JP3531277B2

JP3531277B2 - 車両用交流発電装置及びその制御方法

Info

Publication number: JP3531277B2
Application number: JP09826095A
Authority: JP
Inventors: 梅田　　敦司; 草瀬　　新; 真谷口; 博英佐藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-04-24
Filing date: 1995-04-24
Publication date: 2004-05-24
Anticipated expiration: 2019-05-24
Also published as: KR960039545A; CN1061791C; KR100271475B1; JPH08294298A; CN1141527A; EP0740395A3; EP0740395A2; DE69618064T2; EP0740395B1; DE69618064D1; US5726558A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ランデル型界磁極を有
する車両用交流発電機を有する車両用交流発電装置及び
その制御方法に関し、特にその電磁力脈動及びそれに伴
う電磁騒音の低減に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のランデル型界磁極を有する車両用
発電機は、発電した三相交流電圧をダイオードを構成素
子とする三相全波整流器を有し、この三相全波整流器で
整流した直流電流をバッテリや車両用電気負荷へ給電し
ている。しかしながら、上記した従来の車両用発電機で
は、各相の固定子巻線に流れる電機子電流が周期的変動
（周期的に電気子電流が遮断される期間が発生）するの
で、ランデル型界磁極の各部に作用する電磁力が脈動
し、その結果、この電磁力脈動の所定の周波数成分がラ
ンデル型界磁極の固有共振周波数に一致する場合に、大
きな振動、騒音が生じると問題があった。特に、この振
動、騒音は、車両用発電機の回転数が１５００〜３００
０ｒｐｍといった比較的他の騒音が少ないアイドル回転
範囲で生じ易く、搭乗者に感知され易い不利がある。ま
た、界磁束が大きくて鉄心の磁気飽和が生じている場合
に顕著となっている。

【０００３】このような車両用発電機の電磁力脈動に伴
う振動、騒音を低減するために、従来は爪状のランデル
型界磁極に制振用のダンパリングを嵌装したり、ハウジ
ングの防音性能の向上を図ったりしているが、製造工程
の延長、構造の複雑化や大型大重量化及び単位重量当た
りの出力の低下を招くという新たな問題が生じていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明者ら
は、上述した電磁力脈動が各相の電機子電流の周期的変
動に起因することに着目し、電機子電流の周期的変動低
減により上述の振動、騒音の低減を実現できる可能性に
気が付いた。したがって、本発明は、電磁力脈動の低減
により振動や騒音の低減が可能な車両用交流発電装置を
提供することをその目的としている。

【０００５】また、本発明は、製造工程の延長又は構造
の複雑化又は大型大重量化又は単位重量当たりの出力の
低下を防止しつつ振動や騒音を低減可能な車両用交流発
電装置及びその制御方法を提供することをその他の目的
としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
バッテリに接続され、多相の固定子巻線及びランデル型
界磁極を有する車両用交流発電機と、前記固定子巻線か
ら出力される交流発電電圧を整流して出力する交直変換
手段と、前記発電機の回転速度に関連する物理量を検出
する回転速度検出手段と、前記発電機の電磁力脈動成分
の位相に関連する物理量を検出する位相検出手段と、前
記回転速度及び位相に関連する物理量に基づいて前記交
直変換手段を断続制御することにより、前記電磁力脈動
成分を抑圧可能な周波数及び位相を有する前記バッテリ
の放電電流を各相の前記固定子巻線にそれぞれ通電する
制御手段とを備えることを特徴とする車両用交流発電装
置である。

【０００７】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記バッテリの放電電流の基本周波数は、
相数をｍ、極数をｐ、毎秒回転数をｎとした場合、ｍ・
ｐ・ｎであることを特徴としている。本発明の第３の構
成は、上記第１又は第２の構成において更に、前記制御
手段が、前記交直変換手段を制御して各相の前記電機子
電流を連続通電させるものであることを特徴としてい
る。

【０００８】本発明の第４の構成は、上記第１乃至第３
のいずれかの構成において更に、前記位相検出手段が、
前記固定子巻線の電機子電圧を検出するものであり、前
記制御手段が、前記電機子電圧に基づいて前記交直変換
手段を制御して前記バッテリの放電電流の通電を制御す
るものであることを特徴としている。本発明の第５の構
成は、上記第１乃至第４のいずれかの構成において更
に、前記制御手段が、前記界磁極に巻装される界磁コイ
ルに通電される界磁電流が所定値以上かどうかを判定す
るとともに、前記界磁電流が所定値以上の場合に前記交
直変換手段を制御して前記バッテリの放電電流の通電を
実行するものであることを特徴としている。

【０００９】本発明の第６の構成は、上記第１乃至第５
のいずれかの構成において更に、前記交直変換手段が、
高位直流電源端と前記ｍ相の固定子巻線の出力端とを個
別に接続する半導体スイッチング素子からなるハイサイ
ドスイッチと、前記高位直流電源端より低電位に設定さ
れる低位直流電源端と前記各相の固定子巻線の出力端と
を個別に接続する半導体スイッチング素子からなるロー
サイドスイッチとを有する正逆両方向通電開閉回路から
なることを特徴としている。

【００１０】本発明の第７の構成は、上記第６の構成に
おいて更に、前記制御手段が、前記固定子巻線の出力端
の電位が前記高位直流電源端の電位以上となる時点近傍
で前記固定子巻線の出力端に接続される前記ハイサイド
スイッチをオンし、前記固定子巻線の出力端の電位が前
記低位直流電源端の電位以下となる時点近傍で前記固定
子巻線の出力端に接続される前記ローサイドスイッチを
オンするものであることを特徴としている。

【００１１】本発明の第８の構成は、上記第６の構成に
おいて更に、前記制御手段が、前記固定子巻線の出力端
の電位が前記低位直流電源端の電位以上となってから所
定期間経過後、前記ハイサイドスイッチをオンし、前記
固定子巻線の出力端の電位が前記高位直流電源端の電位
以下となってから所定期間経過後、前記ローサイドスイ
ッチをオンするものであることを特徴としている。

【００１２】本発明の第９の構成は、上記第７又は第８
の構成において更に、前記制御手段が、前記固定子巻線
の出力端の電位が前記高位直流電源端の電位以下となっ
てから所定期間経過後、前記ハイサイドスイッチをオフ
し、前記固定子巻線の出力端の電位が前記低位直流電源
端の電位以上となってから所定期間経過後、前記ローサ
イドスイッチをオフするものであることを特徴としてい
る。

【００１３】本発明の第１０の構成は、上記第７の構成
において更に、前記ハイサイドスイッチ及びローサイド
スイッチがＳｉＣーＭＯＳＦＥＴからなることを特徴と
している。本発明の第１１の構成は、バッテリに接続さ
れ、ランデル型界磁極を有する車両用交流発電機と、固
定子巻線から出力される交流発電電圧を整流して出力す
る交直変換手段とを備える車両用交流発電装置の制御方
法において、発電機の回転速度及び電磁力脈動成分の位
相に関連する物理量を検出し、検出した前記回転速度及
び位相に関連する物理量に基づいて前記交直変換手段を
断続制御することにより、前記電磁力脈動成分を抑圧可
能な周波数及び位相を有する前記バッテリの放電電流を
各相の前記固定子巻線にそれぞれ通電することを特徴と
する車両用交流発電装置の制御方法である。

【００１４】

【作用及び発明の効果】本発明の第１又は第１１の構成
では、ランデル型界磁極を有する車両用発電機の発電を
制御するにあたって、発電機の電磁力脈動成分の周波数
及びその位相に関する物理量を検出し、この周波数及び
位相に基づいて電磁力脈動成分を抑圧する位相及び周波
数を有するバッテリの放電電流（逆電流という）を各相
の固定子巻線にそれぞれ通電する。なお、逆電流は電機
子電圧の向きと逆の向きに（すなわち、高位直流電源端
から固定子巻線に電流が流れ込み、低位直流電源端から
電流が流れ出す向き）電機子電流として通電される。こ
のようにすれば、発電機の電磁力脈動を低減できるの
で、この電磁力脈動に起因する発電機の振動や騒音を低
減することができる。

【００１５】なお、このように逆電流を通電制御すると
いうことは、具体的には、ランデル型界磁極を有する車
両用交流発電機（いわゆるオルタネータ）の固定子巻線
から流れ出す発電電流が０になった後の所定期間に、固
定子巻線に流れ込む向きの電流（逆電流）を通電させ、
また、固定子巻線に流れ込む発電電流が０になった後の
所定期間に、固定子巻線から流れ出す向きの電流（逆電
流）を通電させることである。なお、上記所定期間と
は、任意の相の電機子電流の電気角度２πである１周期
における第１の所定位相角度位置から第２の所定位相角
度位置までの期間をいう。

【００１６】本発明の第２の構成では、上記第１の構成
において更に、前記逆電流の基本周波数が、ｍ・ｐ・ｎ
である。上記電磁力脈動成分の基本周波数はｍ・ｐ・ｎ
であるので、電磁力脈動を充分に低減できる。本発明の
第３の構成では、上記第１又は第２の構成において更
に、各相の前記電機子電流を連続通電させる。言い換え
れば、正から負に変化する瞬間又は負から正に変化する
瞬間を除いて各相の電機子電流の遮断を禁止する。この
ようにすれば、上記した電磁力脈動を低減でき、それに
より発電機の振動や騒音を低減することができる。

【００１７】すなわち、固定子と回転子との間に空間的
に分布してこれら両者間に作用する作用する電磁力は、
爪状界磁極すなわちランデル型界磁極と空間的に分布し
てこのランデル型界磁極と電磁相互作用する電機子電流
との間に作用するので、この電磁力が脈動するのは、電
機子電流が正逆両方向通電開閉回路（インバータ回路）
を構成するハイサイドスイッチやローサイドスイッチの
断続により急変するのが原因である。したがって、この
ような電機子電流の急激な遮断または急激な給電を抑止
又は禁止すれば、上記した電磁力脈動を低減でき、それ
により発電機の振動や騒音を低減することができる。

【００１８】本発明の第４の構成では、上記第１乃至第
３のいずれかの構成において更に、固定子巻線の電圧
（電機子電圧ともいう）を検出し、それに基づいて上述
した電磁力脈動成分の位相に対応する電機子電流の急変
期間（遮断期間）を検出し、それに基づいてこの急変期
間に上記バッテリの放電電流を流して電磁力脈動を抑圧
する。このようにすれば、電機子電流が急減又は急増し
ないように簡単に制御を行うことができ、電磁力脈動を
低減することができる。

【００１９】本発明の第５の構成では、上記第１乃至第
４のいずれかの構成において更に、界磁極に巻装される
界磁コイルに通電される界磁電流が所定値以上の場合に
前記逆相電機子電流の通電を実行する。すなわち、電磁
力脈動は界磁電流が大きく磁気回路の飽和度が高いほど
顕著となるので、騒音、振動が相対的に小さい界磁電流
が小さい場合には逆電流（バッテリの放電電流）の通電
を実施せず、エネルギー効率の向上を図る。

【００２０】本発明の第６の構成では、上記第１乃至第
５のいずれかの構成において更に、前記交直変換手段が
半導体スイッチング素子からなるハイサイドスイッチ及
びローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開閉回路
（インバータ回路）からなるので、なんらこのインバー
タ回路の構造を複雑化することなく、上記逆電流を通電
することができる。

【００２１】本発明の第７の構成では、上記第６の構成
において更に、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイ
ッチのオン制御を以下の如く行う。まず、固定子巻線の
出力端の電位が高位直流電源端の電位を超える時点近傍
で上記任意の一相の固定子巻線の出力端に接続されるハ
イサイドスイッチをオンする。これにより、任意の一相
の固定子巻線からこのハイサイドスイッチを通じて電流
が流れ出す。

【００２２】また、固定子巻線の出力端の電位が低位直
流電源端の電位以下となる時点近傍で固定子巻線の出力
端に接続されるローサイドスイッチをオンする。これに
より、電流がローサイドスイッチを通じてこの固定子巻
線へ流れ込む。本発明の第８の構成では、上記第６の構
成において更に、ハイサイドスイッチ及びローサイドス
イッチのオン制御を以下の如く行う。

【００２３】固定子巻線の出力端の電位が高位直流電源
端の電位を下回る時点から所定時間遅延した時点でこの
相の固定子巻線の出力端に接続されるローサイドスイッ
チをオンする。これにより、任意の一相の固定子巻線へ
このローサイドスイッチから電流が流れ込む。特に、こ
のオン方式によれば、この固定子巻線の出力端と高位直
流電源端とがハイサイドスイッチを通じて導通している
場合でも、この相のローサイドスイッチをオンするタイ
ミングを決定することができ、同一相のハイサイドスイ
ッチとローサイドスイッチとを交互に断続制御する場合
に好適である。

【００２４】また、固定子巻線の出力端の電位が低位直
流電源端の電位以上となってから所定期間経過後、この
相の固定子巻線の出力端に接続されるハイサイドスイッ
チをオンする。これにより、任意の一相の固定子巻線か
らこのハイサイドスイッチを通じて電流が流れ出す。特
に、このオン方式によれば、この固定子巻線の出力端と
高位直流電源端とがローサイドスイッチを通じて導通し
ている場合でも、この相のハイサイドスイッチをオンす
るタイミングを決定することができ、同一相のハイサイ
ドスイッチとローサイドスイッチとを交互に断続制御す
る場合に好適である。

【００２５】本発明の第９の構成では、上記第７又は８
の構成において更に、ハイサイドスイッチ及びローサイ
ドスイッチのオフ制御を以下の如く行う。固定子巻線の
出力端の電位が高位直流電源端の電位を下回る時点から
所定時間遅延した時点で上記任意の一相の固定子巻線の
出力端に接続されるハイサイドスイッチをオフする。こ
れにより、この所定時間の間、逆電流が流れる。固定
子巻線の出力端の電位が低位直流電源端の電位以上とな
ってから所定期間経過後、このローサイドスイッチをオ
フする。これにより、上記所定の期間の間、逆電流が流
れる。このようにしてハイサイドスイッチ及びローサイ
ドスイッチが断続制御すれば、各スイッチの制御を容易
かつ正確なタイミングで実現することができる。

【００２６】更に、この断続制御の作用効果を以下に説
明する。まず、固定子巻線へ流入する向きに逆相電流で
ある相電流が上記所定時間（例えば第５図における
Ｔ₂）だけ流れる。この所定時間Ｔ₂が終了した時点ｔ
₁’において、上記逆相電流が通電されてない場合に
は、相電圧は通常、低位直流電源端の電圧（図１では０
Ｖ）より大きい値であり、ローサイドスイッチ又は、こ
のロードスイッチと並列接続されたダイオードはオンせ
ず、時点ｔ₁’後、電機子電流が遮断される。

【００２７】しかし、所定時間Ｔ₂の間、ハイサイドス
イッチから固定子巻線へ逆相電流を流入させると、時点
ｔ₁’におけるハイサイドスイッチのオフ時に各固定子
巻線に発生する逆起電力がこの相の固定子巻線の出力端
の電位すなわちこの相の相電圧を低下させる向きに発生
し、この逆起電力の分だけ相電圧が低下して相電圧Ｖａ
が低位直流電源端の電位より低下し、その結果として、
ローサイドスイッチ又は、このローサイドスイッチと並
列接続されたダイオードがオンし、電機子電流は遮断さ
れず、連続通電されて、電機子電流の変動が抑止され、
電磁力脈動を低減できる。

【００２８】また、逆電流非給電時には流れない所定時
間Ｔ₂の間の逆電流により固定子巻線に電磁エネルギが
蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ₁’以後に放出さ
れるため、発電能力が増加する効果もある。同様に、ロ
ーサイドスイッチを流れる電流が固定子巻線へ流入する
向きからそれから流出する向きへ変化した時点から所定
時間遅延してからこのローサイドスイッチを遮断する。
このようにすれば、上記説明と同じ作用及び効果により
電機子電流の変動が抑止されて、電磁力脈動を低減でき
る。

【００２９】本発明の第１０の構成では、上記第６構成
において更に、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイ
ッチをＳｉＣーＭＯＳＦＥＴで構成する。このようにす
れば、ＳｉＣーＭＯＳＦＥＴの高耐圧性及び低オン抵抗
により低損失化を図ることができる。なお、上述した所
定時間（逆電流給電時間）の最大値は回転数に依存する
最長時間（最大遅延時間）をもつことは容易にわかる。
また、この最大遅延時間は各相の電機子電流の１周期
（電気角２π）が回転数に応じて変化するため、回転数
の増減に比例的に変化することもわかる。更に、回転数
の増大とともに各相の発電電圧の立ち上がりが早くなる
ので、回転数が増大すると、最大遅延時間は更に一層短
縮される。したがって、最大遅延時間（最長逆電流給電
期間）と回転数との関係を示すマップを予め制御回路に
記憶しておき、この制御回路に回転数を導入してこの回
転数に対して最大遅延時間を求めるとともに、算出遅延
時間がこの最大遅延時間を超える場合には遅延時間をこ
の最大遅延時間に固定することができる。

【００３０】

【実施例】本発明の車両用交流発電装置の一実施例を図
１に示すブロック図及び図２に示す三相同期発電機１０
０の断面図を参照して説明する。この車両用交流発電装
置は、図１に示すようにランデル型界磁極を有する車両
用三相同期発電機（オルタネータ）１００と、その交流
発電電流を整流する三相全波整流器（本発明でいう正逆
両方向通電開閉回路（インバータ回路））１１と、界磁
電流制御用のレギュレータ７１と三相全波整流器１１制
御用のコントローラ（本発明でいう制御手段）７とから
なる。

【００３１】三相同期発電機１００は、図２に示すよう
に、ドライブフレーム１及びリアフレーム２を有し、ド
ライブフレーム１及びリアフレーム２は軸受３ａ、３ｂ
を介してロータ４を回転自在に支持している。ドライブ
フレーム１にはロータ４の外周を囲包してステータ５が
固定され、ステータ５の固定子巻線（電機子コイル）５
ａ〜５ｃで生じた発電電流はＭＯＳＦＥＴで構成された
整流器１１により整流される。ロータ４の界磁コイル４
ｃに通電される界磁電流はレギュレータ７１により制御
され、ロータ４のポールコア４ｅの両端には冷却用ファ
ン４ａ、４ｂが取り付けられている。この三相同期発電
機１００では、良く知られているように、レギュレータ
７１から界磁コイル４ｃへ必要な界磁電流を通電し、プ
ーリ８を介しエンジン（図には表示せず）によりロータ
４を回転することにより、ステータ５の内周側に回転磁
界が発生し電機子コイル５ａ〜５ｃに三相交流電圧が誘
導される。抵抗ｒは界磁電流を検出するための挿入低抵
抗であり、その電圧降下はコントローラ７に入力され
る。なお、レギュレータ７１内の界磁電流制御用のスイ
ッチングトランジスタ７１ａのデューティ比により界磁
電流を推定することも可能である。

【００３２】コントローラ７は、マイコンを内蔵し、バ
ッテリ電圧ＶＢを所定の発電電圧値に一致するよう界磁
電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各相の電
機子コイル５ａ、５ｂ、５ｃの出力電圧及びバッテリ電
圧ＶＢに基づいてゲート制御信号電圧Ｇａ〜Ｇｆを形成
し、これらゲート制御信号電圧Ｇａ〜Ｇｆを各ＳｉＣ−
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲート電極に個別に印加
する。

【００３３】レギュレータ７１は、バッテリ電圧ＶＢを
一定とするために、バッテリ電圧ＶＢと一定の参照電圧
とを比較してその比較結果により界磁電流制御用のスイ
ッチングトランジスタの導通を制御するものであるが、
周知であるのでその説明は省略する。三相全波整流器１
１は、図１に示すように、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバータ回路からな
る。三相全波整流器１１の高位直流出力端はバッテリ９
の高位端及び電気負荷１０の一端に接続され、三相全波
整流器１１の低位直流出力端はバッテリ９の低位端及び
電気負荷１０の他端とともに接地されている。ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａ〜１１ｃはハイサイドスイッチであり、ＭＯ
ＳＦＥＴ１１ｄ〜１１ｆはローサイドスイッチであり、
ＶＢはバッテリ電圧である。

【００３４】三相全波整流器１１のａ相の相インバータ
回路を図３を参照して説明する。ハイサイドスイッチで
あるＭＯＳＦＥＴ１１ａ及びローサイドスイッチである
ＭＯＳＦＥＴ１１ｄはそれぞれＮチャンネルタイプであ
り、互いに直列接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１ａ
は、発電時のドレイン領域である電機子コイル側のＮ型
領域と、その発電時のソース領域であるバッテリ側のＮ
型領域と、ゲート電極１１４ａ直下のＰウエル領域とを
有し、これらＮ型領域とＰウエル領域との間のＰＮ接合
が寄生ダイオード１１２ａを形成している。ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ａの寄生ダイオード１１２ａ及びＭＯＳＦＥＴ１
１ｄの寄生ダイオード１１２ｄは発電電流をバッテリ９
に給電する際の電流経路にもなる。他のＭＯＳＦＥＴ１
１ｂ〜１１ｆも上記ＭＯＳＦＥＴ１１ａと同じ構造を有
している。

【００３５】次に、三相全波整流器１１の各ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説明す
る。（電磁力脈動非抑圧モード）まず、逆電流給電を実施し
ない場合を説明する。図４は電機子コイル５ａの相電圧
Ｖａのタイミングチャートを示す。

【００３６】相電圧Ｖａを出力するａ相のハイサイドス
イッチであるＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下のように
行われる。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電
圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃよ
り高いかどうかを調べ、高い場合にオンする。ターンオ
フは相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなった時点
に行う。他の相のハイサイドスイッチであるＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように行う。

【００３７】次に、ａ相のローサイドスイッチであるＭ
ＯＳＦＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われる。その
ターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａが接地電
圧ＶＥより低いかどうかを調べ、低い場合にオンする。
ターンオフは相電圧Ｖａが接地電圧より高くなった時点
に行う。他の相のローサイドスイッチであるＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｅ、１１ｆの開閉制御も同じように行う。

【００３８】（電磁力脈動抑圧モード）次に、逆電流給
電を実施する場合を説明する。ただし、本実施例では、
各相の相インバータ回路は各々、ＭＯＳＦＥＴ（ハイサ
イドスイッチ）１１ａ〜１１ｃ及びＭＯＳＦＥＴ（ロー
サイドスイッチ）１１ｄ〜１１ｆが交互にオンするもの
とする。すなわち、固定子巻線５ａはＭＯＳＦＥＴ１１
ａ、１１ｄのどちらかにより高位直流電源端又は低位直
流電源端のどちらかに接続され、固定子巻線５ｂはＭＯ
ＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｅのどちらかにより高位直流電源
端又は低位直流電源端のどちらかに接続され、固定子巻
線５ｃはＭＯＳＦＥＴ１１ｃ、１１ｆのどちらかにより
高位直流電源端又は低位直流電源端のどちらかに接続さ
れているものとする。

【００３９】電機子コイル５ａの相電圧Ｖａのタイミン
グチャートを示す図５をａ相のハイサイドスイッチ１１
ａ及びローサイドスイッチ１１ｄの開閉制御について説
明する。ハイサイドスイッチ１１ａのターンオンは、電
機子コイル５ａの相電流が負から正になる（流出し始め
る）時点ｔ₂よりＴ₄（＝Ｔ₂）だけ遅れた時点ｔ₀に
実施され、他のハイサイドスイッチである各ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｂ、１１ｃのターンオンタイミングも同様であ
る。具体的には、ハイサイドスイッチ１１ａがオンして
いない期間にはローサイドスイッチ１１ｄがオンしてい
るので、このローサイドスイッチ１１ｄの両端電位（ソ
ース電位・ドレイン電位）が等しくなる場合より所定時
間Ｔ₄だけ遅れた時点ｔ₀にハイサイドスイッチ１１ａ
をオンし、ローサイドスイッチ１１ｄをオフすればよ
い。

【００４０】一方、ローサイドスイッチ１１ｄのターン
オンは、電機子コイル５ａの相電流が正から負になる
（流入し始める）時点ｔ₁よりＴ₂（＝Ｔ₄）だけ遅れ
た時点ｔ₁’に実施され、他のローサイドスイッチであ
る各ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターンオンタイミン
グも同様である。具体的には、ローサイドスイッチ１１
ｄがオンしていない期間にはハイサイドスイッチ１１ａ
がオンしているので、このハイサイドスイッチ１１ａの
両端電位（ソース電位・ドレイン電位）が等しくなる場
合より所定時間Ｔ₂だけ遅れた時点ｔ₁’にローサイド
スイッチ１１ｄをオンし、ハイサイドスイッチ１１ａを
オフすればよい。

【００４１】このようにすれば、ハイサイドスイッチ１
１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄのターンオフ時点の
遅延により逆電流（発電電流とは逆にハイサイドスイッ
チ１１ａを通じて電機子コイル５ａに流れ込み、ローサ
イドスイッチ１１ｄを通じて電機子コイル５ａから流出
する電流）がバッテリ９から各電機子コイル５ａ、５
ｂ、５ｃに給電され、結果的にｍ・ｐ・ｎなる基本周波
数をもつ電磁力脈動と同一周波数の逆電流が発電機へ供
給される。これにより後述するように電磁力脈動を低減
して振動、騒音を低減することができる。

【００４２】詳しく説明すると、図５に示す本実施例の
オルタネータの電機子電流の波形は図４に示す従来のオ
ルタネータの電機子電流の波形に比較して格段に正弦波
に近く、そのためにこれら正弦波により近い三相電機子
電流により形成される回転磁界の回転速度は安定とな
り、回転磁界の等価中心と界磁極（ポールコア）４ｅの
磁極中心との距離の変動に強い相関関係を有する電磁力
脈動は大幅に低減されることがわかる。図５の電磁力脈
動抑圧モードで運転した場合の騒音レベルと回転数との
関係を示す実測値を図６に示す。なお、破線は同じ条件
でただ三相全波整流器１１をダイオードブリッジ構成と
したものであり、２４００ｒｐｍで９ｄＢの磁気音低減
が実現した。

【００４３】この実施例の実際の制御を、図７〜図１０
のフローチャートを参照して説明する。図７は発電回転
速度に対応する発電周期検出、鉄心飽和判定のための制
御動作を示すフロ−チャ−トである。まず、発電周期計
数用のカウンタを０にクリアし（１００）、続いて各相
電圧の内の任意の１相電圧（例えばＶａ）を入力して
（１０２）、この相電圧Ｖａが０Ｖ（＝Ｖ_E）であるか
どうかを判定して、相電圧Ｖａのゼロクロス点を検出し
（１０４）、電圧Ｖａが０ＶでなければフラグＦを０に
セットして（１０６）、ステップ１２２に飛び、０Ｖの
場合はフラグＦが１かどうかを調べ（１０８）、１でな
ければステップ１２２に飛び、１であればフラグＦを１
にセットして（１１０）、上記カウンタを停止し（１１
２）、この時のカウント値を読み込む（１１４）。

【００４４】なお、上記フラグＦの使用はステップ１０
４が実際には、相電圧Ｖａが０に近い所定範囲内かどう
かの判定であるので、Ｖａ＝０Ｖと判定して１周したル
ーチンが再度Ｖａ＝０Ｖと判定して１周期を極めて短く
判定するのを防止するためのものである。ステップ１１
４で読み込まれたカウント値は、前回のゼロクロス点と
今回のゼロクロス点との間の時間間隔、すなわち発電周
期Ｔ_oの半分の周期となる。このカウント値の２倍の値
を周期Ｔ_oとしてメモリに格納し（１１６）、カウンタ
を０にリセットして再びカウンタをオンさせる（１１
８）。次に、上記周期Ｔ_oに基づいて逆相電流通電期間
である遅延時間Ｔ₂＝Ｔ₄を設定する。この実施例で
は、遅延時間Ｔ₂＝Ｔ₄（図５参照）は、１周期の一定
割合に設定される。

【００４５】次に、抵抗ｒの電圧降下信号に基づいて界
磁電流Ｉｆを読み込み（１２２）、界磁電流Ｉｆと回転
子が磁束飽和し始める所定の界磁電流値Ｉｆｒｅｆとを
比較する（１２４）。本実施例では実験により常温冷時
の最大界磁電流値の６０％をＩｆｒｅｆとして設定して
いる。１２４のステップで回転子鉄心が磁束飽和してい
ると判定た場合には、電機子電流制御モ−ド（電磁力脈
動抑圧モード）であるステップ３００（図９）に進み、
否の場合には電機子電流非制御モ−ド（電磁力脈動非抑
圧モード）であるステップ２００（図８）に進む。

【００４６】図８のフローチャートにより、電磁力脈動
非抑圧モードを行うルーチンを説明する。まず、ｘ相の
相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ
（２００）、超えればハイサイドスイッチ１１ａをオン
し（２０２）、以下であればハイサイドスイッチ１１ａ
をオフする（２０４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッ
テリ低位端の電位である０Ｖより小さいかどうかを調べ
（２０６）、小さければローサイドスイッチ１１ｄをオ
ンし（２０８）、小さくなければローサイドスイッチ１
１ｄをオフする（２１０）。

【００４７】次に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次
に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２
２）。

【００４８】次に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次
に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｆをオフし（２３４）、
ステップ１０２へ進む。

【００４９】次に、図９及び図１０のフローチャートに
より、電磁力脈動抑圧モードを行うルーチンを説明す
る。なお、図９はゼロクロス点を判定するルーチンであ
り、図１０はＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを開閉制御す
るルーチンである。まず、このルーチンを実行するのが
初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうか
を調べ（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、
ステップ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの導通（オン）動作だけを
図８のルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を
１にセットしてステップ３００に進む（２９４）。な
お、フラグＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされる
ものとする。

【００５０】ステップ３００では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｄがオンしている期間においてＶａが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１１ｄ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１１ａがオンしている期
間においてＶａがＶＢ以下になったかどうかにより、ハ
イサイドスイッチ１１ａの電流すなわち電機子電流ｉｘ
が正から負へ、すなわち固定子巻線５ａから高位直流電
源端へ流出する向きから固定子巻線５ａへ流入する向き
に変化したかどうかを調べ（３０４）、変化したら内蔵
タイマａをスタートし（３０６）、変化しなければステ
ップ３０８へ進む。

【００５１】ステップ３０８では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｅがオンしている期間においてＶｂが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１１ｅ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１１ｂがオンしている期
間においてＶｂがＶＢ以下になったかどうかにより、ハ
イサイドスイッチ１１ｂの電流すなわち電機子電流ｉｙ
が正から負へ、すなわち固定子巻線５ｂから高位直流電
源端へ流出する向きから固定子巻線５ｂへ流入する向き
に変化したかどうかを調べ（３１２）、変化したら内蔵
タイマｂをスタートし（３１４）、変化しなければステ
ップ３１６へ進む。

【００５２】ステップ３１６では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｆがオンしている期間においてＶｃが０Ｖ以
上になったかどうかにより、ローサイドスイッチ１１ｆ
の電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、すなわち
固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電源端（０
Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調べ、変化し
たら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、変化してい
なければ、ハイサイドスイッチ１１ｃがオンしている期
間においてＶｃがＶＢ以下になったかどうかにより、ハ
イサイドスイッチ１１ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚ
が正から負へ、すなわち固定子巻線５ｃから高位直流電
源端へ流出する向きから固定子巻線５ｃへ流入する向き
に変化したかどうかを調べ（３２０）、変化したら内蔵
タイマｃをスタートし（３２２）、変化しなければステ
ップ４００へ進む。

【００５３】ステップ４００では、タイマｄがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０４に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオンし、タイマｄを０にリセット
してからステップ４０４へ進む。

【００５４】ステップ４０４では、タイマａがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０８に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０にリセット
してからステップ４０８へ進む。

【００５５】ステップ４０８では、タイマｅがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１２に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセット
してからステップ４１２へ進む。

【００５６】ステップ４１２では、タイマｂがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１６に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセット
してからステップ４１６へ進む。

【００５７】ステップ４１６では、タイマｆがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４２０に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセット
してからステップ４２０へ進む。

【００５８】ステップ４２０では、タイマｃがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ₂＝Ｔ₄
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ１０２に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ｃをオフし、タイマｃを０にリセット
してからステップ１０２へ進む。

【００５９】なお上記実施例では、各スイッチ１１ａ〜
１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。

【００６０】例えば、ａ相について説明すれば、ハイサ
イドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオ
フしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａ
がバッテリ電圧ＶＢより高くなればハイサイドスイッチ
１１ａをオンする。一方、オンしたハイサイドスイッチ
１１ａのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａがバッテリ電
圧ＶＢより低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施
すればよい。

【００６１】同様に、ハイサイドスイッチ１１ａ及びロ
ーサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧
Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１
ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１
ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖよ
り低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよ
い。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１
１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミ
ングを１２０度ずらして行うこともできる。

【００６２】このようにすれば、励磁電流Ｉｆを検出
し、鉄心の飽和を検出することで、騒音発生が大きい場
合にのみ逆方向電流を流し込むので、逆相電機子電流通
電による銅損増大を回避することができる。また、相電
圧Ｖａに基づいて回転数を検出することができ、その電
磁力脈動による振動、騒音が大きい回転数範囲を予め調
べておき、この回転数範囲においてのみ上記逆電流の通
電を実行することもできる。

【００６３】また、電機子電流が０となる時点を検出す
れば、この時点と同期する電磁力リップルの開始点を検
出できるので、この電機子電流が０になる時点から所定
時間遅れてスイッチ１１ａ〜１１ｆのオン又はオフ時点
を決定することができる。次に、本実施例の効果を説明
する。図１１は本実施例の電磁力脈動抑圧モードを実施
しない場合の各相の電機子電流と磁極爪（ポールコア）
４ｅに発生する電磁力の時間的変化を電気位相で示した
ものである。点線はダイオ−ド整流時の特性を示す。

【００６４】図１２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、同じ
く同一時刻の回転子位置と反作用起磁力分布を表したも
のであり、図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は電流の流
れ方を示したものである。１００は合成起磁力分布であ
り、１０１はＸ相による反作用起磁力分布、１０２はＹ
相による反作用起磁力分布、１０３は逆相電機子電流に
よる反作用起磁力分布である。

【００６５】本実施例では、各相インバータ回路におい
て、常にハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの
どちらかがターンオンしているので、各電機子電流Ｉ
ｘ、Ｉｙ、Ｉｚは図５に示すように連続的に流れる。こ
の場合の反作用起磁力分布について、時刻ｔ２の場合で
説明すると、ダイオ−ド整流時の電流Ｉ１に対し、逆方
向電流にＩ２が流し込まれることで、合成起磁力分布１
００は進行方向に移動し、回転子磁極の中心と合成起磁
力分布１００の中心Ｐとの間隔は時刻ｔ１、ｔ３と同じ
δ１となる。すなわち、逆方向電流の注入によりスムー
ズな進行磁界が形成され、時刻によらず磁極に対する反
作用起磁力の相対位置は変化せず、一定となり、電磁力
リップルが低減される。したがって電磁力リップルに起
因する爪磁極４ｅの振動を抑制し、磁気音発生を低減す
ることができ、低騒音の車両用回転機を提供できる。こ
のため、大掛かりな防音壁や特殊工程を要さず出力性能
の低下、製品寸法の大型化を招くことなく電磁的な騒音
を減少することができる。なお、本実施例では、電機子
電圧で電機子電流を検出しているが、低抵抗をＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａ〜１１ｆと直列に接続するなどして電流を検
出してもよい。以下、本実施例の作用効果について更
に詳しく説明する。

【００６６】まず、従来の発電機の電磁騒音の発生メカ
ニズムについて解析する。図１４はオルタネータの発電
電圧を従来のダイオ−ド整流器で整流した場合の２００
０ｒｐｍでの各相の電機子電流と磁極爪に発生する電磁
力の時間的変化を電気位相で示したタイミングチャート
である。電磁力は電機子電流の一相分が０となっている
期間（電機子電流が遮断される期間）と同期して脈動を
発生していることが判明している。この電磁力リップル
は相数をｍ、極数をｐ、毎秒回転数ｎとした場合、ｍ・
ｐ・ｎの周波数となる。電磁力変動が開始する時刻をｔ
１、終了する時刻をｔ２、再び開始する時刻をｔ３とし
て、この時刻での回転子位置と電機子の反作用位置関係
を解析する。

【００６７】図１５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は各時刻
の回転子位置と電機子の反作用起磁力分布を電機子位置
を固定し示したもので、横軸は電機子位置を電気角位相
で表している。ここで、起磁力反作用分布は正弦波と仮
定し、電機子反作用起磁力を示している。また図１６の
（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は各時刻での電流の流れ方を示
している。時刻ｔ１〜ｔ２では、Ｚ相に電流が流れない
ため、Ｘ相による反作用起磁力分布１０１とＹ相による
反作用起磁力分布１０２とによってのみ合成起磁力１０
０が作られる。また、Ｘ相に流れる電流ＩｘとＹ相に流
れる電流Ｉｙとは同じ電流となるため、合成起磁力１０
０は同じ位置に滞まる。一方、回転子は一定速度で回転
するため、回転子磁極の中心と合成起磁力１００の中心
Ｐとの間隔はδ₁〜δ₂まで変化する。すなわち、磁極
に対する反作用起磁力の対向位置が変わるため、電磁力
が大きく減少してしまう。時刻ｔ３では、ａ相とｃ相に
のみ電流が流れるためＸ相とＺ相で作られる合成起磁力
となり、時刻ｔ１に対しπ／ｍ（３相の場合はπ／３）
だけ位相の進んだ位置となり再び中心の間隔はδ１とな
る。

【００６８】以上のことから図１４に示されるような電
機子電流遮断期間で電磁力が減少するノコギリ歯状のπ
／ｍの周期、ｍ・ｐ・ｎの周波数の電磁力リップルを発
生し、その波形が正弦波でないことから、この整数倍の
高周波成分を含んだ加振力を発生すると解析される。ま
た、爪状磁極４ｅの発生起磁力は鉄心が飽和してない場
合は、図１７の様に中心を最大とする起磁力分布である
のに対し、鉄心が飽和した場合は図１８の様に矩形波状
の起磁力分布となり、波形が歪むことから更に電磁力変
動は大きくなる。一般の設計手法で設計した場合、常温
冷時の最大励磁電流に対し、略６０％以上の励磁電流を
加えた場合に鉄心は飽和し、騒音悪化の傾向が顕著であ
る。

【００６９】一方、図１９〜図２１に示される爪状磁極
を有するランデル型界磁コア４は、電機子との間で発生
する電磁力が変動した際に、図２１の点線で示されるよ
うに磁極爪４ｅが変形し、特に電磁力周波数と爪共振周
波数が一致した際に大きな振動を発生する。この磁極爪
の共振周波数は、Ｌを爪の長さ、ａを爪の断面積、ｋは
定数、Ｉは断面２次モーメントとする場合に、

【００７０】

【数１】ｆ＝ｋＬ^-2（Ｉ／Ａ）^1/2 で示され、更に爪断面を直方体近似することで

【００７１】

【数２】ｆ＝ｋ’Ｌ^-2（ａ／Ｌ）とすることができる。ここで、一般にポールコア形状は
磁路断面、コイルスペースを体格に応じ設計した場合相
似形状となるため（ａ／ｌ）は一定値となる。したがっ
て、爪共振周波数は爪の長さｌのみに依存し、０．６〜
１．６ｋｗの車両用交流発電機を設計した場合、爪長さ
は２０ｍｍ〜３０ｍｍの範囲となり磁極爪の共振周波数
は結果的に５０００〜７０００Ｈｚの範囲となり、出力
性能を維持しつつこれを大きく変更することは困難であ
る。

【００７２】例えば６０００Ｈｚの爪共振周波数を持つ
車両用交流発電機がＥ／Ｇ回転数に対応する１５００〜
１２０００ｒｐｍで運転された場合、前記電磁力リップ
ルの周波数ｍ・ｐ・ｎは、３相、１２極の場合９００〜
７２００Ｈｚとなり、１００００ｒｐｍ（６０００Ｈ
ｚ）で爪共振が発生する。また、電磁力リップルが高周
波成分を含んでいることから、電磁力リップルの整数倍
が６０００Ｈｚとなる場合も爪共振が発生し、例えば、
２５００ｒｐｍ（１５００Ｈｚ）、３３３３ｒｐｍ（２
０００Ｈｚ）、５０００ｒｐｍ（３０００Ｈｚ）でも爪
共振周波数と電磁力周波数の整数倍とが一致し磁極爪が
激しく振動し大きな磁気音を発生させる。特に低速域で
は、発電電圧が低く電機子電流が遮断される期間が長く
なるため、電磁力リップルは大きくその発生音も大きく
なる。

【００７３】上記の理由により、振動が大きくなる特定
の周波数範囲にて本実施例の電磁力脈動抑圧モードを選
択実施することも可能であり、またこの周波数範囲にて
他の周波数範囲より電磁力脈動抑圧モードを強化するこ
とも有効である。（変形態様）上記実施例では、各スイッチ１１ａ〜１１
ｆの各部電位状態に基づいてスイッチングタイミングを
決定したが、それに限らず、たとえば、ロータの磁極位
置を検出する磁極位置検出器１６を設け、このロータの
磁極位置に基づいてスイッチ１１ａ〜１１ｆの断続制御
を行ってもよい。

【００７４】なお、上記説明では、三相同期発電機につ
いて説明したが、その代わりに三相以上の多相同期発電
機にも、本発明の逆電流給電方式の発電技術を採用でき
ることは、もちろんである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の車両用交流発電装置の一実施例を示す
ブロック図である。

【図２】図１の三相同期発電機１００の断面図である。

【図３】図１の三相全波整流器１１の１相分を示す等価
回路図である。

【図４】図１のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｆのオンタイ
ミングを示す逆相電機子電流非通電時のタイミングチャ
ートである。

【図５】図１のＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｄのオンタイ
ミングを示す逆相電機子電流通電時のタイミングチャー
トである。

【図６】本実施例の電磁力脈動抑圧モード運転時と、従
来のダイオード整流時の騒音レベルと回転数との関係を
示す図である。

【図７】実施例１におけるコントローラ７の具体動作例
を示すフローチャートである。

【図８】実施例１におけるコントローラ７の具体動作例
を示すフローチャートである。

【図９】実施例１におけるコントローラ７の具体動作例
を示すフローチャートである。

【図１０】実施例１におけるコントローラ７の具体動作
例を示すフローチャートである。

【図１１】本実施例の逆相電機子電流通電時または非通
電時における電磁力脈動を示すタイミングチャートであ
る。

【図１２】図１１における各時点ｔ１、ｔ２、ｔ３にお
ける反作用起磁力分布を示す図である。

【図１３】図１１における各時点ｔ１、ｔ２、ｔ３にお
ける電機子電流の流れを示す図である。

【図１４】従来のダイオード整流時における電磁力脈動
を示すタイミングチャートである。

【図１５】図１４における各時点ｔ１、ｔ２、ｔ３にお
ける反作用起磁力分布を示す図である。

【図１６】図１４における各時点ｔ１、ｔ２、ｔ３にお
ける電機子電流の流れを示す図である。

【図１７】ポールコア４ｅの非飽和時の電磁力分布を示
す図である。

【図１８】ポールコア４ｅの飽和時の電磁力分布を示す
図である。

【図１９】ポールコア４ｅの模式側面図である。

【図２０】ポールコア４ｅの模式正面図である。

【図２１】ポールコア４ｅの振動状態を示す図である。

【符号の説明】

１００は三相同期発電機、１１ａ〜１１ｆはＭＯＳＦＥ
Ｔ（半導体スイッチング素子）、１１は三相全波整流
器、７はコントローラ（制御手段）、７１はレギュレー
タ。

フロントページの続き (72)発明者佐藤博英愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地日本電装株式会社内 (56)参考文献特開平４−210739（ＪＰ，Ａ) 特開平４−138030（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 9/30 F02P 1/08 301 H02J 7/14 H02J 7/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】バッテリに接続され、多相の固定子巻線及
びランデル型界磁極を有する車両用交流発電機と、前記
固定子巻線から出力される交流発電電圧を整流して出力
する交直変換手段と、前記発電機の回転速度に関連する
物理量を検出する回転速度検出手段と、前記発電機の電
磁力脈動成分の位相に関連する物理量を検出する位相検
出手段と、前記回転速度及び位相に関連する物理量に基
づいて前記交直変換手段を断続制御することにより、前
記電磁力脈動成分を抑圧可能な周波数及び位相を有する
前記バッテリの放電電流を各相の前記固定子巻線にそれ
ぞれ通電する制御手段とを備えることを特徴とする車両
用交流発電装置。
【請求項２】前記バッテリの放電電流の基本周波数は、
相数をｍ、極数をｐ、毎秒回転数をｎとした場合、ｍ・
ｐ・ｎである請求項の数１記載の車両用交流発電装置。
【請求項３】前記制御手段は、前記交直変換手段を制御
して各相の前記電機子電流を連続通電させるものである
請求項１又は２記載の車両用交流発電装置。
【請求項４】前記位相検出手段は、前記固定子巻線の電
機子電圧を検出するものであり、前記制御手段は、前記
電機子電圧に基づいて前記交直変換手段を制御して前記
バッテリの放電電流の通電を制御するものである請求項
１乃至３のいずれか記載の車両用交流発電装置。
【請求項５】前記制御手段は、前記界磁極に巻装される
界磁コイルに通電される界磁電流が所定値以上かどうか
を判定するとともに、前記界磁電流が所定値以上の場合
に前記交直変換手段を制御して前記バッテリの放電電流
の通電を実行するものである請求項１乃至４のいずれか
記載の車両用交流発電装置。
【請求項６】前記交直変換手段は、高位直流電源端と前
記ｍ相の固定子巻線の出力端とを個別に接続する半導体
スイッチング素子からなるハイサイドスイッチと、前記
高位直流電源端より低電位に設定される低位直流電源端
と前記各相の固定子巻線の出力端とを個別に接続する半
導体スイッチング素子からなるローサイドスイッチとを
有する正逆両方向通電開閉回路からなる請求項１乃至５
記載の車両用交流発電装置。
【請求項７】前記制御手段は、前記固定子巻線の出力端の電位が前記高位直流電源端の
電位以上となる時点近傍で前記固定子巻線の出力端に接
続される前記ハイサイドスイッチをオンし、前記固定子巻線の出力端の電位が前記低位直流電源端の
電位以下となる時点近傍で前記固定子巻線の出力端に接
続される前記ローサイドスイッチをオンするものである
請求項６記載の車両用交流発電装置。
【請求項８】前記制御手段は、前記固定子巻線の出力端の電位が前記低位直流電源端の
電位以上となってから所定期間経過後、前記ハイサイド
スイッチをオンし、前記固定子巻線の出力端の電位が前記高位直流電源端の
電位以下となってから所定期間経過後、前記ローサイド
スイッチをオンするものである請求項６記載の車両用交
流発電装置。
【請求項９】前記制御手段は、前記固定子巻線の出力端の電位が前記高位直流電源端の
電位以下となってから所定期間経過後、前記ハイサイド
スイッチをオフし、前記固定子巻線の出力端の電位が前記低位直流電源端の
電位以上となってから所定期間経過後、前記ローサイド
スイッチをオフするものである請求項７又は８記載の車
両用交流発電装置。
【請求項１０】前記ハイサイドスイッチ及びローサイド
スイッチはＳｉＣーＭＯＳＦＥＴからなる請求項６記載
の車両用交流発電装置。
【請求項１１】バッテリに接続され、ランデル型界磁極
を有する車両用交流発電機と、固定子巻線から出力され
る交流発電電圧を整流して出力する交直変換手段とを備
える車両用交流発電装置の制御方法において、発電機の回転速度及び電磁力脈動成分の位相に関連する
物理量を検出し、検出した前記回転速度及び位相に関連する物理量に基づ
いて前記交直変換手段を断続制御することにより、前記
電磁力脈動成分を抑圧可能な周波数及び位相を有する前
記バッテリの放電電流を各相の前記固定子巻線にそれぞ
れ通電することを特徴とする車両用交流発電装置の制御
方法。