JPH08298732A - 車両用発電装置 - Google Patents
車両用発電装置Info
- Publication number
- JPH08298732A JPH08298732A JP7098992A JP9899295A JPH08298732A JP H08298732 A JPH08298732 A JP H08298732A JP 7098992 A JP7098992 A JP 7098992A JP 9899295 A JP9899295 A JP 9899295A JP H08298732 A JPH08298732 A JP H08298732A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- current
- power generation
- vehicle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
- H02J7/1438—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle in combination with power supplies for loads other than batteries
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】車両用同期発電機の進相電流通電を利用して常
用電圧より高電圧の高電圧発電を行い、高電圧負荷に給
電する。 【構成及び効果】車両用同期発電機１００の発電電圧を
界磁電流制御により蓄電手段充電用の第１電圧に調節す
る。また、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻
線５ａ、５ｂ、５ｃに通電するとともに界磁電流を界磁
巻線４ｃに通電することにより発電電圧を第１の発電電
圧より高い第２電圧に調節する。
用電圧より高電圧の高電圧発電を行い、高電圧負荷に給
電する。 【構成及び効果】車両用同期発電機１００の発電電圧を
界磁電流制御により蓄電手段充電用の第１電圧に調節す
る。また、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻
線５ａ、５ｂ、５ｃに通電するとともに界磁電流を界磁
巻線４ｃに通電することにより発電電圧を第１の発電電
圧より高い第２電圧に調節する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同期発電機を用いた車
両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の電機子巻
線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその制御方
法に関する。
両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の電機子巻
線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその制御方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両用発電装置としては、通常、ロータ
に界磁束発生手段、たとえば界磁コイルを有する三相同
期発電機（いわゆるオルタネータ）を用い、その発電電
圧を内蔵の三相全波整流器で整流して定格１２Ｖのバッ
テリを充電している。特開平５−１２２８６３号公報
は、高電圧で駆動される高電圧負荷と低電圧で駆動され
る常用負荷である低電圧負荷とを有し、高電圧負荷駆動
時には発電電圧を高電圧に切り換えるとともに降圧手段
により発電電圧を低電圧に低下させて低電圧負荷を駆動
する発電電圧切り換え型の車両用発電装置を提案してい
る。
に界磁束発生手段、たとえば界磁コイルを有する三相同
期発電機（いわゆるオルタネータ）を用い、その発電電
圧を内蔵の三相全波整流器で整流して定格１２Ｖのバッ
テリを充電している。特開平５−１２２８６３号公報
は、高電圧で駆動される高電圧負荷と低電圧で駆動され
る常用負荷である低電圧負荷とを有し、高電圧負荷駆動
時には発電電圧を高電圧に切り換えるとともに降圧手段
により発電電圧を低電圧に低下させて低電圧負荷を駆動
する発電電圧切り換え型の車両用発電装置を提案してい
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】近年、自動車のエンジ
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあるにもかかわら
ず、オルタネータの一層の小型軽量化も求められてい
る。このような小型軽量化を図ると、磁束量及び電機子
巻線の巻線数の減少や各種損失の増大によりどうしても
低回転時における発電出力が低下してしまい、例えばア
イドル回転時に電気負荷が増大すると発電不足となる可
能性が生じてしまう。
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあるにもかかわら
ず、オルタネータの一層の小型軽量化も求められてい
る。このような小型軽量化を図ると、磁束量及び電機子
巻線の巻線数の減少や各種損失の増大によりどうしても
低回転時における発電出力が低下してしまい、例えばア
イドル回転時に電気負荷が増大すると発電不足となる可
能性が生じてしまう。
【０００４】一方、上記した発電電圧切り換え型の車両
用発電装置では、低電圧発電時に界磁電流を削減するの
が通常であるが、これは結局、発電機運転状態の大部分
を占める常用負荷（低電圧負荷）運転時に、発電機を低
磁束、低出力状態で運転するのに他ならず、結局、発電
機は高電圧発電時に合わせ磁気回路及び界磁巻線巻数を
設計せねばならず、その小型軽量化が困難であった。
用発電装置では、低電圧発電時に界磁電流を削減するの
が通常であるが、これは結局、発電機運転状態の大部分
を占める常用負荷（低電圧負荷）運転時に、発電機を低
磁束、低出力状態で運転するのに他ならず、結局、発電
機は高電圧発電時に合わせ磁気回路及び界磁巻線巻数を
設計せねばならず、その小型軽量化が困難であった。
【０００５】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、発電機の体格増大を抑止しつつ低回転域でも充分
な出力を発揮可能な車両用発電装置及びその制御方法を
提供することを、その目的としている。また、本発明の
他の目的は、小型軽量化が可能な発電電圧切り換え型の
車両用発電装置及びその制御方法を提供することにあ
る。
あり、発電機の体格増大を抑止しつつ低回転域でも充分
な出力を発揮可能な車両用発電装置及びその制御方法を
提供することを、その目的としている。また、本発明の
他の目的は、小型軽量化が可能な発電電圧切り換え型の
車両用発電装置及びその制御方法を提供することにあ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が巻装される固
定子を備える車両用同期発電機と、前記電機子巻線から
出力される発電電圧を整流して蓄電手段に給電する交直
電力変換手段と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電
手段充電用の第１電圧及び前記第１電圧と異なる所定の
第２電圧に調節する制御手段とを備える車両用発電装置
において、前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも
前記第２電圧に調節している場合に、前記電機子巻線に
相電圧より位相の進んだ進相電流を通電することを特徴
とする車両用発電装置である。
界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が巻装される固
定子を備える車両用同期発電機と、前記電機子巻線から
出力される発電電圧を整流して蓄電手段に給電する交直
電力変換手段と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電
手段充電用の第１電圧及び前記第１電圧と異なる所定の
第２電圧に調節する制御手段とを備える車両用発電装置
において、前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも
前記第２電圧に調節している場合に、前記電機子巻線に
相電圧より位相の進んだ進相電流を通電することを特徴
とする車両用発電装置である。
【０００７】なお、交直電力変換手段及び制御手段を構
成する装置が進相電流制御手段を構成することは当然可
能である。本発明の第２の構成は、上記第１の構成にお
いて更に、前記回転子が、界磁巻線を有し、前記界磁巻
線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して前
記発電電圧を制御するものであることを特徴としてい
る。
成する装置が進相電流制御手段を構成することは当然可
能である。本発明の第２の構成は、上記第１の構成にお
いて更に、前記回転子が、界磁巻線を有し、前記界磁巻
線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して前
記発電電圧を制御するものであることを特徴としてい
る。
【０００８】本発明の第３の構成は、上記第１又は第２
の構成において更に、前記第２電圧が前記第１電圧より
高く設定されることを特徴としている。本発明の第４の
構成は、上記第３の構成において更に、前記第２電圧が
前記第１電圧の１．２〜５倍に設定されることを特徴と
している。本発明の第５の構成は、上記第３の構成にお
いて更に、前記第２電圧である発電電圧を前記第１電圧
に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備えるこ
とを特徴としている。
の構成において更に、前記第２電圧が前記第１電圧より
高く設定されることを特徴としている。本発明の第４の
構成は、上記第３の構成において更に、前記第２電圧が
前記第１電圧の１．２〜５倍に設定されることを特徴と
している。本発明の第５の構成は、上記第３の構成にお
いて更に、前記第２電圧である発電電圧を前記第１電圧
に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備えるこ
とを特徴としている。
【０００９】本発明の第６の構成は、上記第５の構成に
おいて更に、前記降圧手段がＤＣ−ＤＣコンバータから
なることを特徴としている。本発明の第７の構成は、上
記第３の構成において更に、前記車両用同期発電機がス
イッチ手段を通じて第２電圧で駆動される高電圧負荷に
接続され、前記制御手段は前記スイッチ手段のオン時に
発電電圧を前記第２電圧に調節するものであることを特
徴としている。
おいて更に、前記降圧手段がＤＣ−ＤＣコンバータから
なることを特徴としている。本発明の第７の構成は、上
記第３の構成において更に、前記車両用同期発電機がス
イッチ手段を通じて第２電圧で駆動される高電圧負荷に
接続され、前記制御手段は前記スイッチ手段のオン時に
発電電圧を前記第２電圧に調節するものであることを特
徴としている。
【００１０】本発明の第８の構成は、上記第３の構成に
おいて更に、前記制御手段が、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものであることを特徴とし
ている。本発明の第９の構成は、上記第３の構成におい
て更に、前記制御手段が、前記発電電圧が前記第２電圧
を超える場合に前記界磁電流を低減するものであること
を特徴としている。
おいて更に、前記制御手段が、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものであることを特徴とし
ている。本発明の第９の構成は、上記第３の構成におい
て更に、前記制御手段が、前記発電電圧が前記第２電圧
を超える場合に前記界磁電流を低減するものであること
を特徴としている。
【００１１】本発明の第１０の構成は、上記第３の構成
において更に、前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段が、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
ることを特徴としている。本発明の第１１の構成は、上
記第２の構成において更に、前記進相電流制御手段が、
高位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する
半導スイッチング体素子からなるハイサイドスイッチ
と、低位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続
する半導体スイッチング素子からなるローサイドスイッ
チとを有するインバータ回路、及び、前記半導体スイッ
チング素子を制御するコントローラを有し、前記コント
ローラは、前記半導体スイッチング素子のオフタイミン
グの遅延により前記進相電流を前記電機子巻線に通電す
るものであることを特徴としている。
において更に、前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段が、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
ることを特徴としている。本発明の第１１の構成は、上
記第２の構成において更に、前記進相電流制御手段が、
高位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する
半導スイッチング体素子からなるハイサイドスイッチ
と、低位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続
する半導体スイッチング素子からなるローサイドスイッ
チとを有するインバータ回路、及び、前記半導体スイッ
チング素子を制御するコントローラを有し、前記コント
ローラは、前記半導体スイッチング素子のオフタイミン
グの遅延により前記進相電流を前記電機子巻線に通電す
るものであることを特徴としている。
【００１２】本発明の第１２の構成は、上記第２の構成
において更に、前記進相電流制御手段が、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が０となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が０となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものであることを特徴としている。
において更に、前記進相電流制御手段が、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が０となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が０となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものであることを特徴としている。
【００１３】本発明の第１３の構成は、上記第１１又は
第１２の構成において更に、前記半導体スイッチング素
子が双方向導通素子から成ることを特徴としている。本
発明の第１４の構成は、上記第１３の構成において更
に、前記半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴから成
ることを特徴としている。本発明の第１５の構成は、上
記第１４の構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴがＳｉ
Ｃを素材として形成されることを特徴としている。
第１２の構成において更に、前記半導体スイッチング素
子が双方向導通素子から成ることを特徴としている。本
発明の第１４の構成は、上記第１３の構成において更
に、前記半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴから成
ることを特徴としている。本発明の第１５の構成は、上
記第１４の構成において更に、前記ＭＯＳＦＥＴがＳｉ
Ｃを素材として形成されることを特徴としている。
【００１４】本発明の第１６の構成は、上記第１１乃至
第１３のいずれかの構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
し、前記進相電流制御手段が、前記電流検出用抵抗の電
圧降下に基づいて前記進相電流を制御するものであるこ
とを特徴としている。本発明の第１７の構成は、上記第
１６の構成において更に、前記電流検出用抵抗が前記半
導体スイッチング素子と一体に集積されることを特徴と
している。
第１３のいずれかの構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
し、前記進相電流制御手段が、前記電流検出用抵抗の電
圧降下に基づいて前記進相電流を制御するものであるこ
とを特徴としている。本発明の第１７の構成は、上記第
１６の構成において更に、前記電流検出用抵抗が前記半
導体スイッチング素子と一体に集積されることを特徴と
している。
【００１５】本発明の第１８の構成は、上記第２の構成
において更に、前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
が前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである。本発明の第１９の構成は、上記第７
の構成において更に、前記高電圧負荷がＥＨＣ（触媒ヒ
ータ）からなることを特徴としている。
において更に、前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
が前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである。本発明の第１９の構成は、上記第７
の構成において更に、前記高電圧負荷がＥＨＣ（触媒ヒ
ータ）からなることを特徴としている。
【００１６】本発明の第２０の構成は、界磁束を発生す
る回転子及び電機子巻線が巻装される固定子を備える車
両用同期発電機と、前記電機子巻線から出力される発電
電圧を整流して蓄電手段に給電する交直電力変換手段
と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電手段充電用の
第１電圧及び前記第１電圧と異なる所定の第２電圧に調
節する制御手段とを備える車両用発電装置において、少
なくとも前記発電電圧を前記第２電圧に調節している時
に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻線
に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で界
磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制御
方法である。
る回転子及び電機子巻線が巻装される固定子を備える車
両用同期発電機と、前記電機子巻線から出力される発電
電圧を整流して蓄電手段に給電する交直電力変換手段
と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電手段充電用の
第１電圧及び前記第１電圧と異なる所定の第２電圧に調
節する制御手段とを備える車両用発電装置において、少
なくとも前記発電電圧を前記第２電圧に調節している時
に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻線
に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で界
磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制御
方法である。
【００１７】
【作用及び発明の効果】本発明の第１、第２及び第２２
の構成によれば、車両用同期発電機の発電電圧を蓄電手
段充電用の第１電圧又はこの第１電圧と異なる第２電圧
に調節する。また、少なくとも第２電圧に調節している
場合に、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻線
に通電する。
の構成によれば、車両用同期発電機の発電電圧を蓄電手
段充電用の第１電圧又はこの第１電圧と異なる第２電圧
に調節する。また、少なくとも第２電圧に調節している
場合に、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻線
に通電する。
【００１８】この進相電流通電では、電機子巻線の発電
電圧が交直電力変換手段の高位電源出力端の電圧を上回
っていて発電電流が交直電力変換手段へ流れ出す状態か
ら、発電電圧が低下して高位電源出力端の電圧を下回る
ようになると、高位電源出力端側から電機子巻線へ逆に
電流（進相電流）が所定期間流れ込む。また、電機子巻
線の発電電圧が交直電力変換手段の低位直流電源端の電
圧を下回っていて発電電流が低位直流電源端から電機子
巻線に流れ込む状態から、発電電圧が上昇して低位直流
電源端の電圧を上回るようになると、電機子巻線から低
位直流電源端へ逆に電流（進相電流）が所定期間流れ出
す。
電圧が交直電力変換手段の高位電源出力端の電圧を上回
っていて発電電流が交直電力変換手段へ流れ出す状態か
ら、発電電圧が低下して高位電源出力端の電圧を下回る
ようになると、高位電源出力端側から電機子巻線へ逆に
電流（進相電流）が所定期間流れ込む。また、電機子巻
線の発電電圧が交直電力変換手段の低位直流電源端の電
圧を下回っていて発電電流が低位直流電源端から電機子
巻線に流れ込む状態から、発電電圧が上昇して低位直流
電源端の電圧を上回るようになると、電機子巻線から低
位直流電源端へ逆に電流（進相電流）が所定期間流れ出
す。
【００１９】このような進相電流は、相電圧（電機子巻
線の発電電圧）に対して進み位相となり界磁束を増強す
るので、発電電圧が増強され発電出力が増大する。すな
わち、本構成では、電機子電流の進相電流成分の通電に
より発電出力を増大するので、従来の界磁電流のみによ
り発電電圧を切り換える場合に比べて以下の作用効果を
奏することができる。
線の発電電圧）に対して進み位相となり界磁束を増強す
るので、発電電圧が増強され発電出力が増大する。すな
わち、本構成では、電機子電流の進相電流成分の通電に
より発電出力を増大するので、従来の界磁電流のみによ
り発電電圧を切り換える場合に比べて以下の作用効果を
奏することができる。
【００２０】まず、従来のように界磁電流の調節により
発電電圧の第１、第２電圧の切り換えを行う場合には、
低回転域でも第２電圧発電が可能なアンペアターン数に
界磁巻線を設計する必要があり、界磁系が大型化してし
まい、装置体格が大型となる不利がある。また、運転時
間の多くを占める高回転域では界磁電流を減少せねばな
らず無駄が多い。本構成によれば、装置体格を大型化す
ることなく簡単に第２電圧時の出力向上が可能となる。
発電電圧の第１、第２電圧の切り換えを行う場合には、
低回転域でも第２電圧発電が可能なアンペアターン数に
界磁巻線を設計する必要があり、界磁系が大型化してし
まい、装置体格が大型となる不利がある。また、運転時
間の多くを占める高回転域では界磁電流を減少せねばな
らず無駄が多い。本構成によれば、装置体格を大型化す
ることなく簡単に第２電圧時の出力向上が可能となる。
【００２１】また、第１発電時にも進相電流を通電すれ
ば、特に低回転域において出力向上が得られ、大出力化
もしくは小型軽量化が可能となる。本発明の第３の構成
によれば、上記第１又は第２の構成において更に、第２
電圧を第１電圧より高く設定するので、第２電圧発電時
に進相電流通電による発電出力（発電電圧）増大効果を
利用できる。また、高電圧発電時に進相電流通電による
発電出力（発電電圧）増大効果を利用するので、同一出
力であればその分だけ界磁巻線のアンペアターン数を低
減でき、発電機の小型軽量化が実現する。なお、第１電
圧発電時に第２電圧発電時より少ない量の範囲の進相電
流通電を行うこと、第２電圧発電時に第１電圧発電時よ
り界磁電流を増大することは当然可能である。
ば、特に低回転域において出力向上が得られ、大出力化
もしくは小型軽量化が可能となる。本発明の第３の構成
によれば、上記第１又は第２の構成において更に、第２
電圧を第１電圧より高く設定するので、第２電圧発電時
に進相電流通電による発電出力（発電電圧）増大効果を
利用できる。また、高電圧発電時に進相電流通電による
発電出力（発電電圧）増大効果を利用するので、同一出
力であればその分だけ界磁巻線のアンペアターン数を低
減でき、発電機の小型軽量化が実現する。なお、第１電
圧発電時に第２電圧発電時より少ない量の範囲の進相電
流通電を行うこと、第２電圧発電時に第１電圧発電時よ
り界磁電流を増大することは当然可能である。
【００２２】本発明の第４の構成によれば、上記第３の
構成において更に、第２電圧が第１電圧の１．２〜５倍
に設定されるので、使用頻度の高い回転域で出力を有効
に増大することができる。本発明の第５の構成によれ
ば、上記第３の構成において更に、第２電圧である発電
電圧を第１電圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧
手段を備えるので、第２電圧発電時に第１電圧運転用の
負荷に給電できる。
構成において更に、第２電圧が第１電圧の１．２〜５倍
に設定されるので、使用頻度の高い回転域で出力を有効
に増大することができる。本発明の第５の構成によれ
ば、上記第３の構成において更に、第２電圧である発電
電圧を第１電圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧
手段を備えるので、第２電圧発電時に第１電圧運転用の
負荷に給電できる。
【００２３】本発明の第６の構成によれば、上記第５の
構成において更に、降圧手段がＤＣ−ＤＣコンバータか
らなるので、装置構成が簡単となる。本発明の第７の構
成によれば、上記第３の構成において更に、第２電圧で
駆動される高電圧負荷に接続されるスイッチ手段のオン
を検出して発電電圧を第２電圧に調節するので、制御が
簡単である。
構成において更に、降圧手段がＤＣ−ＤＣコンバータか
らなるので、装置構成が簡単となる。本発明の第７の構
成によれば、上記第３の構成において更に、第２電圧で
駆動される高電圧負荷に接続されるスイッチ手段のオン
を検出して発電電圧を第２電圧に調節するので、制御が
簡単である。
【００２４】本発明の第８の構成によれば、上記第３の
構成において更に、界磁電流が、最初、蓄電手段から給
電され、発電電圧確立後、前記交直電力変換手段の高位
直流電源端から給電されるので、発電電圧の増大に応じ
て界磁電流を増大し、発電電圧確立状態すなわち常用域
における界磁束を増大することができる。また、このこ
とは、常用域において必要な界磁束を形成するのに必要
な界磁巻線のターン数を低減できることにもなる。この
時、発電電圧確立までの期間に少なくとも進相電流を通
電することにより、発電電圧の早期の確立を実現でき
る。
構成において更に、界磁電流が、最初、蓄電手段から給
電され、発電電圧確立後、前記交直電力変換手段の高位
直流電源端から給電されるので、発電電圧の増大に応じ
て界磁電流を増大し、発電電圧確立状態すなわち常用域
における界磁束を増大することができる。また、このこ
とは、常用域において必要な界磁束を形成するのに必要
な界磁巻線のターン数を低減できることにもなる。この
時、発電電圧確立までの期間に少なくとも進相電流を通
電することにより、発電電圧の早期の確立を実現でき
る。
【００２５】本発明の第９の構成によれば、上記第３の
構成において更に、発電電圧が第２電圧を超える場合に
界磁電流を低減するので進相電流停止だけでは発電電圧
が第２電圧を超える場合でも発電電圧を第２電圧に調整
することができる。本発明の第１０の構成によれば、上
記第３の構成において更に、高回転数時に低回転時より
発電電圧を高く切り換えるので（第２電圧に切り換える
ので）、低回転時の低電圧に制限されることなく、第２
電圧を高く設定することができる。
構成において更に、発電電圧が第２電圧を超える場合に
界磁電流を低減するので進相電流停止だけでは発電電圧
が第２電圧を超える場合でも発電電圧を第２電圧に調整
することができる。本発明の第１０の構成によれば、上
記第３の構成において更に、高回転数時に低回転時より
発電電圧を高く切り換えるので（第２電圧に切り換える
ので）、低回転時の低電圧に制限されることなく、第２
電圧を高く設定することができる。
【００２６】本発明の第１１の構成によれば、上記第１
又は第２の構成において更に、進相電流は、インバータ
回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの少
なくとも一方を構成する半導体スイッチング素子のオフ
タイミングの遅延により電機子巻線に給電されるので、
簡単に構成できる他、このインバータ回路が交直電力変
換手段を兼用することもできる。
又は第２の構成において更に、進相電流は、インバータ
回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの少
なくとも一方を構成する半導体スイッチング素子のオフ
タイミングの遅延により電機子巻線に給電されるので、
簡単に構成できる他、このインバータ回路が交直電力変
換手段を兼用することもできる。
【００２７】本発明の第１２の構成によれば、上記第１
又は第２の構成において更に、進相電流が各電機子巻線
の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子からなる
短絡回路により給電されるので、進相電流通電のための
回路構成が簡単となる。なお、進相電流は電機子巻線か
ら流出する電流が０となった後、電機子巻線へ進相電流
を流入させ、電機子巻線へ流入する電流が０となった
後、電機子巻線から進相電流を流出させて給電すること
ができる。
又は第２の構成において更に、進相電流が各電機子巻線
の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子からなる
短絡回路により給電されるので、進相電流通電のための
回路構成が簡単となる。なお、進相電流は電機子巻線か
ら流出する電流が０となった後、電機子巻線へ進相電流
を流入させ、電機子巻線へ流入する電流が０となった
後、電機子巻線から進相電流を流出させて給電すること
ができる。
【００２８】本発明の第１３又は第１４の構成によれ
ば、上記第１１乃至１３のいずれかの構成において更
に、半導体スイッチング素子を例えばＭＯＳＦＥＴのよ
うな双方向導通素子で構成するので、回路構成が簡単と
なる。本発明の第１５の構成によれば、上記第１４の構
成において更に、ＭＯＳＦＥＴをＳｉＣで構成するの
で、高温環境での使用性に優れる。
ば、上記第１１乃至１３のいずれかの構成において更
に、半導体スイッチング素子を例えばＭＯＳＦＥＴのよ
うな双方向導通素子で構成するので、回路構成が簡単と
なる。本発明の第１５の構成によれば、上記第１４の構
成において更に、ＭＯＳＦＥＴをＳｉＣで構成するの
で、高温環境での使用性に優れる。
【００２９】本発明の第１６の構成によれば、上記第１
１乃至第１５のいずれかの構成において更に、半導体ス
イッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
するので、この抵抗により進相電流を容易に検出するこ
とができ、制御が簡単、確実となる。本発明の第１７の
構成によれば、上記第１６の構成において更に、電流検
出用抵抗がＭＯＳＦＥＴと一体に集積されるので、装置
構成が簡単となる。
１乃至第１５のいずれかの構成において更に、半導体ス
イッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
するので、この抵抗により進相電流を容易に検出するこ
とができ、制御が簡単、確実となる。本発明の第１７の
構成によれば、上記第１６の構成において更に、電流検
出用抵抗がＭＯＳＦＥＴと一体に集積されるので、装置
構成が簡単となる。
【００３０】本発明の第１８の構成によれば、上記第１
又は第２の構成において更に、検出された回転子の磁極
位置に基づいて進相電流の通電期間を決定するので、進
相電流制御が正確となる。本発明の第１９の構成によれ
ば、上記第７の構成において更に、高電圧負荷がＥＨＣ
（触媒ヒータ）からなるので、ＥＨＣを大電力化しても
送電損失を低減することができる。
又は第２の構成において更に、検出された回転子の磁極
位置に基づいて進相電流の通電期間を決定するので、進
相電流制御が正確となる。本発明の第１９の構成によれ
ば、上記第７の構成において更に、高電圧負荷がＥＨＣ
（触媒ヒータ）からなるので、ＥＨＣを大電力化しても
送電損失を低減することができる。
【００３１】
（第１の実施例）本発明の車両用発電装置の一実施例を
図１に示すブロック図を参照して説明する。この車両用
発電装置は、図１のブロック図に示すように、三相同期
発電機（本発明でいう交流発電機）１と、その交流発電
電流を整流する三相全波整流器（本発明でいう交直電力
変換手段）１１と、コントローラ７と、ＤＣ−ＤＣコン
バータ（降圧手段）２と、スイッチ２１〜２３とからな
る。この三相全波整流器１１及びコントローラ７にて、
本発明でいう判定手段及び進相電流給電手段を構成して
いる。
図１に示すブロック図を参照して説明する。この車両用
発電装置は、図１のブロック図に示すように、三相同期
発電機（本発明でいう交流発電機）１と、その交流発電
電流を整流する三相全波整流器（本発明でいう交直電力
変換手段）１１と、コントローラ７と、ＤＣ−ＤＣコン
バータ（降圧手段）２と、スイッチ２１〜２３とからな
る。この三相全波整流器１１及びコントローラ７にて、
本発明でいう判定手段及び進相電流給電手段を構成して
いる。
【００３２】電機子コイル５ａ〜５ｃで生じた発電電流
は三相全波整流器１１により整流され、界磁コイル４ｃ
に通電される界磁電流はコントローラ７により制御され
る。界磁電流が通電される回転子を回転することによ
り、電機子コイル５ａ〜５ｃ内に三相交流電圧が誘導さ
れる。三相全波整流器１１は、ＳｉＣを素材とするＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバ
ータ回路からなり、その高位直流出力端は、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２を通じてバッテリ９の高位端及び電気負荷
１０の一方の端に接続され、三相全波整流器１１の低位
直流出力端はバッテリ９の低位端及び電気負荷１０の他
方の端とともに接地されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の入出力端は短絡スイッチ２１と並列接続されてお
り、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入出力端は切り換えスイ
ッチ２２の一対の切り換え端子に個別に接続され、切り
換えスイッチ２２の共通端子は界磁コイル４ｃの一端に
接続され、界磁コイル４ｃの他端はコントローラ７内の
界磁電流制御用のスイッチングトランジスタ（図示せ
ず）を通じて接地されている。更に、三相全波整流器１
１の高位直流電源端はスイッチ２３を通じて高電圧負荷
（本実施例ではＥＨＣと略称される触媒ヒータ）１０ａ
の一方の端に接続され、高電圧負荷１０ａの他方の端は
接地されている。三相全波整流器１１と、スイッチ２１
〜２３はコントローラ７により制御される。
は三相全波整流器１１により整流され、界磁コイル４ｃ
に通電される界磁電流はコントローラ７により制御され
る。界磁電流が通電される回転子を回転することによ
り、電機子コイル５ａ〜５ｃ内に三相交流電圧が誘導さ
れる。三相全波整流器１１は、ＳｉＣを素材とするＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバ
ータ回路からなり、その高位直流出力端は、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ２を通じてバッテリ９の高位端及び電気負荷
１０の一方の端に接続され、三相全波整流器１１の低位
直流出力端はバッテリ９の低位端及び電気負荷１０の他
方の端とともに接地されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ
２の入出力端は短絡スイッチ２１と並列接続されてお
り、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入出力端は切り換えスイ
ッチ２２の一対の切り換え端子に個別に接続され、切り
換えスイッチ２２の共通端子は界磁コイル４ｃの一端に
接続され、界磁コイル４ｃの他端はコントローラ７内の
界磁電流制御用のスイッチングトランジスタ（図示せ
ず）を通じて接地されている。更に、三相全波整流器１
１の高位直流電源端はスイッチ２３を通じて高電圧負荷
（本実施例ではＥＨＣと略称される触媒ヒータ）１０ａ
の一方の端に接続され、高電圧負荷１０ａの他方の端は
接地されている。三相全波整流器１１と、スイッチ２１
〜２３はコントローラ７により制御される。
【００３３】コントローラ７は、マイコン構成を有し、
界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各Ｍ
ＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆから個別に入力する後述の電
圧降下信号Ｐａ〜Ｐｆに基づいてゲート電圧信号Ｇａ〜
Ｇｆを形成し、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲート
電極に個別に印加する。更に説明すると、コントローラ
７は、低電圧発電を行う低電圧発電モードにおいてバッ
テリ電圧ＶＢが所定の基準発電電圧値Ｖｒｅｆ１に一致
するよう界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するととも
に三相全波整流器１１を後述する非進相制御モードで制
御し、高電圧発電を行う高電圧発電モードにおいて三相
全波整流器１１の高位直流電源端の出力電圧Ｖｏを基準
発電電圧値Ｖｒｅｆ１より高い所定の基準発電電圧値Ｖ
ｒｅｆ２に一致するよう界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ
制御するとともに三相全波整流器１１を後述する進相制
御モードで制御する。
界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各Ｍ
ＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆから個別に入力する後述の電
圧降下信号Ｐａ〜Ｐｆに基づいてゲート電圧信号Ｇａ〜
Ｇｆを形成し、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲート
電極に個別に印加する。更に説明すると、コントローラ
７は、低電圧発電を行う低電圧発電モードにおいてバッ
テリ電圧ＶＢが所定の基準発電電圧値Ｖｒｅｆ１に一致
するよう界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するととも
に三相全波整流器１１を後述する非進相制御モードで制
御し、高電圧発電を行う高電圧発電モードにおいて三相
全波整流器１１の高位直流電源端の出力電圧Ｖｏを基準
発電電圧値Ｖｒｅｆ１より高い所定の基準発電電圧値Ｖ
ｒｅｆ２に一致するよう界磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ
制御するとともに三相全波整流器１１を後述する進相制
御モードで制御する。
【００３４】なお、必要なら、コントローラ７は、界磁
コイル４ｃと直列に接続された低抵抗素子（図示せず）
から界磁電流を読み込むことができ、また、エンジン
（図示せず）を制御するエンジン制御装置（ＥＣＵ）か
らエンジン情報を読み込むことができる。 三相全波整
流器１１のａ相のインバータを図２を参照して説明す
る。
コイル４ｃと直列に接続された低抵抗素子（図示せず）
から界磁電流を読み込むことができ、また、エンジン
（図示せず）を制御するエンジン制御装置（ＥＣＵ）か
らエンジン情報を読み込むことができる。 三相全波整
流器１１のａ相のインバータを図２を参照して説明す
る。
【００３５】ハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１
１ａ及びローサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１ｄ
はそれぞれＮチャンネルタイプであり、互いに直列接続
されている。ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、発電時のドレイン
領域である電機子コイル側のＮ型領域と、その発電時の
ソース領域であるバッテリ側のＮ型領域と、ゲート電極
１１４ａ直下のＰウエル領域とを有し、これらＮ型領域
とＰウエル領域との間のＰＮ接合が寄生ダイオードを形
成している。
１ａ及びローサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１ｄ
はそれぞれＮチャンネルタイプであり、互いに直列接続
されている。ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、発電時のドレイン
領域である電機子コイル側のＮ型領域と、その発電時の
ソース領域であるバッテリ側のＮ型領域と、ゲート電極
１１４ａ直下のＰウエル領域とを有し、これらＮ型領域
とＰウエル領域との間のＰＮ接合が寄生ダイオードを形
成している。
【００３６】本実施例では、Ｐウエル領域と電機子コイ
ル側のＮ型領域とが、チップ上に絶縁膜を介して所定抵
抗率の半導体又は金属配線などをパターニングして形成
した低抵抗１１３ａを有しており、この低抵抗１１３ａ
の電圧降下を検出することにより、チャンネル電流を検
出可能としている。同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１ｄは低抵
抗１１３ｄを有し、他の相のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１
ｅ、１１ｃ、１１ｆも同様の低抵抗を有し、各ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａ〜１１ｆは、電機子コイル側のＮ型領域と低
抵抗との接続端子Ｐａ〜Ｐｆを有している。なお、これ
ら寄生ダイオード１１２ａ、１１２ｄは発電電流をバッ
テリ９に給電する際の電流経路にもなる。
ル側のＮ型領域とが、チップ上に絶縁膜を介して所定抵
抗率の半導体又は金属配線などをパターニングして形成
した低抵抗１１３ａを有しており、この低抵抗１１３ａ
の電圧降下を検出することにより、チャンネル電流を検
出可能としている。同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１ｄは低抵
抗１１３ｄを有し、他の相のＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１
ｅ、１１ｃ、１１ｆも同様の低抵抗を有し、各ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａ〜１１ｆは、電機子コイル側のＮ型領域と低
抵抗との接続端子Ｐａ〜Ｐｆを有している。なお、これ
ら寄生ダイオード１１２ａ、１１２ｄは発電電流をバッ
テリ９に給電する際の電流経路にもなる。
【００３７】次に、三相全波整流器１１の各ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説明す
る。 （非進相制御モード）まず、進相電流給電を実施しない
制御例を説明する。ただし、説明を簡単とするために、
発電電圧は低電圧発電モードを採用している場合につい
て説明する。
Ｔ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説明す
る。 （非進相制御モード）まず、進相電流給電を実施しない
制御例を説明する。ただし、説明を簡単とするために、
発電電圧は低電圧発電モードを採用している場合につい
て説明する。
【００３８】図３は電機子コイル５ａの相電圧Ｖａのタ
イミングチャートを示す。、ａ相のハイサイドスイッチ
であるＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａ
がバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより高い
かどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオフは相
電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなった時点に行
う。他の相のハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１
１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように行う。
イミングチャートを示す。、ａ相のハイサイドスイッチ
であるＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａ
がバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより高い
かどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオフは相
電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなった時点に行
う。他の相のハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１
１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように行う。
【００３９】ａ相のローサイドスイッチであるＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われる。そのターン
オンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａが接地電圧ＶＥ
＝０Ｖ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより低いかどうかを調
べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖａが接
地電圧より高くなった時点に行う。他の相のローサイド
スイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆの開閉制御
も同じように行う。
ＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われる。そのターン
オンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａが接地電圧ＶＥ
＝０Ｖ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより低いかどうかを調
べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖａが接
地電圧より高くなった時点に行う。他の相のローサイド
スイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆの開閉制御
も同じように行う。
【００４０】図５のフローチャートにより、非進相制御
モードを行うサブルーチンの一例を説明する。このフロ
ーチャートは、図示しないメインルーチンに、一定時間
毎に割り込んで実施されるものとする。まず、ｘ相の相
電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ
（２００）、超えればハイサイドスイッチ１１ａをオン
し（２０２）、以下であればハイサイドスイッチ１１ａ
をオフする（２０４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッ
テリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ
（２０６）、小さければローサイドスイッチ１１ｄをオ
ンし（２０８）、小さくなければローサイドスイッチ１
１ｄをオフする（２１０）。
モードを行うサブルーチンの一例を説明する。このフロ
ーチャートは、図示しないメインルーチンに、一定時間
毎に割り込んで実施されるものとする。まず、ｘ相の相
電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ
（２００）、超えればハイサイドスイッチ１１ａをオン
し（２０２）、以下であればハイサイドスイッチ１１ａ
をオフする（２０４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッ
テリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ
（２０６）、小さければローサイドスイッチ１１ｄをオ
ンし（２０８）、小さくなければローサイドスイッチ１
１ｄをオフする（２１０）。
【００４１】次に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次
に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２
２）。
Ｂを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次
に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２
２）。
【００４２】次に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次
に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｆをオフして（２３
４）、メインルーチンにリターンする。
Ｂを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次
に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｆをオフして（２３
４）、メインルーチンにリターンする。
【００４３】（進相制御モード）次に、進相電流給電を
実施する制御例を説明する。ただし、本実施例では、進
相電流給電は高電圧負荷１０ａに給電する場合（高電圧
発電モード）において採用される。図４は電機子コイル
５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。この実
施例では、ハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１
ａのターンオンタイミングは、その相電流が負から正に
なる時点、すなわち低抵抗１１３ｄの電圧降下Ｖｐｓｄ
が負から正になる時点ｔ2 よりＴ4 （＝Ｔ2 ）だけ遅れ
た時点ｔ 2 ’（＝ｔ0 ）に実施され、他のハイサイドス
イッチである各ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃのターンオ
ンタイミングも同様である。また、ローサイドスイッチ
であるＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンタイミングは、
その相電流が正から負になる時点、すなわち低抵抗１１
３ａの電圧降下Ｖｐｓａが正から負になる時点ｔ1より
Ｔ2 だけ遅れた時点ｔ1 ’に実施され、他のローサイド
スイッチである各ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターン
オンタイミングも同様である。
実施する制御例を説明する。ただし、本実施例では、進
相電流給電は高電圧負荷１０ａに給電する場合（高電圧
発電モード）において採用される。図４は電機子コイル
５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。この実
施例では、ハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥＴ１１
ａのターンオンタイミングは、その相電流が負から正に
なる時点、すなわち低抵抗１１３ｄの電圧降下Ｖｐｓｄ
が負から正になる時点ｔ2 よりＴ4 （＝Ｔ2 ）だけ遅れ
た時点ｔ 2 ’（＝ｔ0 ）に実施され、他のハイサイドス
イッチである各ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃのターンオ
ンタイミングも同様である。また、ローサイドスイッチ
であるＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンタイミングは、
その相電流が正から負になる時点、すなわち低抵抗１１
３ａの電圧降下Ｖｐｓａが正から負になる時点ｔ1より
Ｔ2 だけ遅れた時点ｔ1 ’に実施され、他のローサイド
スイッチである各ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターン
オンタイミングも同様である。
【００４４】一方、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのタ
ーンオフタイミングは、本実施例では、ターンオンタイ
ミングから略１８０度位相期間後まで延長している。す
なわち、ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオフはＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｄのターンオンと同時又はその直前に実施され、
ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオフはＭＯＳＦＥＴ１１ａ
のターンオンと同時又はその直前に実施される。
ーンオフタイミングは、本実施例では、ターンオンタイ
ミングから略１８０度位相期間後まで延長している。す
なわち、ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオフはＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｄのターンオンと同時又はその直前に実施され、
ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオフはＭＯＳＦＥＴ１１ａ
のターンオンと同時又はその直前に実施される。
【００４５】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、図５に示すよ
うに、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけＯＦＦ
タイミングを遅らせる。同様にＭＯＳＦＥＴ１１ｄのＯ
ＦＦタイミングはｔ2 からＴ４（＝Ｔ２）だけ遅らせた
ｔ'2とされる。また、バッテリ４から電機子コイル５ａ
〜５ｃへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作
用を生むα（図５参照）だけ位相の進んだ電流が電機子
コイル５ａに供給されることになる。ここで充電期間Ｔ
１（＝Ｔ３）とＯＦＦ遅延期間Ｔ２（＝Ｔ4 ）との和は
電気角で１８０°以下にする必要がある。これら一連の
制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて（１周期の１
／３の期間遅延して）、ｃ相には電気的に１２０°進ま
せて（１周期の２／３の期間遅延して）制御することで
３相の進相制御が可能となる。
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、図５に示すよ
うに、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけＯＦＦ
タイミングを遅らせる。同様にＭＯＳＦＥＴ１１ｄのＯ
ＦＦタイミングはｔ2 からＴ４（＝Ｔ２）だけ遅らせた
ｔ'2とされる。また、バッテリ４から電機子コイル５ａ
〜５ｃへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作
用を生むα（図５参照）だけ位相の進んだ電流が電機子
コイル５ａに供給されることになる。ここで充電期間Ｔ
１（＝Ｔ３）とＯＦＦ遅延期間Ｔ２（＝Ｔ4 ）との和は
電気角で１８０°以下にする必要がある。これら一連の
制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて（１周期の１
／３の期間遅延して）、ｃ相には電気的に１２０°進ま
せて（１周期の２／３の期間遅延して）制御することで
３相の進相制御が可能となる。
【００４６】図６及び図７のフローチャートにより、進
相制御モードを行うサブルーチンの一例を説明する。ま
ず、このルーチンを実行するのが初回か２回目以降かを
判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ（２９０）、２
回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステップ３００に飛
び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｆの導通（オン）動作だけを図５の非進相制御ル
ーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセッ
トしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラグ
Ｆ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
相制御モードを行うサブルーチンの一例を説明する。ま
ず、このルーチンを実行するのが初回か２回目以降かを
判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ（２９０）、２
回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステップ３００に飛
び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｆの導通（オン）動作だけを図５の非進相制御ル
ーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセッ
トしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラグ
Ｆ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
【００４７】ステップ３００では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｄがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０
２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ａ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ａ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３０４）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８へ進む。
イッチ１１ｄがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０
２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ａ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ａ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３０４）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８へ進む。
【００４８】ステップ３０８では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｅがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１
０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｂ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ｂ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３１２）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６へ進む。
イッチ１１ｅがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１
０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｂ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ｂ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３１２）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６へ進む。
【００４９】ステップ３１６では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｆがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１
８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｃ
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ１１
ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ（３２０）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければステップ４００へ進む。
イッチ１１ｆがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１
８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｃ
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ１１
ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ（３２０）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければステップ４００へ進む。
【００５０】ステップ４００では、タイマｄがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０４に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ａをオンし、タイマｄを０にリセットしてからステ
ップ４０４へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０４に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ａをオンし、タイマｄを０にリセットしてからステ
ップ４０４へ進む。
【００５１】ステップ４０４では、タイマａがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間（進相電流通電時
間）ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 だけ経過したかどうかを調べ、オ
ーバーしていなければ直接にステップ４０８に進み、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオン
し、ハイサイドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０
にリセットしてからステップ４０８へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間（進相電流通電時
間）ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 だけ経過したかどうかを調べ、オ
ーバーしていなければ直接にステップ４０８に進み、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオン
し、ハイサイドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０
にリセットしてからステップ４０８へ進む。
【００５２】ステップ４０８では、タイマｅがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセットしてからステ
ップ４１２へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセットしてからステ
ップ４１２へ進む。
【００５３】ステップ４１２では、タイマｂがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１６に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサイドスイッチ
１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセットしてからメイ
ンルーチンへ戻る。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１６に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサイドスイッチ
１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセットしてからメイ
ンルーチンへ戻る。
【００５４】ステップ４１６では、タイマｆがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４２０に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセットしてからステ
ップ４２０へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４２０に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサイドスイッチ
１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセットしてからステ
ップ４２０へ進む。
【００５５】ステップ４２０では、タイマｃがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ１０２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし、ハイサイドスイッチ
１１ｃをオフし、タイマｃを０にリセットしてからステ
ップ１０２へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ１０２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし、ハイサイドスイッチ
１１ｃをオフし、タイマｃを０にリセットしてからステ
ップ１０２へ進む。
【００５６】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、ｔ１に達して
もＯＦＦせず、期間ΔＴ＝Ｔ 2 ＝Ｔ4 だけターンオフが
遅延する。同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオフも
ｔ2 からΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 だけ遅らせたｔ2 ' とされ
る。これにより、バッテリ９から電機子コイル５ａ〜５
ｃへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作用を
生むα（図４参照）だけ位相の進んだ電流がステータコ
イル５ａに供給されることになる。ここで充電期間Ｔ1
（＝Ｔ3 ）と遅延期間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 との和は電気角
で１８０°以下にする必要がある。なお、ａ相に対して
ｂ相を電気的で１２０°遅らせ、ｃ相を電気的に１２０
°進ませて制御しても３相の進相制御が可能となる。
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、ｔ１に達して
もＯＦＦせず、期間ΔＴ＝Ｔ 2 ＝Ｔ4 だけターンオフが
遅延する。同様に、ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオフも
ｔ2 からΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 だけ遅らせたｔ2 ' とされ
る。これにより、バッテリ９から電機子コイル５ａ〜５
ｃへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作用を
生むα（図４参照）だけ位相の進んだ電流がステータコ
イル５ａに供給されることになる。ここで充電期間Ｔ1
（＝Ｔ3 ）と遅延期間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4 との和は電気角
で１８０°以下にする必要がある。なお、ａ相に対して
ｂ相を電気的で１２０°遅らせ、ｃ相を電気的に１２０
°進ませて制御しても３相の進相制御が可能となる。
【００５７】なお上記実施例では、各スイッチ１１ａ〜
１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
【００５８】例えば、ａ相について説明すれば、ハイサ
イドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオ
フしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａ
が三相全波整流器１１の高位直流電源端の出力電圧Ｖｏ
より高くなればハイサイドスイッチ１１ａをオンする。
一方、オンしたハイサイドスイッチ１１ａのオフは、上
記と同様に相電圧Ｖａが出力電圧Ｖｏより低くなってか
ら所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよい。
イドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオ
フしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａ
が三相全波整流器１１の高位直流電源端の出力電圧Ｖｏ
より高くなればハイサイドスイッチ１１ａをオンする。
一方、オンしたハイサイドスイッチ１１ａのオフは、上
記と同様に相電圧Ｖａが出力電圧Ｖｏより低くなってか
ら所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよい。
【００５９】同様に、ハイサイドスイッチ１１ａ及びロ
ーサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧
Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１
ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１
ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖよ
り低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよ
い。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１
１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミ
ンを１２０度ずらして行うこともできる。
ーサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧
Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１
ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１
ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖよ
り低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよ
い。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１
１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミ
ンを１２０度ずらして行うこともできる。
【００６０】（実施例２）図８に第２の実施例のブロッ
ク回路図を示す。ただし、図８は図１の回路のうち、異
なる部分を含む一部の回路を図示する。この発電機１０
０ａはロータの磁極位置を検出する磁極位置検出器（本
発明でいう磁極位置検出手段）１６を備える点が実施例
１（図１参照）の発電機１００と異なっており、図８に
示す三相全波整流器１７の各ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７
ｆは、実施例１（図１参照）の三相全波整流器１１に比
べて電流検出用の低抵抗を持たない点が異なっている。
ク回路図を示す。ただし、図８は図１の回路のうち、異
なる部分を含む一部の回路を図示する。この発電機１０
０ａはロータの磁極位置を検出する磁極位置検出器（本
発明でいう磁極位置検出手段）１６を備える点が実施例
１（図１参照）の発電機１００と異なっており、図８に
示す三相全波整流器１７の各ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７
ｆは、実施例１（図１参照）の三相全波整流器１１に比
べて電流検出用の低抵抗を持たない点が異なっている。
【００６１】次に、この実施例のＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜
１７ｆの開閉制御について図９のタイミングチャートを
参照して以下に説明する。本実施例では、磁極位置検出
器１６によりロータの磁極位置を検出する。磁極位置検
出器１６は、アブソリュート形式のロータリーエンコー
ダからなり、基準の角度位置にて基準パルス信号を出力
し、所定角度毎にパルス信号を出力するものとする。そ
して、コントローラ７は読み込んだ基準パルス信号から
パルス信号をカウントして、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７
ｆを制御するために位相角信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃを出力
するものとする。Ｘ相の電機子コイル（電機子巻線）５
ａの出力電圧である相電圧Ｖａが負から正へ変化する位
相角δ１でハイレベルとなり、相電圧Ｖａが正から負へ
変化する位相角δ２でローレベルを出力する。Ｙ相の電
機子コイル（電機子巻線）５ｂの出力電圧である相電圧
Ｖｂが負から正へ変化する位相角δ３でハイレベルとな
り、相電圧Ｖｂが正から負へ変化する位相角δ４でロー
レベルを出力する。Ｚ相の電機子コイル（電機子巻線）
５ｃの出力電圧である相電圧Ｖｃが負から正へ変化する
位相角δ５でハイレベルとなり、相電圧Ｖｃが正から負
へ変化する位相角δ６でローレベルを出力する。
１７ｆの開閉制御について図９のタイミングチャートを
参照して以下に説明する。本実施例では、磁極位置検出
器１６によりロータの磁極位置を検出する。磁極位置検
出器１６は、アブソリュート形式のロータリーエンコー
ダからなり、基準の角度位置にて基準パルス信号を出力
し、所定角度毎にパルス信号を出力するものとする。そ
して、コントローラ７は読み込んだ基準パルス信号から
パルス信号をカウントして、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７
ｆを制御するために位相角信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃを出力
するものとする。Ｘ相の電機子コイル（電機子巻線）５
ａの出力電圧である相電圧Ｖａが負から正へ変化する位
相角δ１でハイレベルとなり、相電圧Ｖａが正から負へ
変化する位相角δ２でローレベルを出力する。Ｙ相の電
機子コイル（電機子巻線）５ｂの出力電圧である相電圧
Ｖｂが負から正へ変化する位相角δ３でハイレベルとな
り、相電圧Ｖｂが正から負へ変化する位相角δ４でロー
レベルを出力する。Ｚ相の電機子コイル（電機子巻線）
５ｃの出力電圧である相電圧Ｖｃが負から正へ変化する
位相角δ５でハイレベルとなり、相電圧Ｖｃが正から負
へ変化する位相角δ６でローレベルを出力する。
【００６２】非進相制御モード自体は実施例１と同じと
することができるので、進相制御モードを以下に説明す
る。本実施例における進相制御は、図９に示すように、
位相角δ１から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延
した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ａをオンし、ＭＯＳＦＥＴ
１７ｄをオフする。位相角δ２から所定の遅角δに相当
する位相角だけ遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ａをオ
フし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｄをオンする。位相角δ３から
所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点でＭＯ
ＳＦＥＴ１７ｂをオンし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｅをオフす
る。位相角δ４から所定の遅角δに相当する位相角だけ
遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ｂをオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴ１７ｅをオンする。位相角δ５から所定の遅角δに
相当する位相角だけ遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ｃ
をオンし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｆをオフする。位相角δ６
から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点で
ＭＯＳＦＥＴ１７ｃをオフし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｆをオ
ンする。
することができるので、進相制御モードを以下に説明す
る。本実施例における進相制御は、図９に示すように、
位相角δ１から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延
した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ａをオンし、ＭＯＳＦＥＴ
１７ｄをオフする。位相角δ２から所定の遅角δに相当
する位相角だけ遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ａをオ
フし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｄをオンする。位相角δ３から
所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点でＭＯ
ＳＦＥＴ１７ｂをオンし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｅをオフす
る。位相角δ４から所定の遅角δに相当する位相角だけ
遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ｂをオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴ１７ｅをオンする。位相角δ５から所定の遅角δに
相当する位相角だけ遅延した時点でＭＯＳＦＥＴ１７ｃ
をオンし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｆをオフする。位相角δ６
から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点で
ＭＯＳＦＥＴ１７ｃをオフし、ＭＯＳＦＥＴ１７ｆをオ
ンする。
【００６３】このようにすれば、実施例１と同様の進相
制御を実現することができる。なお、実施例１の遅延時
間ΔＴ、実施例２の遅角δからなる進相電流通電時間の
設定方式は後述する実施例で説明される。 （実施例３）この実施例の発電装置を図１０を参照して
説明する。図１０の装置は、図１の三相全波整流器１１
のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを、実施例２と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆに置換しただけのものである。
制御を実現することができる。なお、実施例１の遅延時
間ΔＴ、実施例２の遅角δからなる進相電流通電時間の
設定方式は後述する実施例で説明される。 （実施例３）この実施例の発電装置を図１０を参照して
説明する。図１０の装置は、図１の三相全波整流器１１
のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを、実施例２と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆに置換しただけのものである。
【００６４】以下、非進相制御自体は図５の制御方式を
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を図
６、図７のフローチャートを参照して以下に説明する。
この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの開閉タ
イミングを、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのソース・ド
レイン間の電位差に基づいて決定する点が実施例１と異
なっている。なお、図６は各電機子電流のゼロクロス点
を判定するルーチンであり、図７はＭＯＳＦＥＴ１７ａ
〜１７ｆを開閉制御するルーチンである。なお、この実
施例では各電機子電流のゼロクロス点をＭＯＳＦＥＴ１
７ａ〜１７ｆの電位差に基づいて判定する点だけが実施
例１の抵抗電圧降下で検出する点と異なっている。
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を図
６、図７のフローチャートを参照して以下に説明する。
この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの開閉タ
イミングを、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのソース・ド
レイン間の電位差に基づいて決定する点が実施例１と異
なっている。なお、図６は各電機子電流のゼロクロス点
を判定するルーチンであり、図７はＭＯＳＦＥＴ１７ａ
〜１７ｆを開閉制御するルーチンである。なお、この実
施例では各電機子電流のゼロクロス点をＭＯＳＦＥＴ１
７ａ〜１７ｆの電位差に基づいて判定する点だけが実施
例１の抵抗電圧降下で検出する点と異なっている。
【００６５】まず、このルーチンを実行するのが初回か
２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ
（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステッ
プ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの導通（オン）動作だけを図５の
ルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセ
ットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラ
グＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ
（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステッ
プ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの導通（オン）動作だけを図５の
ルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセ
ットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラ
グＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
【００６６】ステップ３００では、まず、ローサイドス
イッチ１７ｄがオンしている期間においてＶａが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｄ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ａがオンしている期
間において相電圧Ｖａが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ａの電流すなわち
電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定子巻線５ａ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ａ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３０４）、
変化したら内蔵タイマａをスタートし（３０６）、変化
しなければステップ３０８へ進む。
イッチ１７ｄがオンしている期間においてＶａが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｄ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ａがオンしている期
間において相電圧Ｖａが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ａの電流すなわち
電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定子巻線５ａ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ａ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３０４）、
変化したら内蔵タイマａをスタートし（３０６）、変化
しなければステップ３０８へ進む。
【００６７】ステップ３０８では、まず、ローサイドス
イッチ１７ｅがオンしている期間においてＶｂが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｅ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ｂがオンしている期
間において相電圧Ｖｂが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ｂの電流すなわち
電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｂ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｂ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３１２）、
変化したら内蔵タイマｂをスタートし（３１４）、変化
しなければステップ３１６へ進む。
イッチ１７ｅがオンしている期間においてＶｂが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｅ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ｂがオンしている期
間において相電圧Ｖｂが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ｂの電流すなわち
電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｂ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｂ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３１２）、
変化したら内蔵タイマｂをスタートし（３１４）、変化
しなければステップ３１６へ進む。
【００６８】ステップ３１６では、まず、ローサイドス
イッチ１７ｆがオンしている期間においてＶｃが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｆ
の電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ｃがオンしている期
間において相電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ｃの電流すなわち
電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｃ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｃ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３２０）、
変化したら内蔵タイマｃをスタートし（３２２）、変化
しなければステップ４００へ進む。
イッチ１７ｆがオンしている期間においてＶｃが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１７ｆ
の電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１７ｃがオンしている期
間において相電圧Ｖｃが出力電圧Ｖｏ以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ１７ｃの電流すなわち
電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定子巻線５ｃ
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線５ｃ
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ（３２０）、
変化したら内蔵タイマｃをスタートし（３２２）、変化
しなければステップ４００へ進む。
【００６９】ステップ４００では、タイマｄがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０４に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｄをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ａをオンし、タイマｄを０にリセットしてからステ
ップ４０４へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０４に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｄをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ａをオンし、タイマｄを０にリセットしてからステ
ップ４０４へ進む。
【００７０】ステップ４０４では、タイマａがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０８に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｄをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ａをオフし、タイマａを０にリセットしてからステ
ップ４０８へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４０８に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｄをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ａをオフし、タイマａを０にリセットしてからステ
ップ４０８へ進む。
【００７１】ステップ４０８では、タイマｅがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｅをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ｂをオンし、タイマｅを０にリセットしてからステ
ップ４１２へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｅをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ｂをオンし、タイマｅを０にリセットしてからステ
ップ４１２へ進む。
【００７２】ステップ４１２では、タイマｂがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１６に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｅをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ｂをオフし、タイマｂを０にリセットしてからステ
ップ４１６へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４１６に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｅをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ｂをオフし、タイマｂを０にリセットしてからステ
ップ４１６へ進む。
【００７３】ステップ４１６では、タイマｆがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４２０に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｆをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ｃをオンし、タイマｆを０にリセットしてからステ
ップ４２０へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ４２０に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｆをオフし、ハイサイドスイッチ
１７ｃをオンし、タイマｆを０にリセットしてからステ
ップ４２０へ進む。
【００７４】ステップ４２０では、タイマｃがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ１０２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｆをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ｃをオフし、タイマｃを０にリセットしてからメイ
ンルーチンにリターンする。 （実施例４）本発明の一実施例を図１１を参照して説明
する。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ１０２に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ１７ｆをオンし、ハイサイドスイッチ
１７ｃをオフし、タイマｃを０にリセットしてからメイ
ンルーチンにリターンする。 （実施例４）本発明の一実施例を図１１を参照して説明
する。
【００７５】この車両用発電装置は、図１０に示す実施
例３の回路において、各電機子巻線５ａ、５ｂ、５ｃに
デルタ型の短絡回路４を接続したものである。なお、こ
の短絡回路４は、コントローラ７とともに本発明でいう
進相電流給電手段を構成している。短絡回路４は、３個
のＭＯＳＦＥＴ（短絡スイッチ）４１〜４３をデルタ接
続して構成され、ＭＯＳＦＥＴ４１は電機子巻線５ａの
出力端と電機子巻線５ｂの出力端とを接続し、ＭＯＳＦ
ＥＴ４２は電機子巻線５ｂの出力端と電機子巻線５ｃの
出力端とを接続し、ＭＯＳＦＥＴ４３は電機子巻線５ｃ
の出力端と電機子巻線５ａの出力端とを接続している。
例３の回路において、各電機子巻線５ａ、５ｂ、５ｃに
デルタ型の短絡回路４を接続したものである。なお、こ
の短絡回路４は、コントローラ７とともに本発明でいう
進相電流給電手段を構成している。短絡回路４は、３個
のＭＯＳＦＥＴ（短絡スイッチ）４１〜４３をデルタ接
続して構成され、ＭＯＳＦＥＴ４１は電機子巻線５ａの
出力端と電機子巻線５ｂの出力端とを接続し、ＭＯＳＦ
ＥＴ４２は電機子巻線５ｂの出力端と電機子巻線５ｃの
出力端とを接続し、ＭＯＳＦＥＴ４３は電機子巻線５ｃ
の出力端と電機子巻線５ａの出力端とを接続している。
【００７６】コントローラ７は、後述するように進相電
流通電を短絡スイッチ４１〜４３を導通させて実施す
る。もちろん非進相制御モードは短絡スイッチ４１〜４
３を遮断し、三相全波整流器３を通じて相電圧Ｖａ〜Ｖ
ｃを整流すればよいので、詳細説明を省略する。また、
この実施例において、相電圧Ｖａは相電圧Ｖｂより１２
０度進んでおり、相電圧Ｖｂは相電圧Ｖｃより１２０度
進んでいるものとする。また、ここでは説明を簡単とす
るため、三相全波整流器３の各ダイオード３１〜３６の
順方向電圧降下は無視する。
流通電を短絡スイッチ４１〜４３を導通させて実施す
る。もちろん非進相制御モードは短絡スイッチ４１〜４
３を遮断し、三相全波整流器３を通じて相電圧Ｖａ〜Ｖ
ｃを整流すればよいので、詳細説明を省略する。また、
この実施例において、相電圧Ｖａは相電圧Ｖｂより１２
０度進んでおり、相電圧Ｖｂは相電圧Ｖｃより１２０度
進んでいるものとする。また、ここでは説明を簡単とす
るため、三相全波整流器３の各ダイオード３１〜３６の
順方向電圧降下は無視する。
【００７７】図１２〜図１３のフローチャートを参照し
てこの実施例の進相電流制御について以下に説明する。
このサブルーチンは、一定時間毎に優先実施される割り
込みルーチンである。なお、この進相制御モードも高電
圧発電モードで実施されるものとする。まず、この短絡
制御の実施を指令するフラグＦが１であるかどうかを調
べ（５００）、０であれば短絡制御の実施指令無しとし
てメインルーチン（図示せず）にリターンし、１であれ
ば短絡制御の実施指令有りとしてステップ５０１に進
む。
てこの実施例の進相電流制御について以下に説明する。
このサブルーチンは、一定時間毎に優先実施される割り
込みルーチンである。なお、この進相制御モードも高電
圧発電モードで実施されるものとする。まず、この短絡
制御の実施を指令するフラグＦが１であるかどうかを調
べ（５００）、０であれば短絡制御の実施指令無しとし
てメインルーチン（図示せず）にリターンし、１であれ
ば短絡制御の実施指令有りとしてステップ５０１に進
む。
【００７８】ステップ５０１では相電圧Ｖａ〜Ｖｃを読
み込み、読み込んだ相電圧Ｖａが三相全波整流器１７の
高位直流電源端の出力電圧Ｖｏより小さいかどうかを調
べ（５０２）、小さくなければステップ５０３に進み、
小さければステップ５１２に進む。ステップ５０３では
相電圧Ｖａが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）より大きいかどう
かを調べ、大きくなければステップ５０４に進み、大き
ければステップ５１２に進む。ステップ５１２では、短
絡スイッチ４１の導通時間を設定するためのタイマａを
スタートさせ、直ちに短絡スイッチ４１をオンし（５１
４）、ステップ６００へ進む。
み込み、読み込んだ相電圧Ｖａが三相全波整流器１７の
高位直流電源端の出力電圧Ｖｏより小さいかどうかを調
べ（５０２）、小さくなければステップ５０３に進み、
小さければステップ５１２に進む。ステップ５０３では
相電圧Ｖａが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）より大きいかどう
かを調べ、大きくなければステップ５０４に進み、大き
ければステップ５１２に進む。ステップ５１２では、短
絡スイッチ４１の導通時間を設定するためのタイマａを
スタートさせ、直ちに短絡スイッチ４１をオンし（５１
４）、ステップ６００へ進む。
【００７９】ステップ５０４では相電圧Ｖｂが出力電圧
Ｖｏより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ５０６に進み、小さければステップ５１６に進む。ス
テップ５０６では相電圧Ｖｂが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ５
０８に進み、大きければステップ５１６に進む。ステッ
プ５１６では、短絡スイッチ４２の導通時間を設定する
ためのタイマｂをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ４
２をオンし（５１８）、ステップ６００へ進む。
Ｖｏより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ５０６に進み、小さければステップ５１６に進む。ス
テップ５０６では相電圧Ｖｂが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ５
０８に進み、大きければステップ５１６に進む。ステッ
プ５１６では、短絡スイッチ４２の導通時間を設定する
ためのタイマｂをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ４
２をオンし（５１８）、ステップ６００へ進む。
【００８０】ステップ５０８では相電圧Ｖｃが出力電圧
Ｖｏより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ５１０へ進み、小さければステップ５２０に進む。ス
テップ５１０では相電圧Ｖｃが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ６
００に進み、大きければステップ５２０に進む。ステッ
プ５２０では、短絡スイッチ４３の導通時間を設定する
ためのタイマｃをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ４
３をオンし（５２２）、ステップ６００へ進む。
Ｖｏより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ５１０へ進み、小さければステップ５２０に進む。ス
テップ５１０では相電圧Ｖｃが接地電圧ＶＥ（＝０Ｖ）
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ６
００に進み、大きければステップ５２０に進む。ステッ
プ５２０では、短絡スイッチ４３の導通時間を設定する
ためのタイマｃをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ４
３をオンし（５２２）、ステップ６００へ進む。
【００８１】なお、ステップ５１４、５１８終了後、直
ちにステップ６００へ飛ぶのは、図１２、図１３のルー
チンは定期的かつ頻繁に実施されており、短絡スイッチ
４１〜４３の位相差によりそれらが１回のルーチン巡回
時間内において一緒にオンされることはないからであ
る。また、タイマａ、ｂ、ｃには、後述する実施例で算
出された又は予め設定された所定の遅延時間ΔＴがセッ
トされているものとする。
ちにステップ６００へ飛ぶのは、図１２、図１３のルー
チンは定期的かつ頻繁に実施されており、短絡スイッチ
４１〜４３の位相差によりそれらが１回のルーチン巡回
時間内において一緒にオンされることはないからであ
る。また、タイマａ、ｂ、ｃには、後述する実施例で算
出された又は予め設定された所定の遅延時間ΔＴがセッ
トされているものとする。
【００８２】次のステップ６００では、タイマａのカウ
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔＴに達したかど
うかを調べ、達していなければステップ６０４へ進み、
満了していれば短絡スイッチ４１をオフし、タイマａを
リセットして（６０２）、ステップ６０４へ進む。次の
ステップ６０４では、タイマｂのカウント値がそれにセ
ットされた遅延時間ΔＴに達したかどうかを調べ、達し
ていなければステップ６０８へ進み、満了していれば短
絡スイッチ４２をオフし、タイマｂをリセットして（６
０６）、ステップ６０８へ進む。
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔＴに達したかど
うかを調べ、達していなければステップ６０４へ進み、
満了していれば短絡スイッチ４１をオフし、タイマａを
リセットして（６０２）、ステップ６０４へ進む。次の
ステップ６０４では、タイマｂのカウント値がそれにセ
ットされた遅延時間ΔＴに達したかどうかを調べ、達し
ていなければステップ６０８へ進み、満了していれば短
絡スイッチ４２をオフし、タイマｂをリセットして（６
０６）、ステップ６０８へ進む。
【００８３】次のステップ６０８では、タイマｃのカウ
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔＴに達したかど
うかを調べ、達していなければメインルーチンー（図示
せず）にリターンし、満了していれば短絡スイッチ４３
をオフし、タイマｃをリセットして（６１０）、メイン
ルーチンにリターンする。上記動作により、各電機子巻
線５ａ、５ｂ、５ｃには、流出電流が０になれば短絡ス
イッチ４１〜４３を通じて進相電流（短絡電流）が流入
し、また、流入電流が０になれば短絡スイッチ４１〜４
３を通じて進相電流（短絡電流）が流出し、これにより
進相電流通電が実現する。
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔＴに達したかど
うかを調べ、達していなければメインルーチンー（図示
せず）にリターンし、満了していれば短絡スイッチ４３
をオフし、タイマｃをリセットして（６１０）、メイン
ルーチンにリターンする。上記動作により、各電機子巻
線５ａ、５ｂ、５ｃには、流出電流が０になれば短絡ス
イッチ４１〜４３を通じて進相電流（短絡電流）が流入
し、また、流入電流が０になれば短絡スイッチ４１〜４
３を通じて進相電流（短絡電流）が流出し、これにより
進相電流通電が実現する。
【００８４】次に、図４を参照して、短絡スイッチ４１
の導通制御により生じる電磁現象について以下に説明す
る。本実施例では、短絡電流の通電が時点ｔ1 で開始さ
れ、短絡時間が終了した時点（以下、ｔ1 ’とする）で
終了する。この短絡電流が通電されない場合には、相電
圧Ｖａは通常、出力電圧Ｖｏより小さいものの低位直流
電源端の電圧（０Ｖ）より大きい値であり、上記短絡電
流を通電しない場合には、時点ｔ1 ’後、相電流ｉａが
低位直流電源端から固定子巻線５ａへ流れ込むことはな
い。しかし、時点ｔ1 から時点ｔ1 ’まで固定子巻線５
ａへ短絡相電流を流入させると、時点ｔ1 ’における短
絡スイッチ４１の遮断時に各固定子巻線５ａに発生する
逆起電力が固定子巻線５ａの出力端の電位すなわち相電
圧Ｖａを低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だ
け相電圧Ｖａが低下して低位直流電源端（０Ｖ）の電位
より低下し、その結果として、電流が低位直流電源端か
らダイオード３４を通じて固定子巻線５ａに流入できる
ことになる。
の導通制御により生じる電磁現象について以下に説明す
る。本実施例では、短絡電流の通電が時点ｔ1 で開始さ
れ、短絡時間が終了した時点（以下、ｔ1 ’とする）で
終了する。この短絡電流が通電されない場合には、相電
圧Ｖａは通常、出力電圧Ｖｏより小さいものの低位直流
電源端の電圧（０Ｖ）より大きい値であり、上記短絡電
流を通電しない場合には、時点ｔ1 ’後、相電流ｉａが
低位直流電源端から固定子巻線５ａへ流れ込むことはな
い。しかし、時点ｔ1 から時点ｔ1 ’まで固定子巻線５
ａへ短絡相電流を流入させると、時点ｔ1 ’における短
絡スイッチ４１の遮断時に各固定子巻線５ａに発生する
逆起電力が固定子巻線５ａの出力端の電位すなわち相電
圧Ｖａを低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だ
け相電圧Ｖａが低下して低位直流電源端（０Ｖ）の電位
より低下し、その結果として、電流が低位直流電源端か
らダイオード３４を通じて固定子巻線５ａに流入できる
ことになる。
【００８５】言い換えれば、短絡電流の通電により固定
子巻線５ａに電磁エネルギが蓄積され、この電磁エネル
ギが時点ｔ1 ’以後に放出されると考えられる。なお、
この時点ｔ1 ’以後の電流は高位直流電源端からバッテ
リ９により回収される。同様の理由により、時点ｔ2 か
ら時点ｔ2 ’まで固定子巻線５ａから短絡電流を流出さ
せると、この短絡電流の通電により固定子巻線５ａに電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ2 ’
以後に放出されると考えられる。なお、この時点ｔ2 ’
以後の電流は高位直流電源端からバッテリ９により回収
される。
子巻線５ａに電磁エネルギが蓄積され、この電磁エネル
ギが時点ｔ1 ’以後に放出されると考えられる。なお、
この時点ｔ1 ’以後の電流は高位直流電源端からバッテ
リ９により回収される。同様の理由により、時点ｔ2 か
ら時点ｔ2 ’まで固定子巻線５ａから短絡電流を流出さ
せると、この短絡電流の通電により固定子巻線５ａに電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ2 ’
以後に放出されると考えられる。なお、この時点ｔ2 ’
以後の電流は高位直流電源端からバッテリ９により回収
される。
【００８６】本実施例では上記した短絡スイッチ４１〜
４３により進相電流の給電を行うので、万一、これらの
スイッチが遮断不能となってもバッテリ９が放電するこ
とがなく、安全であるという優れた効果を奏する。 （実施例５）上記実施例で説明した進相制御モード又は
非進相制御モードの具体的な応用実施例を図１４のフロ
ーチャートを参照して以下に説明する。なお、この実施
例では、図１の電流検出抵抗によりＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｆのオフタイミングを遅延して進相電流給電を実
施するものとする。
４３により進相電流の給電を行うので、万一、これらの
スイッチが遮断不能となってもバッテリ９が放電するこ
とがなく、安全であるという優れた効果を奏する。 （実施例５）上記実施例で説明した進相制御モード又は
非進相制御モードの具体的な応用実施例を図１４のフロ
ーチャートを参照して以下に説明する。なお、この実施
例では、図１の電流検出抵抗によりＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｆのオフタイミングを遅延して進相電流給電を実
施するものとする。
【００８７】まず、電源投入とともに初期リセットを行
い、その後、切り換えスイッチ２２をバッテリ側へ接続
し（１００）、短絡スイッチ２１を導通させる。また、
コントローラ７内のＣＰＵ（図示せず）の調整電圧格納
レジスタ（図示せず）に低電圧発電モード時の調整電圧
として第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１（＝１３．５Ｖ）をセ
ットして（１０４）、エンジン（図示せず）を始動し、
界磁コイル４ｃに界磁電流を通電して発電開始する（１
０６）。
い、その後、切り換えスイッチ２２をバッテリ側へ接続
し（１００）、短絡スイッチ２１を導通させる。また、
コントローラ７内のＣＰＵ（図示せず）の調整電圧格納
レジスタ（図示せず）に低電圧発電モード時の調整電圧
として第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１（＝１３．５Ｖ）をセ
ットして（１０４）、エンジン（図示せず）を始動し、
界磁コイル４ｃに界磁電流を通電して発電開始する（１
０６）。
【００８８】次のステップ１０８では、三相全波整流器
１１の出力電圧Ｖｏと第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１とを比
較し、第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１が大きければ界磁電流
制御用のスイッチングトランジスタ（図示せず）の通電
率をアップして（１１０）、ステップ１０８にリターン
し、出力電圧Ｖｏが大きければ、切り換えスイッチ２２
を三相全波整流器１１の出力端子側へ接続し（１１
２）、上記調整電圧格納レジスタに高電圧発電モード時
の調整電圧として第２の調整電圧Ｖｒｅｆ２（＝２７
Ｖ）をセットし（１１４）、短絡スイッチ２１を開き、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２を作動させ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２は三相全波整流器１１の出力電圧Ｖｏを１３．５
Ｖに降圧して、電気負荷１０及びバッテリ９に給電する
（１１６）。
１１の出力電圧Ｖｏと第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１とを比
較し、第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１が大きければ界磁電流
制御用のスイッチングトランジスタ（図示せず）の通電
率をアップして（１１０）、ステップ１０８にリターン
し、出力電圧Ｖｏが大きければ、切り換えスイッチ２２
を三相全波整流器１１の出力端子側へ接続し（１１
２）、上記調整電圧格納レジスタに高電圧発電モード時
の調整電圧として第２の調整電圧Ｖｒｅｆ２（＝２７
Ｖ）をセットし（１１４）、短絡スイッチ２１を開き、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２を作動させ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２は三相全波整流器１１の出力電圧Ｖｏを１３．５
Ｖに降圧して、電気負荷１０及びバッテリ９に給電する
（１１６）。
【００８９】次に、出力電圧Ｖｏと第２の調整電圧Ｖｒ
ｅｆ２とを比較し（１１８）、出力電圧Ｖｏが第２の調
整電圧Ｖｒｅｆ２に達していないなら界磁電流制御用の
スイッチングトランジスタ（図示せず）の通電率をアッ
プして界磁電流を増加させ（１２０）、通電率が１００
％かどうかを調べ（１２２）、通電率が１００％に達し
ていなければステップ１３４へ進み、導通率が１００％
に達していればステップ１２４に進んで遅延時間ΔＴ＝
Ｔ２＝Ｔ４を所定の小値だけ増加してからステップ１３
４へ進む。ステップ１３４では、ルーチンの巡回速度を
調節するために所定時間待機して、ステップ１１８へリ
ターンする。
ｅｆ２とを比較し（１１８）、出力電圧Ｖｏが第２の調
整電圧Ｖｒｅｆ２に達していないなら界磁電流制御用の
スイッチングトランジスタ（図示せず）の通電率をアッ
プして界磁電流を増加させ（１２０）、通電率が１００
％かどうかを調べ（１２２）、通電率が１００％に達し
ていなければステップ１３４へ進み、導通率が１００％
に達していればステップ１２４に進んで遅延時間ΔＴ＝
Ｔ２＝Ｔ４を所定の小値だけ増加してからステップ１３
４へ進む。ステップ１３４では、ルーチンの巡回速度を
調節するために所定時間待機して、ステップ１１８へリ
ターンする。
【００９０】なお、図６、図７の進相制御モードは、遅
延時間ΔＴ＝Ｔ２＝Ｔ４が０より大きい値となった場合
に所定時間毎に割り込み実行され、この時、タイマーａ
〜ｆにはそれぞれ遅延時間ΔＴがセットされる。これに
より、高電圧発電モードが実施された場合において、界
磁電流の増大だけでは発電電圧を第２の調整電圧Ｖｒｅ
ｆ２に維持されない場合に、進相電流通電により発電電
圧の増大がなされることになる。
延時間ΔＴ＝Ｔ２＝Ｔ４が０より大きい値となった場合
に所定時間毎に割り込み実行され、この時、タイマーａ
〜ｆにはそれぞれ遅延時間ΔＴがセットされる。これに
より、高電圧発電モードが実施された場合において、界
磁電流の増大だけでは発電電圧を第２の調整電圧Ｖｒｅ
ｆ２に維持されない場合に、進相電流通電により発電電
圧の増大がなされることになる。
【００９１】一方、ステップ１１８にて出力電圧Ｖｏが
２７Ｖを超える場合には、現在進相制御モード実施中か
どうかすなわち遅延時間ΔＴが０より大きいかどうかを
調べ（１２６）、実施中であれば（遅延時間ΔＴが０よ
り大きければ）、非進相制御モードにセットして（１２
８）、ステップ１３４へ進む。ステップ１２６にて進相
制御モードでなければ、直ちに界磁電流制御用のスイッ
チングトランジスタ（図示せず）の導通率を所定小値だ
け低減し（１３０）、その後、ルーチンの巡回速度を調
節するために所定時間待機して（１３４）、ステップ１
１８にリターンする。
２７Ｖを超える場合には、現在進相制御モード実施中か
どうかすなわち遅延時間ΔＴが０より大きいかどうかを
調べ（１２６）、実施中であれば（遅延時間ΔＴが０よ
り大きければ）、非進相制御モードにセットして（１２
８）、ステップ１３４へ進む。ステップ１２６にて進相
制御モードでなければ、直ちに界磁電流制御用のスイッ
チングトランジスタ（図示せず）の導通率を所定小値だ
け低減し（１３０）、その後、ルーチンの巡回速度を調
節するために所定時間待機して（１３４）、ステップ１
１８にリターンする。
【００９２】図１５に、本実施例の実験結果を示す。発
電機としては、定格１３．５Ｖ、定格最大出力電流約１
００Ａの車両用オルタネータを用いた。進相制御モード
の実施による高電圧発電を行うことにより、３０００ｒ
ｐｍにて従来発電（１３．５Ｖ発電）に比較して約６０
％の出力電力の増大を実現できた。更に、図１５の実験
結果から、約１５００ｒｐｍ以上において、従来の非進
相制御モードで低電圧発電モード（１３．５Ｖ）を実施
する場合と進相制御モードで高電圧発電モード（２７
Ｖ）を実施する場合では、後者のほうが大出力化を実現
できることがわかる。
電機としては、定格１３．５Ｖ、定格最大出力電流約１
００Ａの車両用オルタネータを用いた。進相制御モード
の実施による高電圧発電を行うことにより、３０００ｒ
ｐｍにて従来発電（１３．５Ｖ発電）に比較して約６０
％の出力電力の増大を実現できた。更に、図１５の実験
結果から、約１５００ｒｐｍ以上において、従来の非進
相制御モードで低電圧発電モード（１３．５Ｖ）を実施
する場合と進相制御モードで高電圧発電モード（２７
Ｖ）を実施する場合では、後者のほうが大出力化を実現
できることがわかる。
【００９３】図１６に他の実験結果を示す。この実施例
では、同一の回転電機を非進相制御モードで３０００、
４０００、５０００ｒｐｍでそれぞれ運転した場合に、
出力電圧Ｖｏを種々変化させた場合の出力電力の変化を
示す特性図である。なお、上記実施例ではＭＯＳＦＥＴ
１１ａ〜１１ｆに内蔵の電流検出用の低抵抗の電圧降下
に基づいて進相制御モードを運転したが、磁極位置やＭ
ＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの電圧降下など他の入力パラ
メータに基づいて進相制御モードを実行することも当然
可能である。 （実施例６）本実施例は、実施例１における高電圧負荷
１０ａを、エンジン始動直後より所定時間例えば６０秒
間のみ使用するＥＨＣ（電気加熱触媒）としたものであ
る。
では、同一の回転電機を非進相制御モードで３０００、
４０００、５０００ｒｐｍでそれぞれ運転した場合に、
出力電圧Ｖｏを種々変化させた場合の出力電力の変化を
示す特性図である。なお、上記実施例ではＭＯＳＦＥＴ
１１ａ〜１１ｆに内蔵の電流検出用の低抵抗の電圧降下
に基づいて進相制御モードを運転したが、磁極位置やＭ
ＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの電圧降下など他の入力パラ
メータに基づいて進相制御モードを実行することも当然
可能である。 （実施例６）本実施例は、実施例１における高電圧負荷
１０ａを、エンジン始動直後より所定時間例えば６０秒
間のみ使用するＥＨＣ（電気加熱触媒）としたものであ
る。
【００９４】この実施例を図１７のフローチャートを参
照して説明する。図１７のフローチャートは図１４のス
テップ１１８の直前に挿入されるものである。まず、図
１４のステップ１１６又は１３４からステップ２０００
へ進み、高電圧負荷１０ａに通電する期間を決定するタ
イマがカウント中かどうかを調べ、カウント中でなけれ
ばこのタイマをスタートして（２０２２）、高電圧負荷
１０ａに通電するためのスイッチ２３をオンしてステッ
プ１１８へ進む。
照して説明する。図１７のフローチャートは図１４のス
テップ１１８の直前に挿入されるものである。まず、図
１４のステップ１１６又は１３４からステップ２０００
へ進み、高電圧負荷１０ａに通電する期間を決定するタ
イマがカウント中かどうかを調べ、カウント中でなけれ
ばこのタイマをスタートして（２０２２）、高電圧負荷
１０ａに通電するためのスイッチ２３をオンしてステッ
プ１１８へ進む。
【００９５】ステップ２０００にてタイマカウント中で
あれば、予め６０秒にセットされたこのタイマのカウン
トが終了したかどうかすなわちタイマのカウント開始か
ら６０秒経過したかどうかを調べ（２００２）、経過し
ていなければステップ１１８へ進み、経過していればス
イッチ２３をオフして（２００４）、出力電圧Ｖｏが第
１の調整電圧Ｖｒｅｆ１である１３．５Ｖまで低下した
かどうかを調べ（２００６）、低下していなければ第２
の調整電圧Ｖｒｅｆ２を所定小値だけ減らして被進相制
御モードにセットし（２０１０）、その後、所定時間待
機し（２０１２）、ステップ１１８へ進む。ステップ２
００８にて第２の調整電圧Ｖｒｅｆ２が減少されたの
で、ルーチンはステップ１１８、１３０、１３４と経過
してステップ２０００へと巡回する。
あれば、予め６０秒にセットされたこのタイマのカウン
トが終了したかどうかすなわちタイマのカウント開始か
ら６０秒経過したかどうかを調べ（２００２）、経過し
ていなければステップ１１８へ進み、経過していればス
イッチ２３をオフして（２００４）、出力電圧Ｖｏが第
１の調整電圧Ｖｒｅｆ１である１３．５Ｖまで低下した
かどうかを調べ（２００６）、低下していなければ第２
の調整電圧Ｖｒｅｆ２を所定小値だけ減らして被進相制
御モードにセットし（２０１０）、その後、所定時間待
機し（２０１２）、ステップ１１８へ進む。ステップ２
００８にて第２の調整電圧Ｖｒｅｆ２が減少されたの
で、ルーチンはステップ１１８、１３０、１３４と経過
してステップ２０００へと巡回する。
【００９６】この巡回により出力電圧Ｖｏが低下してス
テップ２００６にて出力電圧Ｖｏが１３．５Ｖ未満とな
れば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２をオフし、短絡スイッチ
２１をオフし、切り換えスイッチ２２をバッテリ側へ接
続する（２０１４）。次に、低電圧発電モードに入り、
出力電圧Ｖｏが第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１＝１３．５Ｖ
より小さいかどうかを調べ（２０１６）、小さければ界
磁電流制御用のスイッチングトランジスタ（図示せず）
の導通率を所定小値増加し、小さくなければこのスイッ
チングトランジスタの導通率を所定小値減少し、ステッ
プ２０１６にリターンする。
テップ２００６にて出力電圧Ｖｏが１３．５Ｖ未満とな
れば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２をオフし、短絡スイッチ
２１をオフし、切り換えスイッチ２２をバッテリ側へ接
続する（２０１４）。次に、低電圧発電モードに入り、
出力電圧Ｖｏが第１の調整電圧Ｖｒｅｆ１＝１３．５Ｖ
より小さいかどうかを調べ（２０１６）、小さければ界
磁電流制御用のスイッチングトランジスタ（図示せず）
の導通率を所定小値増加し、小さくなければこのスイッ
チングトランジスタの導通率を所定小値減少し、ステッ
プ２０１６にリターンする。
【００９７】このようにすれば、円滑に高電圧負荷１０
ａを断続することができる。なお、上記した各ＭＯＳＦ
ＥＴ１７ａ〜１７ｆ、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆ、Ｍ
ＯＳＦＥＴ４１〜４３は、ケイ素Ｓｉと炭素Ｃの化合物
単結晶半導体であるＳｉ−Ｃを素材として形成すること
ができる。このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはＳｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴに比べて、低損失（Ｓｉ比１／４）、高耐圧（Ｓｉ
比５倍）、高耐熱（冷却フィン温度で５０℃以上ＵＰま
で可）という利点を有する。従ってこの変更により、冷
却フィンを小形にでき、サージ吸収等の付加回路や付加
制御を不要とでき、小型簡素な発電装置を提供できる。 （変形例）なお、上記各実施例において、界磁束を発生
する回転子は、永久磁石のみを備え、界磁コイルを持た
ないものでもよい。
ａを断続することができる。なお、上記した各ＭＯＳＦ
ＥＴ１７ａ〜１７ｆ、ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆ、Ｍ
ＯＳＦＥＴ４１〜４３は、ケイ素Ｓｉと炭素Ｃの化合物
単結晶半導体であるＳｉ−Ｃを素材として形成すること
ができる。このＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴはＳｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴに比べて、低損失（Ｓｉ比１／４）、高耐圧（Ｓｉ
比５倍）、高耐熱（冷却フィン温度で５０℃以上ＵＰま
で可）という利点を有する。従ってこの変更により、冷
却フィンを小形にでき、サージ吸収等の付加回路や付加
制御を不要とでき、小型簡素な発電装置を提供できる。 （変形例）なお、上記各実施例において、界磁束を発生
する回転子は、永久磁石のみを備え、界磁コイルを持た
ないものでもよい。
【図１】本発明の車両用発電装置の実施例１を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の三相全波整流器１１の１相分を示す等価
回路図である。
回路図である。
【図３】図１のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｆのオンタイ
ミングを示す非進相制御時のタイミングチャートであ
る。
ミングを示す非進相制御時のタイミングチャートであ
る。
【図４】図１のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｄのオンタイ
ミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
ミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
【図５】図３の非進相制御モードの制御動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図６】図４の進相制御モードの制御動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図７】図４の進相制御モードの制御動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図８】本発明の車両用発電装置の実施例２を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図９】図８の回路の進相制御モードの制御動作を示す
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図１０】本発明の車両用発電装置の実施例３を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１１】本発明の車両用発電装置の実施例４を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１２】図１１の回路の進相制御モードの制御動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図１３】図１１の回路の進相制御モードの制御動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図１４】本発明の車両用発電装置の実施例５を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図１５】実施例５（図１４）における発電機回転数と
出力電力との関係を発電電圧を切り換えて示した特性図
である。
出力電力との関係を発電電圧を切り換えて示した特性図
である。
【図１６】実施例５（図１４）における発電機回転数と
出力電力と回転数との関係を示した特性図である。
出力電力と回転数との関係を示した特性図である。
【図１７】本発明の車両用発電装置の実施例６を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
１００は三相同期発電機、１１ａ〜１１ｆ、１７ａ〜１
７ｆはＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１１
は三相全波整流器、７はレギュレータ、５ａ〜５ｃは電
機子巻線、４ｃは界磁巻線、１０は低電圧負荷、１０ａ
は高電圧負荷である。
７ｆはＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１１
は三相全波整流器、７はレギュレータ、５ａ〜５ｃは電
機子巻線、４ｃは界磁巻線、１０は低電圧負荷、１０ａ
は高電圧負荷である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 草瀬 新 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内
Claims (20)
- 【請求項１】界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が
巻装される固定子を備える車両用同期発電機と、前記電
機子巻線から出力される発電電圧を整流して蓄電手段に
給電する交直電力変換手段と、前記同期発電機の発電電
圧を前記蓄電手段充電用の第１電圧及び前記第１電圧と
異なる所定の第２電圧に調節する制御手段とを備える車
両用発電装置において、 前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも前記第２電
圧に調節している場合に、前記電機子巻線に相電圧より
位相の進んだ進相電流を通電することを特徴とする車両
用発電装置。 - 【請求項２】前記回転子は、界磁巻線を有し、前記界磁
巻線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して
前記発電電圧を制御するものである請求項１記載の車両
用発電装置。 - 【請求項３】前記第２電圧は前記第１電圧より高く設定
される請求項１又は２記載の車両用発電装置。 - 【請求項４】前記第２電圧は前記第１電圧の１．２〜５
倍に設定される請求項３記載の車両用発電装置。 - 【請求項５】前記第２電圧である発電電圧を前記第１電
圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備える
請求項３記載の車両用発電装置。 - 【請求項６】前記降圧手段はＤＣ−ＤＣコンバータから
なる請求項５記載の車両用発電装置。 - 【請求項７】前記車両用同期発電機はスイッチ手段を通
じて第２電圧で駆動される高電圧負荷に接続され、前記
制御手段は前記スイッチ手段のオン時に発電電圧を前記
第２電圧に調節するものである請求項３記載の車両用発
電装置。 - 【請求項８】前記制御手段は、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものである請求項３記載の
車両用発電装置。 - 【請求項９】前記制御手段は、前記発電電圧が前記第２
電圧を超える場合に前記界磁電流を低減するものである
請求項３記載の車両用発電装置。 - 【請求項１０】前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段は、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
る請求項３記載の車両用発電装置。 - 【請求項１１】前記進相電流制御手段は、高位直流電源
端と前記電機子巻線の出力端とを接続する半導体スイッ
チング素子からなるハイサイドスイッチと、低位直流電
源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する半導体スイ
ッチング素子からなるローサイドスイッチとを有するイ
ンバータ回路、及び、前記半導体スイッチング素子を制
御するコントローラを有し、前記コントローラは、前記
半導体スイッチング素子のオフタイミングの遅延により
前記進相電流を前記電機子巻線に通電するものである請
求項１又は２記載の車両用発電装置。 - 【請求項１２】前記進相電流制御手段は、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が０となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が０となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものである請求項１又は２記載の車両用
発電装置。 - 【請求項１３】前記半導体スイッチング素子は双方向導
通素子から成る請求項１１又は１２記載の車両用発電装
置。 - 【請求項１４】前記半導体スイッチング素子はＭＯＳＦ
ＥＴから成る請求項１３記載の車両用発電装置。 - 【請求項１５】前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣを素材として
形成される請求項１４記載の車両用発電装置。 - 【請求項１６】前記半導体スイッチング素子と直列に接
続された電流検出用抵抗を有し、前記進相電流制御手段
は、前記電流検出用抵抗の電圧降下に基づいて前記進相
電流を制御するものである請求項１１乃至１５のいずれ
か記載の車両用発電装置。 - 【請求項１７】前記電流検出用抵抗は前記半導体スイッ
チング素子と一体に集積される請求項１６記載の車両用
発電装置。 - 【請求項１８】前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
は前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである請求項１又は２記載の車両用発電装
置。 - 【請求項１９】前記高電圧負荷はＥＨＣ（触媒ヒータ）
からなる請求項７記載の車両用発電装置。 - 【請求項２０】界磁束を発生する回転子及び電機子巻線
が巻装される固定子を備える車両用同期発電機と、前記
電機子巻線から出力される発電電圧を整流して蓄電手段
に給電する交直電力変換手段と、前記同期発電機の発電
電圧を前記蓄電手段充電用の第１電圧及び前記第１電圧
と異なる所定の第２電圧に調節する制御手段とを備える
車両用発電装置において、 少なくとも前記発電電圧を前記第２電圧に調節している
時に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻
線に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で
界磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制
御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09899295A JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
| EP96106381A EP0740393B1 (en) | 1995-04-24 | 1996-04-23 | Vehicle power generating system and method of controlling the same |
| DE69614180T DE69614180T2 (de) | 1995-04-24 | 1996-04-23 | Fahrzeugenergieerzeugungssystem und Verfahren zu dessen Steuerung |
| US08/637,080 US5719484A (en) | 1995-04-24 | 1996-04-24 | Vehicle power generating system and method for controlling the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09899295A JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08298732A true JPH08298732A (ja) | 1996-11-12 |
| JP3412330B2 JP3412330B2 (ja) | 2003-06-03 |
Family
ID=14234490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09899295A Expired - Fee Related JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5719484A (ja) |
| EP (1) | EP0740393B1 (ja) |
| JP (1) | JP3412330B2 (ja) |
| DE (1) | DE69614180T2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009118637A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Toyota Motor Corp | 電源回路 |
| JP2010104123A (ja) * | 2008-10-22 | 2010-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用電源装置 |
| JP2010283921A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | ブリッジ整流回路 |
| JP2011135695A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| JP2011176903A (ja) * | 2010-02-23 | 2011-09-08 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| JP2011188615A (ja) * | 2010-03-08 | 2011-09-22 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| JP2012070559A (ja) * | 2010-09-24 | 2012-04-05 | Denso Corp | 車両用回転電機 |
| US8541989B2 (en) | 2008-07-17 | 2013-09-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus |
| JP2020202675A (ja) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 新電元工業株式会社 | 電力供給装置、及び、電力供給装置の制御方法 |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4445647A1 (de) * | 1994-12-21 | 1996-06-27 | Audi Ag | Steuerung der Stromaufnahme mehrerer Stromverbraucher in einem Kraftfahrzeug |
| DE19600074C2 (de) * | 1996-01-03 | 2002-07-18 | Daimler Chrysler Ag | Fahrzeugbordnetz |
| DE19733212A1 (de) * | 1997-08-01 | 1999-02-04 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Regelung eines von einer Brennkraftmaschine antreibbaren Generators |
| JP4115629B2 (ja) * | 1999-05-25 | 2008-07-09 | 本田技研工業株式会社 | 電力供給システム |
| US6744149B1 (en) * | 1999-09-10 | 2004-06-01 | Midtronics, Inc. | System and method for providing step-down power conversion using an intelligent switch |
| US6239582B1 (en) * | 1999-11-04 | 2001-05-29 | Satcon Technology Corporation | Motor vehicle alternator having a single voltage sensor and a half-wave controlled rectifier bridge for increasing output |
| SE524561C2 (sv) * | 2000-04-25 | 2004-08-24 | Intra Internat Ab | Strömmätningskrets med två mätområden |
| US20040113494A1 (en) * | 2000-09-01 | 2004-06-17 | Karuppana Samy V. | Daytime running light control using an intelligent power management system |
| JP3595252B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2004-12-02 | 三菱電機株式会社 | 車両用電源システム |
| US6469476B1 (en) * | 2000-10-17 | 2002-10-22 | Delphi Technologies, Inc. | Multi-mode converter for a motor vehicle electrical system |
| JP4192427B2 (ja) * | 2001-01-09 | 2008-12-10 | 株式会社デンソー | 車両用発電制御装置 |
| US6664768B2 (en) * | 2001-05-21 | 2003-12-16 | Delphi Technologies, Inc. | System and method for controlling load dump voltage of a permanent magnet (PM) alternator |
| US6831445B2 (en) * | 2001-12-06 | 2004-12-14 | Denso Corporation | Automotive alternator having parallel connected circulating circuit to rapidly attenuate field current |
| JP2003284378A (ja) * | 2002-03-20 | 2003-10-03 | Denso Corp | 車両用交流発電電動装置 |
| DE10247900A1 (de) * | 2002-10-14 | 2004-04-22 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Stromversorgung eines elektronisch kommutierbaren Elektromotors |
| JP3881301B2 (ja) * | 2002-10-24 | 2007-02-14 | 三菱電機株式会社 | 車両用回転電機の制御法 |
| JP2004173482A (ja) * | 2002-11-05 | 2004-06-17 | Kokusan Denki Co Ltd | 磁石発電機を備えた発電装置 |
| US6803748B2 (en) * | 2003-02-03 | 2004-10-12 | Delphi Technologies, Inc. | System and method for controlling load dump voltage of a synchronous machine |
| JP2004274842A (ja) * | 2003-03-06 | 2004-09-30 | Suzuki Motor Corp | 交流発電機の発電制御装置 |
| US7084609B2 (en) | 2004-01-29 | 2006-08-01 | Visteon Global Technologies, Inc. | Alternator controlled rectifier |
| JP2006136122A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Kokusan Denki Co Ltd | 発電装置の出力制御装置 |
| JP4265548B2 (ja) * | 2005-02-22 | 2009-05-20 | 株式会社デンソー | 発電制御装置 |
| JP2007089358A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用交流発電機の制御装置 |
| JP4270279B2 (ja) * | 2007-01-05 | 2009-05-27 | 株式会社デンソー | 車両用交流発電機の制御装置 |
| US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
| US9780716B2 (en) * | 2010-11-19 | 2017-10-03 | General Electric Company | High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same |
| RU2505702C2 (ru) * | 2011-02-22 | 2014-01-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Самарский государственный технический университет | Устройство управления углом зажигания для двигателя внутреннего сгорания |
| DE102012207809A1 (de) * | 2012-05-10 | 2013-11-14 | Robert Bosch Gmbh | Reichweitenverlängerer, Antrieb und Kraftfahrzeug |
| JP6034504B2 (ja) * | 2013-09-30 | 2016-11-30 | 本田技研工業株式会社 | アイドルストップ制御装置 |
| TW201624909A (zh) * | 2014-12-26 | 2016-07-01 | Mobiletron Electronics Co Ltd | 高電壓抑制方法及裝置 |
| CN105846413B (zh) * | 2015-01-12 | 2019-04-09 | 车王电子(宁波)有限公司 | 高电压抑制方法及装置 |
| CN105156248B (zh) * | 2015-09-02 | 2017-11-03 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种商用车用柴油机智能启停*** |
| CN110797956B (zh) * | 2018-08-01 | 2023-04-14 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 铁路货车供电*** |
| CN112654540B (zh) * | 2018-10-31 | 2024-06-25 | 卡明斯公司 | 基于逆变器的排气后处理热管理设备、方法、***和技术 |
| US11923716B2 (en) | 2019-09-13 | 2024-03-05 | Milwaukee Electric Tool Corporation | Power converters with wide bandgap semiconductors |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4701692A (en) * | 1985-02-15 | 1987-10-20 | Nippondenso Co., Ltd. | Rectifying system for magnet-type AC generator |
| FR2601207B1 (fr) * | 1986-07-04 | 1988-10-21 | Valeo | Ensemble d'alimentation electrique, notamment pour vehicule automobile et machine electrique tournante pour un tel ensemble |
| JPH01206848A (ja) * | 1988-02-12 | 1989-08-21 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用交流発電機の制御装置 |
| US5177677A (en) * | 1989-03-08 | 1993-01-05 | Hitachi, Ltd. | Power conversion system |
| AU610778B2 (en) * | 1989-05-15 | 1991-05-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power generation system |
| JP2526667B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1996-08-21 | 三菱電機株式会社 | 充電発電装置 |
| US5418401A (en) * | 1991-10-29 | 1995-05-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus for a vehicle having batteries of different voltages which are charged according to alternator speed |
| DE4225515A1 (de) * | 1992-08-01 | 1994-02-03 | Bayerische Motoren Werke Ag | Vorrichtung zur Erhöhung der Generatorausgangsspannung in Kraftfahrzeugen |
| JP3066622B2 (ja) * | 1992-08-04 | 2000-07-17 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車用同期モータ制御装置 |
| JP3374491B2 (ja) * | 1993-12-24 | 2003-02-04 | 株式会社デンソー | 車両用発電電動装置 |
| US5550457A (en) * | 1994-01-31 | 1996-08-27 | Nippondenso Co., Ltd. | Electric power generating device for vehicles |
| US5663631A (en) * | 1994-07-19 | 1997-09-02 | Nippondenso Co., Ltd. | Generator with circuitry for controlling power generation based on rotational speed |
| DE69530828T2 (de) * | 1994-12-16 | 2004-01-22 | Delphi Technologies, Inc., Troy | Drehmoment- und Ausgang-Steuerung einer Brennkraftslichtmaschine |
-
1995
- 1995-04-24 JP JP09899295A patent/JP3412330B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-23 DE DE69614180T patent/DE69614180T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-23 EP EP96106381A patent/EP0740393B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-24 US US08/637,080 patent/US5719484A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009118637A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Toyota Motor Corp | 電源回路 |
| US8541989B2 (en) | 2008-07-17 | 2013-09-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus |
| JP5307814B2 (ja) * | 2008-07-17 | 2013-10-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
| JP2010104123A (ja) * | 2008-10-22 | 2010-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用電源装置 |
| DE102009017502B4 (de) * | 2008-10-22 | 2016-09-08 | Mitsubishi Electric Corp. | Fahrzeug-montierte Stromversorgung |
| JP2010283921A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | ブリッジ整流回路 |
| JP2011135695A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| US8618776B2 (en) | 2009-12-24 | 2013-12-31 | Denso Corporation | Power generator with improved controllability of phase of phase current |
| JP2011176903A (ja) * | 2010-02-23 | 2011-09-08 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| JP2011188615A (ja) * | 2010-03-08 | 2011-09-22 | Denso Corp | 車両用発電機 |
| JP2012070559A (ja) * | 2010-09-24 | 2012-04-05 | Denso Corp | 車両用回転電機 |
| JP2020202675A (ja) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 新電元工業株式会社 | 電力供給装置、及び、電力供給装置の制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69614180D1 (de) | 2001-09-06 |
| US5719484A (en) | 1998-02-17 |
| EP0740393B1 (en) | 2001-08-01 |
| EP0740393A3 (en) | 1998-01-28 |
| EP0740393A2 (en) | 1996-10-30 |
| DE69614180T2 (de) | 2002-01-31 |
| JP3412330B2 (ja) | 2003-06-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3412330B2 (ja) | 車両用発電装置 | |
| EP0740392B1 (en) | Synchronous electric power generating apparatus and magnetization control method for the same | |
| JP3417720B2 (ja) | 車両用発電装置 | |
| US5726557A (en) | Vehicular electric power system | |
| JP3465454B2 (ja) | 発電装置 | |
| JP3531277B2 (ja) | 車両用交流発電装置及びその制御方法 | |
| US7227340B2 (en) | Alternator rectifier with coil-sensor controlled MOSFETs | |
| US8975886B2 (en) | Charging and distribution control | |
| JP5307814B2 (ja) | 電源装置 | |
| CN102470812A (zh) | 车辆用电源*** | |
| JP3412329B2 (ja) | 車両用発電装置 | |
| JPH0823642A (ja) | 内燃機関用電源装置 | |
| JPH10262343A (ja) | 車両用発電装置 | |
| JPH0833228A (ja) | 内燃機関用電源装置 | |
| JP4487736B2 (ja) | バッテリ充電装置 | |
| KR100707517B1 (ko) | 자동차용 동기발전기-스타터와 같은 전기 기기의 로터필드 코일 전력의 제어를 위한 방법 및 장치 | |
| JPH0833227A (ja) | 内燃機関用電源装置 | |
| JP2956061B2 (ja) | 車両用電源装置 | |
| JP3178290B2 (ja) | マグネト点火装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100328 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100328 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110328 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120328 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |