JP3178290B2 - マグネト点火装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、エンジンの点火方式と
して高圧マグネト方式を用いるマグネト点火装置に関
し、特に、その１次コイルに流れる誘導電流を基にその
誘導電流を断続するスイッチング素子のための制御回路
に対し直流電源を給電する直流電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】汎用，小型のエンジンにおいては、一般
に、点火方式として高速回転性能に優れた高圧マグネト
方式が採用されている。この高速マグネト方式は、磁石
式交流発電機に点火コイルや断続器などを一体化したも
ので、接点を閉じて１次コイルの誘導電流（誘起電流）
を短絡電流として流し、その短絡電流が最大になる付近
で接点を開いて２次コイルに高電圧を発生させ、点火プ
ラグに火花を起さすものである。この１次コイルの誘導
電流を断続するための断続器は一般にパワートランジス
タ等の半導体スイッチング素子で、この半導体スイッチ
ング素子を開閉制御するには制御回路を必要としてい
る。このため、別巻線や電池類を用いずに、制御回路を
直流電源付勢するには、一般に、誘導電流を利用した直
流電源回路（順変換回路）をマグネト点火装置に付随さ
せている。

【０００３】図４は特公昭61-39508号公報に開示された
従来の整流回路を備えたマグネト点火装置を示す回路図
である。図４において、磁石付きフライホイール（図示
せず）の回転により誘導起電力が発生するため、マグネ
トコイル１の出力は交流出力であり、ａ点の電位がｂ点
に対して正（順電圧）の場合には、制御回路３から主ト
ランジスタ（スイッチング素子）２に流入するベース電
流ｉｂにより主トランジスタ２はオン状態にあり、コレ
クタ電流ｉｃが流れ、誘導電流は短絡電流となる。その
後、図５（ｂ）に示すようなコレクタ電流ｉｂが最大値
Ｐに達したとき、これを制御回路３が検知してベース電
流ｉｂを遮断するため、その結果、主トランジスタ２が
オフするので、図５（ａ）に示すようにコイル１にスパ
イク状の高電圧（例えば300 〜400 Ｖ）が発生し、点火
プラグの点火ギャップ６に火花が飛ぶ。ａ点の電位がｂ
点に対して負（逆電圧）の場合には、主トランジスタ２
の逆方向耐圧Ｖ_ECO （約20Ｖ程度）に至るまでは逆電流
ｉｅは殆ど流れず、ａ−ｂ間の逆電圧がＶ_ECO 以上にな
ったときアバランシェ電流ｉｅが流れ、熱エネルギーと
して消費される。逆電圧時において逆電流ｉｅの一部を
抵抗７，ダイオード８を介して第１のコンデンサＣ１に
充電する。これにより第１のコンデンサＣ１の端子電圧
Ｖ_C1は図５（ｃ）に示すように変化する。次いでａ点の
電位がｂ点に対して再び正になると、コンデンサＣ１の
負極の電位が底上げされ、その蓄積電荷がダイオード
９，抵抗２０を介して第２のコンデンサＣ２へ転流して
充電される。このとき、第２のコンデンサＣ２の電荷は
コンデンサＣ１の電荷とマグネトコイル１からの電荷の
和となり、その端子電圧Ｖ_C2は図５（ｄ）に示すように
なる。この電圧Ｖ_C2を直流電源として利用し、レギュレ
ータ回路１１を介して制御回路３に給電する。なお、抵
抗７は逆電流を大きく流さないように、抵抗２０は主ト
ランジスタ２の負荷エネルギーを大きく消費し過ぎない
ように選定される。

【０００４】このように、マグネト逆電圧により第１の
コンデンサＣ１を充電し、その電荷を順電圧時にコンデ
ンサＣ２に転流させて制御回路のための直流電源として
利用しているから、別巻線，電池類を設ける必要がな
く、従来は無駄に消費されたエネルギーを有効に活用で
きる。また、主トランジスタ２を流れる逆電流による熱
損失が低減し、信頼性の向上及び放熱構造の小型化が可
能である。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図３に
示す従来のマグネト点火装置にあっては、次のような問
題点がある。

【０００６】 逆電圧時に一旦充電した第１のコンデ
ンサ１の電荷を順電圧時に第２のコンデンサ２へ移し換
えしているため、転流用の第１のコンデンサ１を必要と
し、結果的に回路構成の複雑化や部品点数の増大を招い
ている。

【０００７】 また、マグネト順電圧期間のときに転
流が生じるため、第２のコンデンサ２の端子電圧Ｖ_C2は
この期間に図５（ｄ）に示すようなリップルを呈してい
る。そのため、端子電圧Ｖ_C2をそのまま制御回路３の直
流電源とすると、電源不安定があるので、マグネト順電
圧期間にコレクタ電流ｉｂの最大値Ｐを検知しベース電
流ｉｂを遮断する制御回路３の制御信頼性が問題とな
る。この問題を回避するために、図４に示すレギュレー
タ回路１１で所定電圧に平滑化して安定化させている。
そのため、レギュレータ回路１１の追加によって直流電
源回路の部品点数の増加を余儀無くされている。

【０００８】 マグネト順電圧期間には、逆電圧時に
第１のコンデンサＣ１に一旦充電された電荷が第２のコ
ンデンサＣ２へ転流すると共に、順電流の一部が第１及
び第２のコンデンサＣ１，Ｃ２へ流れ込むため、マグネ
ト順電圧期間では主トランジスタ２に流れるコレクタ電
流ｉｃの値が若干減ることになり、主トランジスタ２の
遮断時に生じる高電圧の値もやや低くなる。そのため、
抵抗２０の抵抗値を大きくする方が主トランジスタ２の
負荷エネルギーの消費が少なくなるものの、逆に、電荷
転流の時定数が大きくなり、第２のコンデンサＣ２の充
電効率は良くなく、二律背反した問題点をもたらしてい
る。

【０００９】そこで上記問題点に鑑み、本発明の課題
は、マグネト点火装置の１次コイルに流れる逆電流の一
部から制御回路のための直流電流を得る直流電源回路に
おいて、電荷転流用のコンデンサを排除し、回路構成の
簡略化及び部品点数の削減による低コスト化を達成する
と共に、スイッチング素子を遮断する順電圧期間では電
源電圧の安定化を図ることにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の講じた手段は、逆電圧時に逆電流を蓄電手
段に充電せしめ、順電圧時には充電せず、直流電源とし
て定電圧で長く放電するようにしたことを特徴とする。
即ち、本発明は、磁石の回転により交流の誘導電圧を生
じる１次コイルと、その誘導電圧のうち順電圧の生成時
に１次コイル間を短絡する断続手段と、その短絡により
高電圧を誘起する２次コイルと、上記断続手段を開閉制
御する制御手段と、その制御手段に直流電流を給電する
直流電源手段とを備えて成るマグネト点火装置におい
て、上記直流電源手段としては、誘導電圧のうち逆電圧
時に生じる逆電流のみを整流する整流手段と、その整流
手段の整流経路に間挿された蓄電手段と、蓄電手段に対
し並列接続であって定電圧整流手段及び電流制限手段か
らなる直列回路とを有しており、その定電圧整流手段の
端子間電圧を制御手段の直流電源とすることを特徴とす
る。

【００１１】ここで、整流手段は逆電流の流入側接合ダ
イオードと逆電流の流出側接合ダイオード、蓄電手段は
唯一のコンデンサ、定電圧整流手段は唯一の定電圧ダイ
オード、電流制限手段は唯一の抵抗とすることが望まし
い。

【００１２】

【作用】１次コイルに逆電圧が発生すると、その逆電圧
の値が断続手段の降伏電圧値等に達する以前から、逆電
流が整流手段を介して流れ、蓄電手段が充電される。逆
電圧が高くなると、断続手段の降伏等によりその経路を
介して逆電流が流れるが、整流手段を介しても流れ続け
る。ここで、蓄電手段に対し並列接続であって定電圧整
流手段及び電流制限手段からなる直列回路が蓄電手段に
対し並列接続されているので、逆電流の一部はその直列
回路を介してバイパスし、蓄電手段を過電流から保護し
ている。また、この直列回路には電流制限手段が含まれ
ているため、逆電圧値のうち定電圧整流手段の定電圧値
との残余電圧値を担うことができ、定電圧整流手段の破
壊を防止できると共に、実質的に蓄電手段の端子間電圧
は逆電圧の値になり、１逆電圧期間でも豊富な蓄電量を
確保できる。このため、１逆電圧期間の後期では逆電圧
に近い蓄電圧値になっているので、順電圧期間において
蓄電手段から電源として放電しても、その蓄電電圧が定
電圧値以下になるまでは緩やかな下降曲線を描く。この
ため、順電流（短絡電流）が最大値になるまでの期間で
は整流手段の定電圧が制御手段に直流電源として給電さ
れているので、直流電源の安定化が達成されている。

【００１３】

【実施例】次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて
説明する。

【００１４】図１は本発明の実施例に係るマグネト点火
装置の回路構成を示す回路図である。

【００１５】本例のマグネト点火装置は、磁石付きフラ
イホイール１０の回転により交流の誘導電圧を生じるマ
グネトコイル１の１次コイル１ａと、交流の誘導電圧の
うち順電圧の生成時に１次コイル１ａ間を短絡するため
のスイッチング部１２と、その短絡により高電圧を誘起
するマグネトコイル１の２次コイル１ｂと、スイッチン
グ部１２を開閉制御するための制御回路１４と、制御回
路１４に直流電流を給電する直流電源回路（順変換回
路）１６とを備えて成る。ここで、スイッチング部１２
は、１次コイル１ａの両端（ａ点とｂ点）間に接続さ
れ、短絡電流を断続するパワートランジスタＱと、ａ点
とｂ点間に接続された分圧抵抗ｒとトランジスタＱのベ
ース電流を遮断するためのサイリスタＴＨを有してい
る。また、制御回路１４はサイリスタＴＨのゲート信号
を生成し、サイリスタＴＨのターンオンとターオフを制
御する。

【００１６】この直流電源回路１６は、誘導電圧のうち
逆電圧時に生じる逆電流のみを整流するための流入側接
合ダイオードＤ１及び流出側接合ダイオードＤ２と、そ
れらダイオードＤ１，Ｄ２の間の整流経路に設けられた
有極性の蓄電用コンデンサＣと、蓄電用コンデンサＣに
対し並列接続であって、６Ｖの定電圧整流ダイオード
（ツェナーダイオード）ＺＤ及び抵抗Ｒから成る直列回
路とを有している。定電圧整流ダイオード（ツェナーダ
イオード）ＺＤの端子間電圧が制御回路１４に直流電源
電圧として給電されている。

【００１７】フライホイール１０の回転によってマグネ
トコイル１の１次コイル１ａの両端（ａ点とｂ点）間に
は図３に示すような順電圧Ｖ⁺ と逆電圧Ｖ^- が交番的に
繰り返す誘導電圧Ｖ_abが誘導される。ａ点の電位がｂ点
に対して正（順電圧Ｖ⁺ ）の場合には、制御回路３の制
御によりスイッチング部１２はオン状態にあり、誘導電
流はスイッチング部１２を短絡電流Ｉａとして流れる。
そして、図３（ｂ）に示すような短絡電流Ｉａが最大値
Ｐに達したとき、これを制御回路１４が検知してサイリ
スタＴＨをターンオンにするため、パワートタランジス
タＱのベース電流が遮断し、トランジスタＱがオフ状態
になる。その結果、図３に示すようにマグネトコイル１
の２次コイル１ｂにスパイク状の高電圧（例えば300 〜
400 Ｖ）が発生し、点火プラグの点火ギャップ６に火花
が飛ぶ。

【００１８】ａ点の電位がｂ点に対して負（逆電圧
Ｖ^- ）の場合には、トランジスタＱの逆方向耐圧Ｖ_ECO
（約20Ｖ程度）に至るまではトランジスタＱに逆電流が
殆ど流れないものの、直流電源回路１６に対しては図３
に示す逆電流Ｉｂが流れる。また逆電圧がＶ_ECO 以上に
なったときトランジスタＱにアバランシェ電流が流れ、
熱エネルギーとして消費されると共に、直流電源回路１
６にも逆電流Ｉｂが流れる。このため、コンデンサＣは
逆電流Ｉｂによって充電され、その端子間電圧Ｖ_Cは図
３に示すように瞬時に逆電圧程度になる。逆電流Ｉｂの
消滅後は図３に示すように放電電流Ｉ_C が推移し、端子
間電圧Ｖ_C は緩やかな時定数で漸減する。定電圧ダイオ
ードＺＤのツェナー電圧６Ｖまで下降する迄は、図３に
示すように、定電圧ダイオードＺＤの端子間電圧Ｖ_ZDは
６Ｖのままである。この定電圧６Ｖの期間を長くするに
は、コンデンサＣの容量を大きくし、大きな蓄電量と長
い時定数とすれば良い。また、フライホイール１０の回
転数が大きくなり、負極性パルスの周期が短くなると、
必然的に端子間電圧Ｖ_ZDが６Ｖ以下になる期間は消滅す
る。

【００１９】逆電流ＩｂはコンデンサＣに充電されると
共に、定電圧ダイオードＺＤ及び抵抗Ｒからなる直列回
路を介して流れる。この直列回路を介して逆電流の一部
はバイパスされているので、コンデンサＣを過電流から
保護している。また、この直列回路には抵抗Ｒが含まれ
ているため、その電圧降下によって定電圧ダイオードＺ
Ｄを過電圧から保護している。１逆電圧期間の後期では
逆電圧に近い蓄電圧値になっているので、順電圧期間に
おいて定電圧値以下になるまでは緩やかな下降曲線を描
く。このため、順電流（短絡電流）が最大値になる時点
は定電圧期間に収まっているので、直流電源の安定化に
より制御回路１４の動作信頼性を保証できる。

【００２０】上記の直流電源回路１６は、逆電圧時に逆
電流を唯一の蓄電コンデンサＣに充電せしめ、順電圧時
には全く充電せず、順電圧時の電源電圧のリップルを無
くしている。また、抵抗の電圧降下を利用して逆電圧全
体が蓄電コンデンサＣに印加するようにし、逆電圧時に
高い充電電圧に設定してあるから、順電圧時において定
電圧ダイオードＺＤの定電圧で長く放電させ、電源電圧
の安定化を図っている。更に、本例では、ダイオードＤ
１，Ｄ２の整流回路により逆電圧時にトランジスタＱか
ら逆電流を積極的に整流しているため、トランジスタＱ
に流れるアバランシェ電流の抑制の効果が従前に増して
大きく、トランジスタＱでの熱損失が低減し、信頼性の
向上及び放熱構造の小型化を図ることができる。

【００２１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、逆電圧
時に逆電流を蓄電手段に充電せしめ、順電圧時には充電
せず、直流電源として定電圧で長く放電するようにした
ことを特徴とする。従って、次のような効果を奏する。

【００２２】 電荷転流用のコンデンサが不要である
から、回路構成の簡略化と部品点数の削減により低コス
ト化に寄与する。

【００２３】 順電圧期間では蓄電手段に充電せず、
また電荷転流も行われないので、直流電源電圧の順電圧
期間でのリップルは生じない。このため電源電圧の安定
化により制御手段の制御信頼性を確保できる。

【００２４】 順電圧期間での断続手段に流れる短絡
電流が直流電源手段に消費されないので、高電圧の値が
低くならず、直流電源回路を随伴するも点火特性を損な
わずに済む。

【００２５】 整流手段により逆電圧時に逆電流を積
極的に整流して取り出しているため、断続手段に流れる
逆電流の抑制の効果が従前に増して顕著になるので、断
続手段の発熱を抑制でき、素子信頼性の向上及び放熱構
造の小型化に寄与する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例に係るマグネト点火装置の回路
構成を示す回路図である。

【図２】同実施例におけるスイッチング部の具体例を示
す回路図である。

【図３】同実施例における各部の電圧及び電流波形を示
す波形図である。

【図４】特公昭61-39508号公報に開示された従来の整流
回路を備えたマグネト点火装置を示す回路図である。

【図５】図４に示すマグネト点火装置における各部の電
圧及び電流波形を示す波形図である。

【符号の説明】

１…マグネトコイル １ａ…１次コイル １ｂ…２次コイル ６…点火ギャップ １０…磁石付きフライホイール １２…スイッチング部 １４…制御回路 １６…直流電源回路 Ｄ１…流入側接合タイオード Ｄ２…流出側接合タイオード ＺＤ…定電圧ダイオード Ｃ…蓄電用コンデンサ Ｒ…抵抗 Ｑ…パワートランジスタ ｒ…分圧抵抗 ＴＨ…サイリスタ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁石の回転により交流の誘導電圧を生じ
   る１次コイルと、前記誘導電圧のうち順電圧の生成時に
   前記１次コイル間を短絡する断続手段と、その短絡によ
   り高電圧を誘起する２次コイルと、前記断続手段を開閉
   制御する制御手段と、前記制御手段に直流電流を給電す
   る直流電源手段とを備えて成るマグネト点火装置におい
   て、 前記直流電源手段は、前記誘導電圧のうち逆電圧時に生
   じる逆電流のみを整流する整流手段と、前記整流手段の
   整流経路に間挿された蓄電手段と、前記蓄電手段に対し
   並列接続であって定電圧整流手段及び電流制限手段から
   なる直列回路とを有しており、前記定電圧整流手段の端
   子間電圧を前記制御手段の直流電源とすることを特徴と
   するマグネト点火装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のマグネト点火装置にお
   いて、前記整流手段は逆電流の流入側接合ダイオードと
   逆電流の流出側接合ダイオードであり、前記蓄電手段は
   唯一のコンデンサであり、前記定電圧整流手段は唯一の
   定電圧ダイオードであり、前記電流制限手段は唯一の抵
   抗であることを特徴とするマグネト点火装置。