JPH08298732A - 車両用発電装置 - Google Patents
車両用発電装置Info
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- JPH08298732A JPH08298732A JP7098992A JP9899295A JPH08298732A JP H08298732 A JPH08298732 A JP H08298732A JP 7098992 A JP7098992 A JP 7098992A JP 9899295 A JP9899295 A JP 9899295A JP H08298732 A JPH08298732 A JP H08298732A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
- H02J7/1438—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle in combination with power supplies for loads other than batteries
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】車両用同期発電機の進相電流通電を利用して常
用電圧より高電圧の高電圧発電を行い、高電圧負荷に給
電する。 【構成及び効果】車両用同期発電機100の発電電圧を
界磁電流制御により蓄電手段充電用の第1電圧に調節す
る。また、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻
線5a、5b、5cに通電するとともに界磁電流を界磁
巻線4cに通電することにより発電電圧を第1の発電電
圧より高い第2電圧に調節する。
用電圧より高電圧の高電圧発電を行い、高電圧負荷に給
電する。 【構成及び効果】車両用同期発電機100の発電電圧を
界磁電流制御により蓄電手段充電用の第1電圧に調節す
る。また、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻
線5a、5b、5cに通電するとともに界磁電流を界磁
巻線4cに通電することにより発電電圧を第1の発電電
圧より高い第2電圧に調節する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、同期発電機を用いた車
両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の電機子巻
線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその制御方
法に関する。
両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の電機子巻
線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその制御方
法に関する。
【0002】
【従来の技術】車両用発電装置としては、通常、ロータ
に界磁束発生手段、たとえば界磁コイルを有する三相同
期発電機(いわゆるオルタネータ)を用い、その発電電
圧を内蔵の三相全波整流器で整流して定格12Vのバッ
テリを充電している。特開平5−122863号公報
は、高電圧で駆動される高電圧負荷と低電圧で駆動され
る常用負荷である低電圧負荷とを有し、高電圧負荷駆動
時には発電電圧を高電圧に切り換えるとともに降圧手段
により発電電圧を低電圧に低下させて低電圧負荷を駆動
する発電電圧切り換え型の車両用発電装置を提案してい
る。
に界磁束発生手段、たとえば界磁コイルを有する三相同
期発電機(いわゆるオルタネータ)を用い、その発電電
圧を内蔵の三相全波整流器で整流して定格12Vのバッ
テリを充電している。特開平5−122863号公報
は、高電圧で駆動される高電圧負荷と低電圧で駆動され
る常用負荷である低電圧負荷とを有し、高電圧負荷駆動
時には発電電圧を高電圧に切り換えるとともに降圧手段
により発電電圧を低電圧に低下させて低電圧負荷を駆動
する発電電圧切り換え型の車両用発電装置を提案してい
る。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】近年、自動車のエンジ
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあるにもかかわら
ず、オルタネータの一層の小型軽量化も求められてい
る。このような小型軽量化を図ると、磁束量及び電機子
巻線の巻線数の減少や各種損失の増大によりどうしても
低回転時における発電出力が低下してしまい、例えばア
イドル回転時に電気負荷が増大すると発電不足となる可
能性が生じてしまう。
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあるにもかかわら
ず、オルタネータの一層の小型軽量化も求められてい
る。このような小型軽量化を図ると、磁束量及び電機子
巻線の巻線数の減少や各種損失の増大によりどうしても
低回転時における発電出力が低下してしまい、例えばア
イドル回転時に電気負荷が増大すると発電不足となる可
能性が生じてしまう。
【0004】一方、上記した発電電圧切り換え型の車両
用発電装置では、低電圧発電時に界磁電流を削減するの
が通常であるが、これは結局、発電機運転状態の大部分
を占める常用負荷(低電圧負荷)運転時に、発電機を低
磁束、低出力状態で運転するのに他ならず、結局、発電
機は高電圧発電時に合わせ磁気回路及び界磁巻線巻数を
設計せねばならず、その小型軽量化が困難であった。
用発電装置では、低電圧発電時に界磁電流を削減するの
が通常であるが、これは結局、発電機運転状態の大部分
を占める常用負荷(低電圧負荷)運転時に、発電機を低
磁束、低出力状態で運転するのに他ならず、結局、発電
機は高電圧発電時に合わせ磁気回路及び界磁巻線巻数を
設計せねばならず、その小型軽量化が困難であった。
【0005】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、発電機の体格増大を抑止しつつ低回転域でも充分
な出力を発揮可能な車両用発電装置及びその制御方法を
提供することを、その目的としている。また、本発明の
他の目的は、小型軽量化が可能な発電電圧切り換え型の
車両用発電装置及びその制御方法を提供することにあ
る。
あり、発電機の体格増大を抑止しつつ低回転域でも充分
な出力を発揮可能な車両用発電装置及びその制御方法を
提供することを、その目的としている。また、本発明の
他の目的は、小型軽量化が可能な発電電圧切り換え型の
車両用発電装置及びその制御方法を提供することにあ
る。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明の第1の構成は、
界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が巻装される固
定子を備える車両用同期発電機と、前記電機子巻線から
出力される発電電圧を整流して蓄電手段に給電する交直
電力変換手段と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電
手段充電用の第1電圧及び前記第1電圧と異なる所定の
第2電圧に調節する制御手段とを備える車両用発電装置
において、前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも
前記第2電圧に調節している場合に、前記電機子巻線に
相電圧より位相の進んだ進相電流を通電することを特徴
とする車両用発電装置である。
界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が巻装される固
定子を備える車両用同期発電機と、前記電機子巻線から
出力される発電電圧を整流して蓄電手段に給電する交直
電力変換手段と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電
手段充電用の第1電圧及び前記第1電圧と異なる所定の
第2電圧に調節する制御手段とを備える車両用発電装置
において、前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも
前記第2電圧に調節している場合に、前記電機子巻線に
相電圧より位相の進んだ進相電流を通電することを特徴
とする車両用発電装置である。
【0007】なお、交直電力変換手段及び制御手段を構
成する装置が進相電流制御手段を構成することは当然可
能である。本発明の第2の構成は、上記第1の構成にお
いて更に、前記回転子が、界磁巻線を有し、前記界磁巻
線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して前
記発電電圧を制御するものであることを特徴としてい
る。
成する装置が進相電流制御手段を構成することは当然可
能である。本発明の第2の構成は、上記第1の構成にお
いて更に、前記回転子が、界磁巻線を有し、前記界磁巻
線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して前
記発電電圧を制御するものであることを特徴としてい
る。
【0008】本発明の第3の構成は、上記第1又は第2
の構成において更に、前記第2電圧が前記第1電圧より
高く設定されることを特徴としている。本発明の第4の
構成は、上記第3の構成において更に、前記第2電圧が
前記第1電圧の1.2〜5倍に設定されることを特徴と
している。本発明の第5の構成は、上記第3の構成にお
いて更に、前記第2電圧である発電電圧を前記第1電圧
に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備えるこ
とを特徴としている。
の構成において更に、前記第2電圧が前記第1電圧より
高く設定されることを特徴としている。本発明の第4の
構成は、上記第3の構成において更に、前記第2電圧が
前記第1電圧の1.2〜5倍に設定されることを特徴と
している。本発明の第5の構成は、上記第3の構成にお
いて更に、前記第2電圧である発電電圧を前記第1電圧
に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備えるこ
とを特徴としている。
【0009】本発明の第6の構成は、上記第5の構成に
おいて更に、前記降圧手段がDC−DCコンバータから
なることを特徴としている。本発明の第7の構成は、上
記第3の構成において更に、前記車両用同期発電機がス
イッチ手段を通じて第2電圧で駆動される高電圧負荷に
接続され、前記制御手段は前記スイッチ手段のオン時に
発電電圧を前記第2電圧に調節するものであることを特
徴としている。
おいて更に、前記降圧手段がDC−DCコンバータから
なることを特徴としている。本発明の第7の構成は、上
記第3の構成において更に、前記車両用同期発電機がス
イッチ手段を通じて第2電圧で駆動される高電圧負荷に
接続され、前記制御手段は前記スイッチ手段のオン時に
発電電圧を前記第2電圧に調節するものであることを特
徴としている。
【0010】本発明の第8の構成は、上記第3の構成に
おいて更に、前記制御手段が、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものであることを特徴とし
ている。本発明の第9の構成は、上記第3の構成におい
て更に、前記制御手段が、前記発電電圧が前記第2電圧
を超える場合に前記界磁電流を低減するものであること
を特徴としている。
おいて更に、前記制御手段が、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものであることを特徴とし
ている。本発明の第9の構成は、上記第3の構成におい
て更に、前記制御手段が、前記発電電圧が前記第2電圧
を超える場合に前記界磁電流を低減するものであること
を特徴としている。
【0011】本発明の第10の構成は、上記第3の構成
において更に、前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段が、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
ることを特徴としている。本発明の第11の構成は、上
記第2の構成において更に、前記進相電流制御手段が、
高位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する
半導スイッチング体素子からなるハイサイドスイッチ
と、低位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続
する半導体スイッチング素子からなるローサイドスイッ
チとを有するインバータ回路、及び、前記半導体スイッ
チング素子を制御するコントローラを有し、前記コント
ローラは、前記半導体スイッチング素子のオフタイミン
グの遅延により前記進相電流を前記電機子巻線に通電す
るものであることを特徴としている。
において更に、前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段が、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
ることを特徴としている。本発明の第11の構成は、上
記第2の構成において更に、前記進相電流制御手段が、
高位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する
半導スイッチング体素子からなるハイサイドスイッチ
と、低位直流電源端と前記電機子巻線の出力端とを接続
する半導体スイッチング素子からなるローサイドスイッ
チとを有するインバータ回路、及び、前記半導体スイッ
チング素子を制御するコントローラを有し、前記コント
ローラは、前記半導体スイッチング素子のオフタイミン
グの遅延により前記進相電流を前記電機子巻線に通電す
るものであることを特徴としている。
【0012】本発明の第12の構成は、上記第2の構成
において更に、前記進相電流制御手段が、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が0となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が0となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものであることを特徴としている。
において更に、前記進相電流制御手段が、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が0となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が0となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものであることを特徴としている。
【0013】本発明の第13の構成は、上記第11又は
第12の構成において更に、前記半導体スイッチング素
子が双方向導通素子から成ることを特徴としている。本
発明の第14の構成は、上記第13の構成において更
に、前記半導体スイッチング素子がMOSFETから成
ることを特徴としている。本発明の第15の構成は、上
記第14の構成において更に、前記MOSFETがSi
Cを素材として形成されることを特徴としている。
第12の構成において更に、前記半導体スイッチング素
子が双方向導通素子から成ることを特徴としている。本
発明の第14の構成は、上記第13の構成において更
に、前記半導体スイッチング素子がMOSFETから成
ることを特徴としている。本発明の第15の構成は、上
記第14の構成において更に、前記MOSFETがSi
Cを素材として形成されることを特徴としている。
【0014】本発明の第16の構成は、上記第11乃至
第13のいずれかの構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
し、前記進相電流制御手段が、前記電流検出用抵抗の電
圧降下に基づいて前記進相電流を制御するものであるこ
とを特徴としている。本発明の第17の構成は、上記第
16の構成において更に、前記電流検出用抵抗が前記半
導体スイッチング素子と一体に集積されることを特徴と
している。
第13のいずれかの構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
し、前記進相電流制御手段が、前記電流検出用抵抗の電
圧降下に基づいて前記進相電流を制御するものであるこ
とを特徴としている。本発明の第17の構成は、上記第
16の構成において更に、前記電流検出用抵抗が前記半
導体スイッチング素子と一体に集積されることを特徴と
している。
【0015】本発明の第18の構成は、上記第2の構成
において更に、前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
が前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである。本発明の第19の構成は、上記第7
の構成において更に、前記高電圧負荷がEHC(触媒ヒ
ータ)からなることを特徴としている。
において更に、前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
が前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである。本発明の第19の構成は、上記第7
の構成において更に、前記高電圧負荷がEHC(触媒ヒ
ータ)からなることを特徴としている。
【0016】本発明の第20の構成は、界磁束を発生す
る回転子及び電機子巻線が巻装される固定子を備える車
両用同期発電機と、前記電機子巻線から出力される発電
電圧を整流して蓄電手段に給電する交直電力変換手段
と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電手段充電用の
第1電圧及び前記第1電圧と異なる所定の第2電圧に調
節する制御手段とを備える車両用発電装置において、少
なくとも前記発電電圧を前記第2電圧に調節している時
に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻線
に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で界
磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制御
方法である。
る回転子及び電機子巻線が巻装される固定子を備える車
両用同期発電機と、前記電機子巻線から出力される発電
電圧を整流して蓄電手段に給電する交直電力変換手段
と、前記同期発電機の発電電圧を前記蓄電手段充電用の
第1電圧及び前記第1電圧と異なる所定の第2電圧に調
節する制御手段とを備える車両用発電装置において、少
なくとも前記発電電圧を前記第2電圧に調節している時
に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻線
に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で界
磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制御
方法である。
【0017】
【作用及び発明の効果】本発明の第1、第2及び第22
の構成によれば、車両用同期発電機の発電電圧を蓄電手
段充電用の第1電圧又はこの第1電圧と異なる第2電圧
に調節する。また、少なくとも第2電圧に調節している
場合に、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻線
に通電する。
の構成によれば、車両用同期発電機の発電電圧を蓄電手
段充電用の第1電圧又はこの第1電圧と異なる第2電圧
に調節する。また、少なくとも第2電圧に調節している
場合に、相電圧より位相の進んだ進相電流を電機子巻線
に通電する。
【0018】この進相電流通電では、電機子巻線の発電
電圧が交直電力変換手段の高位電源出力端の電圧を上回
っていて発電電流が交直電力変換手段へ流れ出す状態か
ら、発電電圧が低下して高位電源出力端の電圧を下回る
ようになると、高位電源出力端側から電機子巻線へ逆に
電流(進相電流)が所定期間流れ込む。また、電機子巻
線の発電電圧が交直電力変換手段の低位直流電源端の電
圧を下回っていて発電電流が低位直流電源端から電機子
巻線に流れ込む状態から、発電電圧が上昇して低位直流
電源端の電圧を上回るようになると、電機子巻線から低
位直流電源端へ逆に電流(進相電流)が所定期間流れ出
す。
電圧が交直電力変換手段の高位電源出力端の電圧を上回
っていて発電電流が交直電力変換手段へ流れ出す状態か
ら、発電電圧が低下して高位電源出力端の電圧を下回る
ようになると、高位電源出力端側から電機子巻線へ逆に
電流(進相電流)が所定期間流れ込む。また、電機子巻
線の発電電圧が交直電力変換手段の低位直流電源端の電
圧を下回っていて発電電流が低位直流電源端から電機子
巻線に流れ込む状態から、発電電圧が上昇して低位直流
電源端の電圧を上回るようになると、電機子巻線から低
位直流電源端へ逆に電流(進相電流)が所定期間流れ出
す。
【0019】このような進相電流は、相電圧(電機子巻
線の発電電圧)に対して進み位相となり界磁束を増強す
るので、発電電圧が増強され発電出力が増大する。すな
わち、本構成では、電機子電流の進相電流成分の通電に
より発電出力を増大するので、従来の界磁電流のみによ
り発電電圧を切り換える場合に比べて以下の作用効果を
奏することができる。
線の発電電圧)に対して進み位相となり界磁束を増強す
るので、発電電圧が増強され発電出力が増大する。すな
わち、本構成では、電機子電流の進相電流成分の通電に
より発電出力を増大するので、従来の界磁電流のみによ
り発電電圧を切り換える場合に比べて以下の作用効果を
奏することができる。
【0020】まず、従来のように界磁電流の調節により
発電電圧の第1、第2電圧の切り換えを行う場合には、
低回転域でも第2電圧発電が可能なアンペアターン数に
界磁巻線を設計する必要があり、界磁系が大型化してし
まい、装置体格が大型となる不利がある。また、運転時
間の多くを占める高回転域では界磁電流を減少せねばな
らず無駄が多い。本構成によれば、装置体格を大型化す
ることなく簡単に第2電圧時の出力向上が可能となる。
発電電圧の第1、第2電圧の切り換えを行う場合には、
低回転域でも第2電圧発電が可能なアンペアターン数に
界磁巻線を設計する必要があり、界磁系が大型化してし
まい、装置体格が大型となる不利がある。また、運転時
間の多くを占める高回転域では界磁電流を減少せねばな
らず無駄が多い。本構成によれば、装置体格を大型化す
ることなく簡単に第2電圧時の出力向上が可能となる。
【0021】また、第1発電時にも進相電流を通電すれ
ば、特に低回転域において出力向上が得られ、大出力化
もしくは小型軽量化が可能となる。本発明の第3の構成
によれば、上記第1又は第2の構成において更に、第2
電圧を第1電圧より高く設定するので、第2電圧発電時
に進相電流通電による発電出力(発電電圧)増大効果を
利用できる。また、高電圧発電時に進相電流通電による
発電出力(発電電圧)増大効果を利用するので、同一出
力であればその分だけ界磁巻線のアンペアターン数を低
減でき、発電機の小型軽量化が実現する。なお、第1電
圧発電時に第2電圧発電時より少ない量の範囲の進相電
流通電を行うこと、第2電圧発電時に第1電圧発電時よ
り界磁電流を増大することは当然可能である。
ば、特に低回転域において出力向上が得られ、大出力化
もしくは小型軽量化が可能となる。本発明の第3の構成
によれば、上記第1又は第2の構成において更に、第2
電圧を第1電圧より高く設定するので、第2電圧発電時
に進相電流通電による発電出力(発電電圧)増大効果を
利用できる。また、高電圧発電時に進相電流通電による
発電出力(発電電圧)増大効果を利用するので、同一出
力であればその分だけ界磁巻線のアンペアターン数を低
減でき、発電機の小型軽量化が実現する。なお、第1電
圧発電時に第2電圧発電時より少ない量の範囲の進相電
流通電を行うこと、第2電圧発電時に第1電圧発電時よ
り界磁電流を増大することは当然可能である。
【0022】本発明の第4の構成によれば、上記第3の
構成において更に、第2電圧が第1電圧の1.2〜5倍
に設定されるので、使用頻度の高い回転域で出力を有効
に増大することができる。本発明の第5の構成によれ
ば、上記第3の構成において更に、第2電圧である発電
電圧を第1電圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧
手段を備えるので、第2電圧発電時に第1電圧運転用の
負荷に給電できる。
構成において更に、第2電圧が第1電圧の1.2〜5倍
に設定されるので、使用頻度の高い回転域で出力を有効
に増大することができる。本発明の第5の構成によれ
ば、上記第3の構成において更に、第2電圧である発電
電圧を第1電圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧
手段を備えるので、第2電圧発電時に第1電圧運転用の
負荷に給電できる。
【0023】本発明の第6の構成によれば、上記第5の
構成において更に、降圧手段がDC−DCコンバータか
らなるので、装置構成が簡単となる。本発明の第7の構
成によれば、上記第3の構成において更に、第2電圧で
駆動される高電圧負荷に接続されるスイッチ手段のオン
を検出して発電電圧を第2電圧に調節するので、制御が
簡単である。
構成において更に、降圧手段がDC−DCコンバータか
らなるので、装置構成が簡単となる。本発明の第7の構
成によれば、上記第3の構成において更に、第2電圧で
駆動される高電圧負荷に接続されるスイッチ手段のオン
を検出して発電電圧を第2電圧に調節するので、制御が
簡単である。
【0024】本発明の第8の構成によれば、上記第3の
構成において更に、界磁電流が、最初、蓄電手段から給
電され、発電電圧確立後、前記交直電力変換手段の高位
直流電源端から給電されるので、発電電圧の増大に応じ
て界磁電流を増大し、発電電圧確立状態すなわち常用域
における界磁束を増大することができる。また、このこ
とは、常用域において必要な界磁束を形成するのに必要
な界磁巻線のターン数を低減できることにもなる。この
時、発電電圧確立までの期間に少なくとも進相電流を通
電することにより、発電電圧の早期の確立を実現でき
る。
構成において更に、界磁電流が、最初、蓄電手段から給
電され、発電電圧確立後、前記交直電力変換手段の高位
直流電源端から給電されるので、発電電圧の増大に応じ
て界磁電流を増大し、発電電圧確立状態すなわち常用域
における界磁束を増大することができる。また、このこ
とは、常用域において必要な界磁束を形成するのに必要
な界磁巻線のターン数を低減できることにもなる。この
時、発電電圧確立までの期間に少なくとも進相電流を通
電することにより、発電電圧の早期の確立を実現でき
る。
【0025】本発明の第9の構成によれば、上記第3の
構成において更に、発電電圧が第2電圧を超える場合に
界磁電流を低減するので進相電流停止だけでは発電電圧
が第2電圧を超える場合でも発電電圧を第2電圧に調整
することができる。本発明の第10の構成によれば、上
記第3の構成において更に、高回転数時に低回転時より
発電電圧を高く切り換えるので(第2電圧に切り換える
ので)、低回転時の低電圧に制限されることなく、第2
電圧を高く設定することができる。
構成において更に、発電電圧が第2電圧を超える場合に
界磁電流を低減するので進相電流停止だけでは発電電圧
が第2電圧を超える場合でも発電電圧を第2電圧に調整
することができる。本発明の第10の構成によれば、上
記第3の構成において更に、高回転数時に低回転時より
発電電圧を高く切り換えるので(第2電圧に切り換える
ので)、低回転時の低電圧に制限されることなく、第2
電圧を高く設定することができる。
【0026】本発明の第11の構成によれば、上記第1
又は第2の構成において更に、進相電流は、インバータ
回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの少
なくとも一方を構成する半導体スイッチング素子のオフ
タイミングの遅延により電機子巻線に給電されるので、
簡単に構成できる他、このインバータ回路が交直電力変
換手段を兼用することもできる。
又は第2の構成において更に、進相電流は、インバータ
回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの少
なくとも一方を構成する半導体スイッチング素子のオフ
タイミングの遅延により電機子巻線に給電されるので、
簡単に構成できる他、このインバータ回路が交直電力変
換手段を兼用することもできる。
【0027】本発明の第12の構成によれば、上記第1
又は第2の構成において更に、進相電流が各電機子巻線
の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子からなる
短絡回路により給電されるので、進相電流通電のための
回路構成が簡単となる。なお、進相電流は電機子巻線か
ら流出する電流が0となった後、電機子巻線へ進相電流
を流入させ、電機子巻線へ流入する電流が0となった
後、電機子巻線から進相電流を流出させて給電すること
ができる。
又は第2の構成において更に、進相電流が各電機子巻線
の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子からなる
短絡回路により給電されるので、進相電流通電のための
回路構成が簡単となる。なお、進相電流は電機子巻線か
ら流出する電流が0となった後、電機子巻線へ進相電流
を流入させ、電機子巻線へ流入する電流が0となった
後、電機子巻線から進相電流を流出させて給電すること
ができる。
【0028】本発明の第13又は第14の構成によれ
ば、上記第11乃至13のいずれかの構成において更
に、半導体スイッチング素子を例えばMOSFETのよ
うな双方向導通素子で構成するので、回路構成が簡単と
なる。本発明の第15の構成によれば、上記第14の構
成において更に、MOSFETをSiCで構成するの
で、高温環境での使用性に優れる。
ば、上記第11乃至13のいずれかの構成において更
に、半導体スイッチング素子を例えばMOSFETのよ
うな双方向導通素子で構成するので、回路構成が簡単と
なる。本発明の第15の構成によれば、上記第14の構
成において更に、MOSFETをSiCで構成するの
で、高温環境での使用性に優れる。
【0029】本発明の第16の構成によれば、上記第1
1乃至第15のいずれかの構成において更に、半導体ス
イッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
するので、この抵抗により進相電流を容易に検出するこ
とができ、制御が簡単、確実となる。本発明の第17の
構成によれば、上記第16の構成において更に、電流検
出用抵抗がMOSFETと一体に集積されるので、装置
構成が簡単となる。
1乃至第15のいずれかの構成において更に、半導体ス
イッチング素子と直列に接続された電流検出用抵抗を有
するので、この抵抗により進相電流を容易に検出するこ
とができ、制御が簡単、確実となる。本発明の第17の
構成によれば、上記第16の構成において更に、電流検
出用抵抗がMOSFETと一体に集積されるので、装置
構成が簡単となる。
【0030】本発明の第18の構成によれば、上記第1
又は第2の構成において更に、検出された回転子の磁極
位置に基づいて進相電流の通電期間を決定するので、進
相電流制御が正確となる。本発明の第19の構成によれ
ば、上記第7の構成において更に、高電圧負荷がEHC
(触媒ヒータ)からなるので、EHCを大電力化しても
送電損失を低減することができる。
又は第2の構成において更に、検出された回転子の磁極
位置に基づいて進相電流の通電期間を決定するので、進
相電流制御が正確となる。本発明の第19の構成によれ
ば、上記第7の構成において更に、高電圧負荷がEHC
(触媒ヒータ)からなるので、EHCを大電力化しても
送電損失を低減することができる。
【0031】
(第1の実施例)本発明の車両用発電装置の一実施例を
図1に示すブロック図を参照して説明する。この車両用
発電装置は、図1のブロック図に示すように、三相同期
発電機(本発明でいう交流発電機)1と、その交流発電
電流を整流する三相全波整流器(本発明でいう交直電力
変換手段)11と、コントローラ7と、DC−DCコン
バータ(降圧手段)2と、スイッチ21〜23とからな
る。この三相全波整流器11及びコントローラ7にて、
本発明でいう判定手段及び進相電流給電手段を構成して
いる。
図1に示すブロック図を参照して説明する。この車両用
発電装置は、図1のブロック図に示すように、三相同期
発電機(本発明でいう交流発電機)1と、その交流発電
電流を整流する三相全波整流器(本発明でいう交直電力
変換手段)11と、コントローラ7と、DC−DCコン
バータ(降圧手段)2と、スイッチ21〜23とからな
る。この三相全波整流器11及びコントローラ7にて、
本発明でいう判定手段及び進相電流給電手段を構成して
いる。
【0032】電機子コイル5a〜5cで生じた発電電流
は三相全波整流器11により整流され、界磁コイル4c
に通電される界磁電流はコントローラ7により制御され
る。界磁電流が通電される回転子を回転することによ
り、電機子コイル5a〜5c内に三相交流電圧が誘導さ
れる。三相全波整流器11は、SiCを素材とするMO
SFET11a〜11fを三相ブリッジ接続したインバ
ータ回路からなり、その高位直流出力端は、DC−DC
コンバータ2を通じてバッテリ9の高位端及び電気負荷
10の一方の端に接続され、三相全波整流器11の低位
直流出力端はバッテリ9の低位端及び電気負荷10の他
方の端とともに接地されている。DC−DCコンバータ
2の入出力端は短絡スイッチ21と並列接続されてお
り、DC−DCコンバータ2の入出力端は切り換えスイ
ッチ22の一対の切り換え端子に個別に接続され、切り
換えスイッチ22の共通端子は界磁コイル4cの一端に
接続され、界磁コイル4cの他端はコントローラ7内の
界磁電流制御用のスイッチングトランジスタ(図示せ
ず)を通じて接地されている。更に、三相全波整流器1
1の高位直流電源端はスイッチ23を通じて高電圧負荷
(本実施例ではEHCと略称される触媒ヒータ)10a
の一方の端に接続され、高電圧負荷10aの他方の端は
接地されている。三相全波整流器11と、スイッチ21
〜23はコントローラ7により制御される。
は三相全波整流器11により整流され、界磁コイル4c
に通電される界磁電流はコントローラ7により制御され
る。界磁電流が通電される回転子を回転することによ
り、電機子コイル5a〜5c内に三相交流電圧が誘導さ
れる。三相全波整流器11は、SiCを素材とするMO
SFET11a〜11fを三相ブリッジ接続したインバ
ータ回路からなり、その高位直流出力端は、DC−DC
コンバータ2を通じてバッテリ9の高位端及び電気負荷
10の一方の端に接続され、三相全波整流器11の低位
直流出力端はバッテリ9の低位端及び電気負荷10の他
方の端とともに接地されている。DC−DCコンバータ
2の入出力端は短絡スイッチ21と並列接続されてお
り、DC−DCコンバータ2の入出力端は切り換えスイ
ッチ22の一対の切り換え端子に個別に接続され、切り
換えスイッチ22の共通端子は界磁コイル4cの一端に
接続され、界磁コイル4cの他端はコントローラ7内の
界磁電流制御用のスイッチングトランジスタ(図示せ
ず)を通じて接地されている。更に、三相全波整流器1
1の高位直流電源端はスイッチ23を通じて高電圧負荷
(本実施例ではEHCと略称される触媒ヒータ)10a
の一方の端に接続され、高電圧負荷10aの他方の端は
接地されている。三相全波整流器11と、スイッチ21
〜23はコントローラ7により制御される。
【0033】コントローラ7は、マイコン構成を有し、
界磁電流Ifの導通率をPWM制御するとともに、各M
OSFET11a〜11fから個別に入力する後述の電
圧降下信号Pa〜Pfに基づいてゲート電圧信号Ga〜
Gfを形成し、各MOSFET11a〜11fのゲート
電極に個別に印加する。更に説明すると、コントローラ
7は、低電圧発電を行う低電圧発電モードにおいてバッ
テリ電圧VBが所定の基準発電電圧値Vref1に一致
するよう界磁電流Ifの導通率をPWM制御するととも
に三相全波整流器11を後述する非進相制御モードで制
御し、高電圧発電を行う高電圧発電モードにおいて三相
全波整流器11の高位直流電源端の出力電圧Voを基準
発電電圧値Vref1より高い所定の基準発電電圧値V
ref2に一致するよう界磁電流Ifの導通率をPWM
制御するとともに三相全波整流器11を後述する進相制
御モードで制御する。
界磁電流Ifの導通率をPWM制御するとともに、各M
OSFET11a〜11fから個別に入力する後述の電
圧降下信号Pa〜Pfに基づいてゲート電圧信号Ga〜
Gfを形成し、各MOSFET11a〜11fのゲート
電極に個別に印加する。更に説明すると、コントローラ
7は、低電圧発電を行う低電圧発電モードにおいてバッ
テリ電圧VBが所定の基準発電電圧値Vref1に一致
するよう界磁電流Ifの導通率をPWM制御するととも
に三相全波整流器11を後述する非進相制御モードで制
御し、高電圧発電を行う高電圧発電モードにおいて三相
全波整流器11の高位直流電源端の出力電圧Voを基準
発電電圧値Vref1より高い所定の基準発電電圧値V
ref2に一致するよう界磁電流Ifの導通率をPWM
制御するとともに三相全波整流器11を後述する進相制
御モードで制御する。
【0034】なお、必要なら、コントローラ7は、界磁
コイル4cと直列に接続された低抵抗素子(図示せず)
から界磁電流を読み込むことができ、また、エンジン
(図示せず)を制御するエンジン制御装置(ECU)か
らエンジン情報を読み込むことができる。 三相全波整
流器11のa相のインバータを図2を参照して説明す
る。
コイル4cと直列に接続された低抵抗素子(図示せず)
から界磁電流を読み込むことができ、また、エンジン
(図示せず)を制御するエンジン制御装置(ECU)か
らエンジン情報を読み込むことができる。 三相全波整
流器11のa相のインバータを図2を参照して説明す
る。
【0035】ハイサイドスイッチであるMOSFET1
1a及びローサイドスイッチであるMOSFET11d
はそれぞれNチャンネルタイプであり、互いに直列接続
されている。MOSFET11aは、発電時のドレイン
領域である電機子コイル側のN型領域と、その発電時の
ソース領域であるバッテリ側のN型領域と、ゲート電極
114a直下のPウエル領域とを有し、これらN型領域
とPウエル領域との間のPN接合が寄生ダイオードを形
成している。
1a及びローサイドスイッチであるMOSFET11d
はそれぞれNチャンネルタイプであり、互いに直列接続
されている。MOSFET11aは、発電時のドレイン
領域である電機子コイル側のN型領域と、その発電時の
ソース領域であるバッテリ側のN型領域と、ゲート電極
114a直下のPウエル領域とを有し、これらN型領域
とPウエル領域との間のPN接合が寄生ダイオードを形
成している。
【0036】本実施例では、Pウエル領域と電機子コイ
ル側のN型領域とが、チップ上に絶縁膜を介して所定抵
抗率の半導体又は金属配線などをパターニングして形成
した低抵抗113aを有しており、この低抵抗113a
の電圧降下を検出することにより、チャンネル電流を検
出可能としている。同様に、MOSFET11dは低抵
抗113dを有し、他の相のMOSFET11b、11
e、11c、11fも同様の低抵抗を有し、各MOSF
ET11a〜11fは、電機子コイル側のN型領域と低
抵抗との接続端子Pa〜Pfを有している。なお、これ
ら寄生ダイオード112a、112dは発電電流をバッ
テリ9に給電する際の電流経路にもなる。
ル側のN型領域とが、チップ上に絶縁膜を介して所定抵
抗率の半導体又は金属配線などをパターニングして形成
した低抵抗113aを有しており、この低抵抗113a
の電圧降下を検出することにより、チャンネル電流を検
出可能としている。同様に、MOSFET11dは低抵
抗113dを有し、他の相のMOSFET11b、11
e、11c、11fも同様の低抵抗を有し、各MOSF
ET11a〜11fは、電機子コイル側のN型領域と低
抵抗との接続端子Pa〜Pfを有している。なお、これ
ら寄生ダイオード112a、112dは発電電流をバッ
テリ9に給電する際の電流経路にもなる。
【0037】次に、三相全波整流器11の各MOSFE
T11a〜11fの開閉タイミングについて、説明す
る。 (非進相制御モード)まず、進相電流給電を実施しない
制御例を説明する。ただし、説明を簡単とするために、
発電電圧は低電圧発電モードを採用している場合につい
て説明する。
T11a〜11fの開閉タイミングについて、説明す
る。 (非進相制御モード)まず、進相電流給電を実施しない
制御例を説明する。ただし、説明を簡単とするために、
発電電圧は低電圧発電モードを採用している場合につい
て説明する。
【0038】図3は電機子コイル5aの相電圧Vaのタ
イミングチャートを示す。、a相のハイサイドスイッチ
であるMOSFET11aの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル5aの相電圧Va
がバッテリ電圧VB及び他の相電圧Vb、Vcより高い
かどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオフは相
電圧Vaがバッテリ電圧VBより低くなった時点に行
う。他の相のハイサイドスイッチであるMOSFET1
1b、11cの開閉制御も同じように行う。
イミングチャートを示す。、a相のハイサイドスイッチ
であるMOSFET11aの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル5aの相電圧Va
がバッテリ電圧VB及び他の相電圧Vb、Vcより高い
かどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオフは相
電圧Vaがバッテリ電圧VBより低くなった時点に行
う。他の相のハイサイドスイッチであるMOSFET1
1b、11cの開閉制御も同じように行う。
【0039】a相のローサイドスイッチであるMOSF
ET11dの制御は以下のように行われる。そのターン
オンは、電機子コイル5aの相電圧Vaが接地電圧VE
=0V及び他の相電圧Vb、Vcより低いかどうかを調
べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Vaが接
地電圧より高くなった時点に行う。他の相のローサイド
スイッチであるMOSFET11e、11fの開閉制御
も同じように行う。
ET11dの制御は以下のように行われる。そのターン
オンは、電機子コイル5aの相電圧Vaが接地電圧VE
=0V及び他の相電圧Vb、Vcより低いかどうかを調
べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Vaが接
地電圧より高くなった時点に行う。他の相のローサイド
スイッチであるMOSFET11e、11fの開閉制御
も同じように行う。
【0040】図5のフローチャートにより、非進相制御
モードを行うサブルーチンの一例を説明する。このフロ
ーチャートは、図示しないメインルーチンに、一定時間
毎に割り込んで実施されるものとする。まず、x相の相
電圧Vaがバッテリ電圧VBを超えるかどうかを調べ
(200)、超えればハイサイドスイッチ11aをオン
し(202)、以下であればハイサイドスイッチ11a
をオフする(204)。次に、x相の相電圧Vaがバッ
テリ低位端の電位である0Vより小さいかどうかを調べ
(206)、小さければローサイドスイッチ11dをオ
ンし(208)、小さくなければローサイドスイッチ1
1dをオフする(210)。
モードを行うサブルーチンの一例を説明する。このフロ
ーチャートは、図示しないメインルーチンに、一定時間
毎に割り込んで実施されるものとする。まず、x相の相
電圧Vaがバッテリ電圧VBを超えるかどうかを調べ
(200)、超えればハイサイドスイッチ11aをオン
し(202)、以下であればハイサイドスイッチ11a
をオフする(204)。次に、x相の相電圧Vaがバッ
テリ低位端の電位である0Vより小さいかどうかを調べ
(206)、小さければローサイドスイッチ11dをオ
ンし(208)、小さくなければローサイドスイッチ1
1dをオフする(210)。
【0041】次に、y相の相電圧Vbがバッテリ電圧V
Bを超えるかどうかを調べ(212)、超えればハイサ
イドスイッチ11bをオンし(214)、以下であれば
ハイサイドスイッチ11bをオフする(216)。次
に、y相の相電圧Vbがバッテリ低位端の電位である0
Vより小さいかどうかを調べ(218)、小さければロ
ーサイドスイッチ11eをオンし(220)、小さくな
ければローサイドスイッチ11eをオフする(22
2)。
Bを超えるかどうかを調べ(212)、超えればハイサ
イドスイッチ11bをオンし(214)、以下であれば
ハイサイドスイッチ11bをオフする(216)。次
に、y相の相電圧Vbがバッテリ低位端の電位である0
Vより小さいかどうかを調べ(218)、小さければロ
ーサイドスイッチ11eをオンし(220)、小さくな
ければローサイドスイッチ11eをオフする(22
2)。
【0042】次に、z相の相電圧Vcがバッテリ電圧V
Bを超えるかどうかを調べ(224)、超えればハイサ
イドスイッチ11cをオンし(226)、以下であれば
ハイサイドスイッチ11cをオフする(228)。次
に、z相の相電圧Vcがバッテリ低位端の電位である0
Vより小さいかどうかを調べ(230)、小さければロ
ーサイドスイッチ11fをオンし(232)、小さくな
ければローサイドスイッチ11fをオフして(23
4)、メインルーチンにリターンする。
Bを超えるかどうかを調べ(224)、超えればハイサ
イドスイッチ11cをオンし(226)、以下であれば
ハイサイドスイッチ11cをオフする(228)。次
に、z相の相電圧Vcがバッテリ低位端の電位である0
Vより小さいかどうかを調べ(230)、小さければロ
ーサイドスイッチ11fをオンし(232)、小さくな
ければローサイドスイッチ11fをオフして(23
4)、メインルーチンにリターンする。
【0043】(進相制御モード)次に、進相電流給電を
実施する制御例を説明する。ただし、本実施例では、進
相電流給電は高電圧負荷10aに給電する場合(高電圧
発電モード)において採用される。図4は電機子コイル
5aの相電圧Vaのタイミングチャートを示す。この実
施例では、ハイサイドスイッチであるMOSFET11
aのターンオンタイミングは、その相電流が負から正に
なる時点、すなわち低抵抗113dの電圧降下Vpsd
が負から正になる時点t2 よりT4 (=T2 )だけ遅れ
た時点t 2 ’(=t0 )に実施され、他のハイサイドス
イッチである各MOSFET11b、11cのターンオ
ンタイミングも同様である。また、ローサイドスイッチ
であるMOSFET11dのターンオンタイミングは、
その相電流が正から負になる時点、すなわち低抵抗11
3aの電圧降下Vpsaが正から負になる時点t1より
T2 だけ遅れた時点t1 ’に実施され、他のローサイド
スイッチである各MOSFET11e、11fのターン
オンタイミングも同様である。
実施する制御例を説明する。ただし、本実施例では、進
相電流給電は高電圧負荷10aに給電する場合(高電圧
発電モード)において採用される。図4は電機子コイル
5aの相電圧Vaのタイミングチャートを示す。この実
施例では、ハイサイドスイッチであるMOSFET11
aのターンオンタイミングは、その相電流が負から正に
なる時点、すなわち低抵抗113dの電圧降下Vpsd
が負から正になる時点t2 よりT4 (=T2 )だけ遅れ
た時点t 2 ’(=t0 )に実施され、他のハイサイドス
イッチである各MOSFET11b、11cのターンオ
ンタイミングも同様である。また、ローサイドスイッチ
であるMOSFET11dのターンオンタイミングは、
その相電流が正から負になる時点、すなわち低抵抗11
3aの電圧降下Vpsaが正から負になる時点t1より
T2 だけ遅れた時点t1 ’に実施され、他のローサイド
スイッチである各MOSFET11e、11fのターン
オンタイミングも同様である。
【0044】一方、各MOSFET11a〜11fのタ
ーンオフタイミングは、本実施例では、ターンオンタイ
ミングから略180度位相期間後まで延長している。す
なわち、MOSFET11aのターンオフはMOSFE
T11dのターンオンと同時又はその直前に実施され、
MOSFET11dのターンオフはMOSFET11a
のターンオンと同時又はその直前に実施される。
ーンオフタイミングは、本実施例では、ターンオンタイ
ミングから略180度位相期間後まで延長している。す
なわち、MOSFET11aのターンオフはMOSFE
T11dのターンオンと同時又はその直前に実施され、
MOSFET11dのターンオフはMOSFET11a
のターンオンと同時又はその直前に実施される。
【0045】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ9から各電機子コイ
ル5a、5b、5cに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、MOSFET11aは、図5に示すよ
うに、t1に達してもOFFせず、期間T2だけOFF
タイミングを遅らせる。同様にMOSFET11dのO
FFタイミングはt2 からT4(=T2)だけ遅らせた
t'2とされる。また、バッテリ4から電機子コイル5a
〜5cへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作
用を生むα(図5参照)だけ位相の進んだ電流が電機子
コイル5aに供給されることになる。ここで充電期間T
1(=T3)とOFF遅延期間T2(=T4 )との和は
電気角で180°以下にする必要がある。これら一連の
制御をb相には電気的に120°遅らせて(1周期の1
/3の期間遅延して)、c相には電気的に120°進ま
せて(1周期の2/3の期間遅延して)制御することで
3相の進相制御が可能となる。
遅延により進相電流成分がバッテリ9から各電機子コイ
ル5a、5b、5cに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、MOSFET11aは、図5に示すよ
うに、t1に達してもOFFせず、期間T2だけOFF
タイミングを遅らせる。同様にMOSFET11dのO
FFタイミングはt2 からT4(=T2)だけ遅らせた
t'2とされる。また、バッテリ4から電機子コイル5a
〜5cへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作
用を生むα(図5参照)だけ位相の進んだ電流が電機子
コイル5aに供給されることになる。ここで充電期間T
1(=T3)とOFF遅延期間T2(=T4 )との和は
電気角で180°以下にする必要がある。これら一連の
制御をb相には電気的に120°遅らせて(1周期の1
/3の期間遅延して)、c相には電気的に120°進ま
せて(1周期の2/3の期間遅延して)制御することで
3相の進相制御が可能となる。
【0046】図6及び図7のフローチャートにより、進
相制御モードを行うサブルーチンの一例を説明する。ま
ず、このルーチンを実行するのが初回か2回目以降かを
判定するフラグF2が1かどうかを調べ(290)、2
回目以降(F2=1)であれば、ステップ300に飛
び、初回(F2=0)であれば、各MOSFET11a
〜11fの導通(オン)動作だけを図5の非進相制御ル
ーチンを用いて行い(292)、フラグF2を1にセッ
トしてステップ300に進む(294)。なお、フラグ
F2は電源電圧投入時に0にリセットされるものとす
る。
相制御モードを行うサブルーチンの一例を説明する。ま
ず、このルーチンを実行するのが初回か2回目以降かを
判定するフラグF2が1かどうかを調べ(290)、2
回目以降(F2=1)であれば、ステップ300に飛
び、初回(F2=0)であれば、各MOSFET11a
〜11fの導通(オン)動作だけを図5の非進相制御ル
ーチンを用いて行い(292)、フラグF2を1にセッ
トしてステップ300に進む(294)。なお、フラグ
F2は電源電圧投入時に0にリセットされるものとす
る。
【0047】ステップ300では、まず、ローサイドス
イッチ11dがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11dの電流すなわち電機子電流ixが負から正
へ、すなわち固定子巻線5aへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマdをスタートし(30
2)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11a
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ11a
の電流すなわち電機子電流ixが正から負へ、すなわち
固定子巻線5aから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線5aへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ(304)、変化したら内蔵タイマaをスタートし
(306)、変化しなければステップ308へ進む。
イッチ11dがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11dの電流すなわち電機子電流ixが負から正
へ、すなわち固定子巻線5aへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマdをスタートし(30
2)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11a
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ11a
の電流すなわち電機子電流ixが正から負へ、すなわち
固定子巻線5aから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線5aへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ(304)、変化したら内蔵タイマaをスタートし
(306)、変化しなければステップ308へ進む。
【0048】ステップ308では、まず、ローサイドス
イッチ11eがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11eの電流すなわち電機子電流iyが負から正
へ、すなわち固定子巻線5bへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマeをスタートし(31
0)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11b
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ11b
の電流すなわち電機子電流iyが正から負へ、すなわち
固定子巻線5bから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線5bへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ(312)、変化したら内蔵タイマbをスタートし
(314)、変化しなければステップ316へ進む。
イッチ11eがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11eの電流すなわち電機子電流iyが負から正
へ、すなわち固定子巻線5bへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマeをスタートし(31
0)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11b
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ11b
の電流すなわち電機子電流iyが正から負へ、すなわち
固定子巻線5bから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線5bへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ(312)、変化したら内蔵タイマbをスタートし
(314)、変化しなければステップ316へ進む。
【0049】ステップ316では、まず、ローサイドス
イッチ11fがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11fの電流すなわち電機子電流izが負から正
へ、すなわち固定子巻線5cへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマfをスタートし(31
8)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11c
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ11
cの電流すなわち電機子電流izが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線5cから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線5cへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ(320)、変化したら内蔵タイマcをスタートし
(322)、変化しなければステップ400へ進む。
イッチ11fがオンしている期間においてローサイドス
イッチ11fの電流すなわち電機子電流izが負から正
へ、すなわち固定子巻線5cへ流入する向きから低位直
流電源端(0V)へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマfをスタートし(31
8)、変化していなければ、ハイサイドスイッチ11c
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ11
cの電流すなわち電機子電流izが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線5cから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線5cへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ(320)、変化したら内蔵タイマcをスタートし
(322)、変化しなければステップ400へ進む。
【0050】ステップ400では、タイマdがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ404に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11dをオフし、ハイサイドスイッチ
11aをオンし、タイマdを0にリセットしてからステ
ップ404へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ404に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11dをオフし、ハイサイドスイッチ
11aをオンし、タイマdを0にリセットしてからステ
ップ404へ進む。
【0051】ステップ404では、タイマaがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間(進相電流通電時
間)ΔT=T2 =T4 だけ経過したかどうかを調べ、オ
ーバーしていなければ直接にステップ408に進み、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ11dをオン
し、ハイサイドスイッチ11aをオフし、タイマaを0
にリセットしてからステップ408へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間(進相電流通電時
間)ΔT=T2 =T4 だけ経過したかどうかを調べ、オ
ーバーしていなければ直接にステップ408に進み、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ11dをオン
し、ハイサイドスイッチ11aをオフし、タイマaを0
にリセットしてからステップ408へ進む。
【0052】ステップ408では、タイマeがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ412に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11eをオフし、ハイサイドスイッチ
11bをオンし、タイマeを0にリセットしてからステ
ップ412へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ412に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11eをオフし、ハイサイドスイッチ
11bをオンし、タイマeを0にリセットしてからステ
ップ412へ進む。
【0053】ステップ412では、タイマbがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ416に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11eをオンし、ハイサイドスイッチ
11bをオフし、タイマbを0にリセットしてからメイ
ンルーチンへ戻る。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ416に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11eをオンし、ハイサイドスイッチ
11bをオフし、タイマbを0にリセットしてからメイ
ンルーチンへ戻る。
【0054】ステップ416では、タイマfがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ420に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11fをオフし、ハイサイドスイッチ
11cをオンし、タイマfを0にリセットしてからステ
ップ420へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ420に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11fをオフし、ハイサイドスイッチ
11cをオンし、タイマfを0にリセットしてからステ
ップ420へ進む。
【0055】ステップ420では、タイマcがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ102に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11fをオンし、ハイサイドスイッチ
11cをオフし、タイマcを0にリセットしてからステ
ップ102へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ102に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ11fをオンし、ハイサイドスイッチ
11cをオフし、タイマcを0にリセットしてからステ
ップ102へ進む。
【0056】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ9から各電機子コイ
ル5a、5b、5cに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、MOSFET11aは、t1に達して
もOFFせず、期間ΔT=T 2 =T4 だけターンオフが
遅延する。同様に、MOSFET11dのターンオフも
t2 からΔT=T2 =T4 だけ遅らせたt2 ' とされ
る。これにより、バッテリ9から電機子コイル5a〜5
cへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作用を
生むα(図4参照)だけ位相の進んだ電流がステータコ
イル5aに供給されることになる。ここで充電期間T1
(=T3 )と遅延期間ΔT=T2 =T4 との和は電気角
で180°以下にする必要がある。なお、a相に対して
b相を電気的で120°遅らせ、c相を電気的に120
°進ませて制御しても3相の進相制御が可能となる。
遅延により進相電流成分がバッテリ9から各電機子コイ
ル5a、5b、5cに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、MOSFET11aは、t1に達して
もOFFせず、期間ΔT=T 2 =T4 だけターンオフが
遅延する。同様に、MOSFET11dのターンオフも
t2 からΔT=T2 =T4 だけ遅らせたt2 ' とされ
る。これにより、バッテリ9から電機子コイル5a〜5
cへ電流を引き込むことができ、これにより増磁作用を
生むα(図4参照)だけ位相の進んだ電流がステータコ
イル5aに供給されることになる。ここで充電期間T1
(=T3 )と遅延期間ΔT=T2 =T4 との和は電気角
で180°以下にする必要がある。なお、a相に対して
b相を電気的で120°遅らせ、c相を電気的に120
°進ませて制御しても3相の進相制御が可能となる。
【0057】なお上記実施例では、各スイッチ11a〜
11fはそれぞれ180度期間だけオンするようにした
が、オン期間は180度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
11fはそれぞれ180度期間だけオンするようにした
が、オン期間は180度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
【0058】例えば、a相について説明すれば、ハイサ
イドスイッチ11a及びローサイドスイッチ11dがオ
フしている期間に、a相の固定子巻線5aの相電圧Va
が三相全波整流器11の高位直流電源端の出力電圧Vo
より高くなればハイサイドスイッチ11aをオンする。
一方、オンしたハイサイドスイッチ11aのオフは、上
記と同様に相電圧Vaが出力電圧Voより低くなってか
ら所定の遅延時間ΔT後、実施すればよい。
イドスイッチ11a及びローサイドスイッチ11dがオ
フしている期間に、a相の固定子巻線5aの相電圧Va
が三相全波整流器11の高位直流電源端の出力電圧Vo
より高くなればハイサイドスイッチ11aをオンする。
一方、オンしたハイサイドスイッチ11aのオフは、上
記と同様に相電圧Vaが出力電圧Voより低くなってか
ら所定の遅延時間ΔT後、実施すればよい。
【0059】同様に、ハイサイドスイッチ11a及びロ
ーサイドスイッチ11dがオフしている期間に、相電圧
Vaが接地電位より低くなればローサイドスイッチ11
dをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ11
dのオフは、上記と同様に相電圧Vaが接地電圧0Vよ
り低くなってから所定の遅延時間ΔT後、実施すればよ
い。b、c相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はa相だけに行い、b、c相のスイッチ11b、1
1c、11e、11fの制御はa相スイッチングタイミ
ンを120度ずらして行うこともできる。
ーサイドスイッチ11dがオフしている期間に、相電圧
Vaが接地電位より低くなればローサイドスイッチ11
dをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ11
dのオフは、上記と同様に相電圧Vaが接地電圧0Vよ
り低くなってから所定の遅延時間ΔT後、実施すればよ
い。b、c相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はa相だけに行い、b、c相のスイッチ11b、1
1c、11e、11fの制御はa相スイッチングタイミ
ンを120度ずらして行うこともできる。
【0060】(実施例2)図8に第2の実施例のブロッ
ク回路図を示す。ただし、図8は図1の回路のうち、異
なる部分を含む一部の回路を図示する。この発電機10
0aはロータの磁極位置を検出する磁極位置検出器(本
発明でいう磁極位置検出手段)16を備える点が実施例
1(図1参照)の発電機100と異なっており、図8に
示す三相全波整流器17の各MOSFET17a〜17
fは、実施例1(図1参照)の三相全波整流器11に比
べて電流検出用の低抵抗を持たない点が異なっている。
ク回路図を示す。ただし、図8は図1の回路のうち、異
なる部分を含む一部の回路を図示する。この発電機10
0aはロータの磁極位置を検出する磁極位置検出器(本
発明でいう磁極位置検出手段)16を備える点が実施例
1(図1参照)の発電機100と異なっており、図8に
示す三相全波整流器17の各MOSFET17a〜17
fは、実施例1(図1参照)の三相全波整流器11に比
べて電流検出用の低抵抗を持たない点が異なっている。
【0061】次に、この実施例のMOSFET17a〜
17fの開閉制御について図9のタイミングチャートを
参照して以下に説明する。本実施例では、磁極位置検出
器16によりロータの磁極位置を検出する。磁極位置検
出器16は、アブソリュート形式のロータリーエンコー
ダからなり、基準の角度位置にて基準パルス信号を出力
し、所定角度毎にパルス信号を出力するものとする。そ
して、コントローラ7は読み込んだ基準パルス信号から
パルス信号をカウントして、MOSFET17a〜17
fを制御するために位相角信号Sa、Sb、Scを出力
するものとする。X相の電機子コイル(電機子巻線)5
aの出力電圧である相電圧Vaが負から正へ変化する位
相角δ1でハイレベルとなり、相電圧Vaが正から負へ
変化する位相角δ2でローレベルを出力する。Y相の電
機子コイル(電機子巻線)5bの出力電圧である相電圧
Vbが負から正へ変化する位相角δ3でハイレベルとな
り、相電圧Vbが正から負へ変化する位相角δ4でロー
レベルを出力する。Z相の電機子コイル(電機子巻線)
5cの出力電圧である相電圧Vcが負から正へ変化する
位相角δ5でハイレベルとなり、相電圧Vcが正から負
へ変化する位相角δ6でローレベルを出力する。
17fの開閉制御について図9のタイミングチャートを
参照して以下に説明する。本実施例では、磁極位置検出
器16によりロータの磁極位置を検出する。磁極位置検
出器16は、アブソリュート形式のロータリーエンコー
ダからなり、基準の角度位置にて基準パルス信号を出力
し、所定角度毎にパルス信号を出力するものとする。そ
して、コントローラ7は読み込んだ基準パルス信号から
パルス信号をカウントして、MOSFET17a〜17
fを制御するために位相角信号Sa、Sb、Scを出力
するものとする。X相の電機子コイル(電機子巻線)5
aの出力電圧である相電圧Vaが負から正へ変化する位
相角δ1でハイレベルとなり、相電圧Vaが正から負へ
変化する位相角δ2でローレベルを出力する。Y相の電
機子コイル(電機子巻線)5bの出力電圧である相電圧
Vbが負から正へ変化する位相角δ3でハイレベルとな
り、相電圧Vbが正から負へ変化する位相角δ4でロー
レベルを出力する。Z相の電機子コイル(電機子巻線)
5cの出力電圧である相電圧Vcが負から正へ変化する
位相角δ5でハイレベルとなり、相電圧Vcが正から負
へ変化する位相角δ6でローレベルを出力する。
【0062】非進相制御モード自体は実施例1と同じと
することができるので、進相制御モードを以下に説明す
る。本実施例における進相制御は、図9に示すように、
位相角δ1から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延
した時点でMOSFET17aをオンし、MOSFET
17dをオフする。位相角δ2から所定の遅角δに相当
する位相角だけ遅延した時点でMOSFET17aをオ
フし、MOSFET17dをオンする。位相角δ3から
所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点でMO
SFET17bをオンし、MOSFET17eをオフす
る。位相角δ4から所定の遅角δに相当する位相角だけ
遅延した時点でMOSFET17bをオフし、MOSF
ET17eをオンする。位相角δ5から所定の遅角δに
相当する位相角だけ遅延した時点でMOSFET17c
をオンし、MOSFET17fをオフする。位相角δ6
から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点で
MOSFET17cをオフし、MOSFET17fをオ
ンする。
することができるので、進相制御モードを以下に説明す
る。本実施例における進相制御は、図9に示すように、
位相角δ1から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延
した時点でMOSFET17aをオンし、MOSFET
17dをオフする。位相角δ2から所定の遅角δに相当
する位相角だけ遅延した時点でMOSFET17aをオ
フし、MOSFET17dをオンする。位相角δ3から
所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点でMO
SFET17bをオンし、MOSFET17eをオフす
る。位相角δ4から所定の遅角δに相当する位相角だけ
遅延した時点でMOSFET17bをオフし、MOSF
ET17eをオンする。位相角δ5から所定の遅角δに
相当する位相角だけ遅延した時点でMOSFET17c
をオンし、MOSFET17fをオフする。位相角δ6
から所定の遅角δに相当する位相角だけ遅延した時点で
MOSFET17cをオフし、MOSFET17fをオ
ンする。
【0063】このようにすれば、実施例1と同様の進相
制御を実現することができる。なお、実施例1の遅延時
間ΔT、実施例2の遅角δからなる進相電流通電時間の
設定方式は後述する実施例で説明される。 (実施例3)この実施例の発電装置を図10を参照して
説明する。図10の装置は、図1の三相全波整流器11
のMOSFET11a〜11fを、実施例2と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないMOSFET17
a〜17fに置換しただけのものである。
制御を実現することができる。なお、実施例1の遅延時
間ΔT、実施例2の遅角δからなる進相電流通電時間の
設定方式は後述する実施例で説明される。 (実施例3)この実施例の発電装置を図10を参照して
説明する。図10の装置は、図1の三相全波整流器11
のMOSFET11a〜11fを、実施例2と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないMOSFET17
a〜17fに置換しただけのものである。
【0064】以下、非進相制御自体は図5の制御方式を
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を図
6、図7のフローチャートを参照して以下に説明する。
この実施例では、MOSFET17a〜17fの開閉タ
イミングを、MOSFET17a〜17fのソース・ド
レイン間の電位差に基づいて決定する点が実施例1と異
なっている。なお、図6は各電機子電流のゼロクロス点
を判定するルーチンであり、図7はMOSFET17a
〜17fを開閉制御するルーチンである。なお、この実
施例では各電機子電流のゼロクロス点をMOSFET1
7a〜17fの電位差に基づいて判定する点だけが実施
例1の抵抗電圧降下で検出する点と異なっている。
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を図
6、図7のフローチャートを参照して以下に説明する。
この実施例では、MOSFET17a〜17fの開閉タ
イミングを、MOSFET17a〜17fのソース・ド
レイン間の電位差に基づいて決定する点が実施例1と異
なっている。なお、図6は各電機子電流のゼロクロス点
を判定するルーチンであり、図7はMOSFET17a
〜17fを開閉制御するルーチンである。なお、この実
施例では各電機子電流のゼロクロス点をMOSFET1
7a〜17fの電位差に基づいて判定する点だけが実施
例1の抵抗電圧降下で検出する点と異なっている。
【0065】まず、このルーチンを実行するのが初回か
2回目以降かを判定するフラグF2が1かどうかを調べ
(290)、2回目以降(F2=1)であれば、ステッ
プ300に飛び、初回(F2=0)であれば、各MOS
FET17a〜17fの導通(オン)動作だけを図5の
ルーチンを用いて行い(292)、フラグF2を1にセ
ットしてステップ300に進む(294)。なお、フラ
グF2は電源電圧投入時に0にリセットされるものとす
る。
2回目以降かを判定するフラグF2が1かどうかを調べ
(290)、2回目以降(F2=1)であれば、ステッ
プ300に飛び、初回(F2=0)であれば、各MOS
FET17a〜17fの導通(オン)動作だけを図5の
ルーチンを用いて行い(292)、フラグF2を1にセ
ットしてステップ300に進む(294)。なお、フラ
グF2は電源電圧投入時に0にリセットされるものとす
る。
【0066】ステップ300では、まず、ローサイドス
イッチ17dがオンしている期間においてVaが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17d
の電流すなわち電機子電流ixが負から正へ、すなわち
固定子巻線5aへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマdをスタートし(302)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17aがオンしている期
間において相電圧Vaが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17aの電流すなわち
電機子電流ixが正から負へ、すなわち固定子巻線5a
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5a
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(304)、
変化したら内蔵タイマaをスタートし(306)、変化
しなければステップ308へ進む。
イッチ17dがオンしている期間においてVaが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17d
の電流すなわち電機子電流ixが負から正へ、すなわち
固定子巻線5aへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマdをスタートし(302)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17aがオンしている期
間において相電圧Vaが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17aの電流すなわち
電機子電流ixが正から負へ、すなわち固定子巻線5a
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5a
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(304)、
変化したら内蔵タイマaをスタートし(306)、変化
しなければステップ308へ進む。
【0067】ステップ308では、まず、ローサイドス
イッチ17eがオンしている期間においてVbが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17e
の電流すなわち電機子電流iyが負から正へ、すなわち
固定子巻線5bへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマeをスタートし(310)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17bがオンしている期
間において相電圧Vbが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17bの電流すなわち
電機子電流iyが正から負へ、すなわち固定子巻線5b
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5b
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(312)、
変化したら内蔵タイマbをスタートし(314)、変化
しなければステップ316へ進む。
イッチ17eがオンしている期間においてVbが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17e
の電流すなわち電機子電流iyが負から正へ、すなわち
固定子巻線5bへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマeをスタートし(310)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17bがオンしている期
間において相電圧Vbが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17bの電流すなわち
電機子電流iyが正から負へ、すなわち固定子巻線5b
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5b
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(312)、
変化したら内蔵タイマbをスタートし(314)、変化
しなければステップ316へ進む。
【0068】ステップ316では、まず、ローサイドス
イッチ17fがオンしている期間においてVcが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17f
の電流すなわち電機子電流izが負から正へ、すなわち
固定子巻線5cへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマfをスタートし(318)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17cがオンしている期
間において相電圧Vcが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17cの電流すなわち
電機子電流izが正から負へ、すなわち固定子巻線5c
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5c
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(320)、
変化したら内蔵タイマcをスタートし(322)、変化
しなければステップ400へ進む。
イッチ17fがオンしている期間においてVcが0V以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ17f
の電流すなわち電機子電流izが負から正へ、すなわち
固定子巻線5cへ流入する向きから低位直流電源端(0
V)へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマfをスタートし(318)、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ17cがオンしている期
間において相電圧Vcが出力電圧Vo以下になったかど
うかにより、ハイサイドスイッチ17cの電流すなわち
電機子電流izが正から負へ、すなわち固定子巻線5c
から高位直流電源端へ流出する向きから固定子巻線5c
へ流入する向きに変化したかどうかを調べ(320)、
変化したら内蔵タイマcをスタートし(322)、変化
しなければステップ400へ進む。
【0069】ステップ400では、タイマdがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ404に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17dをオフし、ハイサイドスイッチ
17aをオンし、タイマdを0にリセットしてからステ
ップ404へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ404に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17dをオフし、ハイサイドスイッチ
17aをオンし、タイマdを0にリセットしてからステ
ップ404へ進む。
【0070】ステップ404では、タイマaがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ408に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17dをオンし、ハイサイドスイッチ
17aをオフし、タイマaを0にリセットしてからステ
ップ408へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ408に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17dをオンし、ハイサイドスイッチ
17aをオフし、タイマaを0にリセットしてからステ
ップ408へ進む。
【0071】ステップ408では、タイマeがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ412に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17eをオフし、ハイサイドスイッチ
17bをオンし、タイマeを0にリセットしてからステ
ップ412へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ412に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17eをオフし、ハイサイドスイッチ
17bをオンし、タイマeを0にリセットしてからステ
ップ412へ進む。
【0072】ステップ412では、タイマbがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ416に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17eをオンし、ハイサイドスイッチ
17bをオフし、タイマbを0にリセットしてからステ
ップ416へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ416に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17eをオンし、ハイサイドスイッチ
17bをオフし、タイマbを0にリセットしてからステ
ップ416へ進む。
【0073】ステップ416では、タイマfがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ420に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17fをオフし、ハイサイドスイッチ
17cをオンし、タイマfを0にリセットしてからステ
ップ420へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ420に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17fをオフし、ハイサイドスイッチ
17cをオンし、タイマfを0にリセットしてからステ
ップ420へ進む。
【0074】ステップ420では、タイマcがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ102に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17fをオンし、ハイサイドスイッチ
17cをオフし、タイマcを0にリセットしてからメイ
ンルーチンにリターンする。 (実施例4)本発明の一実施例を図11を参照して説明
する。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔT=T2 =T4
だけ経過したかどうかを調べ、オーバーしていなければ
直接にステップ102に進み、オーバーしていれば、ロ
ーサイドスイッチ17fをオンし、ハイサイドスイッチ
17cをオフし、タイマcを0にリセットしてからメイ
ンルーチンにリターンする。 (実施例4)本発明の一実施例を図11を参照して説明
する。
【0075】この車両用発電装置は、図10に示す実施
例3の回路において、各電機子巻線5a、5b、5cに
デルタ型の短絡回路4を接続したものである。なお、こ
の短絡回路4は、コントローラ7とともに本発明でいう
進相電流給電手段を構成している。短絡回路4は、3個
のMOSFET(短絡スイッチ)41〜43をデルタ接
続して構成され、MOSFET41は電機子巻線5aの
出力端と電機子巻線5bの出力端とを接続し、MOSF
ET42は電機子巻線5bの出力端と電機子巻線5cの
出力端とを接続し、MOSFET43は電機子巻線5c
の出力端と電機子巻線5aの出力端とを接続している。
例3の回路において、各電機子巻線5a、5b、5cに
デルタ型の短絡回路4を接続したものである。なお、こ
の短絡回路4は、コントローラ7とともに本発明でいう
進相電流給電手段を構成している。短絡回路4は、3個
のMOSFET(短絡スイッチ)41〜43をデルタ接
続して構成され、MOSFET41は電機子巻線5aの
出力端と電機子巻線5bの出力端とを接続し、MOSF
ET42は電機子巻線5bの出力端と電機子巻線5cの
出力端とを接続し、MOSFET43は電機子巻線5c
の出力端と電機子巻線5aの出力端とを接続している。
【0076】コントローラ7は、後述するように進相電
流通電を短絡スイッチ41〜43を導通させて実施す
る。もちろん非進相制御モードは短絡スイッチ41〜4
3を遮断し、三相全波整流器3を通じて相電圧Va〜V
cを整流すればよいので、詳細説明を省略する。また、
この実施例において、相電圧Vaは相電圧Vbより12
0度進んでおり、相電圧Vbは相電圧Vcより120度
進んでいるものとする。また、ここでは説明を簡単とす
るため、三相全波整流器3の各ダイオード31〜36の
順方向電圧降下は無視する。
流通電を短絡スイッチ41〜43を導通させて実施す
る。もちろん非進相制御モードは短絡スイッチ41〜4
3を遮断し、三相全波整流器3を通じて相電圧Va〜V
cを整流すればよいので、詳細説明を省略する。また、
この実施例において、相電圧Vaは相電圧Vbより12
0度進んでおり、相電圧Vbは相電圧Vcより120度
進んでいるものとする。また、ここでは説明を簡単とす
るため、三相全波整流器3の各ダイオード31〜36の
順方向電圧降下は無視する。
【0077】図12〜図13のフローチャートを参照し
てこの実施例の進相電流制御について以下に説明する。
このサブルーチンは、一定時間毎に優先実施される割り
込みルーチンである。なお、この進相制御モードも高電
圧発電モードで実施されるものとする。まず、この短絡
制御の実施を指令するフラグFが1であるかどうかを調
べ(500)、0であれば短絡制御の実施指令無しとし
てメインルーチン(図示せず)にリターンし、1であれ
ば短絡制御の実施指令有りとしてステップ501に進
む。
てこの実施例の進相電流制御について以下に説明する。
このサブルーチンは、一定時間毎に優先実施される割り
込みルーチンである。なお、この進相制御モードも高電
圧発電モードで実施されるものとする。まず、この短絡
制御の実施を指令するフラグFが1であるかどうかを調
べ(500)、0であれば短絡制御の実施指令無しとし
てメインルーチン(図示せず)にリターンし、1であれ
ば短絡制御の実施指令有りとしてステップ501に進
む。
【0078】ステップ501では相電圧Va〜Vcを読
み込み、読み込んだ相電圧Vaが三相全波整流器17の
高位直流電源端の出力電圧Voより小さいかどうかを調
べ(502)、小さくなければステップ503に進み、
小さければステップ512に進む。ステップ503では
相電圧Vaが接地電圧VE(=0V)より大きいかどう
かを調べ、大きくなければステップ504に進み、大き
ければステップ512に進む。ステップ512では、短
絡スイッチ41の導通時間を設定するためのタイマaを
スタートさせ、直ちに短絡スイッチ41をオンし(51
4)、ステップ600へ進む。
み込み、読み込んだ相電圧Vaが三相全波整流器17の
高位直流電源端の出力電圧Voより小さいかどうかを調
べ(502)、小さくなければステップ503に進み、
小さければステップ512に進む。ステップ503では
相電圧Vaが接地電圧VE(=0V)より大きいかどう
かを調べ、大きくなければステップ504に進み、大き
ければステップ512に進む。ステップ512では、短
絡スイッチ41の導通時間を設定するためのタイマaを
スタートさせ、直ちに短絡スイッチ41をオンし(51
4)、ステップ600へ進む。
【0079】ステップ504では相電圧Vbが出力電圧
Voより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ506に進み、小さければステップ516に進む。ス
テップ506では相電圧Vbが接地電圧VE(=0V)
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ5
08に進み、大きければステップ516に進む。ステッ
プ516では、短絡スイッチ42の導通時間を設定する
ためのタイマbをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ4
2をオンし(518)、ステップ600へ進む。
Voより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ506に進み、小さければステップ516に進む。ス
テップ506では相電圧Vbが接地電圧VE(=0V)
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ5
08に進み、大きければステップ516に進む。ステッ
プ516では、短絡スイッチ42の導通時間を設定する
ためのタイマbをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ4
2をオンし(518)、ステップ600へ進む。
【0080】ステップ508では相電圧Vcが出力電圧
Voより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ510へ進み、小さければステップ520に進む。ス
テップ510では相電圧Vcが接地電圧VE(=0V)
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ6
00に進み、大きければステップ520に進む。ステッ
プ520では、短絡スイッチ43の導通時間を設定する
ためのタイマcをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ4
3をオンし(522)、ステップ600へ進む。
Voより小さいかどうかを調べ、小さくなければステッ
プ510へ進み、小さければステップ520に進む。ス
テップ510では相電圧Vcが接地電圧VE(=0V)
より大きいかどうかを調べ、大きくなければステップ6
00に進み、大きければステップ520に進む。ステッ
プ520では、短絡スイッチ43の導通時間を設定する
ためのタイマcをスタートさせ、直ちに短絡スイッチ4
3をオンし(522)、ステップ600へ進む。
【0081】なお、ステップ514、518終了後、直
ちにステップ600へ飛ぶのは、図12、図13のルー
チンは定期的かつ頻繁に実施されており、短絡スイッチ
41〜43の位相差によりそれらが1回のルーチン巡回
時間内において一緒にオンされることはないからであ
る。また、タイマa、b、cには、後述する実施例で算
出された又は予め設定された所定の遅延時間ΔTがセッ
トされているものとする。
ちにステップ600へ飛ぶのは、図12、図13のルー
チンは定期的かつ頻繁に実施されており、短絡スイッチ
41〜43の位相差によりそれらが1回のルーチン巡回
時間内において一緒にオンされることはないからであ
る。また、タイマa、b、cには、後述する実施例で算
出された又は予め設定された所定の遅延時間ΔTがセッ
トされているものとする。
【0082】次のステップ600では、タイマaのカウ
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔTに達したかど
うかを調べ、達していなければステップ604へ進み、
満了していれば短絡スイッチ41をオフし、タイマaを
リセットして(602)、ステップ604へ進む。次の
ステップ604では、タイマbのカウント値がそれにセ
ットされた遅延時間ΔTに達したかどうかを調べ、達し
ていなければステップ608へ進み、満了していれば短
絡スイッチ42をオフし、タイマbをリセットして(6
06)、ステップ608へ進む。
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔTに達したかど
うかを調べ、達していなければステップ604へ進み、
満了していれば短絡スイッチ41をオフし、タイマaを
リセットして(602)、ステップ604へ進む。次の
ステップ604では、タイマbのカウント値がそれにセ
ットされた遅延時間ΔTに達したかどうかを調べ、達し
ていなければステップ608へ進み、満了していれば短
絡スイッチ42をオフし、タイマbをリセットして(6
06)、ステップ608へ進む。
【0083】次のステップ608では、タイマcのカウ
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔTに達したかど
うかを調べ、達していなければメインルーチンー(図示
せず)にリターンし、満了していれば短絡スイッチ43
をオフし、タイマcをリセットして(610)、メイン
ルーチンにリターンする。上記動作により、各電機子巻
線5a、5b、5cには、流出電流が0になれば短絡ス
イッチ41〜43を通じて進相電流(短絡電流)が流入
し、また、流入電流が0になれば短絡スイッチ41〜4
3を通じて進相電流(短絡電流)が流出し、これにより
進相電流通電が実現する。
ント値がそれにセットされた遅延時間ΔTに達したかど
うかを調べ、達していなければメインルーチンー(図示
せず)にリターンし、満了していれば短絡スイッチ43
をオフし、タイマcをリセットして(610)、メイン
ルーチンにリターンする。上記動作により、各電機子巻
線5a、5b、5cには、流出電流が0になれば短絡ス
イッチ41〜43を通じて進相電流(短絡電流)が流入
し、また、流入電流が0になれば短絡スイッチ41〜4
3を通じて進相電流(短絡電流)が流出し、これにより
進相電流通電が実現する。
【0084】次に、図4を参照して、短絡スイッチ41
の導通制御により生じる電磁現象について以下に説明す
る。本実施例では、短絡電流の通電が時点t1 で開始さ
れ、短絡時間が終了した時点(以下、t1 ’とする)で
終了する。この短絡電流が通電されない場合には、相電
圧Vaは通常、出力電圧Voより小さいものの低位直流
電源端の電圧(0V)より大きい値であり、上記短絡電
流を通電しない場合には、時点t1 ’後、相電流iaが
低位直流電源端から固定子巻線5aへ流れ込むことはな
い。しかし、時点t1 から時点t1 ’まで固定子巻線5
aへ短絡相電流を流入させると、時点t1 ’における短
絡スイッチ41の遮断時に各固定子巻線5aに発生する
逆起電力が固定子巻線5aの出力端の電位すなわち相電
圧Vaを低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だ
け相電圧Vaが低下して低位直流電源端(0V)の電位
より低下し、その結果として、電流が低位直流電源端か
らダイオード34を通じて固定子巻線5aに流入できる
ことになる。
の導通制御により生じる電磁現象について以下に説明す
る。本実施例では、短絡電流の通電が時点t1 で開始さ
れ、短絡時間が終了した時点(以下、t1 ’とする)で
終了する。この短絡電流が通電されない場合には、相電
圧Vaは通常、出力電圧Voより小さいものの低位直流
電源端の電圧(0V)より大きい値であり、上記短絡電
流を通電しない場合には、時点t1 ’後、相電流iaが
低位直流電源端から固定子巻線5aへ流れ込むことはな
い。しかし、時点t1 から時点t1 ’まで固定子巻線5
aへ短絡相電流を流入させると、時点t1 ’における短
絡スイッチ41の遮断時に各固定子巻線5aに発生する
逆起電力が固定子巻線5aの出力端の電位すなわち相電
圧Vaを低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だ
け相電圧Vaが低下して低位直流電源端(0V)の電位
より低下し、その結果として、電流が低位直流電源端か
らダイオード34を通じて固定子巻線5aに流入できる
ことになる。
【0085】言い換えれば、短絡電流の通電により固定
子巻線5aに電磁エネルギが蓄積され、この電磁エネル
ギが時点t1 ’以後に放出されると考えられる。なお、
この時点t1 ’以後の電流は高位直流電源端からバッテ
リ9により回収される。同様の理由により、時点t2 か
ら時点t2 ’まで固定子巻線5aから短絡電流を流出さ
せると、この短絡電流の通電により固定子巻線5aに電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点t2 ’
以後に放出されると考えられる。なお、この時点t2 ’
以後の電流は高位直流電源端からバッテリ9により回収
される。
子巻線5aに電磁エネルギが蓄積され、この電磁エネル
ギが時点t1 ’以後に放出されると考えられる。なお、
この時点t1 ’以後の電流は高位直流電源端からバッテ
リ9により回収される。同様の理由により、時点t2 か
ら時点t2 ’まで固定子巻線5aから短絡電流を流出さ
せると、この短絡電流の通電により固定子巻線5aに電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点t2 ’
以後に放出されると考えられる。なお、この時点t2 ’
以後の電流は高位直流電源端からバッテリ9により回収
される。
【0086】本実施例では上記した短絡スイッチ41〜
43により進相電流の給電を行うので、万一、これらの
スイッチが遮断不能となってもバッテリ9が放電するこ
とがなく、安全であるという優れた効果を奏する。 (実施例5)上記実施例で説明した進相制御モード又は
非進相制御モードの具体的な応用実施例を図14のフロ
ーチャートを参照して以下に説明する。なお、この実施
例では、図1の電流検出抵抗によりMOSFET11a
〜11fのオフタイミングを遅延して進相電流給電を実
施するものとする。
43により進相電流の給電を行うので、万一、これらの
スイッチが遮断不能となってもバッテリ9が放電するこ
とがなく、安全であるという優れた効果を奏する。 (実施例5)上記実施例で説明した進相制御モード又は
非進相制御モードの具体的な応用実施例を図14のフロ
ーチャートを参照して以下に説明する。なお、この実施
例では、図1の電流検出抵抗によりMOSFET11a
〜11fのオフタイミングを遅延して進相電流給電を実
施するものとする。
【0087】まず、電源投入とともに初期リセットを行
い、その後、切り換えスイッチ22をバッテリ側へ接続
し(100)、短絡スイッチ21を導通させる。また、
コントローラ7内のCPU(図示せず)の調整電圧格納
レジスタ(図示せず)に低電圧発電モード時の調整電圧
として第1の調整電圧Vref1(=13.5V)をセ
ットして(104)、エンジン(図示せず)を始動し、
界磁コイル4cに界磁電流を通電して発電開始する(1
06)。
い、その後、切り換えスイッチ22をバッテリ側へ接続
し(100)、短絡スイッチ21を導通させる。また、
コントローラ7内のCPU(図示せず)の調整電圧格納
レジスタ(図示せず)に低電圧発電モード時の調整電圧
として第1の調整電圧Vref1(=13.5V)をセ
ットして(104)、エンジン(図示せず)を始動し、
界磁コイル4cに界磁電流を通電して発電開始する(1
06)。
【0088】次のステップ108では、三相全波整流器
11の出力電圧Voと第1の調整電圧Vref1とを比
較し、第1の調整電圧Vref1が大きければ界磁電流
制御用のスイッチングトランジスタ(図示せず)の通電
率をアップして(110)、ステップ108にリターン
し、出力電圧Voが大きければ、切り換えスイッチ22
を三相全波整流器11の出力端子側へ接続し(11
2)、上記調整電圧格納レジスタに高電圧発電モード時
の調整電圧として第2の調整電圧Vref2(=27
V)をセットし(114)、短絡スイッチ21を開き、
DC−DCコンバータ2を作動させ、DC−DCコンバ
ータ2は三相全波整流器11の出力電圧Voを13.5
Vに降圧して、電気負荷10及びバッテリ9に給電する
(116)。
11の出力電圧Voと第1の調整電圧Vref1とを比
較し、第1の調整電圧Vref1が大きければ界磁電流
制御用のスイッチングトランジスタ(図示せず)の通電
率をアップして(110)、ステップ108にリターン
し、出力電圧Voが大きければ、切り換えスイッチ22
を三相全波整流器11の出力端子側へ接続し(11
2)、上記調整電圧格納レジスタに高電圧発電モード時
の調整電圧として第2の調整電圧Vref2(=27
V)をセットし(114)、短絡スイッチ21を開き、
DC−DCコンバータ2を作動させ、DC−DCコンバ
ータ2は三相全波整流器11の出力電圧Voを13.5
Vに降圧して、電気負荷10及びバッテリ9に給電する
(116)。
【0089】次に、出力電圧Voと第2の調整電圧Vr
ef2とを比較し(118)、出力電圧Voが第2の調
整電圧Vref2に達していないなら界磁電流制御用の
スイッチングトランジスタ(図示せず)の通電率をアッ
プして界磁電流を増加させ(120)、通電率が100
%かどうかを調べ(122)、通電率が100%に達し
ていなければステップ134へ進み、導通率が100%
に達していればステップ124に進んで遅延時間ΔT=
T2=T4を所定の小値だけ増加してからステップ13
4へ進む。ステップ134では、ルーチンの巡回速度を
調節するために所定時間待機して、ステップ118へリ
ターンする。
ef2とを比較し(118)、出力電圧Voが第2の調
整電圧Vref2に達していないなら界磁電流制御用の
スイッチングトランジスタ(図示せず)の通電率をアッ
プして界磁電流を増加させ(120)、通電率が100
%かどうかを調べ(122)、通電率が100%に達し
ていなければステップ134へ進み、導通率が100%
に達していればステップ124に進んで遅延時間ΔT=
T2=T4を所定の小値だけ増加してからステップ13
4へ進む。ステップ134では、ルーチンの巡回速度を
調節するために所定時間待機して、ステップ118へリ
ターンする。
【0090】なお、図6、図7の進相制御モードは、遅
延時間ΔT=T2=T4が0より大きい値となった場合
に所定時間毎に割り込み実行され、この時、タイマーa
〜fにはそれぞれ遅延時間ΔTがセットされる。これに
より、高電圧発電モードが実施された場合において、界
磁電流の増大だけでは発電電圧を第2の調整電圧Vre
f2に維持されない場合に、進相電流通電により発電電
圧の増大がなされることになる。
延時間ΔT=T2=T4が0より大きい値となった場合
に所定時間毎に割り込み実行され、この時、タイマーa
〜fにはそれぞれ遅延時間ΔTがセットされる。これに
より、高電圧発電モードが実施された場合において、界
磁電流の増大だけでは発電電圧を第2の調整電圧Vre
f2に維持されない場合に、進相電流通電により発電電
圧の増大がなされることになる。
【0091】一方、ステップ118にて出力電圧Voが
27Vを超える場合には、現在進相制御モード実施中か
どうかすなわち遅延時間ΔTが0より大きいかどうかを
調べ(126)、実施中であれば(遅延時間ΔTが0よ
り大きければ)、非進相制御モードにセットして(12
8)、ステップ134へ進む。ステップ126にて進相
制御モードでなければ、直ちに界磁電流制御用のスイッ
チングトランジスタ(図示せず)の導通率を所定小値だ
け低減し(130)、その後、ルーチンの巡回速度を調
節するために所定時間待機して(134)、ステップ1
18にリターンする。
27Vを超える場合には、現在進相制御モード実施中か
どうかすなわち遅延時間ΔTが0より大きいかどうかを
調べ(126)、実施中であれば(遅延時間ΔTが0よ
り大きければ)、非進相制御モードにセットして(12
8)、ステップ134へ進む。ステップ126にて進相
制御モードでなければ、直ちに界磁電流制御用のスイッ
チングトランジスタ(図示せず)の導通率を所定小値だ
け低減し(130)、その後、ルーチンの巡回速度を調
節するために所定時間待機して(134)、ステップ1
18にリターンする。
【0092】図15に、本実施例の実験結果を示す。発
電機としては、定格13.5V、定格最大出力電流約1
00Aの車両用オルタネータを用いた。進相制御モード
の実施による高電圧発電を行うことにより、3000r
pmにて従来発電(13.5V発電)に比較して約60
%の出力電力の増大を実現できた。更に、図15の実験
結果から、約1500rpm以上において、従来の非進
相制御モードで低電圧発電モード(13.5V)を実施
する場合と進相制御モードで高電圧発電モード(27
V)を実施する場合では、後者のほうが大出力化を実現
できることがわかる。
電機としては、定格13.5V、定格最大出力電流約1
00Aの車両用オルタネータを用いた。進相制御モード
の実施による高電圧発電を行うことにより、3000r
pmにて従来発電(13.5V発電)に比較して約60
%の出力電力の増大を実現できた。更に、図15の実験
結果から、約1500rpm以上において、従来の非進
相制御モードで低電圧発電モード(13.5V)を実施
する場合と進相制御モードで高電圧発電モード(27
V)を実施する場合では、後者のほうが大出力化を実現
できることがわかる。
【0093】図16に他の実験結果を示す。この実施例
では、同一の回転電機を非進相制御モードで3000、
4000、5000rpmでそれぞれ運転した場合に、
出力電圧Voを種々変化させた場合の出力電力の変化を
示す特性図である。なお、上記実施例ではMOSFET
11a〜11fに内蔵の電流検出用の低抵抗の電圧降下
に基づいて進相制御モードを運転したが、磁極位置やM
OSFET17a〜17fの電圧降下など他の入力パラ
メータに基づいて進相制御モードを実行することも当然
可能である。 (実施例6)本実施例は、実施例1における高電圧負荷
10aを、エンジン始動直後より所定時間例えば60秒
間のみ使用するEHC(電気加熱触媒)としたものであ
る。
では、同一の回転電機を非進相制御モードで3000、
4000、5000rpmでそれぞれ運転した場合に、
出力電圧Voを種々変化させた場合の出力電力の変化を
示す特性図である。なお、上記実施例ではMOSFET
11a〜11fに内蔵の電流検出用の低抵抗の電圧降下
に基づいて進相制御モードを運転したが、磁極位置やM
OSFET17a〜17fの電圧降下など他の入力パラ
メータに基づいて進相制御モードを実行することも当然
可能である。 (実施例6)本実施例は、実施例1における高電圧負荷
10aを、エンジン始動直後より所定時間例えば60秒
間のみ使用するEHC(電気加熱触媒)としたものであ
る。
【0094】この実施例を図17のフローチャートを参
照して説明する。図17のフローチャートは図14のス
テップ118の直前に挿入されるものである。まず、図
14のステップ116又は134からステップ2000
へ進み、高電圧負荷10aに通電する期間を決定するタ
イマがカウント中かどうかを調べ、カウント中でなけれ
ばこのタイマをスタートして(2022)、高電圧負荷
10aに通電するためのスイッチ23をオンしてステッ
プ118へ進む。
照して説明する。図17のフローチャートは図14のス
テップ118の直前に挿入されるものである。まず、図
14のステップ116又は134からステップ2000
へ進み、高電圧負荷10aに通電する期間を決定するタ
イマがカウント中かどうかを調べ、カウント中でなけれ
ばこのタイマをスタートして(2022)、高電圧負荷
10aに通電するためのスイッチ23をオンしてステッ
プ118へ進む。
【0095】ステップ2000にてタイマカウント中で
あれば、予め60秒にセットされたこのタイマのカウン
トが終了したかどうかすなわちタイマのカウント開始か
ら60秒経過したかどうかを調べ(2002)、経過し
ていなければステップ118へ進み、経過していればス
イッチ23をオフして(2004)、出力電圧Voが第
1の調整電圧Vref1である13.5Vまで低下した
かどうかを調べ(2006)、低下していなければ第2
の調整電圧Vref2を所定小値だけ減らして被進相制
御モードにセットし(2010)、その後、所定時間待
機し(2012)、ステップ118へ進む。ステップ2
008にて第2の調整電圧Vref2が減少されたの
で、ルーチンはステップ118、130、134と経過
してステップ2000へと巡回する。
あれば、予め60秒にセットされたこのタイマのカウン
トが終了したかどうかすなわちタイマのカウント開始か
ら60秒経過したかどうかを調べ(2002)、経過し
ていなければステップ118へ進み、経過していればス
イッチ23をオフして(2004)、出力電圧Voが第
1の調整電圧Vref1である13.5Vまで低下した
かどうかを調べ(2006)、低下していなければ第2
の調整電圧Vref2を所定小値だけ減らして被進相制
御モードにセットし(2010)、その後、所定時間待
機し(2012)、ステップ118へ進む。ステップ2
008にて第2の調整電圧Vref2が減少されたの
で、ルーチンはステップ118、130、134と経過
してステップ2000へと巡回する。
【0096】この巡回により出力電圧Voが低下してス
テップ2006にて出力電圧Voが13.5V未満とな
れば、DC−DCコンバータ2をオフし、短絡スイッチ
21をオフし、切り換えスイッチ22をバッテリ側へ接
続する(2014)。次に、低電圧発電モードに入り、
出力電圧Voが第1の調整電圧Vref1=13.5V
より小さいかどうかを調べ(2016)、小さければ界
磁電流制御用のスイッチングトランジスタ(図示せず)
の導通率を所定小値増加し、小さくなければこのスイッ
チングトランジスタの導通率を所定小値減少し、ステッ
プ2016にリターンする。
テップ2006にて出力電圧Voが13.5V未満とな
れば、DC−DCコンバータ2をオフし、短絡スイッチ
21をオフし、切り換えスイッチ22をバッテリ側へ接
続する(2014)。次に、低電圧発電モードに入り、
出力電圧Voが第1の調整電圧Vref1=13.5V
より小さいかどうかを調べ(2016)、小さければ界
磁電流制御用のスイッチングトランジスタ(図示せず)
の導通率を所定小値増加し、小さくなければこのスイッ
チングトランジスタの導通率を所定小値減少し、ステッ
プ2016にリターンする。
【0097】このようにすれば、円滑に高電圧負荷10
aを断続することができる。なお、上記した各MOSF
ET17a〜17f、MOSFET11a〜11f、M
OSFET41〜43は、ケイ素Siと炭素Cの化合物
単結晶半導体であるSi−Cを素材として形成すること
ができる。このSiC−MOSFETはSi−MOSF
ETに比べて、低損失(Si比1/4)、高耐圧(Si
比5倍)、高耐熱(冷却フィン温度で50℃以上UPま
で可)という利点を有する。従ってこの変更により、冷
却フィンを小形にでき、サージ吸収等の付加回路や付加
制御を不要とでき、小型簡素な発電装置を提供できる。 (変形例)なお、上記各実施例において、界磁束を発生
する回転子は、永久磁石のみを備え、界磁コイルを持た
ないものでもよい。
aを断続することができる。なお、上記した各MOSF
ET17a〜17f、MOSFET11a〜11f、M
OSFET41〜43は、ケイ素Siと炭素Cの化合物
単結晶半導体であるSi−Cを素材として形成すること
ができる。このSiC−MOSFETはSi−MOSF
ETに比べて、低損失(Si比1/4)、高耐圧(Si
比5倍)、高耐熱(冷却フィン温度で50℃以上UPま
で可)という利点を有する。従ってこの変更により、冷
却フィンを小形にでき、サージ吸収等の付加回路や付加
制御を不要とでき、小型簡素な発電装置を提供できる。 (変形例)なお、上記各実施例において、界磁束を発生
する回転子は、永久磁石のみを備え、界磁コイルを持た
ないものでもよい。
【図1】本発明の車両用発電装置の実施例1を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図2】図1の三相全波整流器11の1相分を示す等価
回路図である。
回路図である。
【図3】図1のMOSFET11a、11fのオンタイ
ミングを示す非進相制御時のタイミングチャートであ
る。
ミングを示す非進相制御時のタイミングチャートであ
る。
【図4】図1のMOSFET11a、11dのオンタイ
ミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
ミングを示す進相制御時のタイミングチャートである。
【図5】図3の非進相制御モードの制御動作を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図6】図4の進相制御モードの制御動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図7】図4の進相制御モードの制御動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図8】本発明の車両用発電装置の実施例2を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図9】図8の回路の進相制御モードの制御動作を示す
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図10】本発明の車両用発電装置の実施例3を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図11】本発明の車両用発電装置の実施例4を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図12】図11の回路の進相制御モードの制御動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図13】図11の回路の進相制御モードの制御動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図14】本発明の車両用発電装置の実施例5を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図15】実施例5(図14)における発電機回転数と
出力電力との関係を発電電圧を切り換えて示した特性図
である。
出力電力との関係を発電電圧を切り換えて示した特性図
である。
【図16】実施例5(図14)における発電機回転数と
出力電力と回転数との関係を示した特性図である。
出力電力と回転数との関係を示した特性図である。
【図17】本発明の車両用発電装置の実施例6を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
100は三相同期発電機、11a〜11f、17a〜1
7fはMOSFET(半導体スイッチング素子)、11
は三相全波整流器、7はレギュレータ、5a〜5cは電
機子巻線、4cは界磁巻線、10は低電圧負荷、10a
は高電圧負荷である。
7fはMOSFET(半導体スイッチング素子)、11
は三相全波整流器、7はレギュレータ、5a〜5cは電
機子巻線、4cは界磁巻線、10は低電圧負荷、10a
は高電圧負荷である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 草瀬 新 愛知県刈谷市昭和町1丁目1番地 日本電 装株式会社内
Claims (20)
- 【請求項1】界磁束を発生する回転子及び電機子巻線が
巻装される固定子を備える車両用同期発電機と、前記電
機子巻線から出力される発電電圧を整流して蓄電手段に
給電する交直電力変換手段と、前記同期発電機の発電電
圧を前記蓄電手段充電用の第1電圧及び前記第1電圧と
異なる所定の第2電圧に調節する制御手段とを備える車
両用発電装置において、 前記制御手段は、前記発電電圧を少なくとも前記第2電
圧に調節している場合に、前記電機子巻線に相電圧より
位相の進んだ進相電流を通電することを特徴とする車両
用発電装置。 - 【請求項2】前記回転子は、界磁巻線を有し、前記界磁
巻線に通電する界磁電流量及び前記進相電流を調整して
前記発電電圧を制御するものである請求項1記載の車両
用発電装置。 - 【請求項3】前記第2電圧は前記第1電圧より高く設定
される請求項1又は2記載の車両用発電装置。 - 【請求項4】前記第2電圧は前記第1電圧の1.2〜5
倍に設定される請求項3記載の車両用発電装置。 - 【請求項5】前記第2電圧である発電電圧を前記第1電
圧に降圧して前記蓄電装置を充電する降圧手段を備える
請求項3記載の車両用発電装置。 - 【請求項6】前記降圧手段はDC−DCコンバータから
なる請求項5記載の車両用発電装置。 - 【請求項7】前記車両用同期発電機はスイッチ手段を通
じて第2電圧で駆動される高電圧負荷に接続され、前記
制御手段は前記スイッチ手段のオン時に発電電圧を前記
第2電圧に調節するものである請求項3記載の車両用発
電装置。 - 【請求項8】前記制御手段は、前記蓄電手段から前記界
磁巻線に初期界磁電流を通電させるとともに、発電電圧
確立後、前記界磁巻線の高位端を前記蓄電手段から前記
発電機の出力端に切り換えるものである請求項3記載の
車両用発電装置。 - 【請求項9】前記制御手段は、前記発電電圧が前記第2
電圧を超える場合に前記界磁電流を低減するものである
請求項3記載の車両用発電装置。 - 【請求項10】前記発電機の回転数を検出する回転数検
出手段を備え、前記制御手段は、前記回転数が高い時に
回転数が低い時よりも発電電圧を高く調節するものであ
る請求項3記載の車両用発電装置。 - 【請求項11】前記進相電流制御手段は、高位直流電源
端と前記電機子巻線の出力端とを接続する半導体スイッ
チング素子からなるハイサイドスイッチと、低位直流電
源端と前記電機子巻線の出力端とを接続する半導体スイ
ッチング素子からなるローサイドスイッチとを有するイ
ンバータ回路、及び、前記半導体スイッチング素子を制
御するコントローラを有し、前記コントローラは、前記
半導体スイッチング素子のオフタイミングの遅延により
前記進相電流を前記電機子巻線に通電するものである請
求項1又は2記載の車両用発電装置。 - 【請求項12】前記進相電流制御手段は、前記各電機子
巻線の出力端間を短絡する半導体スイッチング素子から
なる短絡回路と、前記半導体スイッチング素子を制御す
るコントローラとを有し、前記コントローラは、前記電
機子巻線から流出する電流が0となった後、前記電機子
巻線へ進相電流を流入させ、かつ、前記電機子巻線へ流
入する電流が0となった後、前記電機子巻線から進相電
流を流出させるものである請求項1又は2記載の車両用
発電装置。 - 【請求項13】前記半導体スイッチング素子は双方向導
通素子から成る請求項11又は12記載の車両用発電装
置。 - 【請求項14】前記半導体スイッチング素子はMOSF
ETから成る請求項13記載の車両用発電装置。 - 【請求項15】前記MOSFETはSiCを素材として
形成される請求項14記載の車両用発電装置。 - 【請求項16】前記半導体スイッチング素子と直列に接
続された電流検出用抵抗を有し、前記進相電流制御手段
は、前記電流検出用抵抗の電圧降下に基づいて前記進相
電流を制御するものである請求項11乃至15のいずれ
か記載の車両用発電装置。 - 【請求項17】前記電流検出用抵抗は前記半導体スイッ
チング素子と一体に集積される請求項16記載の車両用
発電装置。 - 【請求項18】前記同期発電機の回転子の磁極位置を検
出する磁極位置検出手段を有し、前記進相電流制御手段
は前記磁極位置に基づいて前記進相電流の通電期間を決
定するものである請求項1又は2記載の車両用発電装
置。 - 【請求項19】前記高電圧負荷はEHC(触媒ヒータ)
からなる請求項7記載の車両用発電装置。 - 【請求項20】界磁束を発生する回転子及び電機子巻線
が巻装される固定子を備える車両用同期発電機と、前記
電機子巻線から出力される発電電圧を整流して蓄電手段
に給電する交直電力変換手段と、前記同期発電機の発電
電圧を前記蓄電手段充電用の第1電圧及び前記第1電圧
と異なる所定の第2電圧に調節する制御手段とを備える
車両用発電装置において、 少なくとも前記発電電圧を前記第2電圧に調節している
時に、相電圧より位相の進んだ進相電流を前記電機子巻
線に通電して、前記電機子巻線及び前記回転子の両方で
界磁束を形成することを特徴とする車両用発電装置の制
御方法。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09899295A JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
EP96106381A EP0740393B1 (en) | 1995-04-24 | 1996-04-23 | Vehicle power generating system and method of controlling the same |
DE69614180T DE69614180T2 (de) | 1995-04-24 | 1996-04-23 | Fahrzeugenergieerzeugungssystem und Verfahren zu dessen Steuerung |
US08/637,080 US5719484A (en) | 1995-04-24 | 1996-04-24 | Vehicle power generating system and method for controlling the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09899295A JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08298732A true JPH08298732A (ja) | 1996-11-12 |
JP3412330B2 JP3412330B2 (ja) | 2003-06-03 |
Family
ID=14234490
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP09899295A Expired - Fee Related JP3412330B2 (ja) | 1995-04-24 | 1995-04-24 | 車両用発電装置 |
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---|---|
US (1) | US5719484A (ja) |
EP (1) | EP0740393B1 (ja) |
JP (1) | JP3412330B2 (ja) |
DE (1) | DE69614180T2 (ja) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009118637A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Toyota Motor Corp | 電源回路 |
JP2010104123A (ja) * | 2008-10-22 | 2010-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用電源装置 |
JP2010283921A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | ブリッジ整流回路 |
JP2011135695A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 車両用発電機 |
JP2011176903A (ja) * | 2010-02-23 | 2011-09-08 | Denso Corp | 車両用発電機 |
JP2011188615A (ja) * | 2010-03-08 | 2011-09-22 | Denso Corp | 車両用発電機 |
JP2012070559A (ja) * | 2010-09-24 | 2012-04-05 | Denso Corp | 車両用回転電機 |
US8541989B2 (en) | 2008-07-17 | 2013-09-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus |
JP2020202675A (ja) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 新電元工業株式会社 | 電力供給装置、及び、電力供給装置の制御方法 |
Families Citing this family (35)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4445647A1 (de) * | 1994-12-21 | 1996-06-27 | Audi Ag | Steuerung der Stromaufnahme mehrerer Stromverbraucher in einem Kraftfahrzeug |
DE19600074C2 (de) * | 1996-01-03 | 2002-07-18 | Daimler Chrysler Ag | Fahrzeugbordnetz |
DE19733212A1 (de) * | 1997-08-01 | 1999-02-04 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Regelung eines von einer Brennkraftmaschine antreibbaren Generators |
JP4115629B2 (ja) * | 1999-05-25 | 2008-07-09 | 本田技研工業株式会社 | 電力供給システム |
US6744149B1 (en) * | 1999-09-10 | 2004-06-01 | Midtronics, Inc. | System and method for providing step-down power conversion using an intelligent switch |
US6239582B1 (en) * | 1999-11-04 | 2001-05-29 | Satcon Technology Corporation | Motor vehicle alternator having a single voltage sensor and a half-wave controlled rectifier bridge for increasing output |
SE524561C2 (sv) * | 2000-04-25 | 2004-08-24 | Intra Internat Ab | Strömmätningskrets med två mätområden |
US20040113494A1 (en) * | 2000-09-01 | 2004-06-17 | Karuppana Samy V. | Daytime running light control using an intelligent power management system |
JP3595252B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2004-12-02 | 三菱電機株式会社 | 車両用電源システム |
US6469476B1 (en) * | 2000-10-17 | 2002-10-22 | Delphi Technologies, Inc. | Multi-mode converter for a motor vehicle electrical system |
JP4192427B2 (ja) * | 2001-01-09 | 2008-12-10 | 株式会社デンソー | 車両用発電制御装置 |
US6664768B2 (en) * | 2001-05-21 | 2003-12-16 | Delphi Technologies, Inc. | System and method for controlling load dump voltage of a permanent magnet (PM) alternator |
US6831445B2 (en) * | 2001-12-06 | 2004-12-14 | Denso Corporation | Automotive alternator having parallel connected circulating circuit to rapidly attenuate field current |
JP2003284378A (ja) * | 2002-03-20 | 2003-10-03 | Denso Corp | 車両用交流発電電動装置 |
DE10247900A1 (de) * | 2002-10-14 | 2004-04-22 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Stromversorgung eines elektronisch kommutierbaren Elektromotors |
JP3881301B2 (ja) * | 2002-10-24 | 2007-02-14 | 三菱電機株式会社 | 車両用回転電機の制御法 |
JP2004173482A (ja) * | 2002-11-05 | 2004-06-17 | Kokusan Denki Co Ltd | 磁石発電機を備えた発電装置 |
US6803748B2 (en) * | 2003-02-03 | 2004-10-12 | Delphi Technologies, Inc. | System and method for controlling load dump voltage of a synchronous machine |
JP2004274842A (ja) * | 2003-03-06 | 2004-09-30 | Suzuki Motor Corp | 交流発電機の発電制御装置 |
US7084609B2 (en) | 2004-01-29 | 2006-08-01 | Visteon Global Technologies, Inc. | Alternator controlled rectifier |
JP2006136122A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Kokusan Denki Co Ltd | 発電装置の出力制御装置 |
JP4265548B2 (ja) * | 2005-02-22 | 2009-05-20 | 株式会社デンソー | 発電制御装置 |
JP2007089358A (ja) * | 2005-09-26 | 2007-04-05 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用交流発電機の制御装置 |
JP4270279B2 (ja) * | 2007-01-05 | 2009-05-27 | 株式会社デンソー | 車両用交流発電機の制御装置 |
US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
US9780716B2 (en) * | 2010-11-19 | 2017-10-03 | General Electric Company | High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same |
RU2505702C2 (ru) * | 2011-02-22 | 2014-01-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Самарский государственный технический университет | Устройство управления углом зажигания для двигателя внутреннего сгорания |
DE102012207809A1 (de) * | 2012-05-10 | 2013-11-14 | Robert Bosch Gmbh | Reichweitenverlängerer, Antrieb und Kraftfahrzeug |
JP6034504B2 (ja) * | 2013-09-30 | 2016-11-30 | 本田技研工業株式会社 | アイドルストップ制御装置 |
TW201624909A (zh) * | 2014-12-26 | 2016-07-01 | Mobiletron Electronics Co Ltd | 高電壓抑制方法及裝置 |
CN105846413B (zh) * | 2015-01-12 | 2019-04-09 | 车王电子(宁波)有限公司 | 高电压抑制方法及装置 |
CN105156248B (zh) * | 2015-09-02 | 2017-11-03 | 中国第一汽车股份有限公司 | 一种商用车用柴油机智能启停*** |
CN110797956B (zh) * | 2018-08-01 | 2023-04-14 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 铁路货车供电*** |
CN112654540B (zh) * | 2018-10-31 | 2024-06-25 | 卡明斯公司 | 基于逆变器的排气后处理热管理设备、方法、***和技术 |
US11923716B2 (en) | 2019-09-13 | 2024-03-05 | Milwaukee Electric Tool Corporation | Power converters with wide bandgap semiconductors |
Family Cites Families (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4701692A (en) * | 1985-02-15 | 1987-10-20 | Nippondenso Co., Ltd. | Rectifying system for magnet-type AC generator |
FR2601207B1 (fr) * | 1986-07-04 | 1988-10-21 | Valeo | Ensemble d'alimentation electrique, notamment pour vehicule automobile et machine electrique tournante pour un tel ensemble |
JPH01206848A (ja) * | 1988-02-12 | 1989-08-21 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用交流発電機の制御装置 |
US5177677A (en) * | 1989-03-08 | 1993-01-05 | Hitachi, Ltd. | Power conversion system |
AU610778B2 (en) * | 1989-05-15 | 1991-05-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power generation system |
JP2526667B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1996-08-21 | 三菱電機株式会社 | 充電発電装置 |
US5418401A (en) * | 1991-10-29 | 1995-05-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus for a vehicle having batteries of different voltages which are charged according to alternator speed |
DE4225515A1 (de) * | 1992-08-01 | 1994-02-03 | Bayerische Motoren Werke Ag | Vorrichtung zur Erhöhung der Generatorausgangsspannung in Kraftfahrzeugen |
JP3066622B2 (ja) * | 1992-08-04 | 2000-07-17 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車用同期モータ制御装置 |
JP3374491B2 (ja) * | 1993-12-24 | 2003-02-04 | 株式会社デンソー | 車両用発電電動装置 |
US5550457A (en) * | 1994-01-31 | 1996-08-27 | Nippondenso Co., Ltd. | Electric power generating device for vehicles |
US5663631A (en) * | 1994-07-19 | 1997-09-02 | Nippondenso Co., Ltd. | Generator with circuitry for controlling power generation based on rotational speed |
DE69530828T2 (de) * | 1994-12-16 | 2004-01-22 | Delphi Technologies, Inc., Troy | Drehmoment- und Ausgang-Steuerung einer Brennkraftslichtmaschine |
-
1995
- 1995-04-24 JP JP09899295A patent/JP3412330B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-23 DE DE69614180T patent/DE69614180T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-23 EP EP96106381A patent/EP0740393B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-24 US US08/637,080 patent/US5719484A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009118637A (ja) * | 2007-11-06 | 2009-05-28 | Toyota Motor Corp | 電源回路 |
US8541989B2 (en) | 2008-07-17 | 2013-09-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Power supply apparatus |
JP5307814B2 (ja) * | 2008-07-17 | 2013-10-02 | 三菱電機株式会社 | 電源装置 |
JP2010104123A (ja) * | 2008-10-22 | 2010-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用電源装置 |
DE102009017502B4 (de) * | 2008-10-22 | 2016-09-08 | Mitsubishi Electric Corp. | Fahrzeug-montierte Stromversorgung |
JP2010283921A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | ブリッジ整流回路 |
JP2011135695A (ja) * | 2009-12-24 | 2011-07-07 | Denso Corp | 車両用発電機 |
US8618776B2 (en) | 2009-12-24 | 2013-12-31 | Denso Corporation | Power generator with improved controllability of phase of phase current |
JP2011176903A (ja) * | 2010-02-23 | 2011-09-08 | Denso Corp | 車両用発電機 |
JP2011188615A (ja) * | 2010-03-08 | 2011-09-22 | Denso Corp | 車両用発電機 |
JP2012070559A (ja) * | 2010-09-24 | 2012-04-05 | Denso Corp | 車両用回転電機 |
JP2020202675A (ja) * | 2019-06-11 | 2020-12-17 | 新電元工業株式会社 | 電力供給装置、及び、電力供給装置の制御方法 |
Also Published As
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