JP2002314376A - All-pass filter - Google Patents
All-pass filterInfo
- Publication number
- JP2002314376A JP2002314376A JP2001115216A JP2001115216A JP2002314376A JP 2002314376 A JP2002314376 A JP 2002314376A JP 2001115216 A JP2001115216 A JP 2001115216A JP 2001115216 A JP2001115216 A JP 2001115216A JP 2002314376 A JP2002314376 A JP 2002314376A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transconductance
- output
- pass filter
- capacitor
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は位相器、遅延器、タ
イミング補正回路等に使用するオールパスフィルタに関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an all-pass filter used for a phase shifter, a delay unit, a timing correction circuit and the like.
【0002】[0002]
【従来の技術】位相器、遅延器、タイミング補正回路等
に使用するオールパスフィルタについては、例えば、特
開平05−304439号公報に開示されており、以
下、図面を参照しながらこれら従来のオールパスフィル
タについて説明する。2. Description of the Related Art An all-pass filter used in a phase shifter, a delay unit, a timing correction circuit and the like is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 05-304439. Will be described.
【0003】図7は従来のオールパスフィルタの第1例
を示す等価回路図、図8は従来のオールパスフィルタの
第2例を示す等価回路図、図9は従来のオールパスフィ
ルタの第3例を示す等価回路図である。図7において、
1は信号入力電圧(Vin)の入力端子、20はトラッ
プフィルタ、21は演算増幅器、22は抵抗値R1の抵
抗、23は抵抗値R2の抵抗、9は信号出力電圧(Vo
ut)を出力する出力端子である。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram showing a first example of a conventional all-pass filter, FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a second example of a conventional all-pass filter, and FIG. 9 is a third example of a conventional all-pass filter. It is an equivalent circuit diagram. In FIG.
1 is an input terminal of a signal input voltage (Vin), 20 is a trap filter, 21 is an operational amplifier, 22 is a resistor having a resistance R1, 23 is a resistor having a resistance R2, and 9 is a signal output voltage (Vo).
ut).
【0004】この構成は、演算増幅器21の正相入力端
子に、トラップフィルタ20を介して信号入力電圧(V
in)を供給し、演算増幅器21の逆相入力端子には、
抵抗22を介して入力信号電圧(Vin)を供給するよ
うにし、それと共に演算増幅器21の出力に出力端子9
を接続して、その出力端子9の信号出力電圧(Vou
t)を演算増幅器21の逆相入力端子に抵抗26を介し
て帰還するようにしたものである。この構成により、式
(数1)に示すように、オールパスフィルタの伝達関数
である信号入力電圧(Vin)と信号出力電圧(Vou
t)との比は抵抗値R1と抵抗値R2の比で構成され、
これらの相対精度によって決定される。In this configuration, a signal input voltage (V
in) and the opposite-phase input terminal of the operational amplifier 21
An input signal voltage (Vin) is supplied via a resistor 22, and an output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21.
Are connected, and the signal output voltage (Vou) of the output terminal 9 is connected.
t) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 26. With this configuration, as shown in Expression (Equation 1), the signal input voltage (Vin) and the signal output voltage (Vou), which are transfer functions of the all-pass filter, are obtained.
t) is formed by the ratio of the resistance value R1 to the resistance value R2,
It is determined by their relative accuracy.
【0005】[0005]
【数1】 (Equation 1)
【0006】図8に示す従来のオールパスフィルタの第
2例は、前記第1例に示したトラップフィルタ20をバ
ンドパスフィルタ24に置き換えたものであり、その他
の構成はこれと同一であるので、詳細な説明は省略す
る。A second example of the conventional all-pass filter shown in FIG. 8 is obtained by replacing the trap filter 20 shown in the first example with a band-pass filter 24, and other configurations are the same. Detailed description is omitted.
【0007】この構成は、演算増幅器21の正相入力端
子に、バンドパスフィルタ24を介して信号入力電圧
(Vin)を供給し、演算増幅器21の逆相入力端子に
は、抵抗22を介して入力信号電圧(Vin)を供給す
るようにし、それと共に演算増幅器21の出力に出力端
子9を接続し、その信号出力電圧(Vout)を演算増
幅器21の逆相入力端子に抵抗23を介して帰還するよ
うにしたものであり、図7に示した第1例に対して、逆
相の出力を得ることができる。In this configuration, a signal input voltage (Vin) is supplied to a positive-phase input terminal of an operational amplifier 21 via a band-pass filter 24, and a negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 is connected to a negative-phase input terminal via a resistor 22. An input signal voltage (Vin) is supplied, the output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21, and the signal output voltage (Vout) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 23. Thus, an output having a phase opposite to that of the first example shown in FIG. 7 can be obtained.
【0008】図9に示す従来のオールパスフィルタの第
3例は、前記第1例に示したオールパスフィルタの周波
数特性をよりフラットにするために補正をかけたもので
ある。図9において、1は信号入力電圧(Vin)の入
力端子、25はトラップフィルタ、21は演算増幅器、
22は抵抗値R1の抵抗、23は抵抗値R2の抵抗、9
は信号出力電圧(Vout)の出力端子、26は抵抗値
R3の補正抵抗、GNDは接地である。A third example of the conventional all-pass filter shown in FIG. 9 is obtained by correcting the frequency characteristics of the all-pass filter shown in the first example so as to make the frequency characteristics flatter. In FIG. 9, 1 is an input terminal of a signal input voltage (Vin), 25 is a trap filter, 21 is an operational amplifier,
22 is a resistor having a resistance R1; 23 is a resistor having a resistance R2;
Is an output terminal of the signal output voltage (Vout), 26 is a correction resistor having a resistance value R3, and GND is a ground.
【0009】この構成は、演算増幅器21の正相入力端
子に、トラップフィルタ25を介して信号入力電圧(V
in)を供給し、演算増幅器21の逆相入力端子には、
抵抗22を介して入力信号電圧(Vin)を供給するよ
うにし、それと共に演算増幅器21の出力に出力端子9
を接続して、その信号出力電圧(Vout)を演算増幅
器21の逆相入力端子に抵抗23を介して帰還するよう
に構成し、演算増幅器21の逆相入力端子は補正抵抗2
6を介してGNDに接続したものであり、図7に示した
第1例に対して、オールパスフィルタの周波数特性をよ
りフラットにすることができる。In this configuration, a signal input voltage (V) is supplied to a positive-phase input terminal of an operational amplifier 21 via a trap filter 25.
in) and the opposite-phase input terminal of the operational amplifier 21
An input signal voltage (Vin) is supplied via a resistor 22, and an output terminal 9 is connected to the output of the operational amplifier 21.
So that the signal output voltage (Vout) is fed back to the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 via the resistor 23, and the negative-phase input terminal of the operational amplifier 21 is connected to the correction resistor 2
6, the frequency characteristic of the all-pass filter can be made flatter than the first example shown in FIG.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成では、抵抗の相対精度が十分でないため、高精
度化、簡素化が必要となってきている近年の要望には対
応することができないという問題点があった。図9に示
した第3例は図7に示す等価回路を改善し、周波数特性
を補正するように抵抗を追加したものであるが、それで
もオールパスフィルタの周波数特性を十分フラットにす
ることは困難であった。However, with such a configuration, since the relative accuracy of the resistors is not sufficient, it is not possible to cope with recent demands for higher accuracy and simplification. There was a problem. The third example shown in FIG. 9 improves the equivalent circuit shown in FIG. 7 and adds a resistor so as to correct the frequency characteristic. However, it is still difficult to make the frequency characteristic of the all-pass filter sufficiently flat. there were.
【0011】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
であり、高精度の周波数特性を実現できるオールパスフ
ィルタを提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and an object of the present invention is to provide an all-pass filter capable of realizing highly accurate frequency characteristics.
【0012】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明のオールパスフィ
ルタは、少なくとも1つのトランスコンダクタンスおよ
びこれと従属する少なくとも1つの抵抗を備えると共
に、前記トランスコンダクタンスの入力側から前記抵抗
の出力側間に接続される少なくとも1つのコンデンサお
よび前記トランスコンダクタンスの出力側に接続される
少なくとも1つのコンデンサを備えて形成されたフィル
タと、前記トランスコンダクタンスの入出力回路間に接
続され、少なくとも1つのコンデンサを含む微分器を備
えたものである。An all-pass filter according to the present invention includes at least one transconductance and at least one resistor subordinate thereto, and is connected between an input side of the transconductance and an output side of the resistor. A filter formed with at least one capacitor and at least one capacitor connected to an output side of the transconductance, and a differentiator connected between an input and output circuit of the transconductance and including at least one capacitor. It is provided.
【0013】この発明によれば、フィルタとしての伝達
関数が容量比で構成されるので、高精度の周波数特性を
備えたオールパスフィルタが得られる。According to the present invention, since the transfer function of the filter is constituted by the capacitance ratio, an all-pass filter having high-precision frequency characteristics can be obtained.
【0014】[0014]
【発明の実施の形態】以下、本発明の各実施の形態につ
いて図面を参照しながら説明する。なお、前記従来のも
のと同一の部分および各実施の形態間において共通の部
分については同一符号を用いるものとする。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. It is to be noted that the same reference numerals are used for the same portions as those of the related art and the common portions between the embodiments.
【0015】(実施の形態1)図1は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態1における第1の構成例を示す
等価回路図、図2は図1に示す回路の説明グラフ、図3
は本発明のオールパスフィルタの実施の形態1における
第2の構成例を示す等価回路図である。(Embodiment 1) FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is an explanatory graph of the circuit shown in FIG. 1, and FIG.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram illustrating a second configuration example of the all-pass filter according to the first embodiment of the present invention.
【0016】図1において、1は信号入力電圧(Vi
n)の入力端子、2は容量値(C0)のコンデンサによ
る微分器(微分電流I=−SC0Vin:S=jω)、
3は容量値(C2)のコンデンサ、4は係数値(gm
1)のトランスコンダクタンス、5は容量値(C1)の
コンデンサ、7は抵抗値(r2)の抵抗、9は信号出力
電圧(Vout)を出力する出力端子、GNDは接地、
6はトランスコンダクタンス4と抵抗7を接続するバッ
ファ、8は抵抗7と出力端子9を接続するバッファであ
る。In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a signal input voltage (Vi
n) input terminal, 2 is a differentiator (differential current I = -SC0Vin: S = jω) by a capacitor having a capacitance value (C0),
3 is a capacitor having a capacitance value (C2), and 4 is a coefficient value (gm
1) transconductance, 5 is a capacitor having a capacitance value (C1), 7 is a resistor having a resistance value (r2), 9 is an output terminal for outputting a signal output voltage (Vout), GND is ground,
Reference numeral 6 denotes a buffer connecting the transconductance 4 and the resistor 7, and reference numeral 8 denotes a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9.
【0017】この構成では、トランスコンダクタンス4
の正相入力端子に信号入力電圧(Vin)を供給すると
共に、この信号をバッファ8の入力端子にコンデンサ3
を通して供給する。この信号はさらに、微分器2を介し
てバッファ6の入力端子に微分電流として供給される。In this configuration, the transconductance 4
, A signal input voltage (Vin) is supplied to the input terminal of the buffer 8 and a capacitor 3 is supplied to the input terminal of the buffer 8.
Feed through. This signal is further supplied to the input terminal of the buffer 6 via the differentiator 2 as a differential current.
【0018】一方、トランスコンダクタンス4の出力端
子はバッファ6の入力端子に接続されると共に、コンデ
ンサ5を介してGNDに接続され、また、バッファ6の
出力端子とバッファ8の入力端子は抵抗7を介して接続
される。さらに、バッファ8の出力端子と出力端子9が
接続されると共に、このバッファ8の出力端子とトラン
スコンダクタンス4の差動入力端子が接続されて、帰還
ループが構成されている。On the other hand, the output terminal of the transconductance 4 is connected to the input terminal of the buffer 6 and is also connected to GND via the capacitor 5, and the output terminal of the buffer 6 and the input terminal of the buffer 8 are connected to a resistor 7. Connected via. Further, the output terminal of the buffer 8 and the output terminal 9 are connected, and the output terminal of the buffer 8 and the differential input terminal of the transconductance 4 are connected to form a feedback loop.
【0019】以上のように構成された第1の構成例につ
いて以下、図1及び図2を用いてその動作を説明する。
図1より明らかなように、トランスコンダクタンス4の
出力電流(I1)は、トランスコンダクタンス4の正相
入力端子に印加される信号入力電圧(Vin)と同じく
逆相入力端子に出力端子9から帰還するように接続され
た信号出力電圧(Vout)の差電圧と、トランスコン
ダクタンス4の乗算によって決定され、そのトランスコ
ンダクタンス4の出力電流と信号入力電圧(Vin)に
より微分器2から供給された微分電流(I)の加算電流
は、GND接続されているコンデンサ5に流れる。それ
によって発生した電圧は、バッファ6を通って、抵抗7
と入力信号電圧(Vin)から接続されているコンデン
サ3の構成から、抵抗7とコンデンサ3とバッファ8の
入力端子で接続された点において、電圧が決定される。
この電圧は、バッファ8を通って、出力端子9に出力さ
れる。The operation of the first configuration example configured as described above will be described below with reference to FIGS. 1 and 2.
As is clear from FIG. 1, the output current (I1) of the transconductance 4 is fed back from the output terminal 9 to the negative-phase input terminal, similarly to the signal input voltage (Vin) applied to the positive-phase input terminal of the transconductance 4. The differential current supplied from the differentiator 2 by the output current of the transconductance 4 and the signal input voltage (Vin) is determined by multiplying the difference voltage of the signal output voltage (Vout) and the transconductance 4 connected as described above. The added current I) flows to the capacitor 5 connected to GND. The resulting voltage passes through a buffer 6 and a resistor 7
From the configuration of the capacitor 3 connected from the input signal voltage (Vin), the voltage is determined at the point where the resistor 7, the capacitor 3 and the input terminal of the buffer 8 are connected.
This voltage is output to the output terminal 9 through the buffer 8.
【0020】このようにして決定される信号出力電圧
(Vout)と信号入力電圧(Vin)の伝達関数は、
次式(数2)で表される。The transfer function between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) thus determined is
It is expressed by the following equation (Equation 2).
【0021】[0021]
【数2】 (Equation 2)
【0022】よって、式(数2)より容量値(C0)と
容量値(C1)の値が、図2の説明グラフに表されるよ
うに、C0>C1の時は図1のフィルタの周波数特性は
ベルフィルタとなり、C0<C1の時はディップフィル
タとなり、C0=C1の時はオールパスフィルタとな
る。Therefore, according to the equation (Equation 2), when the value of the capacitance value (C0) and the value of the capacitance value (C1) are represented by the graph of FIG. 2, when C0> C1, the frequency of the filter of FIG. The characteristic is a bell filter, a dip filter when C0 <C1, and an all-pass filter when C0 = C1.
【0023】図3に示す本発明のオールパスフィルタの
実施の形態1における第2の構成例は、前記第1の構成
例において用いたバッファ6とバッファ8を接続する抵
抗7の代わりに係数値(gm2)のトランスコンダクタ
ンス10を用いたものであり、このように構成しても前
記第1の構成例と同様の効果が得られる。In the second configuration example of the first embodiment of the all-pass filter of the present invention shown in FIG. 3, a coefficient value (instead of the resistor 7 connecting the buffer 6 and the buffer 8 used in the first configuration example) is used. gm2), and the same effect as in the first configuration example can be obtained with this configuration.
【0024】回路動作その他は前記第1の構成例と実質
的にほとんど同様であるのでその説明は省略するが、最
終的に信号出力電圧(Vout)と信号入力電圧(Vi
n)の伝達関数は、次式(数3)で表される。The circuit operation and the like are substantially the same as those of the first configuration example, and the description thereof is omitted. However, finally, the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vi)
The transfer function of n) is represented by the following equation (Equation 3).
【0025】[0025]
【数3】 (Equation 3)
【0026】以上のように、本実施の形態によれば、少
なくとも1つのトランスコンダクタンスおよびこれと接
続された少なくとも2つのコンデンサを含むフィルタ
と、前記トランスコンダクタンスの入出力回路に接続さ
れ、少なくとも1つのコンデンサを含む微分器を備えた
ことにより、フィルタ等価回路としての伝達関数が容量
比で構成され、集積回路でフィルタが構成される場合、
容量の方が抵抗より相対精度が良いため、抵抗の相対精
度に依存する従来のものに比し、より高精度な周波数特
性を有するオールパスフィルタを実現することができ
る。As described above, according to the present embodiment, at least one transconductance and a filter including at least two capacitors connected to the transconductance and at least one transconductance input / output circuit are connected to the input / output circuit. When a differentiator including a capacitor is provided, the transfer function as a filter equivalent circuit is configured by a capacitance ratio, and when a filter is configured by an integrated circuit,
Since the capacitance has higher relative accuracy than the resistor, it is possible to realize an all-pass filter having higher frequency characteristics than a conventional filter that depends on the relative accuracy of the resistor.
【0027】(実施の形態2)図4は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態2における構成を示す等価回路
図である。図4において、1は信号入力電圧(Vin)
の入力端子、2は容量値(C0)のコンデンサ11を含
む微分器(微分電流I=−SC0Vin:S=jω)、
3は容量値(C2)のコンデンサ、4は係数値(gm
1)のトランスコンダクタンス、5は容量値(C1)の
コンデンサ、6はトランスコンダクタンス4と抵抗7を
つなぐバッファ、7は抵抗値(r2)の抵抗、9は信号
出力電圧(Vout)の出力端子、8は抵抗7と出力端
子9をつなぐバッファ、VCCは定電圧源、GNDは接
地、12は抵抗値(r1)の抵抗、Q1,Q2,Q3,
Q4,Q5,Q6はそれぞれNPNトランジスタ、VB
はベース電圧源である。(Embodiment 2) FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of an all-pass filter according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 4, 1 is a signal input voltage (Vin).
Is a differentiator (differential current I = -SC0Vin: S = jω) including a capacitor 11 having a capacitance value (C0);
3 is a capacitor having a capacitance value (C2), and 4 is a coefficient value (gm
1) a transconductance, 5 is a capacitor having a capacitance value (C1), 6 is a buffer connecting the transconductance 4 and a resistor 7, 7 is a resistor having a resistance value (r2), 9 is an output terminal of a signal output voltage (Vout), 8 is a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9, VCC is a constant voltage source, GND is ground, 12 is a resistor having a resistance value (r1), Q1, Q2, Q3,
Q4, Q5 and Q6 are NPN transistors and VB
Is a base voltage source.
【0028】この構成において、微分器2は、NPNト
ランジスタQ3のエミッタとNPNトランジスタQ4の
エミッタをコンデンサ11を介して接続したものであ
り、各NPNトランジスタQ3,Q4のエミッタとGN
Dの間に定電流源を構成している。また、NPNトラン
ジスタQ4のベースにはベース電圧源VBが接続され、
NPNトランジスタQ3のベースは入力端子1とNPN
トランジスタQ1のベースが接続される。トランスコン
ダクタンス4は、NPNトランジスタQ1のエミッタと
NPNトランジスタQ2のエミッタを抵抗12を介して
接続したものであり、NPNトランジスタQ1,Q2の
エミッタとGNDの間に定電流源を構成している。な
お、NPNトランジスタQ1のコレクタとNPNトラン
ジスタQ4のコレクタは、定電圧源VCCに接続されて
いる。さらに、NPNトランジスタQ2とNPNトラン
ジスタQ3のコレクタは、コンデンサ5を介して定電圧
源VCCに接続されると共に、定電流源をとおして定電
圧源VCCに接続されている。さらにまた、NPNトラ
ンジスタQ2とNPNトランジスタQ3のコレクタは、
NPNトランジスタQ5のベースに接続されている。In this configuration, the differentiator 2 is configured by connecting the emitter of the NPN transistor Q3 and the emitter of the NPN transistor Q4 via the capacitor 11, and the emitter of each of the NPN transistors Q3 and Q4 and the GN
A constant current source is configured between D. A base voltage source VB is connected to the base of the NPN transistor Q4,
The base of the NPN transistor Q3 is connected to the input terminal 1 and the NPN
The base of transistor Q1 is connected. The transconductance 4 connects the emitter of the NPN transistor Q1 and the emitter of the NPN transistor Q2 via the resistor 12, and forms a constant current source between the emitters of the NPN transistors Q1 and Q2 and GND. The collector of the NPN transistor Q1 and the collector of the NPN transistor Q4 are connected to a constant voltage source VCC. Further, the collectors of the NPN transistor Q2 and the NPN transistor Q3 are connected to the constant voltage source VCC via the capacitor 5 and to the constant voltage source VCC via the constant current source. Furthermore, the collectors of NPN transistor Q2 and NPN transistor Q3 are
It is connected to the base of NPN transistor Q5.
【0029】バッファ6は、NPNトランジスタQ5の
コレクタを定電圧源VCCに接続してあり、NPNトラ
ンジスタQ5のエミッタとGNDの間に定電流源を構成
している。このNPNトランジスタQ5のエミッタは、
抵抗7を通してNPNトランジスタQ6のベースに接続
され、かつ、コンデンサ3を介して、定電圧源VCCに
接続される。また、バッファ8は、NPNトランジスタ
Q6のコレクタを定電圧源VCCに接続してあり、NP
NトランジスタQ6のエミッタとGNDの間に定電流源
を構成している。このNPNトランジスタQ6のエミッ
タは出力端子9に接続され、この出力端子9とNPNト
ランジスタQ2のベースが接続されて帰還ループを構成
している。The buffer 6 has the collector of the NPN transistor Q5 connected to a constant voltage source VCC, and forms a constant current source between the emitter of the NPN transistor Q5 and GND. The emitter of this NPN transistor Q5 is
It is connected to the base of the NPN transistor Q6 through the resistor 7 and to the constant voltage source VCC through the capacitor 3. The buffer 8 has the collector of the NPN transistor Q6 connected to the constant voltage source VCC,
A constant current source is formed between the emitter of the N transistor Q6 and GND. The emitter of the NPN transistor Q6 is connected to the output terminal 9, and the output terminal 9 and the base of the NPN transistor Q2 are connected to form a feedback loop.
【0030】以上のように構成されたオールパスフィル
タについて以下、その動作を説明する。トランスコンダ
クタンス4で構成される電流(I1)は、NPNトラン
ジスタQ1のベースに供給されている信号入力電圧(V
in)とNPNトランジスタQ2のベースに供給されて
いる信号出力電圧(Vout)の電圧差を抵抗値(r
1)で除算したものであり、コンデンサ11による微分
電流(I)は、NPNトランジスタQ3のベースに供給
されている信号入力電圧(Vin)をコンデンサ11の
容量値(C0)で乗算した信号入力電圧(Vin)とは
90度遅れの微分電流(I=−SC0Vin)として表
される。The operation of the all-pass filter configured as described above will be described below. The current (I1) constituted by the transconductance 4 is the signal input voltage (V) supplied to the base of the NPN transistor Q1.
in) and the voltage difference between the signal output voltage (Vout) supplied to the base of the NPN transistor Q2 and the resistance value (r
The differential current (I) by the capacitor 11 is obtained by dividing the signal input voltage (Vin) supplied to the base of the NPN transistor Q3 by the capacitance (C0) of the capacitor 11. (Vin) is represented as a differential current (I = -SC0Vin) delayed by 90 degrees.
【0031】一方、トランスコンダクタンス4で構成さ
れる電流(I1)と微分電流(I)の加算電流は、コン
デンサ5に流れこむことによって、NPNトランジスタ
Q5のベースに電圧が生じ、これによりNPNトランジ
スタQ5のエミッタに電圧が生じる。この電圧は、定電
圧源VCCとコンデンサ3と抵抗7の構成によって、コ
ンデンサ3と抵抗7とNPNトランジスタQ6のベース
の接続点に電圧が生じ、NPNトランジスタQ6のエミ
ッタに電圧が生じる。NPNトランジスタQ6のエミッ
タには出力端子9が接続されているので、出力端子9に
おける信号出力電圧(Vout)が決定される。On the other hand, the added current of the current (I1) composed of the transconductance 4 and the differential current (I) flows into the capacitor 5 to generate a voltage at the base of the NPN transistor Q5. , A voltage is generated at the emitter. Due to the configuration of the constant voltage source VCC, the capacitor 3, and the resistor 7, a voltage is generated at a connection point between the capacitor 3, the resistor 7, and the base of the NPN transistor Q6, and a voltage is generated at the emitter of the NPN transistor Q6. Since the output terminal 9 is connected to the emitter of the NPN transistor Q6, the signal output voltage (Vout) at the output terminal 9 is determined.
【0032】以上によって、決定される信号出力電圧
(Vout)と信号入力電圧(Vin)の比は、前述の
式(数2)で表される。よって、容量値(C0)と(C
1)の値が、図2に表されるように、C0>C1の時は
図4のフィルタの周波数特性は、ベルフィルタとなり、
C0<C1の時はディップフィルタとなり、C0=C1
の時はオールパスフィルタとなる。As described above, the determined ratio between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) is expressed by the above equation (Equation 2). Therefore, the capacitance values (C0) and (C
As shown in FIG. 2, when the value of 1) is C0> C1, the frequency characteristic of the filter of FIG.
When C0 <C1, it becomes a dip filter, and C0 = C1
In the case of, it becomes an all-pass filter.
【0033】以上のように本実施の形態によれば、少な
くとも1つのトランスコンダクタンスおよびこれと接続
された少なくとも2つのコンデンサを含むフィルタと、
前記トランスコンダクタンスの入出力回路に接続され、
少なくとも2つのトランジスタとそのエミッタ間に接続
されたコンデンサで構成され、入出力間において90度
の位相遅延を有する微分器を備えることにより、フィル
タとしての伝達関数が容量比で構成されることになり、
従来の抵抗比で構成されるものより相対精度が良く十分
な周波数特性を有するオールパスフィルタが得られる。As described above, according to the present embodiment, a filter including at least one transconductance and at least two capacitors connected thereto,
Connected to the transconductance input / output circuit,
By providing a differentiator composed of at least two transistors and a capacitor connected between the emitters thereof and having a phase delay of 90 degrees between the input and output, the transfer function as a filter is composed of a capacitance ratio. ,
It is possible to obtain an all-pass filter having a better relative accuracy and a sufficient frequency characteristic as compared with the conventional one having the resistance ratio.
【0034】(実施の形態3)図5は本発明のオールパ
スフィルタの実施の形態3における第1の構成例を示す
等価回路図、図6は本発明のオールパスフィルタの実施
の形態3における第2の構成例を示す等価回路図であ
る。(Embodiment 3) FIG. 5 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a second embodiment of the all-pass filter according to the third embodiment of the present invention. FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a configuration example of FIG.
【0035】図5において、1は信号入力電圧(Vi
n)の入力端子、3は容量値(C2)のコンデンサ、4
は係数値(gm1)のトランスコンダクタンス、5は容
量値(C1)のコンデンサ、6はトランスコンダクタン
ス4と後述の抵抗7をつなぐバッファ、7は抵抗値(r
2)の抵抗、9は信号出力電圧(Vout)の出力端
子、8は抵抗7と出力端子9をつなぐバッファ、13は
入力端子1の逆相入力端子である。In FIG. 5, reference numeral 1 denotes a signal input voltage (Vi
n) input terminal, 3 is a capacitor of capacitance value (C2), 4
Is a transconductance of a coefficient value (gm1), 5 is a capacitor of a capacitance value (C1), 6 is a buffer connecting the transconductance 4 and a resistor 7 described later, and 7 is a resistance value (r
2) a resistor, 9 is an output terminal of the signal output voltage (Vout), 8 is a buffer connecting the resistor 7 and the output terminal 9, and 13 is a negative-phase input terminal of the input terminal 1.
【0036】この構成では、トランスコンダクタンス4
の正相入力端子に接続された入力端子1に信号入力電圧
(Vin)を供給すると共に、その信号をバッファ8の
入力にコンデンサ3を介して供給する。また、トランス
コンダクタンス4の出力とバッファ6の入力を接続し、
かつ、トランスコンダクタンス4の出力に信号入力電圧
(Vin)の逆相信号入力電圧(−Vin)を逆相入力
端子13からコンデンサ5を介して供給する。さらに、
バッファ6の出力とバッファ8の入力を抵抗7を介して
接続すると共に、バッファ8の出力と出力端子9を接続
し、かつ、バッファ8の出力端子とトランスコンダクタ
ンス4の逆相入力端子を接続して帰還ループを構成する
ようにしたものである。In this configuration, the transconductance 4
, A signal input voltage (Vin) is supplied to the input terminal 1 connected to the positive-phase input terminal, and the signal is supplied to the input of the buffer 8 via the capacitor 3. Also, the output of transconductance 4 is connected to the input of buffer 6,
Further, a negative-phase signal input voltage (−Vin) of the signal input voltage (Vin) is supplied to the output of the transconductance 4 from the negative-phase input terminal 13 via the capacitor 5. further,
The output of the buffer 6 and the input of the buffer 8 are connected via the resistor 7, the output of the buffer 8 is connected to the output terminal 9, and the output terminal of the buffer 8 is connected to the negative-phase input terminal of the transconductance 4. Thus, a feedback loop is formed.
【0037】以上のように構成された第1の構成例にお
けるオールパスフィルタについて以下、その動作を説明
する。トランスコンダクタンス4の出力電流(I1)
は、トランスコンダクタンス4の正相入力端子に印加さ
れる信号入力電圧(Vin)と同じく逆相入力端子に出
力端子9から帰還するように印加された信号出力電圧
(Vout)の差電圧とトランスコンダクタンス4の乗
算によって決定され、逆相入力端子13に接続されてい
るコンデンサ5に流れる。それによって発生した電圧
は、バッファ6を通って、抵抗7と入力端子1に接続さ
れているコンデンサ3の構成から抵抗7とコンデンサ3
とがバッファ8の入力で接続された点において、その電
圧値が決定され、バッファ8を通って、出力端子9に出
力される。The operation of the all-pass filter in the first configuration example configured as described above will be described below. Output current of transconductance 4 (I1)
Is the difference between the signal input voltage (Vin) applied to the positive-phase input terminal of the transconductance 4 and the signal output voltage (Vout) applied to the negative-phase input terminal so as to return from the output terminal 9 to the transconductance. 4 and flows to the capacitor 5 connected to the negative-phase input terminal 13. The voltage generated thereby passes through the buffer 6 and changes from the configuration of the resistor 7 and the capacitor 3 connected to the input terminal 1 to the resistor 7 and the capacitor 3.
Is connected to the input of the buffer 8, the voltage value is determined, and the voltage is output to the output terminal 9 through the buffer 8.
【0038】以上によって、決定される信号出力電圧
(Vout)と信号入力電圧(Vin)の伝達関数は、
次式(数4)で表される。The transfer function between the signal output voltage (Vout) and the signal input voltage (Vin) determined by the above is
It is expressed by the following equation (Equation 4).
【0039】[0039]
【数4】 (Equation 4)
【0040】よって、等価回路として簡素化されたオー
ルパスフィルタとなる。Thus, an all-pass filter is simplified as an equivalent circuit.
【0041】図6に示す本発明のオールパスフィルタの
実施の形態3における第2の構成例は、前記第1の構成
例において用いたバッファ6とバッファ8を接続する抵
抗7の代わりに係数値(gm2)のトランスコンダクタ
ンス10を用いたものであり、このように構成しても前
記第1の構成例と同様の効果が得られ、決定される信号
出力電圧(Vout)と信号入力電圧(Vin)の伝達
関数は、次式(数5)で表される。In the second configuration example of the third embodiment of the all-pass filter of the present invention shown in FIG. 6, the coefficient value (instead of the resistor 7 connecting the buffer 6 and the buffer 8 used in the first configuration example) is used. gm2), and the same effect as in the first configuration example can be obtained with this configuration, and the determined signal output voltage (Vout) and signal input voltage (Vin) are determined. Is represented by the following equation (Equation 5).
【0042】[0042]
【数5】 (Equation 5)
【0043】以上のように本実施の形態によれば、互い
に位相が逆相となる2つの入力端子の一方の入力端子に
少なくとも1つのトランスコンダクタンスを接続すると
共に、前記入力端子の両方の入力端子に少なくとも2つ
のコンデンサを接続し、前記入力端子と前記トランスコ
ンダクタンスの出力側及び2つのコンデンサの出力側間
にフィルタ特性を形成したことにより、2入力で2つの
入力位相が逆相で入力されるため、フィルタ等価回路と
して、簡素化されフィルタとしての相対精度が良く、さ
らにフィルタとしての伝達関数が容量比で構成されるこ
とと相俟って相対精度が良く十分な周波数特性を実現す
ることができる。As described above, according to the present embodiment, at least one transconductance is connected to one of two input terminals having phases opposite to each other, and both input terminals of the input terminals are connected. At least two capacitors are connected to each other, and a filter characteristic is formed between the input terminal and the output side of the transconductance and the output side of the two capacitors, so that two input phases are input in opposite phases with two inputs. Therefore, as a filter equivalent circuit, the relative accuracy as a filter is simplified and the transfer function as a filter is configured with a capacitance ratio. it can.
【0044】[0044]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、フィル
タとしての伝達関数が容量比で構成されるため、相対精
度が良く十分な周波数特性を有する優れたオールパスフ
ィルタを実現できるという有利な効果が得られる。As described above, according to the present invention, since the transfer function as a filter is constituted by a capacitance ratio, it is possible to realize an excellent all-pass filter having good relative accuracy and sufficient frequency characteristics. The effect is obtained.
【図1】本発明のオールパスフィルタの実施の形態1に
おける第1の構成例を示す等価回路図FIG. 1 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a first embodiment of the present invention.
【図2】図1に示す回路の説明グラフFIG. 2 is an explanatory graph of the circuit shown in FIG.
【図3】本発明のオールパスフィルタの実施の形態1に
おける第2の構成例を示す等価回路図FIG. 3 is an equivalent circuit diagram showing a second configuration example according to the first embodiment of the all-pass filter of the present invention.
【図4】本発明のオールパスフィルタの実施の形態2に
おける構成を示す等価回路図FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of an all-pass filter according to a second embodiment of the present invention.
【図5】本発明のオールパスフィルタの実施の形態3に
おける第1の構成例を示す等価回路図FIG. 5 is an equivalent circuit diagram showing a first configuration example of an all-pass filter according to a third embodiment of the present invention.
【図6】本発明のオールパスフィルタの実施の形態3に
おける第2の構成例を示す等価回路図FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing a second configuration example of the all-pass filter according to the third embodiment of the present invention.
【図7】従来のオールパスフィルタの第1例を示す等価
回路図FIG. 7 is an equivalent circuit diagram showing a first example of a conventional all-pass filter.
【図8】従来のオールパスフィルタの第2例を示す等価
回路図FIG. 8 is an equivalent circuit diagram showing a second example of a conventional all-pass filter.
【図9】従来のオールパスフィルタの第3例を示す等価
回路図FIG. 9 is an equivalent circuit diagram showing a third example of a conventional all-pass filter.
1 入力端子 2 微分器 3 コンデンサ 4 トランスコンダクタンス 5 コンデンサ 6,8 バッファ 7 抵抗 9 出力端子 10 トランスコンダクタンス 11 コンデンサ 12 抵抗 20 トラップフィルタ 21 演算増幅器 22 抵抗 23 抵抗 24 バンドパスフィルタ 25 抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Differentiator 3 Capacitor 4 Transconductance 5 Capacitor 6,8 Buffer 7 Resistance 9 Output terminal 10 Transconductance 11 Capacitor 12 Resistance 20 Trap filter 21 Operational amplifier 22 Resistance 23 Resistance 24 Bandpass filter 25 Resistance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5J098 AA11 AA14 AB03 AB07 AC05 AC09 AC13 AD25 AD29 CA08 ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page F term (reference) 5J098 AA11 AA14 AB03 AB07 AC05 AC09 AC13 AD25 AD29 CA08
Claims (4)
スおよびこれと従属する少なくとも1つの抵抗を備える
と共に、前記トランスコンダクタンスの入力側から前記
抵抗の出力側間に接続される少なくとも1つのコンデン
サおよび前記トランスコンダクタンスの出力側に接続さ
れる少なくとも1つのコンデンサを備えて形成されたフ
ィルタと、前記トランスコンダクタンスの入出力回路間
に接続され、少なくとも1つのコンデンサを含む微分器
を備えたことを特徴とするオールパスフィルタ。At least one transconductance and at least one resistor subordinate thereto, and at least one capacitor connected between an input of the transconductance and an output of the resistor, and an output of the transconductance. An all-pass filter, comprising: a filter formed with at least one capacitor connected to a side thereof; and a differentiator connected between an input / output circuit of the transconductance and including at least one capacitor.
れと従属する第2のトランスコンダクタンスを備えると
共に、第1のトランスコンダクタンスの入力側から第2
のトランスコンダクタンスの出力側間に接続される少な
くとも1つのコンデンサおよび前記第1のトランスコン
ダクタンスの出力側に接続される少なくとも1つのコン
デンサを備えて形成されたフィルタと、前記第1のトラ
ンスコンダクタンスの入出力回路間に接続され、少なく
とも1つのコンデンサを含む微分器を備えたことを特徴
とするオールパスフィルタ。A first transconductance and a second transconductance subordinate thereto, and a second transconductance from an input side of the first transconductance.
And a filter formed with at least one capacitor connected between the output side of the first transconductance and at least one capacitor connected to the output side of the first transconductance, and an input of the first transconductance. An all-pass filter comprising a differentiator connected between output circuits and including at least one capacitor.
タとそのエミッタ間に接続されたコンデンサで構成さ
れ、その微分電流は入出力間において90度の位相遅延
を有するものであることを特徴とする請求項1または請
求項2記載のオールパスフィルタ。3. The differentiator comprises at least two transistors and a capacitor connected between the emitters thereof, and the differentiated current has a phase delay of 90 degrees between the input and the output. The all-pass filter according to claim 1 or 2.
と、その一方の入力端子に接続された少なくとも1つの
トランスコンダクタンスと、前記入力端子の両方の入力
端子に接続された少なくとも2つのコンデンサを備え、
前記入力端子と前記トランスコンダクタンスの出力側及
び2つのコンデンサの出力側間にフィルタ特性を形成し
たことを特徴とするオールパスフィルタ。4. Two input terminals having phases opposite to each other, at least one transconductance connected to one of the input terminals, and at least two capacitors connected to both input terminals of the input terminals. With
An all-pass filter, wherein filter characteristics are formed between the input terminal, the output side of the transconductance, and the output side of two capacitors.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001115216A JP3584373B2 (en) | 2001-04-13 | 2001-04-13 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001115216A JP3584373B2 (en) | 2001-04-13 | 2001-04-13 | Filter circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002314376A true JP2002314376A (en) | 2002-10-25 |
JP3584373B2 JP3584373B2 (en) | 2004-11-04 |
Family
ID=18966149
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001115216A Expired - Fee Related JP3584373B2 (en) | 2001-04-13 | 2001-04-13 | Filter circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3584373B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2005083883A1 (en) * | 2004-03-02 | 2007-11-29 | ローム株式会社 | Waveform equalizer and information reproducing apparatus having the same |
-
2001
- 2001-04-13 JP JP2001115216A patent/JP3584373B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPWO2005083883A1 (en) * | 2004-03-02 | 2007-11-29 | ローム株式会社 | Waveform equalizer and information reproducing apparatus having the same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3584373B2 (en) | 2004-11-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5192884A (en) | Active filter having reduced capacitor area but maintaining filter characteristics | |
JP2009071608A (en) | Offset cancellation circuit and differential amplifier circuit | |
JP2010220195A (en) | Current conveyor based instrumentation amplifier | |
Chaichana et al. | Current-mode MISO filter using CCCDTAs and grounded capacitors | |
JP2002314376A (en) | All-pass filter | |
JP4273456B2 (en) | Low noise active RC signal processing circuit | |
JP2966902B2 (en) | Current difference and operational amplifier combination circuit | |
JP2653474B2 (en) | Active filter circuit | |
JP3874649B2 (en) | Balanced circuit | |
JP2809994B2 (en) | Positive feedback bipolar junction transistor biquad filter based on fully differential non-operational amplifier | |
JPH0575387A (en) | Variable delay circuit | |
JP2671278B2 (en) | Low-pass filter with delay equalization | |
JPH0738556B2 (en) | Integrator circuit | |
JP2736081B2 (en) | Active filter circuit | |
JP3041871B2 (en) | Signal correction circuit | |
JP2003188682A (en) | Primary all pass filter | |
JP3700338B2 (en) | 90 degree phase shifter | |
JP2901248B2 (en) | Variable reactance circuit | |
JP2004274434A (en) | Video signal correction circuit | |
JPH04180405A (en) | Filter circuit | |
JP4761851B2 (en) | Feedback signal processing circuit | |
JP3151385B2 (en) | Active filter | |
JPH06283965A (en) | Active type low-pass filter | |
JPH0766682A (en) | Band-pass filter and oscillation circuit using the same | |
JPH0832369A (en) | Current output amplifier and active filter using it |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040220 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040302 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040428 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040720 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040721 |
|
R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070813 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080813 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080813 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090813 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090813 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100813 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110813 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110813 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120813 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |