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Diese Erfindung betrifft eine Vorrichtung
und Steuerung für
eine Lichtmaschine für
Kraftfahrzeuge. Im Besonderen wird eine Vorrichtung und Steuerung für eine motorgetriebene
Lichtmaschine offenbart, welche die Leistungsabgabe der selben selektiv
erhöht
oder verringert und die Drehmomentlast, welche diese für den Motor
darstellt, erhöht
oder verringert.
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Herkömmliche elektrische Systeme
von Kraftfahrzeugen umfassen eine Lichtmaschine mit einer Feldwicklung,
einer dreiphasigen Ständerwicklung
und einem Vollwellen-Dioden-Brückengleichrichter
zum Umwandeln des mehrphasigen AC-Ausgangs der Wicklungen in eine
DC-Ausgangsspannung
zur Versorgung von unterschiedlichen Fahrzeuglasten, einschließlich der
Fahrzeugbatterie. Darüber
hinaus ist ein Spannungsregler, der zu der Lichtmaschine zugehörig ist,
wirksam, um den Strom, der zu der Feldwicklung zugeführt wird,
zu steuern, und dadurch die DC-Ausgangsspannung auf einen gewünschten
Wert zu steuern.
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Die Leistungskapazität der Lichtmaschine wird
durch solche Faktoren wie physische Maschinengröße und Feldstromeinschränkungen
begrenzt. Eine Vergrößerung der
Maschinengröße ist aus Gründen erhöhter Fahrzeugmasse
und erhöhten Fahrzeugvolumens
sowie unannehmbar hoher Trägheitslasten
auf den Fahrzeugmotor und das Hilfsantriebssystem unerwünscht.
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Mehrere Verfahren zur Reduktion des
Drehmoments einer Lichtmaschine bei starker Motorbeschleunigung
sind wohl bekannt, werden aber typischerweise durch die Rate eingeschränkt, mit
welcher der Feldstrom, und damit das Rotorfeld und das resultierende
Drehmoment, sich abbauen kann. Unter der Annahme, dass die Abbaurate
eine Funktion der im Wesentlichen induktiven Eigenschaften der Feldspule
ist, kann diese Zeit im Hinblick auf die gewünschte Ansprechzeit des Drehmoments
beträchtlich
sein. DE-A-4007350 offenbart eine Vorrichtung umfassend einen gesteuerten
Brückengleichrichter, Mittel
zur Erzeugung von Leitungssignalen, und Mittel zum Vergleichen eines
gemessenen Stromphasensignals mit einem gemessenen Spannungsphasensignal.
JP-A-04/138030 offenbart einen Ladungsschaltkreis mit FETs. EP-A-0693816
offenbart ein Spannungsregelungsmittel, das wirksam ist, um den DC-Ausgang
durch Steuerung des Erregungsstroms durch die Feldwicklung zu steuern.
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Daher ist es ein Ziel der vorliegenden
Erfindung, die Kapazität
einer Lichtmaschine für
Kraftfahrzeuge zu maximieren.
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Ein weiteres gewünschtes Ziel ist es, einen erhöhten Ausgang
in einer Maschine mit herkömmlicher
Masse und Volumen zu erreichen.
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Diese und andere Ziele werden in
vorteilhafter Weise durch eine Vorrichtung nach Anspruch 1 geschaffen.
Ein elektrisches System für
Fahrzeuge besteht aus einer mehrphasigen Lichtmaschine, die durch
den Fahrzeugmotor angetrieben wird, um elektrische Lasten, einschließlich der
Fahrzeugbatterie zu versorgen. Jede Phase der mehrphasigen Wicklung
ist an einen gesteuerten Brückengleichrichter gekoppelt,
welcher in einem ersten Modus betrieben wird, um eine synchrone
Gleichrichtung der AC-Spannungen
aller Phasen zu schaffen. Ein zweiter Betriebsmodus betreibt den
gesteuerten Brückengleichrichter
asynchron, durch ein Verzögern
oder Vorauseilen der leitenden Zustände der Brückenelemente. Die Steuerung
des Vorauseilens und der Verzögerung
der leitenden Zustände
simuliert eine reaktive Last an den AC-Ausgängen und bewirkt dadurch, dass
die Phasenbeziehung des Stroms und der Spannung den gewünschten erhöhten Ausgang
(erhöhte
Drehmomentlast) oder die gewünschte
verringerte Drehmomentlast (verringerter Ausgang) herbeiführen.
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In Übereinstimmung mit einer bevorzugten Ausführungsform
steuert ein Mikrocomputer die Phasenbeziehung durch Lieferung eines
zusätzlichen Offsetbefehls
an einen Strom-/Spannungs-Phasenregelkreis, der wirksam ist, um
die Phasendifferenz zwischen dem Strom und der Spannung durch Steuerung
der Leitungstaktung der gesteuerten Gleichrichterelemente zu steuern.
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Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend beispielhaft
anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert, in welchen:
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1 in
zweckmäßiger Weise
eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung illustriert;
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2 schematisch
eine bevorzugte Ausführungsform
einer Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
illustriert;
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3A allgemein
die Beziehung zwischen Stromlieferkapazität und Umdrehungsgeschwindigkeit
der Lichtmaschine für
verschieden Lasten, die an eine Lichtmaschine gemäß der vorliegenden
Erfindung angelegt werden, illustriert;
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3B allgemein
die Ausgangseigenschaften einer Synchronlichtmaschine unter unterschiedlichen
Lastbedingungen illustriert;
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3C allgemein
die Eingangs-Drehmomenteigenschaften für verschiedene Leistungsabgabebedingungen
einer Synchronlichtmaschine illustriert; und
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4 illustriert
ein Fließdiagramm,
dass die von dem Mikrosteuergerät
von 2 bei der Ausführung der
Funktionen der vorliegenden Erfindung durchgeführten Schritte darstellt.
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Unter Bezugnahme zuerst auf 1, bezeichnet die Bezugszahl 15 eine
Synchronlichtmaschine, die einen Rotor und einen dreiphasigen Ausgang
in Y-Schaltung für
die Ständerwicklung 10 besitzt.
Der Rotor wird mit einer variablen Geschwindigkeit durch einen Motor 21 in
einem Kraftfahrzeug angetrieben. Der Rotor umfasst die Feldspule 13 und die
Unterdrückungsdiode 11.
Ein Felderregungsstrom Ie ist vorgesehen, um die Magnetisierung
des Rotors zu erreichen. Während
der Rotor sich dreht, wird in der Ausgangswicklung 10 eine
Wechselspannung induziert oder erzeugt. Die Frequenz der in der Wicklung 10 erzeugten
Wechselspannung ist direkt proportional zu der Umdrehungsgeschwindigkeit
des Rotors. Ferner ist die Größe oder
Amplitude dieser Spannung eine Funktion der Rotorgeschwindigkeit und
des Felderregungsstroms. Der Felderregungsstrom wird durch eine
beliebige einer Anzahl wohl bekannter Alternativen zur Aufrechterhaltung
der Ausgangsspannung der Lichtmaschine bei einem gewünschten
Wert, zum Beispiel 14 Volt, gesteuert. Die Ausgangswicklung 10 besitzt
einen Neutralleiter 18 und besteht aus dreiphasigen Wicklungen,
jede mit einem Ausgang A, B oder C:
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In herkömmlicher Weise sind die Ausgänge A, B
und C nur direkt an Eingangsklemmen 92, 94 und 96 eines
Brückengleichrichters 95 zur
Umwandlung des dreiphasigen Wechselspannungs-Ausgangs in einen Gleichspannungs-Ausgang
zwischen einem Paar von Ausgangsklemmen 98, 99 gekoppelt.
Als solche kann die elektrische Last, die an die Lichtmaschine angelegt
wird, als rein ohmsche betrachtet werden.
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Die Beziehung Ausgangsspannung versus Ausgangsstrom
einer Synchronmaschine kann als eine Leerlauf-Spannung in Serie
mit einer Impedanz, welche typischerweise induktiv ist, modelliert
werden. Diese Impedanz wird typischerweise als die synchrone Impedanz
bezeichnet. Dies ergibt einen begrenzten Kurzschluss-Ausgang, welcher
von dieser Impedanz und der Leerlauf-Spannung abhängig ist.
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Der Graph von 3B illustriert die Ausgangseigenschaften
einer Synchronlichtmaschine für verschiedene
Typen von Lasten, die an diese angelegt werden. Der Prozentsatz
der Leerlauf-Spannung der Lichtmaschine wird entlang der vertikalen
Achse dargestellt und der Prozentsatz des Volllaststroms der Lichtmaschine
ist entlang der horizontalen Achse dargestellt. Für rein ohmsche
Lasten, die an die Lichtmaschine angelegt werden, folgt der Ausgang der
Kurve 110 zwischen Leerlauf- und Kurzschluss-Bedingungen,
oder, anders ausgedrückt, zwischen
unendlichem und Nullwiderstand. Wenn die ohmsche Last die synchrone
Impedanz dominiert (d. h. hoher Widerstand), hat der Ausgang eine
relativ konstante Spannung, wie in dem Abschnitt der Kurve 110,
der mit 110A gekennzeichnet ist, dargestellt. Wenn jedoch die synchrone
Impedanz die ohmsche Last dominiert (d. h. niedriger Widerstand),
hat der Ausgang einen relativ konstanten Strom, wie in dem Abschnitt
der Kurve 110, der mit 110B gekennzeichnet ist, dargestellt.
Die Lundell-Maschine für
Kraftfahrzeuge ist typischerweise mit beträchtlicher synchroner Impedanz
konstruiert, um dadurch den Widerstand zu dominieren und näher am Kurzschlusspunkt
zu arbeiten. Eine solche Maschine ist dadurch per se im Wesentlichen
selbst strombegrenzend.
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Auf Grund des Vorhandenseins der
synchronen Impedanz beeinflusst nicht nur der ohmsche Anteil der
Last den Ausgang einer Synchronmaschine, auch der reaktive Anteil
der Last kann den Ausgang beträchtlich beeinflussen.
Dies ist auch in 3B zu sehen.
Für rein
induktive Lasten, die an die Lichtmaschine angelegt werden, folgt
der Ausgang der Kurve 105 zwischen Leerlauf- und Kurzschluss-Bedingungen.
Für eine
komplexe ohmsche/induktive Last, die an die Lichtmaschine angelegt
wird, folgt der Ausgang einer Kurve zwischen den Kurven 105 und 110, zum
Beispiel Kurve 107. Zunehmend induktive Lasten tragen zur
Induktion der synchronen Impedanz der Lichtmaschine bei und reduzieren
den Ausgang. In ähnlicher
Weise folgt der Ausgang für
rein kapazitive Lasten, die an die Lichtmaschine gelegt werden, der
Kurve 115 zwischen Leerlauf- und Kurzschluss-Bedingungen.
Für eine
komplexe ohmsche/kapazitive Last, die an die Lichtmaschine gelegt wird,
folgt der Ausgang einer Kurve zwischen den Kurven 115 und 110,
zum Beispiel der Kurve 113. Zunehmend kapazitive Lasten
neigen dazu, die induktiven Auswirkungen der synchronen Impedanz
der Lichtmaschine aufzuheben und den Ausgang zu erhöhen.
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Da der Ausgang der Maschine durch
Verändern
des Blindwiderstandes der Last gesteuert werden kann, folgt daraus,
dass der Eingang in die Maschine mit dem selben Mechanismus verändert werden
kann. 3C zeigt die Beziehung
zwischen der Geschwindigkeit der Lichtmaschine und dem Eingangs-Drehmoment
für unterschiedliche
Leistungsabgaben der Lichtmaschine, alle bei einem konstanten Wirkungsgrad
der Maschine. Das Eingangs-Drehmoment "TQ",
das heißt,
die Drehmomentlast an dem Hilfsantriebssystem, welche den Motor
antriebsmäßig an die
Lichtmaschine koppelt, wird mit Vielfachen einer beliebigen Einheit
entlang der vertikalen Achse dargestellt, und die Geschwindigkeit
der Lichtmaschine "RPM" wird mit Vielfachen einer
beliebigen Einheit entlang der horizontalen Achse dargestellt. Sowohl
die horizontale als auch die vertikale Achse sind linear skaliert.
Es sind vier Kurven aufgetragen, welche ganzzahlige Vielfache einer
Einheit der Leistungsabgabe "P" darstellen und entspre chend
gekennzeichnet sind. Wie zu sehen ist, resultiert eine Reduktion
der Ausgangsleistung in einer im Wesentlichen proportionalen Reduktion
des Eingangs-Drehmoments. Da die Blindwiderstände selbst keine Energie verbrauchen,
verändert
die Veränderung
der Blindwiderstände,
die an den Ausgang der Lichtmaschine gelegt werden, das Eingangs-Drehmoment in Übereinstimmung
mit der Veränderung
in der Ausgangsleistung. Wegen der typischerweise großen Induktion
der Feldspule ist eine elektronische Veränderung des Blindwiderstandes der
Last, wie hierin dargestellt, viel schneller als eine Veränderung
des Feldstroms in einer typischen Lichtmaschine für Kraftfahrzeuge.
Wenn schnelle Veränderungen
der Leistungsabgabe oder des Eingangs gewünscht sind, wird dies wegen
seiner Geschwindigkeit und Effizienz zu einem attraktiven Verfahren. Da
hohe Motorbeschleunigungen ein Problem beim Antrieb hoher Trägheitslasten
(wie etwa einer Lichtmaschine für
Kraftfahrzeuge) durch einen Riemen sind, kann dieses Merkmal helfen,
die Drehmomentlasten, welche die Lichtmaschine für den Riemen unter solchen
Bedingungen darstellt, abzuschwächen. Da
zusätzlich
keine Leistung in den reaktiven Anteilen der Last verbraucht wird,
ist die Steuerung der vorliegenden Erfindung sogar noch attraktiver.
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Bisher war(en) die Laste(en), die
an die AC-Ausgänge
einer Lichtmaschine für
Kraftfahrzeuge gelegt wurde(n), ohmscher Art, was in einer Übereinstimmung
der Strom-/Spannungsphasen resultierte. In der Tat sind eigentliche
Fahrzeuglasten, welche Verbraucher der von der Lichtmaschine erzeugten Leistung
sind, überwiegend
DC-Lasten. In jedem Fall sind Fahrzeuglasten von den AC-Ausgängen der Lichtmaschine
durch die Gleichrichterbrücke
isoliert, wodurch jegliche reaktive Interaktion der Lichtmaschine
mit Fahrzeuglasten verhindert wird.
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In Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung werden der Brückengleichrichter 95 und
der variable Blindwiderstand 91 an die AC-Ausgangsklemme A,
B und C, gekoppelt, die als einzelne reaktive Lasten ZA, ZB und
ZC in Y-Konfiguration illustriert sind. Die reaktiven Werte von
ZA, ZB und ZC sind vorzugsweise äquivalent,
um so eine ausgeglichene Last an die Ausgangswicklung 10 zu
legen. Die Blindwiderstandswerte ZA, ZB und ZC sind in Übereinstimmung
mit einem Signal an der Leitung 93 steuerbar.
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Es ist nun erkennbar, dass es an
der AC-Ausgangsseite der Maschine eine komplexe Impedanz mit sowohl
reaktiven als auch ohmschen Komponenten einführt, wenn die Enden der Phasenwicklungen
A, B und C an die ausgeglichene reaktive Last 91 und den
Brückengleichrichter 95 gekoppelt werden.
Die komplexe Natur der Last, die an die Ausgangswicklung 10 gelegt
wird, kann daher in einer Strom-/Spannungs-Phasendifferenz von 90
Grad vorauseilend bis 90 Grad nacheilend resultieren. Wie in dem
Modell von 1 illustriert,
kann der Brückengleichrichter 95 die
Form eines herkömmlichen
Dioden-Brückengleichrichters
oder anderer wohl bekannter herkömmlicher
Gleichrichtungsmittel, wie etwa gesteuerter synchroner Gleichrichter,
annehmen.
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In 3A sind
nun allgemeine Beziehungen zwischen der Stromkapazität "I" einer herkömmlichen Lichtmaschine für Kraftfahrzeuge,
an welche Lasten mit verschiedenem reaktiven Gehalt angelegt sind,
gegen die Umdrehungsgeschwindigkeit der Lichtmaschine "RPM" aufgetragen. Jede
Achse ist linear, jedoch ohne Einheiten dargestellt, um die allgemeinen
Unterschiede in den Ausgangseigenschaften zu demonstrieren. Jede
Kurve entspricht Lasten mit verschiedenem reaktivem Gehalt, wie
von der AC-Seite
der Lichtmaschine aus gesehen. Die Kurve 100 typisiert
die Stromkapazitätseigenschaften
einer Lichtmaschine, an welche eine rein ohm sche Last über den
AC-Ausgang angelegt wird. Diese Kurve entspricht im Wesentlichen
herkömmlichen
Systemen für
Kraftfahrzeuge mit einem Dioden-Brückengleichrichter, der direkt
an die AC-Ausgänge
der Maschine gekoppelt ist, um die DC-Lasten des Fahrzeugs zu versorgen
und die Lasten in Bezug auf den AC zu isolieren. Die Kurve 101 typisiert
die Stromkapazitäts-Eigenschaften
einer Lichtmaschine, an welche eine komplexe Last über den
AC-Ausgang angelegt ist, und im Besonderen eine Last, die zu vorauseilenden
Ständerströmen führt. Zum
Teil kapazitive Impedanzen würden
in einer solchen Kurve resultieren. Wie zuvor erwähnt, resultiert
diese Art von reaktiver Last in einer Aufhebung des synchronen Blindwiderstandes
und in erhöhtem
Ausgang. Die Kurve 103 typisiert ebenso die Stromkapazitätseigenschaften
einer Lichtmaschine, an welche eine komplexe Last über den
AC-Ausgang angelegt ist, jedoch resultiert diese Last im Gegensatz
dazu in nacheilenden Ständerströmen. Auf
Grund der zusätzlichen
Auswirkungen eines induktiven Anteils der Last auf den synchronen
Blindwiderstand würden
zum Teil induktive Impedanzen in einer solchen Kurve resultieren.
Das Drehmoment, das der Drehung entgegengesetzt wirkt, folgt ähnlich geformten
Kurven, wobei die vertikale Achse der Stromkapazität durch
eine vertikale Drehmoment-Achse
ersetzt wurde.
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Unter Bezugnahme auf 2 wird eine Vorrichtung zur Ausführung der
Funktionen der vorliegenden Erfindung illustriert. Es ist einzusehen,
dass die Bezugszahlen, die zur Kennzeichnung von Merkmalen in 2 verwendet werden, und
die unter Bezugnahme auf andere Figuren verwendet wurden, hierin
gleiche Merkmale kennzeichnen. Ein elektrisches System für Fahrzeuge
besitzt einen Akkumulator 61, dessen positive Seite über den
Leiter 57 an den Leiter 56 angeschlossen ist,
und dessen negative Seite an Erde angeschlossen ist. Die Batterie 61 kann
ein 12 Volt-Akkumulator
für Kraftfahrzeuge sein.
Die Batterie 61 speist ferner ver schiedene andere elektrische
Kraftfahrzeug-Lasten 65 in dem Fahrzeug. Ein Schalter 60 zur
Steuerung der Stromführung
der elektrischen Fahrzeug-Lasten 65 ist dargestellt. Zusätzlich liefert
der Leiter 29 Strom an die Feldspule 13. Die Lichtmaschine 15 besitzt
eine dreiphasige Ständerwicklung 10 in
Y-Schaltung und entsprechende dreiphasige Ausgänge A, B und C. Der Felderregungsstrom
ist in der vorliegenden Ausführungsform
als in Übereinstimmung
mit dem pulsbreitenmodulierten (PBM) Feldeffekttransistor 24 gesteuert
dargestellt, welcher von dem Steuergerät 70 in Übereinstimmung
mit den durch dieses ausgeführten Programmanweisungen
ein PBM-Signal 25 zur Steuerung des Erregungsstroms empfängt. Das
Steuergerät 70 überwacht
die Systemspannung über
die Leitung 63 und schafft ein geeignetes PBM-Signal, um
die Systemspannung auf einem gewünschten
Niveau, typischerweise 14 Volt in einem 12 Volt-System für Kraftfahrzeuge, zu halten.
Das Steuergerät 70 überwacht
ferner den Drosselklappenstellungssensor TPS an der Leitung 23,
um zu bestimmen, wann eine Reduktion der Drehmomentlast auf den
Motor, wie hierin später
beschrieben, wünschenswert
ist. Zusätzlich
ist ein Temperatureingang Temp mit 26 gekennzeichnet und stellt
ein Maß für die Batterietemperatur
oder eine andere damit in Beziehung stehende Temperatur dar.
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Der dreiphasige Vollwellen-Brückengleichrichter 40 dieses
Systems besteht aus sechs gesteuerten Gleichrichtern 31–36,
die schematisch als Schalter dargestellt werden: Der Brückengleichrichter 40 besitzt
Wechselstrom-Eingangsklemmen 41, 42 bzw. 44, die
jeweils an die Ausgangswicklungen A, B bzw. C gekoppelt sind. In
einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst jeder der gesteuerten Gleichrichter einen Feldeffekttransistor
(FET),welcher, wenn an den selben eine Steuerspannung angelegt wird,
den FET in einen in zwei Richtungen stromleitenden Modus versetzt,
so lange die Steuerspannung an den selben angelegt bleibt. Der Leiter 37
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bildet die positive Gleichspannungs-Ausgangsleitung
für den
Brückengleichrichter 40,
wohingegen der Leiter 38 die negative Gleichspannungs-Ausgangsleitung für den Brückengleichrichter 40 bildet.
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Jeder der gesteuerten Gleichrichter 31–36 besitzt
dazu zugehörig
eine Steuerungsklemme, die auf ein Leitungssignal anspricht, um
die Leitung des jeweiligen gesteuerten Gleichrichters zu ermöglichen oder
zu blockieren. Jede Klemme entspricht dem Gate eines jeweiligen
FET in der vorliegenden Ausführungsform,
wobei die Kennzeichnung mit klein a, b und c, und a', b' und c' vereinbart ist.
Diese Gate-Kennzeichnungen entsprechen den gleichen Kennzeichnungen
der Ansteuerungsklemmen, die als sich vom Umrichter 86 der
Phasenregelkreissteuerung 80 erstreckend dargestellt sind.
Die Vereinbarung der Kleinbuchstaben und der Kleinbuchstaben mit
Hochstrich zeigt die relativen logischen Zustände der derart gekennzeichneten
Gates an. Wenn zum Beispiel "a" hoch ist und der
gesteuerte Gleichrichter 31 leitend ist, ist "a' " niedrig
und der gesteuerte Gleichrichter 34 ist nicht leitend.
Obere und untere Paare von gesteuerten Gleichrichtern (31, 34; 32, 35; 33, 36)
sind niemals gleichzeitig leitend, da ein solcher Zustand in unerwünschter
Weise die positive Klemme der Batterie 61 mit Erde kurzschließen würde.
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Die Phasenregelkreissteuerung (PLL) 80 ist zur
Steuerung des leitenden Zustandes und der Taktung der gesteuerten
Gleichrichter 31–36,
die den Brückengleichrichter 40 umfassen,
in Übereinstimmung
mit den von dem Steuergerät 70 ausgeführten Programmanweisungen.
Die PLL ist wirksam, um eine gewünschte
Phasendifferenz zwischen dem mehrphasigen Wicklungsstrom und der
Wicklungsspannung über
den gesamten Bereich der Arbeitsdrehzahlen des Rotors aufrecht zu
erhalten. Die PLL 80 umfasst einen wohl bekannten sechs
Stufen auf drei Phasen Umrichter 86 zur Erzeugung symmetrischer
Leitungssignale. Diese Leitungssignale entsprechen den Ansteuerungsklemmen
des Umrichters 86 und den Gates der Gleichrichterelemente 40, und
werden gemeinsam mit den selben Buchstabenkennzeichnungen a, b und
c sowie deren Ableitungen mit Hochstrich bezeichnet. Diese Signale
besitzen Frequenz- und Phasentrennungseigenschaften, die zu denjenigen
der mehrphasigen Wechselspannung äquivalent sind. In anderen,
besser zu der vorliegenden dreiphasigen Ausführungsform passenden Worten,
ist die Frequenz jedes Leitungssignales zu einer jeden Phasenspannung
der mehrphasigen Wechselspannung äquivalent, und die Leitungssignale
a, b und c sind durch 120° elektrisch
phasengetrennt. Jeder Leitungsignalausgang davon besitzt im Wesentlichen
eine Rechteck-Wellenform, die in geeigneter Weise für die Ansteuerung
des Gates an einem entsprechenden gesteuerten Gleichrichter aufbereitet wurde.
Die Frequenz eines jeden Leitungssignals wird wie erwähnt auf
die Frequenz der mehrphasigen Wechselspannung, die in der Ausgangswicklung
der Lichtmaschine erzeugt wird, gesteuert und ist zu dieser symmetrisch.
Das heißt,
jedes Leitungssignal ist für
eine Hälfte
der Periode hoch und für
eine Hälfte der
Periode niedrig. Der Umrichter 86 spricht auf einen Eingang
von dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 81 an, welcher
angesteuert wird, um bei einer Frequenz von sechsmal der einer beliebigen Phasenspannung
zu oszillieren und dadurch den Umrichter 86 mit einem geeigneten
Frequenzeingang zu dem selben versorgt, um die drei Leitungssignale
a, b und c zu erzeugen. Zu- sätzlich
zu den drei Leitungssignalen a, b und c werden durch den Umrichter 86 invertierte
Leitungssignale a',
b' und c' für eine Gesamtzahl
von sechs Ausgängen
aus dem selben erzeugt. Diese invertierten Leitungssignale sind ebenso
auf die selbe geeignete Weise aufbereitet, wie die nicht invertierten
Signale. Der Umrichter 86, einschließlich der Aufbereitung des
Leitungssignals darin, werden hierin nicht detailliert ausgeführt, da solche
Umrichter dem Fachmann im Allgemeinen wohl bekannt sind. Jedoch
umfasst ein solcher Umrichter typischerweise einen Zähler mit
sechs Zählstellen
und einen Kodierer, und er kann auch Signalaufbereiter wie Ladungspumpen
einschließen,
wo, wie in der vorliegenden Ausführungsform,
die gesteuerten Gleichrichter FETs umfassen.
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Der Phasenregelkreis 80 umfasst
ferner einen einphasigen Stromfühler 82 und
einen Eingang von dem selben an der Leitung 90. Der Stromfühlereingang 90 wird
verarbeitet, um den Nulldurchgangspunkt des Wechselstroms zu detektieren
und um die Wellenform am Detektor 89 des Nulldurchgangspunktes
im Wesentlichen rechteckig zu machen, um ein Stromphasensignal an
der Leitung 84 zu bilden. Ein gleichphasiger Wechselspannungs-Fühlereingang
an der Leitung 88 wird von dem geeigneten Leitungssignal-Ausgang
des Umrichters 86 aus Gründen der Effizienz des Schaltkreises
entnommen, obwohl auch separate Mittel zur Erfassung der Wechselspannung
diesen Eingang schaffen könnten.
Dieses Signal wurde bereits rechteckig gemacht und sorgt ohne weitere
Aufbereitung für
die notwendige Wechselspannungs-Phaseninformation. Das Stromphasensignal 84 und
das Spannungsphasensignal 88 werden daraufhin in der Phase
verglichen und ein Phasendifferenzsignal aus den selben erzeugt.
Die vorliegende Ausführungsform
erzeugt durch den Phase-gegen-Spannungs-Umrichter 87 eine
Spannung, die der Phasendifferenz zwischen den selben proportional
ist. Diese Spannung wird dann an dem Fehlerknoten 85 mit
der Spannung an der Leitung 27 summiert, welche die gewünschte Phasendifferenz darstellt,
wie in Übereinstimmung
mit den von dem Steuergerät
ausgeführten
Programmanweisungen festgelegt. Der Ausgang des Fehlerknotens 85,
das Phasenfehlersignal, wird in ein herkömmliches Kompensationsnetzwerk
eingegeben, um den gewünschten
Grad an Schleifenstabilität
zu schaffen, wie etwa durch herkömmliche
integrale und/oder Verstärkungsverarbeitung
des selben. Der Ausgang des Kompensationsnetzwerkes bildet den Spannungseingang
zu dem VCO 81, womit die PLL abgeschlossen ist.
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Es ist nun erkennbar, dass durch
Steuerung der Leitungstaktung der gesteuerten Gleichrichter in Bezug
auf die mehrphasige Wechselspannung die effektive Last, die an der
AC-Ausgangswicklung angelegt ist, verschiedene Grade des Blindwiderstandes
simulieren kann, wie in 1 modelliert.
Die Leitungstaktung der gesteuerten Gleichrichter, wie hierin verwendet,
bedeutet den Punkt im Zyklus der mehrphasigen Wechselspannung, an
welchem die Leitungssignale angelegt werden. Die zu diesem Zweck
verwendete Referenz sind die Nulldurchgangspunkte der mehrphasigen
Wechselspannung. Wo die gesteuerten Gleichrichter synchron gesteuert werden,
das heißt,
wo die Leitungssignale mit Nulldurchgängen der jeweiligen Phasen
der Wechselspannung zusammenfallen, ist die Last, die an die AC-Ausgangswicklung
gelegt wird, eine ohmsche und der Strom ist in Phase mit der Spannung.
Wenn jedoch die Leitungstaktung durch Vorauseilen oder Verzögern der
Leitungssignale a, b und c und der entsprechenden invertierten Signale
a', b' und c' relativ zu dem Nulldurchgang
geändert
wird, dann simuliert der Brückengleichrichter 40 eine
zum Teil reaktive Last, indem er die Spannung zurück an die
AC-Ausgangswicklung
in einer Weise analog zu der einer entweder kapazitiven oder induktiven
Last zurückgibt.
Wie vorhin beschrieben beeinflussen solche Lasten, die an die AC-Ausgangswicklung
gelegt werden, den Ausgang der Maschine und damit ihr Drehmoment,
was deren Steuerung durch Steuerung der Leitungstaktung des Brückengleichrichters 40 gestattet.
Die PLL 80 steuert die Leitungstaktung des Brückengleichrichters 40 um
die gewünschte Strom-/Spannungsphase
gemäß dem gewünschten Phasensignal 27 zu
bilden und aufrecht zu erhalten.
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In einer bevorzugten Betriebsart
des Systems, wie in 2 dargelegt,
führt die
vorliegende Erfindung die Spannungsregelung durch Steuerung des
Feldstroms durch. So lange die Ausgangskapazität der Lichtmaschine ausreichend
ist, um die aktiven Fahrzeuglasten, einschließlich der Fahrzeugbatterie,
zu versorgen, wird das PBM-Signal 25 verändert, um
den Feldstrom, der zur Aufrechterhaltung der Systemspannung bei
einem voreingestellten Niveau erforderlich ist, typischerweise 14
Volt, zu steuern. Um den Preis einer gewissen Wiederholung wird dies
durch das Steuergerät 70 erreicht,
welches die Systemspannung an Leitung 63 überwacht
und periodisch das PBM-Signal inkrementell einstellt, um die Systemspannung
bei 14 Volt zu bilden und aufrecht zu erhalten. Wenn das PBM-Signal einen Grenzwert erreicht,
so dass weitere Erhöhungen
des Feldstroms nicht durchführbar
sind, zum Beispiel ein Lastzyklus von 100 Prozent, kann die Phasensteuerung
so implementiert werden, dass der Ausgang der Lichtmaschine weiter
erhöht
wird. Um den Ausgang zu erhöhen,
ist es wünschenswert,
dass der Strom der Spannung vorauseilt und ein geeignetes gewünschtes
Phasensignal an der Leitung 27 durch das Steuergerät 70 erzeugt
wird. In der Praxis wird dieses Steuersignal periodisch inkrementell
eingestellt.
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Ein Fließdiagramm, welches Gruppen
von Programmschritten darstellt, die von dem Steuergerät 70 ausgeführt werden,
ist in 4 illustriert.
Das Steuergerät 70 ist
vorzugsweise ein Mikrocomputer mit ROM, RAM, Einund Ausgabe mit
A/D-Wandlung, Taktgeber und CPU. Es kann nur für die Ausführung der hierin beschriebenen
Funktionen vorgesehen sein, oder es kann die Programmschritte wie
hierin beschrieben als Teil eines viel größeren Satzes von Anweisungen
zur Ausführung
anderer Fahrzeugsteuerungsfunktionen, zum Beispiel Motor- und Getriebesteuerungen,
ausführen.
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Zu vorbestimmten Intervallen wird
ein Satz von Anweisungen beginnend mit Block 401 ausgeführt. Bei
Block 401 wird in Übereinstimmung
mit gewissen vorbestimmten Betriebsparametern des Fahrzeuges bestimmt,
ob eine Verringerung des Drehmoments wünschenswert ist. Eine Variable
mit zwei Zuständen
bzw. ein Flag "Tlim" wird überprüft, um festzustellen,
ob sie/es hoch bzw. gesetzt ist, was anzeigt, dass eine umgehende
Verringerung der von der Lichtmaschine auf den Fahrzeugmotor ausgeübten Drehmomentlast
wünschenswert
ist. Zum Beispiel könnte
ein solcher Betriebsparameter die Rate der positiven Veränderung
der Drosselklappenstellung sein, wie sie in herkömmlicher Weise für verschiedene
Motorsteuerungsfunktionen berechnet wird. Das heißt, eine
hohe Veränderungsrate
in der Anwendung der Drosselklappe kann den Wunsch des Fahrzeugbedieners
nach einer starken Beschleunigung des Fahrzeuges anzeigen. Durch
Verringern der Drehmomentlast der Lichtmaschine auf den Motor während der
Beschleunigung kann die Beschleunigungsleistung des Fahrzeuges verbessert und
die Wahrscheinlichkeit eines Durchrutschens des Hilfsantriebsriemens
minimiert werden.
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Die vorliegende Erfindung führt nach
einem Befehl im Wesentlichen sofort zu Verringerungen des Drehmoments,
wohingegen bekannte Alternativen, wie etwa Verringern des Feldstroms,
unannehmbar hohe Ansprechzeiten aufweisen, die zu den Abbaueigenschaften
des Feldstrom zugehörig
sind. Die vorliegende Erfindung leidet nicht unter den selben Verzögerungseinschränkungen,
die mit dem Abbau des Feldstroms verbunden sind. Angenommen, eine
sofortige Verringerung des Drehmoments ist wünschenswert, wird der Block 401 positiv
beantwortet und die durch den Block 403 dargestellten Programmschritte
werden ausgeführt.
Hier ist das gewünschte
Phasensignar "PFCOM" auf einen vorbestimmten
Wert "PFTRQ" eingestellt. PFTRQ
ist wahrscheinlich ein Wert, der eine Strom-/Spannungs-Phasendifferenz
zwischen null und 90 Grad nacheilend darstellt.
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Zusätzlich ist auch das PBM-Signal "FPWM" auf einen vorbestimmten
Wert eingestellt, in der vorliegenden Ausführungsform Null. Während in
diesem Beispiel die Kombination aus Verringerungen von sowohl den
PFCOM- als auch den FPWM-Signalen auf gewünschte Werte herunter gestuft
wird, ist einzusehen, dass andere Schemata und Kombinationen für die Verringerung,
zum Beispiel Verringerungen mit gesteuerter Rate, vollständig mit
einbezogen sind. An diesem Punkt wird die Routine verlassen.
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Wenn alternativ angenommen wird,
dass eine sofortige Verringerung des Drehmoments nicht wünschenswert
ist, wird der Block 401 negativ beantwortet und die durch
den Block 405 dargestellten Programmschritte werden ausgeführt, in
welchen die Systemspannung "Vs" mit einem ersten
vorbestimmten Sollwert für
die Spannungsregelung "V1" verglichen wird,
oberhalb dessen eine übermäßige Systemspannung
angezeigt wird. V 1 kann natürlich
in Übereinstimmung
mit wohl bekannten von der Batterietemperatur abhängigen Aufladungsakzeptanzeigenschaften
indiziert oder versetzt werden. Wo Vs V 1 übersteigt, wird der Block 407 erreicht
und eine Überprüfung wird
an dem gewünschten
Phasensignal PFCOM durchgeführt.
Wo das Signal positiv ist, bewirkt die PLL vorauseilende Ströme, was
höhere Spannungen
fördert.
PFCOM wird nur dort positiv gebildet, wo der maximale Feldstrom
wie durch FPWM festgelegt sich als ungeeignet erwiesen hat, um die Systemspannung
zu dem gewünschten
Sollwert V 1 zu steuern, wie aus der Beschreibung der Schritte 413– 25 klar
wird. Vorauseilende Ströme
(PFCOM positiv) stellen natürlich
einen unerwünschten
Steuerungszustand dar, wo, wie in der vorliegenden Verzweigung des
Fließdiagramms,
die Systemspannung Vs bereits den Sollwert V 1 überschritten hat. Daher geht
die Verarbeitung auf die Schritte über, die durch den Block 411 dargestellt
werden, wo ein positiver PFCOM an dem Block 407 existiert,
um PFCOM zu dekrementieren. Dies ist auch mit dem bevorzugten Betrieb
konsistent, bei welchem die Ausgangsspannung zuerst über die
Feldstromsteuerung und danach über
die Phasensteuerung erhöht
wird, worauf dann folgt, dass die Ausgangsspannung zuerst durch Verringern
jeglicher Phasentrennung mit vorauseilendem Strom, die existieren
könnte,
und danach über
die Feldstromsteuerung verringert wird. Danach wird die Routine
verlassen.
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Unter der Annahme, dass Vs V 1 übersteigt und
PFCOM nicht positiv ist, übergibt
der Block 407 dann die Steuerung an die Schritte, die durch
den Block 409 dargestellt werden, an welchem das PBM-Signal
FPWM dekrementiert wird, um den Feldstrom und damit Vs zu verringern.
Die Routine wird dann verlassen.
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Eine Systemspannung Vs, die den Sollwert
V 1 nicht übersteigt,
resultiert in der Ausführung
der Schritte, die durch den Block 413 dargestellt sind,
an welchem eine Überprüfung des
PBM-Signals FPWM durchgeführt
wird. Wenn ein kalibriertes maximales FPWM noch nicht erreicht worden
ist, zum Beispiel 100 Prozent Lastzyklus, wird der Block 415 erreicht, an
welchem FPWM inkrementiert wird, um den Feldstrom und damit Vs zu
erhöhen.
Zusätzlich
wird das gewünschte
Phasensignal PFCOM bei Block 415 auf Null gesetzt, was
mit der Priorität
der Ausgangssteuerung, zuerst Feldstromeinstellungen und zweitens Phaseneinstellungen,
konsistent ist. Auch entfernt das Nullsetzen von PFCOM an diesem
Punkt in der Routine jegliche Einstellung der Drehmomentverringerung,
die bei dem Block 403 während
früherer Steuerungsschleifen
gebildet worden sein könnte. Die
Routine wird dann verlassen.
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In dem Fall, wo die Systemspannung
Vs geringer ist als der Sollwert V1, und das PBM-Signal FPWM an
seinem maximalen Wert ist, kann die Phasensteuerung geeignet sein.
Diese Situation resultiert in der Ausfüh rung der Schritte, die durch
die Blöcke 417–425 dargestellt
werden. Beginnend mit Block 417 wird die Systemspannung
gegen eine zweite Sollwert-Spannung V2 von geringerer Größe als Sollwert
V 1 geprüft.
Die Differenz zwischen den zwei Spannungssollwerten V 1 und V2 stellt
eine Totzone dar, in welcher die Phasensteuerung nicht implementiert
wird, um den Ausgang der Lichtmaschine zu erhöhen.
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Wo zum Beispiel Vs nicht geringer
ist als der Sollwert V2, wird der Block 421 erreicht, an
welchem das gewünschte
Phasensignal PFCOM überprüft wird.
Wo PFCOM nicht positiv ist und daher keine Phasendifferenz gesteuert
wird, erhält
die Routine Stromeinstellungen aufrecht, indem keine anderen Maßnahmen
außer
dem Verlassen der Routine gesetzt werden. Wo jedoch PFCOM positiv
ist und ein gewisser Grad an Phasensteuerung aktiv ist, zeigt der
Block 423 die Ausführung
von Schritten, die PFCOM dekrementieren. Natürlich wird PFCOM, wenn die
Systemspannung zwischen V 1 und V2 bleibt, schließlich auf
Null dekrementieren und daraufhin gleich bleiben.
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Nachdem der Feldstrom maximiert worden ist,
und die Systemspannung Vs unter dem zweiten Sollwert V2 liegt, werden
die Blöcke 419 und 425 erreicht.
Wenn PFCOM noch keinen vorbestimmten Maximalwert erreicht hat, dann
sorgt der Block 425 für
die Inkrementierung des selben, um den Ausgang der Lichtmaschine
zu erhöhen.
Ein einmal erreichter maximaler PFCOM resultiert in einer Umgehung
weiterer Erhöhungen
des selben und in dem Verlassen der Routine. Das maximale Ausmaß des Vorauseilens
von Strom in Bezug auf die Spannung variiert von System zu System;
die Erfahrung des Erfinders zeigt jedoch, dass der Begrenzungsfaktor
wahrscheinlich das Rutschen des Hilfsriemens auf Grund der wesentlich
größeren Drehmomente
ist, die auf den selben durch die so gesteuerte Lichtmaschine ausgeübt werden.
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Während
die Erfindung in Bezug auf eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde,
ist es einzusehen, dass dem Fachmann verschiedene Abwandlungen und
alternative Ausführungsformen
offensichtlich sein werden und daher der Schutzbereich der Erfindung
solche Abwandlungen und alternative Ausführungsformen in Übereinstimmung
mit den folgenden Ansprüchen
einschließt.