JP2736081B2 - Active filter circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明はオーディオ信号等の低周波帯に適したアク
ティブフィルター回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial application field) The present invention relates to an active filter circuit suitable for a low frequency band such as an audio signal.

（従来の技術） 近年、電子回路の実装密度向上と、コスト低減のた
め、従来より集積回路（IC）の周辺に設けていた容量等
の電子部品をIC内部に構成する試みが盛んに進められて
いる。中でも、フィルター回路における内蔵化はメリッ
トも大きい。(Prior art) In recent years, in order to increase the mounting density of electronic circuits and reduce costs, attempts to configure electronic components such as capacitors conventionally provided around an integrated circuit (IC) inside the IC have been actively pursued. ing. Above all, the incorporation into the filter circuit has a great advantage.

IC内に精度の高いフィルター回路を完全内蔵する最も
一般的な方法は、トランスコンダクタンス・アンプと容
量からなる積分回路を単位構成要素としたアクティブフ
ィルター回路を用いることである。The most common method of completely incorporating a high-precision filter circuit in an IC is to use an active filter circuit that uses a transconductance amplifier and an integrating circuit as a unit component.

IC内にフィルターを構成する場合に問題となるのは、
その特性が、抵抗値，容量値等のばらつきにより、設計
特性より大きくずれ，かつばらつくことである。そこ
で、上記トランスコンダクタンス・アンプを用いたアク
ティブフィルターでは、多段に亘るトランスコンダクタ
ンス・アンプの各トランスコンダクタンス（以下ｇm又
はGmとする）に、比例関係をもたせるようにしている。
これにより、抵抗値，容量値の絶対ばらつきについて補
正でき、特性精度を抵抗と容量の比精度によって抑える
ことができる。ICでは、抵抗，容量の比精度は高くとれ
るため、上記ｇmの比例調整によって得られるフィルタ
ー特性のばらつきは、実用上問題とならなくすることが
できる。また、このようなトランスコンダクタンス・ア
ンプのｇmを調整する方法は、調整範囲が広く、しかも
歪みが少ないという利点を持っている。The problem when configuring filters in ICs is
The characteristic is largely shifted and varied from the design characteristic due to the variation of the resistance value and the capacitance value. Therefore, in the active filter using the transconductance amplifier, each transconductance (hereinafter referred to as gm or Gm) of the multistage transconductance amplifier has a proportional relationship.
As a result, it is possible to correct the absolute variation of the resistance value and the capacitance value, and it is possible to suppress the characteristic accuracy by the ratio accuracy between the resistance and the capacitance. In an IC, since the precision of the ratio between the resistance and the capacitance can be high, the variation in the filter characteristics obtained by the proportional adjustment of gm can be made practically no problem. Further, such a method of adjusting gm of the transconductance amplifier has an advantage that the adjustment range is wide and distortion is small.

従来、２次のローパスフィルターとして第５図に示す
回路がある。Conventionally, there is a circuit shown in FIG. 5 as a secondary low-pass filter.

第５図に示すローパスフィルターは、入力端子５を第
１トランスコンダクタンス・アンプ７の非反転入力端子
（＋）に接続し、その出力端子を積分コンデンサC3を介
して接地点に接続すると共に、第２トランスコンダクタ
ンス・アンプ８の非反転入力端子に接続する。第２トラ
ンスコンダクタンス・アンプ８の出力端子は、積分コン
デンサC4を介して接地点に接続すると共に、出力端子６
及び自己の反転端子（−）及び第１トランスコンダクタ
ンス・アンプ７の反転端子に接続する。In the low-pass filter shown in FIG. 5, the input terminal 5 is connected to the non-inverting input terminal (+) of the first transconductance amplifier 7, and the output terminal is connected to the ground via the integrating capacitor C3. 2 Connect to the non-inverting input terminal of transconductance amplifier 8. The output terminal of the second transconductance amplifier 8 is connected to the ground via an integrating capacitor C4, and the output terminal 6
And its own inverting terminal (−) and the inverting terminal of the first transconductance amplifier 7.

この回路の伝達関数を求めると、次式のように表わさ
れる。When the transfer function of this circuit is obtained, it is expressed by the following equation.

ここで、ｓはラプラス演算子、ω0,Qは であり、ｇm3,gm4は第１及び第２トランスコンダクタン
ス・アンプ7,8のトランスコンダクタンス値（以下ｇm値
という）、C3及びC4はコンデンサC3,C4の容量値であ
る。 Where s is the Laplace operator and ω0, Q is Where gm3 and gm4 are transconductance values (hereinafter referred to as gm values) of the first and second transconductance amplifiers 7 and 8, and C3 and C4 are capacitance values of the capacitors C3 and C4.

このような構成の回路によって、例えば帯域を20［KH
z］に制限するオーディオ帯のローパスフィルターをIC
内に実現することを考える。オーディオ帯の時定数はIC
内で実現する場合、相当小さなものである。つまり、
（２）式で、小さなω０を実現するためには、 C3,C4を大きくする。With a circuit having such a configuration, for example, a band of 20 [KH
z] IC audio band low-pass filter
Think about realizing within. Audio band time constant is IC
When implemented within, it is quite small. That is,
In the equation (2), C3 and C4 are increased to realize a small ω0.

ｇm3,gm4を小さくする。Reduce gm3 and gm4.

という２つの手段が考えられる。このうち，は、IC内
でのチップ面積を増大させることになるので、コスト高
となって不経済である。そこで、IC内への導入が容易な
大きさの容量で、低周波帯の特性を満足させるために、
との方法の併用を考える。そこでの方法を検討す
る。There are two means. Of these, the chip area in the IC is increased, which increases the cost and is uneconomical. Therefore, in order to satisfy the characteristics in the low frequency band with a capacitor of a size that can be easily introduced into the IC,
Consider the combination of the above method. Consider the method there.

の方法を検討するために、代表的なトランスコンダ
クタンス・アンプの具体例を挙げて更に詳細に説明す
る。In order to study the method described above, a specific example of a typical transconductance amplifier will be described in further detail.

第６図のトランスコンダクタンス・アンプは、入力差
動段，第２差動段，電流折返し段にて構成される。端子
15,16に差動入力信号電圧Viが掛かり、この信号電圧Vi
は、入力差動トランジスタQ1,Q2のベースに加わる。ト
ランジスタQ1とQ2は、エミッタ間に抵抗ＲE,REの直列接
続を接続し、この直列接続の交点と基準電位点との間に
バイアス電流源2I1を接続している。The transconductance amplifier shown in FIG. 6 includes an input differential stage, a second differential stage, and a current folding stage. Terminal
The differential input signal voltage Vi is applied to 15, 16 and this signal voltage Vi
Is applied to the bases of the input differential transistors Q1 and Q2. The transistors Q1 and Q2 have a series connection of the resistors RE and RE connected between the emitters, and a bias current source 2I1 connected between the intersection of the series connection and a reference potential point.

第２差動段は、トランジスタQ3〜Q6にて構成されてい
る。これらトランジスタQ3〜Q6は、いわゆるギルバート
のゲインセルを成し、トランジスタQ3,Q4は固定電圧源
ＶBをベースに加える。トランジスタQ3,Q4は、それぞれ
トランジスタQ1,Q2とカスケード接続し、トランジスタQ
1,Q2のエミッタは、それぞれ抵抗ＲE,REを介し、共通の
電流源2I1を介して基準電位点に接続する。トランジス
タQ5,Q6は、前記カスケード接続の接続点にそれぞれベ
ースを接続し、エミッタは、それぞれ電流源2I2を介し
て基準電位点に接続されている。トランジスタQ5,Q6
は、コレクタより電流源I3,I4及びI5,I6から成る電流折
返し手段を介して、端子17に出力信号電流Ioutを導出す
る。尚、端子18からの制御電圧Vaは、バイアス電流源2I
2の値を調整でき、これによりｇm値を可変する。The second differential stage includes transistors Q3 to Q6. These transistors Q3 to Q6 form a so-called Gilbert gain cell, and the transistors Q3 and Q4 add a fixed voltage source VB to the base. Transistors Q3 and Q4 are cascaded with transistors Q1 and Q2, respectively,
The emitters of Q1 and Q2 are connected to a reference potential point via resistors RE and RE, respectively, and a common current source 2I1. The bases of the transistors Q5 and Q6 are connected to the connection points of the cascade connection, and the emitters are connected to the reference potential points via the current sources 2I2. Transistors Q5, Q6
Derives an output signal current Iout from a collector to a terminal 17 via current turning means including current sources I3, I4 and I5, I6. The control voltage Va from the terminal 18 is equal to the bias current source 2I
The value of 2 can be adjusted, thereby varying the gm value.

このような回路は、入力信号電圧Viは、トランジスタ
Q1,Q2の各エミッタ間に介在する抵抗値2REで電流に変換
され、トランジスタQ3とQ4の差電流となる。トランジス
タQ3及びQ4と、トランジスタQ5及びQ6は、いわゆる“ギ
ルバートのゲインセル”を成し、信号電流は両ペアトラ
ンジスタのバイアス電流比で比例制御されて、トランジ
スタQ5,Q6のコレクタ電流の差として現われる。この電
流は、電流折返し手段によってシングルに変換し、端子
17へ流出する。In such a circuit, the input signal voltage Vi is a transistor
The current is converted into a current by the resistance value 2RE interposed between the emitters of Q1 and Q2, and becomes a difference current between the transistors Q3 and Q4. The transistors Q3 and Q4 and the transistors Q5 and Q6 form a so-called "Gilbert gain cell", and the signal current is proportionally controlled by the bias current ratio of the paired transistors, and appears as the difference between the collector currents of the transistors Q5 and Q6. This current is converted into a single current by
Outflow to 17.

この回路のトランスコンダクタンスGmは、 で表わすことができる。The transconductance Gm of this circuit is Can be represented by

また、この回路のノイズは、トランジスタQ3〜Q6のベ
ース抵抗の熱雑音と、コレクタ電流のショット電流が支
配的である。このうち，ベース抵抗の熱雑音について
は、IC製造工程での低ノイズプロセスを選び、トランジ
スタの形状を工夫することによって、減少させることが
可能である。The noise of this circuit is dominated by the thermal noise of the base resistors of the transistors Q3 to Q6 and the shot current of the collector current. Among them, the thermal noise of the base resistor can be reduced by selecting a low noise process in the IC manufacturing process and devising the shape of the transistor.

コレクタ電流については、出力電流IoutのS/Nを劣化
する。先ず、トランジスタQ3,Q4のコレクタショット電
流inは、 トランジスタQ5,Q6のコレクタショット電流inは、 ▲▼^２＝2q・I2・Δｆ …（５） 但し、Δｆは雑音帯域幅、ｑは電子の電荷を表わす。こ
れより、端子17に現れるトータル雑音電流は、上記雑音
以外の雑音を無視すると、 一方、端子17に現れる信号電流は、（３）式を用いて、 （６），（７）式より、端子17での電流のS/Nは、 こうして、第６図に示したトランスコンダクタンス・
アンプにおける出力電流IoutのS/Nが求まる。As for the collector current, the S / N of the output current Iout is deteriorated. First, the collector shot current in of the transistors Q3 and Q4 is The collector shot current in of the transistors Q5 and Q6 is as follows: ▼▼ ² = 2qｆI2 ・ Δf (5) where Δf represents the noise bandwidth and q represents the electron charge. From this, the total noise current appearing at the terminal 17 is On the other hand, the signal current appearing at the terminal 17 is expressed by the following equation (3). From equations (6) and (7), the S / N of the current at terminal 17 is Thus, the transconductance shown in FIG.
The S / N of the output current Iout in the amplifier is determined.

さて、のｇm3,gm4を小さくする方法によって特性を
満足しようとすると、（３）式より、 ＲE I1を大きくする。In order to satisfy the characteristics by the method of reducing gm3 and gm4, RE I1 is increased from the equation (3).

I2を小さくする。Decrease I2.

という２つの手段が考えられる。There are two means.

しかしながら、上記との手段は、（８）式により
出力電流のS/Nを導いた結果、ＲE・I1を大きくしても、
I2を小さくしても、S/Nが悪化してしまい、オーディオ
信号帯のフィルターとしては致命的であることが判る。However, the above means is that even if RE · I1 is increased as a result of deriving the S / N of the output current by equation (8),
Even if I2 is made small, the S / N is deteriorated, and it turns out that it is fatal as an audio signal band filter.

尚、実際に、このようなトランスコンダクタンス・ア
ンプをキャパシタとの組み合わせで実現させたフィルタ
ー回路のS/Nは、構成法及びフィルターの各種定数によ
り変化するもので、（８）式で定まるS/Nと一致するも
のではないが、フィルター特性に合わせて構成法と各定
数を決めてしまえば、フィルター全体のS/Nはトランス
コンダクタンス・アンプ単独のS/Nに対応して変化する
ものなので、本明細書では、S/Nが（８）式のみによっ
て定まるものと仮定して説明する。Actually, the S / N of a filter circuit that realizes such a transconductance amplifier in combination with a capacitor changes according to the configuration method and various constants of the filter, and is determined by the equation (8). Although it is not the same as N, if the configuration method and each constant are determined according to the filter characteristics, the S / N of the entire filter will change according to the S / N of the transconductance amplifier alone, In this specification, the description will be made assuming that the S / N is determined only by the equation (8).

（発明が解決しようとする課題） トランスコンダクタンス・アンプの出力端に容量を接
続して構成するアクティブフィルター回路は、容量内蔵
で低周波帯のフィルター回路を構成する場合、実用上、
容量の大きさが制限されるので、トランスコンダクタン
スを小さくする手段との併用により、低周波帯のフィル
ターを満足する特性を実現している。しかし、トランス
コンダクタンスを小さくすることは、S/Nの悪化を招
き、十分に容量を小さくすることができないという問題
があった。(Problem to be Solved by the Invention) An active filter circuit configured by connecting a capacitor to the output terminal of a transconductance amplifier is practically used when a low-frequency band filter circuit is built with a built-in capacitor.
Since the size of the capacitance is limited, a characteristic satisfying the filter in the low frequency band is realized by using together with the means for reducing the transconductance. However, reducing the transconductance causes a deterioration in S / N, and has a problem that the capacity cannot be sufficiently reduced.

この発明は上記問題点を除去し、S/Nの悪化と容量の
狭小化が対立した設計制約ファクターとならず、低周波
帯のフィルターとして十分な特性を満足する全IC化が可
能なアクティブフィルター回路の提供を目的とする。The present invention eliminates the above-mentioned problems, and does not become a design constraint factor where deterioration of S / N and narrowing of capacity are opposed, and an active filter that can be fully integrated as a low-frequency band filter and satisfies sufficient characteristics. The purpose is to provide a circuit.

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、第１の入力に入力される入力電圧と第２
の入力に入力される帰還電圧との差に比例した電流を出
力するトランスコンダクタンス・アンプと、前記アンプ
の出力に第１の抵抗を介して第１の入力に接続し、第２
の抵抗を介して任意の直流電位に接続された第２の入力
に接続するとともに、その出力から容量性素子を介して
前記第１の入力に接続してなる演算増幅器と、から構成
されるフィルターを少なくとも２段直列接続し、前記フ
ィルターの最終段の出力電圧を、前記各アンプの第２の
入力に帰還してなることを特徴とする。[Configuration of the Invention] (Means for Solving the Problems) The present invention relates to an input voltage input to a first input and a second input voltage.
A transconductance amplifier that outputs a current proportional to the difference between the feedback voltage input to the input of the first amplifier and a first input connected to the output of the amplifier via a first resistor;
An operational amplifier connected to a second input connected to an arbitrary direct-current potential via a resistor, and connected from the output to the first input via a capacitive element. Are connected in series in at least two stages, and the output voltage of the last stage of the filter is fed back to the second input of each of the amplifiers.

（作用） 演算増幅器による積分回路は、小容量のコンデンサに
流れる電流を抵抗比率によって増倍した電流が演算増幅
器の出力電流として流れ、等価的に容量を増大した効果
を有する。したがって、このような積分回路をトランス
コンダクタンス・アンプの出力側に設けたフィルター
は、従来のトランスコンダクタンス・アンプと積分コン
デンサによるアクティブフィルターと等価となる。(Operation) The integrating circuit using the operational amplifier has an effect that the current obtained by multiplying the current flowing through the small-capacitance capacitor by the resistance ratio flows as the output current of the operational amplifier, and the capacitance is equivalently increased. Therefore, a filter in which such an integrating circuit is provided on the output side of a transconductance amplifier is equivalent to an active filter using a conventional transconductance amplifier and an integrating capacitor.

（実施例） 以下、この発明を２次のローパスフィルターに関する
実施例によって説明する。(Examples) Hereinafter, the present invention will be described with reference to examples relating to a second-order low-pass filter.

第１図はこの発明に係るアクティブフィルター回路の
一実施例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of an active filter circuit according to the present invention.

第１図において、端子P1は入力信号Vinの導かれる入
力端子であり、第１のトランスコンダクタンス・アンプ
１は、前記入力端子P1を反転端子（−）に接続し、出力
端子は抵抗R1,R2の各一端にそれぞれ接続する。In FIG. 1, a terminal P1 is an input terminal through which an input signal Vin is led, a first transconductance amplifier 1 connects the input terminal P1 to an inverting terminal (-), and outputs terminals R1 and R2. To each end.

上記抵抗R1,R2、キャパシタC1及び演算増幅器OP1は、
積分回路を構成している。すなわち，この積分回路は、
キャパシタC1を演算増幅器OP1の反転端子と出力端子間
に接続し、抵抗R1,R2は、抵抗R2の他端を演算増幅器OP1
の反転端子に、抵抗R1の他端を同非反転端子（＋）に接
続して直列に構成する。尚、抵抗R1の他端と演算増幅器
OP1の非反転端子とはそれぞれ接地点に接続する。The resistors R1, R2, capacitor C1, and operational amplifier OP1 are:
It constitutes an integrating circuit. That is, this integration circuit
The capacitor C1 is connected between the inverting terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1, and the resistors R1 and R2 connect the other end of the resistor R2 to the operational amplifier OP1.
And the other end of the resistor R1 is connected to the same non-inverting terminal (+). The other end of the resistor R1 and the operational amplifier
The non-inverting terminal of OP1 is connected to the ground point.

第２の（終段）トランスコンダクタンス・アンプ２
は、前記演算増幅器OP1の出力端子を反転端子に接続
し、出力端子は抵抗R3,R4の各一端にそれぞれ接続す
る。Second (final stage) transconductance amplifier 2
Connects the output terminal of the operational amplifier OP1 to the inverting terminal, and connects the output terminal to one end of each of the resistors R3 and R4.

上記抵抗R3,R4、キャパシタC2及び演算増幅器OP2も同
様の積分回路を構成している。すなわち，キャパシタC2
を演算増幅器OP2の反転端子と出力端子間に接続し、抵
抗R3,R4は、抵抗R4の他端を演算増幅器OP2の反転端子
に、抵抗R3の他端を同非反転端子（＋）に接続して直列
に構成し、更に、抵抗R3の他端と演算増幅器OP2の非反
転端子とはそれぞれ接地点に接続する。The resistors R3 and R4, the capacitor C2, and the operational amplifier OP2 also constitute a similar integrating circuit. That is, the capacitor C2
Is connected between the inverting terminal and the output terminal of the operational amplifier OP2, and the other ends of the resistors R3 and R4 are connected to the inverting terminal of the operational amplifier OP2 and the other end of the resistor R3 to the non-inverting terminal (+) of the operational amplifier OP2. In addition, the other end of the resistor R3 and the non-inverting terminal of the operational amplifier OP2 are connected to the ground point, respectively.

端子P2はフィルター出力の出力端子であり、この出力
端子P2には前記演算増幅器OP2の出力端子を接続する。
そして、演算増幅器OP2の出力端子は前記各第1,第２の
トランスコンダクタンス・アンプ1,2の非反転端子にそ
れぞれ接続する。これにより、直流的な負帰還を行って
いる。The terminal P2 is an output terminal of the filter output, and the output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the output terminal P2.
The output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the non-inverting terminal of each of the first and second transconductance amplifiers 1, 2. Thereby, DC negative feedback is performed.

このような構成によれば、演算増幅器OP1（OP2），抵
抗R1,R2（R3,R4）及びキャパシタC1（C2）で構成する積
分回路は、キャパシタC1（C2）に流れる電流を抵抗R1,R
2（R3,R4）の比率によって増倍した電流を演算増幅器の
出力側に流れる。よって、等価的に容量を増大した容量
増倍回路としての効果を有する。According to such a configuration, the integration circuit including the operational amplifier OP1 (OP2), the resistors R1 and R2 (R3 and R4), and the capacitor C1 (C2) converts the current flowing through the capacitor C1 (C2) into the resistors R1 and R2.
The current multiplied by the ratio of 2 (R3, R4) flows to the output side of the operational amplifier. Therefore, there is an effect as a capacitance multiplying circuit equivalently having an increased capacitance.

第２図は上記積分回路の等価回路を説明する説明図で
ある。FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining an equivalent circuit of the integration circuit.

第２図（ａ）は第１図で示した積分回路を抽出した回
路図であり、第２図（ｂ）はその等価回路である。第２
図（ａ）において、ＲAは抵抗R1（R3）に、ＲBは抵抗R2
（R4）に対応し、これら抵抗ＲA,RBの接続点をPiとす
る。また、ＣAはキャパシタC1（C2）に対応し、演算増
幅器OP1（OP2）は、利得Ａの演算増幅器OP′に対応し
て、その出力端子をP₀とするう。FIG. 2 (a) is a circuit diagram in which the integration circuit shown in FIG. 1 is extracted, and FIG. 2 (b) is an equivalent circuit thereof. Second
In FIG. 7A, RA is a resistor R1 (R3), and RB is a resistor R2.
Corresponding to (R4), the connection point of these resistors RA and RB is Pi. Also, CA corresponds to the capacitor C1 (C2), operational amplifier OP1 (OP2), corresponding to the operational amplifier OP 'gain A, it is the output terminal P _0.

このような演算増幅器による積分回路を記述する式を
立てると次のようになる。An equation describing an integrating circuit using such an operational amplifier is set as follows.

ここに、Viは端子Piにおける信号電圧、Iiは端子Piに
流入する信号電流、V₀は端子P₀における信号電圧を示
す。但し、演算増幅器は理想的であるとし、開放利得及
び入力インピーダンスは無限大であるとする。 Here, Vi is the signal voltage at the terminal Pi, Ii is the signal current flowing into the terminal Pi, V ₀ denotes a signal voltage at the terminal P _0. However, it is assumed that the operational amplifier is ideal, and that the open gain and the input impedance are infinite.

上式（９），（10）より、端子P₀における信号電圧V₀
及び入力インピーダンスVi/Iiは、 となる。The above equation (9), (10) from the signal voltage V ₀ at the terminal P ₀
And the input impedance Vi / Ii is Becomes

上式（11），（12）より第２図（ａ）の積分回路は、
第２図（ｂ）のような等価回路で表わすことができる。
第２図（ｂ）の回路は、端子Piと接地点間に なる等価抵抗が存在し、この等価抵抗に流れる電流Iiと
同等の電流を流す電流源Igが利得１の増幅器における入
力端と接地点間に存在している。また、この電流源Igに
は、 なる容量値のキャパシタが並列に接続し、前記増幅器の
出力端が端子P₀に出力V₀を導出する構成となっている。From the above equations (11) and (12), the integrating circuit in FIG.
It can be represented by an equivalent circuit as shown in FIG.
The circuit of FIG. 2 (b) is connected between the terminal Pi and the ground point. And a current source Ig for flowing a current equivalent to the current Ii flowing through the equivalent resistance exists between the input terminal of the amplifier having a gain of 1 and the ground point. Also, this current source Ig Capacitor comprising capacitance values connected in parallel, the output terminal of the amplifier has a structure for deriving an output V ₀ to the terminal P _0.

第２図（ｂ）の等価回路によれば端子P₀から見た容量
値は、キャパシタＣAが された値を呈し、この抵抗ＲA,RBの比率を大きく選べ
ば、小さな容量のキャパシタで等価的に大きな容量のキ
ャパシタを実現することを意味する。つまり、第２図
（ａ）において、入力信号電流Iiは、ＲAとＲBにより分
流され、このうち がキャパシタＣAに流れることになる。このため、出力
信号V₀の振幅は になり、これはＣAが になった考えることができる。Capacitance viewed from the terminal P ₀ according to the equivalent circuit of FIG. 2 (b), the capacitor CA is If the ratio of the resistors RA and RB is selected to be large, it means that a capacitor having a small capacity is equivalently realized with a capacitor having a large capacity. That is, in FIG. 2 (a), the input signal current Ii is divided by RA and RB. Flows to the capacitor CA. Therefore, the amplitude of the output signal V ₀ is And this is CA Can be thought of.

こうして、第１図に示す２次のローパスフィルター
は、第２図（ａ）の容量増倍形の積分回路を各トランス
コンダクタンス・アンプ1,2の出力側に接続したものと
等価となり、積分回路は、従来回路の積分コンデンサC3
（C4）とも等価となる。但し、第５図に比べ、トランス
コンダクタンス・アンプ1,2の入力極性が異なっている
（第１図では入力信号側が非反転端子であるのに対し、
第５図では反転端子である）。Thus, the second-order low-pass filter shown in FIG. 1 is equivalent to a configuration in which the capacity-multiplying integration circuit of FIG. 2A is connected to the output side of each of the transconductance amplifiers 1, 2. Is the integration capacitor C3 of the conventional circuit.
(C4) is also equivalent. However, the input polarities of the transconductance amplifiers 1 and 2 are different from those in FIG. 5 (in FIG. 1, the input signal side is a non-inverting terminal,
In FIG. 5, it is an inverting terminal).

ここで、第１図の回路を第５図の回路と同じ周波数特
性による条件を計算する。Here, the conditions of the circuit of FIG. 1 based on the same frequency characteristics as those of the circuit of FIG. 5 are calculated.

先ず、両回路におけるトランスコンダクタンス・アン
プ部のｇm値は等しい、すなわち,gm1＝ｇm3及びｇm2＝
ｇm4となる条件で考える。この場合、 が成り立たなければならない。これは、同じ周波数特性
をもたせるのに、C1,C2の容量値が、それぞれ従来回路
の で済むことになる。例えば、R1:R2＝1:9,R3:R4＝1:9と
すれば、C1,C2の容量は、1/10の面積で済む。これは極
めて経済的なことである。こうして、ICへの内蔵が容易
になる。First, the gm values of the transconductance amplifier sections in both circuits are equal, that is, gm1 = gm3 and gm2 =
Think under the condition of gm4. in this case, Must hold. This is because the capacitance values of C1 and C2 are different from those of the conventional circuit to give the same frequency characteristics. Will be done. For example, if R1: R2 = 1: 9 and R3: R4 = 1: 9, the capacity of C1 and C2 can be 1/10 of the area. This is extremely economical. In this way, the incorporation into the IC becomes easy.

一方、C1,C2の値を実質的に大きくできることは、そ
れに合わせてｇm1,gm2の値を大きくできることである。
そこで、同じ周波数特性にする条件で、両回路の容量が
等しい場合を考える。すなわち,C1＝C3,C2＝C4とする。
この場合は、前者とは逆に、ｇm1,gm2のトランスコンダ
クタンス値が、それぞれ従来構成の になり、ｇm値をアップさせることができる。これは、
ＲE I1を小さく、又はI2を大きくすることであり、
（８）式より、S/Nを良好にする効果を生ずる。例えばR
1:R2＝1:9,R3:R4＝1:9とすれば、ｇm1,gm2は10倍にな
る。On the other hand, the fact that the values of C1 and C2 can be substantially increased means that the values of gm1 and gm2 can be increased accordingly.
Therefore, a case is considered in which the capacitances of both circuits are equal under the same frequency characteristics. That is, C1 = C3 and C2 = C4.
In this case, contrary to the former, the transconductance values of gm1 and gm2 are respectively different from those of the conventional configuration. And the gm value can be increased. this is,
To make RE I1 smaller or I2 larger,
From the expression (8), an effect of improving the S / N is obtained. For example, R
If 1: R2 = 1: 9 and R3: R4 = 1: 9, gm1 and gm2 are multiplied by 10.

また、（３）式の分子ＲE I1は、歪みを生じないよう
にするために、入力ダイナミックレンジをViの最大値Ｖ
iMAXより大きくする必要性（無歪条件）と、S/Nを稼ぎ
たいという相反する要求により、ＶiMAXよりより僅かに
大きくしている。この値は変えられない場合が多い。従
って、例えばI1,I2をそれぞれ10倍にし、ＲEを1/10倍に
すると、ＲE I1は変えずにｇm値を10倍することにな
る。この場合、（８）式よりトランスコンダクタンス・
アンプ回路のS/Nは すなわち，略10［dB］アップする効果がある。このよう
に、容量値を増加することなく、S/Nを改善することが
できる。Further, the numerator RE I1 in the equation (3) is set so that the input dynamic range is set to the maximum value V of Vi in order to prevent distortion.
Due to the necessity of making it larger than iMAX (no distortion condition) and conflicting demands to gain S / N, it is made slightly larger than ViMAX. Often this value cannot be changed. Therefore, for example, if I1 and I2 are each increased by a factor of 10, and RE is increased by a factor of 10, the gm value will be increased by a factor of 10 without changing RE I1. In this case, the transconductance and
The S / N of the amplifier circuit is That is, there is an effect of increasing by approximately 10 [dB]. Thus, the S / N can be improved without increasing the capacitance value.

また、第５図の従来回路では、周波数が上がるにつれ
ループゲインが低下するため、歪みが増加する欠点があ
る。この歪みの発生要因は、トランスコンダクンタンス
・アンプ回路のシングルエンド部での信号振幅が、入力
信号と同程度のレベルで振れるためである。しかし、こ
の発明の場合は、トランスコンダクタンス・アンプ回路
の出力段に抵抗R1とR2の並列接続が負荷として接続され
るため、この並列接続の抵抗値を下げれば、振幅を抑え
ることができ、歪みをなくすことができる。尚、この場
合、周波数特性は、式（11）よりR1とR2の比を変えなけ
れば一定である。また、R1とR2の並列接続の値を小さく
しても、演算増幅器OP1（OP2）の利得が高いため、ルー
プゲインはそれ程低下しない。In addition, the conventional circuit shown in FIG. 5 has a drawback that the distortion increases because the loop gain decreases as the frequency increases. The cause of the distortion is that the signal amplitude in the single-ended portion of the transconductance amplifier circuit fluctuates at the same level as the input signal. However, in the case of the present invention, since the parallel connection of the resistors R1 and R2 is connected as a load to the output stage of the transconductance amplifier circuit, if the resistance value of this parallel connection is reduced, the amplitude can be suppressed, and the distortion can be reduced. Can be eliminated. In this case, the frequency characteristic is constant unless the ratio between R1 and R2 is changed according to equation (11). Even if the value of the parallel connection of R1 and R2 is reduced, the gain of the operational amplifier OP1 (OP2) is high, so that the loop gain does not decrease so much.

また、各段の出力は、演算増幅器素子による低インピ
ーダンス出力であるため、回路間の接続が容易で、接続
に伴う種々の損失も少ないという利点がある。Further, since the output of each stage is a low impedance output by the operational amplifier element, there is an advantage that connection between circuits is easy and various losses due to the connection are small.

次に、他の実施例を説明する。 Next, another embodiment will be described.

第３図はこの発明に係るアクティブフィルター回路の
他の実施例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the active filter circuit according to the present invention.

第３図において、第１図と同等の要素には同じ符合を
付す。この実施例は、フィルター出力の帰還線路と第２
トランスコンダクタンス・アンプ２の非反転端子との間
に、利得ｍ（ｍは実数）の増幅器AM1を設け、後段の演
算増幅器OP2の非反転端子を接地点に接続することな
く、利得ｌの増幅器AM2の出力端に接続したものとであ
る、この増幅器AM2は、入力端子P1からの入力信号を導
出しており、演算増幅器を用いるために、出力端は低イ
ンピーダンスを有する。In FIG. 3, the same elements as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the feedback line of the filter output and the second
An amplifier AM1 having a gain m (m is a real number) is provided between the non-inverting terminal of the transconductance amplifier 2 and the amplifier AM2 having a gain 1 without connecting the non-inverting terminal of the operational amplifier OP2 at the subsequent stage to the ground point. This amplifier AM2 derives an input signal from the input terminal P1, and the output terminal has low impedance in order to use an operational amplifier.

このような回路において、 とし、演算増幅器OP1（OP2）を理想的であるとすると、
状態方程式は次のようになる。In such a circuit, Assuming that the operational amplifier OP1 (OP2) is ideal,
The equation of state is as follows.

更に整理して、伝達関数を求めると、 である。（16）式から、第３図の回路は、伝送零点を持
つ２次関数，即ちノッチフィルターを表わす。この回路
のノッチ周波数は、 ということになる。つまり、増幅器AM2の利得ｌは、ノ
ッチ周波数fNと高域での減衰量を決めるパラメータであ
り、ｍはＱを操作するパラメータとなる。 By further organizing and finding the transfer function, It is. From the equation (16), the circuit of FIG. 3 represents a quadratic function having a transmission zero, that is, a notch filter. The notch frequency of this circuit is It turns out that. That is, the gain l of the amplifier AM2 is a parameter that determines the notch frequency fN and the amount of attenuation in a high frequency range, and m is a parameter that controls Q.

ここで（15）式に戻って、ｌ＝１の場合を考えると、
（15）式の状態方程式は、ローパスフィルターを表わ
す。一般に、ノッチフィルターやバンドパスフィルター
をローパスフィルターで構成する場合は、係数器と加算
器を必要とするが、この実施例では、利得ｌの係数器
（増幅器AM2）を用いただけで実現している。つまり、
この発明のように、容量値増倍形の積分回路を用いれ
ば、加算器の機能を演算増幅器で行う。Here, returning to equation (15), and considering the case of l = 1,
The equation of state in equation (15) represents a low-pass filter. In general, when a notch filter or a band-pass filter is constituted by a low-pass filter, a coefficient unit and an adder are required. . That is,
If a capacitance value multiplying type integration circuit is used as in the present invention, the function of the adder is performed by the operational amplifier.

第４図はこの発明に係る第２の他の実施例を示す回路
図である。この実施例は、第１図の実施例と同じ２次の
ローパスフィルター特性を有する回路であるが、ｇm値
の調整（ｇm値の絶対ばらつき補正）を、第６図の方法
によらず、C1,C2をジャンクションキャパシタにて構成
し、これのバイアスを電圧源９の出力電圧Vcで可変する
ことによって、調整しようとするものである。FIG. 4 is a circuit diagram showing a second other embodiment according to the present invention. This embodiment is a circuit having the same second-order low-pass filter characteristic as that of the embodiment of FIG. , C2 are composed of junction capacitors, and the biases thereof are adjusted by varying the output voltage Vc of the voltage source 9.

第４図において、演算増幅器OP1（OP2）の各出力端に
おける電位は、入力信号Vinの直流電位とそれぞれ等し
くなっている。一方、演算増幅器OP1（OP2）の各反転端
子側における電位は、ループの負帰還が安定に働いてい
る場合、演算増幅器素子の仮想接地の原理により、電圧
源５の出力電圧Vcの電位と略等しい。したがって、電圧
Vcを変えれば、ジャンクションキャパシタC1,C2の両端
にかかる電圧を変化させることができ、よって、フィル
ター全体の時定数を１つの制御電圧（Vc）によって調整
することができる。In FIG. 4, the potential at each output terminal of the operational amplifier OP1 (OP2) is equal to the DC potential of the input signal Vin. On the other hand, the potential at each inverting terminal side of the operational amplifier OP1 (OP2) is substantially equal to the potential of the output voltage Vc of the voltage source 5 due to the principle of virtual grounding of the operational amplifier element when the negative feedback of the loop works stably. equal. Therefore, the voltage
By changing Vc, the voltage applied to both ends of the junction capacitors C1 and C2 can be changed, so that the time constant of the entire filter can be adjusted by one control voltage (Vc).

以上のような実施例をまとめると、 容量値を増倍する分ｇm値を大きくできて、S/Nを改善
する。To summarize the above embodiments, the gm value can be increased by increasing the capacitance value, and the S / N is improved.

容量増倍回路に演算増幅器を用いたので、フィルター
要素の電子回路的結合が容易となり、各種の損失が少な
い。Since the operational amplifier is used in the capacity multiplying circuit, the electronic coupling of the filter elements is facilitated and various losses are reduced.

トランスコンダクタンス・アンプ回路の出力段で生ず
る歪みを無くす。Eliminates distortion at the output stage of the transconductance amplifier circuit.

ノッチフィルターやバンドパスフィルターを実現する
場合に加算器を必要としない。No adder is required to implement a notch filter or bandpass filter.

各段のトランスコンダクタンス・アンプ回路でｇm値
の調整をすることなく、各多段共通に１つの制御電圧で
調整が可能である。Adjustment can be performed with a single control voltage for each of the multiple stages without adjusting the gm value in the transconductance amplifier circuit of each stage.

抵抗比を変えることで周波数特性を変更する。The frequency characteristics are changed by changing the resistance ratio.

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明によれば、S/Nの良好な
高性能のオーディオ帯アクティブフィルターの完全IC化
が可能となる。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, a high-performance audio band active filter with good S / N can be completely integrated.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図はこの発明に係るアクティブフィルター回路の一
実施例を示す回路図、第２図はこの発明に用いた積分回
路の等価回路を説明する説明図、第３図及び第４図はそ
れぞれこの発明の他の実施例を示す回路図、第５図は従
来のアクティブフィルター回路を示す回路図、第６図は
トランスコンダクタンス・アンプ回路の内部構成を示す
回路図である。 1,2……トランスコンダクタンス・アンプ、R1〜R4……
抵抗、C1,C2……キャパシタ、OP1,OP2……演算増幅器、
P1……入力端子、P2……出力端子。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an active filter circuit according to the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining an equivalent circuit of an integrating circuit used in the present invention, and FIGS. FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional active filter circuit, and FIG. 6 is a circuit diagram showing an internal configuration of a transconductance amplifier circuit. 1,2 ... Transconductance amplifier, R1-R4 ...
Resistance, C1, C2 …… Capacitor, OP1, OP2 …… Operational amplifier,
P1 ... input terminal, P2 ... output terminal.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】第１の入力に入力される入力電圧と第２の
入力に入力される帰還電圧との差に比例した電流を出力
するトランスコンダクタンス・アンプと、前記アンプの
出力に第１の抵抗を介して第１の入力に接続し、第２の
抵抗を介して任意の直流電位に接続された第２の入力に
接続するとともに、その出力から容量性素子を介して前
記第１の入力に接続してなる演算増幅器と、から構成さ
れるフィルターを少なくとも２段直列接続し、前記フィ
ルターの最終段の出力電圧を、前記各アンプの第２の入
力に帰還してなることを特徴とするアクティブフィルタ
ー回路。1. A transconductance amplifier for outputting a current proportional to a difference between an input voltage input to a first input and a feedback voltage input to a second input, and a first output connected to the output of the amplifier. The first input is connected via a resistor, the second input is connected via a second resistor to an arbitrary DC potential, and the output is connected via a capacitive element to the first input. And at least two stages of filters composed of an operational amplifier connected in series, and the output voltage of the final stage of the filter is fed back to the second input of each amplifier. Active filter circuit.