンサによ
る微分器（微分電流Ｉ＝−ＳＣ０Ｖｉｎ：Ｓ＝ｊω）、
３は容量値（Ｃ２）のコンデンサ、４は係数値（ｇｍ
１）のトランスコンダクタンス、５は容量値（Ｃ１）の
コンデンサ、７は抵抗値（ｒ２）の抵抗、９は信号出力
電圧（Ｖｏｕｔ）を出力する出力端子、ＧＮＤは接地、
６はトランスコンダクタンス４と抵抗７を接続するバッ
ファ、８は抵抗７と出力端子９を接続するバッファであ
る。In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a signal input voltage (Vi
n) input terminal, 2 is a differentiator (differential current I = -SC0Vin: S = jω) by a capacitor having a capacitance value (C0),
3 is a capacitor having a capacitance value (C2), and 4 is a coefficient value (gm
1) transconductance, 5 is a capacitor having a capacitance value (C1), 7 is a resistor having a resistance value (r2), 9 is an output terminal for outputting a signal output voltage (Vout), GND is ground,
Reference numeral 6 denotes a buffer connecting the transconductance 4 and the resistor 7, and reference numeral 8 denotes a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9.
【００１７】この構成では、トランスコンダクタンス４
の正相入力端子に信号入力電圧（Ｖｉｎ）を供給すると
共に、この信号をバッファ８の入力端子にコンデンサ３
を通して供給する。この信号はさらに、微分器２を介し
てバッファ６の入力端子に微分電流として供給される。In this configuration, the transconductance 4
, A signal input voltage (Vin) is supplied to the input terminal of the buffer 8 and a capacitor 3 is supplied to the input terminal of the buffer 8.
Feed through. This signal is further supplied to the input terminal of the buffer 6 via the differentiator 2 as a differential current.
【００１８】一方、トランスコンダクタンス４の出力端
子はバッファ６の入力端子に接続されると共に、コンデ
ンサ５を介してＧＮＤに接続され、また、バッファ６の
出力端子とバッファ８の入力端子は抵抗７を介して接続
される。さらに、バッファ８の出力端子と出力端子９が
接続されると共に、このバッファ８の出力端子とトラン
スコンダクタンス４の差動入力端子が接続されて、帰還
ループが構成されている。On the other hand, the output terminal of the transconductance 4 is connected to the input terminal of the buffer 6 and is also connected to GND via the capacitor 5, and the output terminal of the buffer 6 and the input terminal of the buffer 8 are connected to a resistor 7. Connected via. Further, the output terminal of the buffer 8 and the output terminal 9 are connected, and the output terminal of the buffer 8 and the differential input terminal of the transconductance 4 are connected to form a feedback loop.
【００１９】以上のように構成された第１の構成例につ
いて以下、図１及び図２を用いてその動作を説明する。
図１より明らかなように、トランスコンダクタンス４の
出力電流（Ｉ１）は、トランスコンダクタンス４の正相
入力端子に印加される信号入力電圧（Ｖｉｎ）と同じく
逆相入力端子に出力端子９から帰還するように接続され
た信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）の差電圧と、トランスコン
ダクタンス４の乗算によって決定され、そのトランスコ
ンダクタンス４の出力電流と信号入力電圧（Ｖｉｎ）に
より微分器２から供給された微分電流（Ｉ）の加算電流
は、ＧＮＤ接続されているコンデンサ５に流れる。それ
によって発生した電圧は、バッファ６を通って、抵抗７
と入力信号電圧（Ｖｉｎ）から接続されているコンデン
サ３の構成から、抵抗７とコンデンサ３とバッファ８の
入力端子で接続された点において、電圧が決定される。
この電圧は、バッファ８を通って、出力端子９に出力さ
れる。The operation of the first configuration example configured as described above will be described below with reference to FIGS. 1 and 2.
As is clear from FIG. 1, the output current (I1) of the transconductance 4 is fed back from the output terminal 9 to the negative-phase input terminal, similarly to the signal input voltage (Vin) applied to the positive-phase input terminal of the transconductance 4. The differential current supplied from the differentiator 2 by the output current of the transconductance 4 and the signal input voltage (Vin) is determined by multiplying the difference voltage of the signal output voltage (Vout) and the transconductance 4 connected as described above. The added current I) flows to the capacitor 5 connected to GND. The resulting voltage passes through a buffer 6 and a resistor 7
From the configuration of the capacitor 3 connected from the input signal voltage (Vin), the voltage is determined at the point where the resistor 7, the capacitor 3 and the input terminal of the buffer 8 are connected.
This voltage is output to the output terminal 9 through the buffer 8.
【００２０】このようにして決定される信号出力電圧
（Ｖｏｕｔ）と信号入力電圧（Ｖｉｎ）の伝達関数は、
次式（数２）で表される。The transfer function between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) thus determined is
It is expressed by the following equation (Equation 2).
【００２１】[0021]
【数２】 (Equation 2)
【００２２】よって、式（数２）より容量値（Ｃ０）と
容量値（Ｃ１）の値が、図２の説明グラフに表されるよ
うに、Ｃ０＞Ｃ１の時は図１のフィルタの周波数特性は
ベルフィルタとなり、Ｃ０＜Ｃ１の時はディップフィル
タとなり、Ｃ０＝Ｃ１の時はオールパスフィルタとな
る。Therefore, according to the equation (Equation 2), when the value of the capacitance value (C0) and the value of the capacitance value (C1) are represented by the graph of FIG. 2, when C0> C1, the frequency of the filter of FIG. The characteristic is a bell filter, a dip filter when C0 <C1, and an all-pass filter when C0 = C1.
【００２３】図３に示す本発明のオールパスフィルタの
実施の形態１における第２の構成例は、前記第１の構成
例において用いたバッファ６とバッファ８を接続する抵
抗７の代わりに係数値（ｇｍ２）のトランスコンダクタ
ンス１０を用いたものであり、このように構成しても前
記第１の構成例と同様の効果が得られる。In the second configuration example of the first embodiment of the all-pass filter of the present invention shown in FIG. 3, a coefficient value (instead of the resistor 7 connecting the buffer 6 and the buffer 8 used in the first configuration example) is used. gm2), and the same effect as in the first configuration example can be obtained with this configuration.
【００２４】回路動作その他は前記第１の構成例と実質
的にほとんど同様であるのでその説明は省略するが、最
終的に信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）と信号入力電圧（Ｖｉ
ｎ）の伝達関数は、次式（数３）で表される。The circuit operation and the like are substantially the same as those of the first configuration example, and the description thereof is omitted. However, finally, the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vi)
The transfer function of n) is represented by the following equation (Equation 3).
【００２５】[0025]
【数３】 (Equation 3)
【００２６】以上のように、本実施の形態によれば、少
なくとも１つのトランスコンダクタンスおよびこれと接
続された少なくとも２つのコンデンサを含むフィルタ
と、前記トランスコンダクタンスの入出力回路に接続さ
れ、少なくとも１つのコンデンサを含む微分器を備えた
ことにより、フィルタ等価回路としての伝達関数が容量
比で構成され、集積回路でフィルタが構成される場合、
容量の方が抵抗より相対精度が良いため、抵抗の相対精
度に依存する従来のものに比し、より高精度な周波数特
性を有するオールパスフィルタを実現することができ
る。As described above, according to the present embodiment, at least one transconductance and a filter including at least two capacitors connected to the transconductance and at least one transconductance input / output circuit are connected to the input / output circuit. When a differentiator including a capacitor is provided, the transfer function as a filter equivalent circuit is configured by a capacitance ratio, and when a filter is configured by an integrated circuit,
Since the capacitance has higher relative accuracy than the resistor, it is possible to realize an all-pass filter having higher frequency characteristics than a conventional filter that depends on the relative accuracy of the resistor.
【００２７】（実施の形態２）図４は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態２における構成を示す等価回路
図である。図４において、１は信号入力電圧（Ｖｉｎ）
の入力端子、２は容量値（Ｃ０）のコンデンサ１１を含
む微分器（微分電流Ｉ＝−ＳＣ０Ｖｉｎ：Ｓ＝ｊω）、
３は容量値（Ｃ２）のコンデンサ、４は係数値（ｇｍ
１）のトランスコンダクタンス、５は容量値（Ｃ１）の
コンデンサ、６はトランスコンダクタンス４と抵抗７を
つなぐバッファ、７は抵抗値（ｒ２）の抵抗、９は信号
出力電圧（Ｖｏｕｔ）の出力端子、８は抵抗７と出力端
子９をつなぐバッファ、ＶＣＣは定電圧源、ＧＮＤは接
地、１２は抵抗値（ｒ１）の抵抗、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，
Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＮＰＮトランジスタ、ＶＢ
はベース電圧源である。(Embodiment 2) FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of an all-pass filter according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 4, 1 is a signal input voltage (Vin).
Is a differentiator (differential current I = -SC0Vin: S = jω) including a capacitor 11 having a capacitance value (C0);
3 is a capacitor having a capacitance value (C2), and 4 is a coefficient value (gm
1) a transconductance, 5 is a capacitor having a capacitance value (C1), 6 is a buffer connecting the transconductance 4 and a resistor 7, 7 is a resistor having a resistance value (r2), 9 is an output terminal of a signal output voltage (Vout), 8 is a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9, VCC is a constant voltage source, GND is ground, 12 is a resistor having a resistance value (r1), Q1, Q2, Q3,
Q4, Q5 and Q6 are NPN transistors and VB
Is a base voltage source.
【００２８】この構成において、微分器２は、ＮＰＮト
ランジスタＱ３のエミッタとＮＰＮトランジスタＱ４の
エミッタをコンデンサ１１を介して接続したものであ
り、各ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタとＧＮ
Ｄの間に定電流源を構成している。また、ＮＰＮトラン
ジスタＱ４のベースにはベース電圧源ＶＢが接続され、
ＮＰＮトランジスタＱ３のベースは入力端子１とＮＰＮ
トランジスタＱ１のベースが接続される。トランスコン
ダクタンス４は、ＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタと
ＮＰＮトランジスタＱ２のエミッタを抵抗１２を介して
接続したものであり、ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の
エミッタとＧＮＤの間に定電流源を構成している。な
お、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタとＮＰＮトラン
ジスタＱ４のコレクタは、定電圧源ＶＣＣに接続されて
いる。さらに、ＮＰＮトランジスタＱ２とＮＰＮトラン
ジスタＱ３のコレクタは、コンデンサ５を介して定電圧
源ＶＣＣに接続されると共に、定電流源をとおして定電
圧源ＶＣＣに接続されている。さらにまた、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタは、
ＮＰＮトランジスタＱ５のベースに接続されている。In this configuration, the differentiator 2 is configured by connecting the emitter of the NPN transistor Q3 and the emitter of the NPN transistor Q4 via the capacitor 11, and the emitter of each of the NPN transistors Q3 and Q4 and the GN
A constant current source is configured between D. A base voltage source VB is connected to the base of the NPN transistor Q4,
The base of the NPN transistor Q3 is connected to the input terminal 1 and the NPN
The base of transistor Q1 is connected. The transconductance 4 connects the emitter of the NPN transistor Q1 and the emitter of the NPN transistor Q2 via the resistor 12, and forms a constant current source between the emitters of the NPN transistors Q1 and Q2 and GND. The collector of the NPN transistor Q1 and the collector of the NPN transistor Q4 are connected to a constant voltage source VCC. Further, the collectors of the NPN transistor Q2 and the NPN transistor Q3 are connected to the constant voltage source VCC via the capacitor 5 and to the constant voltage source VCC via the constant current source. Furthermore, the collectors of NPN transistor Q2 and NPN transistor Q3 are
It is connected to the base of NPN transistor Q5.
【００２９】バッファ６は、ＮＰＮトランジスタＱ５の
コレクタを定電圧源ＶＣＣに接続してあり、ＮＰＮトラ
ンジスタＱ５のエミッタとＧＮＤの間に定電流源を構成
している。このＮＰＮトランジスタＱ５のエミッタは、
抵抗７を通してＮＰＮトランジスタＱ６のベースに接続
され、かつ、コンデンサ３を介して、定電圧源ＶＣＣに
接続される。また、バッファ８は、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ６のコレクタを定電圧源ＶＣＣに接続してあり、ＮＰ
ＮトランジスタＱ６のエミッタとＧＮＤの間に定電流源
を構成している。このＮＰＮトランジスタＱ６のエミッ
タは出力端子９に接続され、この出力端子９とＮＰＮト
ランジスタＱ２のベースが接続されて帰還ループを構成
している。The buffer 6 has the collector of the NPN transistor Q5 connected to a constant voltage source VCC, and forms a constant current source between the emitter of the NPN transistor Q5 and GND. The emitter of this NPN transistor Q5 is
It is connected to the base of the NPN transistor Q6 through the resistor 7 and to the constant voltage source VCC through the capacitor 3. The buffer 8 has the collector of the NPN transistor Q6 connected to the constant voltage source VCC,
A constant current source is formed between the emitter of the N transistor Q6 and GND. The emitter of the NPN transistor Q6 is connected to the output terminal 9, and the output terminal 9 and the base of the NPN transistor Q2 are connected to form a feedback loop.
【００３０】以上のように構成されたオールパスフィル
タについて以下、その動作を説明する。トランスコンダ
クタンス４で構成される電流（Ｉ１）は、ＮＰＮトラン
ジスタＱ１のベースに供給されている信号入力電圧（Ｖ
ｉｎ）とＮＰＮトランジスタＱ２のベースに供給されて
いる信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）の電圧差を抵抗値（ｒ
１）で除算したものであり、コンデンサ１１による微分
電流（Ｉ）は、ＮＰＮトランジスタＱ３のベースに供給
されている信号入力電圧（Ｖｉｎ）をコンデンサ１１の
容量値（Ｃ０）で乗算した信号入力電圧（Ｖｉｎ）とは
９０度遅れの微分電流（Ｉ＝−ＳＣ０Ｖｉｎ）として表
される。The operation of the all-pass filter configured as described above will be described below. The current (I1) constituted by the transconductance 4 is the signal input voltage (V) supplied to the base of the NPN transistor Q1.
in) and the voltage difference between the signal output voltage (Vout) supplied to the base of the NPN transistor Q2 and the resistance value (r
The differential current (I) by the capacitor 11 is obtained by dividing the signal input voltage (Vin) supplied to the base of the NPN transistor Q3 by the capacitance (C0) of the capacitor 11. (Vin) is represented as a differential current (I = -SC0Vin) delayed by 90 degrees.
【００３１】一方、トランスコンダクタンス４で構成さ
れる電流（Ｉ１）と微分電流（Ｉ）の加算電流は、コン
デンサ５に流れこむことによって、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ５のベースに電圧が生じ、これによりＮＰＮトランジ
スタＱ５のエミッタに電圧が生じる。この電圧は、定電
圧源ＶＣＣとコンデンサ３と抵抗７の構成によって、コ
ンデンサ３と抵抗７とＮＰＮトランジスタＱ６のベース
の接続点に電圧が生じ、ＮＰＮトランジスタＱ６のエミ
ッタに電圧が生じる。ＮＰＮトランジスタＱ６のエミッ
タには出力端子９が接続されているので、出力端子９に
おける信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）が決定される。On the other hand, the added current of the current (I1) composed of the transconductance 4 and the differential current (I) flows into the capacitor 5 to generate a voltage at the base of the NPN transistor Q5. , A voltage is generated at the emitter. Due to the configuration of the constant voltage source VCC, the capacitor 3, and the resistor 7, a voltage is generated at a connection point between the capacitor 3, the resistor 7, and the base of the NPN transistor Q6, and a voltage is generated at the emitter of the NPN transistor Q6. Since the output terminal 9 is connected to the emitter of the NPN transistor Q6, the signal output voltage (Vout) at the output terminal 9 is determined.
【００３２】以上によって、決定される信号出力電圧
（Ｖｏｕｔ）と信号入力電圧（Ｖｉｎ）の比は、前述の
式（数２）で表される。よって、容量値（Ｃ０）と（Ｃ
１）の値が、図２に表されるように、Ｃ０＞Ｃ１の時は
図４のフィルタの周波数特性は、ベルフィルタとなり、
Ｃ０＜Ｃ１の時はディップフィルタとなり、Ｃ０＝Ｃ１
の時はオールパスフィルタとなる。As described above, the determined ratio between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) is expressed by the above equation (Equation 2). Therefore, the capacitance values (C0) and (C
As shown in FIG. 2, when the value of 1) is C0> C1, the frequency characteristic of the filter of FIG.
When C0 <C1, it becomes a dip filter, and C0 = C1
In the case of, it becomes an all-pass filter.
【００３３】以上のように本実施の形態によれば、少な
くとも１つのトランスコンダクタンスおよびこれと接続
された少なくとも２つのコンデンサを含むフィルタと、
前記トランスコンダクタンスの入出力回路に接続され、
少なくとも２つのトランジスタとそのエミッタ間に接続
されたコンデンサで構成され、入出力間において９０度
の位相遅延を有する微分器を備えることにより、フィル
タとしての伝達関数が容量比で構成されることになり、
従来の抵抗比で構成されるものより相対精度が良く十分
な周波数特性を有するオールパスフィルタが得られる。As described above, according to the present embodiment, a filter including at least one transconductance and at least two capacitors connected thereto,
Connected to the transconductance input / output circuit,
By providing a differentiator composed of at least two transistors and a capacitor connected between the emitters thereof and having a phase delay of 90 degrees between the input and output, the transfer function as a filter is composed of a capacitance ratio. ,
It is possible to obtain an all-pass filter having a better relative accuracy and a sufficient frequency characteristic as compared with the conventional one having the resistance ratio.
【００３４】（実施の形態３）図５は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態３における第１の構成例を示す
等価回路図、図６は本発明のオールパスフィルタの実施
の形態３における第２の構成例を示す等価回路図であ
る。(Embodiment 3) FIG. 5 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a second embodiment of the all-pass filter according to the third embodiment of the present invention. FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a configuration example of FIG.
【００３５】図５において、１は信号入力電圧（Ｖｉ
ｎ）の入力端子、３は容量値（Ｃ２）のコンデンサ、４
は係数値（ｇｍ１）のトランスコンダクタンス、５は容
量値（Ｃ１）のコンデンサ、６はトランスコンダクタン
ス４と後述の抵抗７をつなぐバッファ、７は抵抗値（ｒ
２）の抵抗、９は信号出力電圧（Ｖｏｕｔ）の出力端
子、８は抵抗７と出力端子９をつなぐバッファ、１３は
入力端子１の逆相入力端子である。In FIG. 5, reference numeral 1 denotes a signal input voltage (Vi
n) input terminal, 3 is a capacitor of capacitance value (C2), 4
Is a transconductance of a coefficient value (gm1), 5 is a capacitor of a capacitance value (C1), 6 is a buffer connecting the transconductance 4 and a resistor 7 described later, and 7 is a resistance value (r
2) a resistor, 9 is an output terminal of the signal output voltage (Vout), 8 is a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9, and 13 is a negative-phase input terminal of the input terminal 1.
【００３６】この構成では、トランスコンダクタンス４
の正相入力端子に接続された入力端子１に信号入力電圧
（Ｖｉｎ）を供給すると共に、その信号をバッファ８の
入力にコンデンサ３を介して供給する。また、トランス
コンダクタンス４の出力とバッファ６の入力を接続し、
かつ、トランスコンダクタンス４の出力に信号入力電圧
（Ｖｉｎ）の逆相信号入力電圧（−Ｖｉｎ）を逆相入力
端子１３からコンデンサ５を介して供給する。さらに、
バッファ６の出力とバッファ８の入力を抵抗７を介して
接続すると共に、バッファ８の出力と出力端子９を接続
し、かつ、バッファ８の出力端子とトランスコンダクタ
ンス４の逆相入力端子を接続して帰還ループを構成する
ようにしたものである。In this configuration, the transconductance 4
, A signal input voltage (Vin) is supplied to the input terminal 1 connected to the positive-phase input terminal, and the signal is supplied to the input of the buffer 8 via the capacitor 3. Also, the output of transconductance 4 is connected to the input of buffer 6,
Further, a negative-phase signal input voltage (−Vin) of the signal input voltage (Vin) is supplied to the output of the transconductance 4 from the negative-phase input terminal 13 via the capacitor 5. further,
The output of the buffer 6 and the input of the buffer 8 are connected via the resistor 7, the output of the buffer 8 is connected to the output terminal 9, and the output terminal of the buffer 8 is connected to the negative-phase input terminal of the transconductance 4. Thus, a feedback loop is formed.
【００３７】以上のように構成された第１の構成例にお
けるオールパスフィルタについて以下、その動作を説明
する。トランスコンダクタンス４の出力電流（Ｉ１）
は、トランスコンダクタンス４の正相入力端子に印加さ
れる信号入力電圧（Ｖｉｎ）と同じく逆相入力端子に出
力端子９から帰還するように印加された信号出力電圧
（Ｖｏｕｔ）の差電圧とトランスコンダクタンス４の乗
算によって決定され、逆相入力端子１３に接続されてい
るコンデンサ５に流れる。それによって発生した電圧
は、バッファ６を通って、抵抗７と入力端子１に接続さ
れているコンデンサ３の構成から抵抗７とコンデンサ３
とがバッファ８の入力で接続された点において、その電
圧値が決定され、バッファ８を通って、出力端子９に出
力される。The operation of the all-pass filter in the first configuration example configured as described above will be described below. Output current of transconductance 4 (I1)
Is the difference between the signal input voltage (Vin) applied to the positive-phase input terminal of the transconductance 4 and the signal output voltage (Vout) applied to the negative-phase input terminal so as to return from the output terminal 9 to the transconductance. 4 and flows to the capacitor 5 connected to the negative-phase input terminal 13. The voltage generated thereby passes through the buffer 6 and changes from the configuration of the resistor 7 and the capacitor 3 connected to the input terminal 1 to the resistor 7 and the capacitor 3.
Is connected to the input of the buffer 8, the voltage value is determined, and the voltage is output to the output terminal 9 through the buffer 8.
【００３８】以上によって、決定される信号出力電圧
（Ｖｏｕｔ）と信号入力電圧（Ｖｉｎ）の伝達関数は、
次式（数４）で表される。The transfer function between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) determined by the above is
It is expressed by the following equation (Equation 4).
【００３９】[0039]
【数４】 (Equation 4)
【００４０】よって、等価回路として簡素化されたオー
ルパスフィルタとなる。Thus, an all-pass filter is simplified as an equivalent circuit.
【００４１】図６に示す本発明のオールパスフィルタの
実施の形態３における第２の構成例は、前記第１の構成
例において用いたバッファ６とバッファ８を接続する抵
抗７の代わりに係数値（ｇｍ２）のトランスコンダクタ
ンス１０を用いたものであり、このように構成しても前
記第１の構成例と同様の効果が得られ、決定される信号
出力電圧（Ｖｏｕｔ）と信号入力電圧（Ｖｉｎ）の伝達
関数は、次式（数５）で表される。In the second configuration example of the third embodiment of the all-pass filter of the present invention shown in FIG. 6, the coefficient value (instead of the resistor 7 connecting the buffer 6 and the buffer 8 used in the first configuration example) is used. gm2), and the same effect as in the first configuration example can be obtained with this configuration, and the determined signal output voltage (Vout) and signal input voltage (Vin) are determined. Is represented by the following equation (Equation 5).
【００４２】[0042]
【数５】 (Equation 5)
【００４３】以上のように本実施の形態によれば、互い
に位相が逆相となる２つの入力端子の一方の入力端子に
少なくとも１つのトランスコンダクタンスを接続すると
共に、前記入力端子の両方の入力端子に少なくとも２つ
のコンデンサを接続し、前記入力端子と前記トランスコ
ンダクタンスの出力側及び２つのコンデンサの出力側間
にフィルタ特性を形成したことにより、２入力で２つの
入力位相が逆相で入力されるため、フィルタ等価回路と
して、簡素化されフィルタとしての相対精度が良く、さ
らにフィルタとしての伝達関数が容量比で構成されるこ
とと相俟って相対精度が良く十分な周波数特性を実現す
ることができる。As described above, according to the present embodiment, at least one transconductance is connected to one of two input terminals having phases opposite to each other, and both input terminals of the input terminals are connected. At least two capacitors are connected to each other, and a filter characteristic is formed between the input terminal and the output side of the transconductance and the output side of the two capacitors, so that two input phases are input in opposite phases with two inputs. Therefore, as a filter equivalent circuit, the relative accuracy as a filter is simplified and the transfer function as a filter is configured with a capacitance ratio. it can.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、フィル
タとしての伝達関数が容量比で構成されるため、相対精
度が良く十分な周波数特性を有する優れたオールパスフ
ィルタを実現できるという有利な効果が得られる。As described above, according to the present invention, since the transfer function as a filter is constituted by a capacitance ratio, it is possible to realize an excellent all-pass filter having good relative accuracy and sufficient frequency characteristics. The effect is obtained.
【図１】本発明のオールパスフィルタの実施の形態１に
おける第１の構成例を示す等価回路図FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す回路の説明グラフFIG. 2 is an explanatory graph of the circuit shown in FIG.
【図３】本発明のオールパスフィルタの実施の形態１に
おける第２の構成例を示す等価回路図FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing a second configuration example according to the first embodiment of the all-pass filter of the present invention.
【図４】本発明のオールパスフィルタの実施の形態２に
おける構成を示す等価回路図FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of an all-pass filter according to a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明のオールパスフィルタの実施の形態３に
おける第１の構成例を示す等価回路図FIG. 5 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a third embodiment of the present invention.
【図６】本発明のオールパスフィルタの実施の形態３に
おける第２の構成例を示す等価回路図FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a second configuration example of the all-pass filter according to the third embodiment of the present invention.
【図７】従来のオールパスフィルタの第１例を示す等価
回路図FIG. 7 is an equivalent circuit diagram showing a first example of a conventional all-pass filter.
【図８】従来のオールパスフィルタの第２例を示す等価
回路図FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a second example of a conventional all-pass filter.
【図９】従来のオールパスフィルタの第３例を示す等価
回路図FIG. 9 is an equivalent circuit diagram showing a third example of a conventional all-pass filter.
１ 入力端子 ２ 微分器 ３ コンデンサ ４ トランスコンダクタンス ５ コンデンサ ６，８ バッファ ７ 抵抗 ９ 出力端子 １０ トランスコンダクタンス １１ コンデンサ １２ 抵抗 ２０ トラップフィルタ ２１ 演算増幅器 ２２ 抵抗 ２３ 抵抗 ２４ バンドパスフィルタ ２５ 抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Differentiator 3 Capacitor 4 Transconductance 5 Capacitor 6,8 Buffer 7 Resistance 9 Output terminal 10 Transconductance 11 Capacitor 12 Resistance 20 Trap filter 21 Operational amplifier 22 Resistance 23 Resistance 24 Bandpass filter 25 Resistance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J098 AA11 AA14 AB03 AB07 AC05 AC09 AC13 AD25 AD29 CA08 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page F term (reference) 5J098 AA11 AA14 AB03 AB07 AC05 AC09 AC13 AD25 AD29 CA08
Claims (4)
スおよびこれと従属する少なくとも１つの抵抗を備える
と共に、前記トランスコンダクタンスの入力側から前記
抵抗の出力側間に接続される少なくとも１つのコンデン
サおよび前記トランスコンダクタンスの出力側に接続さ
れる少なくとも１つのコンデンサを備えて形成されたフ
ィルタと、前記トランスコンダクタンスの入出力回路間
に接続され、少なくとも１つのコンデンサを含む微分器
を備えたことを特徴とするオールパスフィルタ。At least one transconductance and at least one resistor subordinate thereto, and at least one capacitor connected between an input of the transconductance and an output of the resistor, and an output of the transconductance. An all-pass filter, comprising: a filter formed with at least one capacitor connected to a side thereof; and a differentiator connected between an input / output circuit of the transconductance and including at least one capacitor.
れと従属する第２のトランスコンダクタンスを備えると
共に、第１のトランスコンダクタンスの入力側から第２
のトランスコンダクタンスの出力側間に接続される少な
くとも１つのコンデンサおよび前記第１のトランスコン
ダクタンスの出力側に接続される少なくとも１つのコン
デンサを備えて形成されたフィルタと、前記第１のトラ
ンスコンダクタンスの入出力回路間に接続され、少なく
とも１つのコンデンサを含む微分器を備えたことを特徴
とするオールパスフィルタ。A first transconductance and a second transconductance subordinate thereto, and a second transconductance from an input side of the first transconductance.
And a filter formed with at least one capacitor connected between the output side of the first transconductance and at least one capacitor connected to the output side of the first transconductance, and an input of the first transconductance. An all-pass filter comprising a differentiator connected between output circuits and including at least one capacitor.
タとそのエミッタ間に接続されたコンデンサで構成さ
れ、その微分電流は入出力間において９０度の位相遅延
を有するものであることを特徴とする請求項１または請
求項２記載のオールパスフィルタ。3. The differentiator comprises at least two transistors and a capacitor connected between the emitters thereof, and the differentiated current has a phase delay of 90 degrees between the input and the output. The all-pass filter according to claim 1 or 2.
と、その一方の入力端子に接続された少なくとも１つの
トランスコンダクタンスと、前記入力端子の両方の入力
端子に接続された少なくとも２つのコンデンサを備え、
前記入力端子と前記トランスコンダクタンスの出力側及
び２つのコンデンサの出力側間にフィルタ特性を形成し
たことを特徴とするオールパスフィルタ。4. Two input terminals having phases opposite to each other, at least one transconductance connected to one of the input terminals, and at least two capacitors connected to both input terminals of the input terminals. With
An all-pass filter, wherein filter characteristics are formed between the input terminal, the output side of the transconductance, and the output side of two capacitors.
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| JP2001115216A JP3584373B2 (en) | 2001-04-13 | 2001-04-13 | Filter circuit |
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Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| JPWO2005083883A1 (en) * | 2004-03-02 | 2007-11-29 | ローム株式会社 | Waveform equalizer and information reproducing apparatus having the same |
-
2001
- 2001-04-13 JP JP2001115216A patent/JP3584373B2/en not_active Expired - Fee Related
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