JPH08223132A - ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式 - Google Patents
ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式Info
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- JPH08223132A JPH08223132A JP7026450A JP2645095A JPH08223132A JP H08223132 A JPH08223132 A JP H08223132A JP 7026450 A JP7026450 A JP 7026450A JP 2645095 A JP2645095 A JP 2645095A JP H08223132 A JPH08223132 A JP H08223132A
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Abstract
プリングタイミングの周期を、送信側のそれに精度よく
一致させ速やかな同期を得る。 【構成】RFフロントエンド12、周波数変換器13、
周波数変換用局部発信器14、A/D変換器16、サン
プリングタイミング発生器17、スイッチ18a,18
b,乗算器19、窓関数発生器20、高速フ−リエ変換
器22、相関器23、送信周波数パタ−ン発生器24、
周波数インデックス推定器26、δi推定器、Δi推定器
28、平均器29a,29b等からなるディジタル伝送
信号用の受信器であって、速やかに受信器側における周
波数変換器用局部発信周波数と、サンプリングタイミン
グの周期を、送信側のそれに精度よく一致させる。
Description
らびにディジタル伝送信号の受信器に係り、特に、互い
に直交する複数本の周波数を用いる直交周波数多重方式
(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
により信号を伝送するのに好適な、ディジタル伝送方式
ならびに、ディジタル伝送信号の受信器に関する。
に、マルチパスに対して頑強であり、移動体受信を狙っ
た音声や映像のディジタル放送の分野などに利用されつ
つある。たとえば、音声放送への利用については、アイ
・イ−・イ−・イ− トランザクション オン コンス
−マ− エレクトロニクス:第38巻、3号(1989
年3月)493頁〜503頁(IEEE Transactions on Co
nsumer Electronics Vol. 35 No.3 493P- 503P, 1989)
に報告されている。
C)については、例えば、アイ・イ−・イ−・イ− ト
ランザクション オン コミュニケ−ションズ:第42
巻、10号(1994年10月)2908頁〜2914頁(I
EEE Transactions on Communications, Vol. 42 No.10
2908P- 2914P, 1994)に報告されている。
号を伝送する場合、受信器側にて伝送信号を正確に復調
するためには、送信側と受信器側での周波数変換用発信
器の発信周波数と、送信側と受信器側でのサンプリング
タイミングの周期を精度良く一致させ、この同期をとら
なければならないという第1の課題がある。
信器側にて等化しなければならないという第2の課題も
ある。
るために、本発明のディジタル伝送信号の受信器では、
OFDM信号のN本の周波数のうち、周波数インデック
スとしてki,i=0,1,...P(P≧1)を有する
ところの少なくとも2本以上の周波数により、一定時間
間隔でパイロット信号が送信される場合に、少なくと
も、次の(1)から(5)に示される手段を具備する。
びに、周波数変換用局部発信器の周波数同期の捕捉がな
されていない状態において、該パイロット信号の受信信
号に、矩形を含む適当な窓関数を乗じての離散フ−リエ
変換の出力と、該パイロット信号の周波数パタ−ンと
の、相互相関を周波数領域にて計算し、該受信復調信号
の周波数と該パイロット信号の本来あるべき周波数との
大まかな周波数ずれを検出する手段と、(2)前記同期
捕捉がなされていない状態での、該パイロット信号の受
信信号にハニング窓などの適当な窓関数を乗じたうえに
離散フ−リエ変換をすることで、パイロット信号に含ま
れる周波数インデックスkiの各々の周波数に対応す
る,受信器での離散フ−リエ変換後の推定インデックス
ki’を求める手段と、(3)各i=0,...,P−
1と適当なl≧1に対し、ki,ki+l,ki’,ki+l’
を用いて、送信器と受信器のサンプリングタイミング周
期のずれδiを δi=(ki+l’−ki’)/(ki+l−ki)−1、 により、また、送信器と受信器の周波数変換用発信周波
数の周波数インデックスずれΔkiを Δki=(ki’ki+l−ki+l’ki)/(ki+l’−ki’) により推定する手段と、(4)所要のサンプリングタイ
ミングの周期ずれδ,送信器と受信器の周波数変換用発
信周波数の周波数インデックスのずれΔkの値を、これ
らのサンプリングタイミング周期のずれδi、ならび
に、周波数変換用発信周波数の周波数ずれΔkiの平均
値として求める手段と、(5)サンプリングタイミング
の周期ずれδ、周波数ずれΔkが0となるように、受信
器のサンプリングタイミングの周期ならびに、受信器の
周波数変換用局部発信器の周波数を制御する方式によ
り、サンプリングタイミング周期の同期ならびに周波数
変換用局部発信器の周波数同期をとる手段を備える。
うために、本発明では、上記(1)に記載されている大
まかな周波数ずれを検出する手段において、前記同期捕
捉がなされていない状態での、該パイロット信号の受信
信号の適当な窓関数下における離散フ−リエ変換の出力
と、前記パイロット信号による周波数パタ−ンとの、相
互相関を、受信器の離散フ−リエ変換における周波数の
刻み間隔で計算する。
ために、上記(3)に記載されている送信器と受信器の
サンプリングタイミングずれδi、および周波数変換用
発信周波数の周波数インデックスずれΔkiを求める手
段において、送信周波数ki+lに対応するki+l’が受信
器側にて推定できない場合に、別のlを選択してδiお
よびΔkiを計算する。
受信器側にて推定できない場合に、それを用いて計算す
るδiおよびΔkiは計算せず、この計算しなかったδi
およびΔkiについては、上記(4)に記載されている
それぞれの平均値δおよびΔkを求める操作から除外す
る。
明のディジタル伝送信号の受信器では、少なくとも、次
の操作を実現する手段を具備する。
での、該パイロット信号の受信信号にハニング窓などの
適当な窓関数を乗じたうえで離散フ−リエ変換をするこ
とで、パイロット信号の各々の周波数インデックス
ki,i=0,...,P、に対応する受信シンボル値
を推定する手段。
前記パイロット信号の送信シンボル値を用いて、各周波
数インデックスkiにおける伝送路特性を求める手段。
ット信号として送信されなかった周波数インデックスに
対する伝送路特性を補間により求めて、全ての送信周波
数での伝達特性を求める手段。
散フ−リエ変換することで、サンプリングタイミングの
フェ−ズのずれを求める手段。そして、少なくとも、い
ま求めたサンプリングタイミングのフェ−ズずれを用い
て、前記パイロット信号の次から送信される伝送信号の
サンプリングタイミングのフェ−ズずれを補正するか、
あるいは、伝送路特性を用いて、前記パイロット信号の
次に送信される伝送信号の等化を行うか、または、この
両者を行う手段。
明のディジタル伝送方式では、OFDM信号のN本の周
波数のうち、周波数インデックスとしてki,i=0,
1,...P(N>P≧1)を有するところの少なくと
も2本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロット
信号が送信される場合に、少なくとも、パイロット信号
の周波数配置をPN系列(疑似ランダム系列)を用い
て、配置する。
明のディジタル伝送方式では、前記パイロット信号のそ
れぞれの周波数インデックスの間隔が互いに4以上離れ
ており、かつ、V(i)をその値が、0か1、あるいは
±1をとるM系列やバ−カ−コ−ドなどのPN系列とし
て、該パイロット信号に用いられる周波数の周波数イン
デックスの値が ki=iS+V(i)+定数,i=0,...,P, S≧5 を満足するように設定する。
明のディジタル伝送方式では、パイロット信号のそれぞ
れの周波数インデックスの間隔が互いに4以上離れてお
り、かつ、V(i)をその値が、0か1をとるM系列や
バ−カ−コ−ドなどのPN系列として、該パイロット信
号に用いられる周波数の周波数インデックスの値を、V
(i)=1となるiS、S≧4をもちいて、iS+(定
数)のみとする。
のディジタル伝送方式では、パイロット信号伝送用のブ
ロックシンボル時間を、他の情報伝送に用いるブロック
シンボル時間より長く、かつ他の情報伝送に用いるブロ
ックシンボル時間の2倍より短くする。
の基本作用について述べる。
は、基本サンプリングタイミングTにて逆離散フ−リエ
変換にて変調された後、高周波に周波数変換される。こ
のとき、隣あう周波数の間隔は1/(NT)であり、送
信されるN本の周波数は、送信側での周波数変換器の周
波数にk/(NT)を加えたものとなる。ここでは、簡
単のために整数kを周波数インデックス、あるいは単に
周波数と呼ぶことにする。
に周波数変換された後、受信側でのサンプリングタイミ
ングにてサンプリングされ、離散フ−リエ変換にて復調
される。
れがΔk/(NT)であり、送信側と受信側のサンプリ
ングタイミングの周期ずれがδであると、受信器側で
の、サンプリング後の信号の周波数は、k’=(k+Δ
k)・(1+δ)となって観測される。すなわち、受信
側でのサンプリング後の受信信号の周波数インデックス
k’はδとΔkに依存する。
0,...P(P≧1)がパイロット信号として送られ
る場合、各ki如何なるki’にて受信側で観測されるを
求めることによって、Δkとδの値が分かり、それを補
正することができる。
数は大きくずれる場合が有り、kiとki’との差は1以
上の場合も充分有りうる。従って、受信器側にて、周波
数インデックスki付近の再生信号が、本来周波数イン
デックスkiで送信されたものとは限らない。
波数パタ−ンと、受信器側での離散フ−リエ変換出力と
の相互相関を計算し、大まかな周波数ずれを検出してお
く。この相関の計算は、受信器側での周波数インデック
ス刻み毎で充分である。この操作により、受信側での離
散フ−リエ変換出力のうち、どの信号が、送信周波数の
各kiに対応するかが判明する。
換を行う際に、受信信号にハニング関数などの適当な窓
関数を乗じておいても良い。
数kiに対応する、受信側での周波数インデックスki’
を精度良く推定する。ハニング窓によるFFTによりこ
れが実現できることが知られている。
≧1)をパイロット信号として伝送すれば、Δkとδを δ=(ki+l’−ki’)/(ki+l−ki)−1、 Δk=(ki’ki+l−ki+l’ki)/(ki+l’−
ki’) により求めることが出来き、複数本の周波数を伝送した
場合には、それぞれのiに対応して、複数のδiとΔki
が求まる。
均して、所要のδ、Δkとし、これらの値がともに0と
なるように、受信器におけるサンプリングタイミング周
期と、周波数変換器における発信周波数を制御し、同期
を捕捉できる。
シンボルを求め、この値を送信されたシンボル値で除算
することで、周波数kiにおける基本的な伝送特性が分
かる。送信されなかった周波数に対する伝送特性は、送
信されところの周波数伝送特性を補間することにより求
めることができる。この周波数特性を逆離散フ−リエ変
換することで、インパルス応答の時間波形が求まり、こ
れからサンプリングタイミングのフェ−ズずれもわか
る。これらの伝送特性やサンプリングタイミングのフェ
−ズずれを補正し、正しい受信信号を得ることができ
る。
作用について述べる。
ンと、受信信号の離散フ−リエ変換との相互相関をとる
場合、出来るだけ相関ピ−クが鋭く大きいものが望まし
い。これは、雑音が有る場合、誤ったパタ−ンを選んで
しまう恐れが有るからである。そこで、本発明では、そ
の周波数配置にM系列やバ−カ−コ−ドに代表されるP
N系列を用い、その性質を利用して、大まかな周波数ず
れを検出する際に誤りにくくすることができる。
のディジタル伝送信号の受信器のブロック図である。本
受信器1は、11で示されるアンテナ、12で示される
ところの、高周波増幅器やチャンネルセレクタからなる
RFフロントエンド、14で示される周波数変換用局部
発信器、13で示される周波数変換器、15で示される
低域通過フィルタ、16で示されるA/D変換器、17
で示されるサンプリングタイミング発生器、18a,1
8bで示される同時に切替られるところのスイッチ、1
9で示される乗算器、20で示される窓関数発生器、2
1で示される直並列変換器、22で示される高速フ−リ
エ変換器、25で示される並直列変換器、30で示され
るδおよびΔk推定器で構成される。
示される相関器、24で示される送信周波数パタ−ン発
生器、26で示される周波数インデックス推定器、27
で示されるδi計算器、28で示されるΔki計算器、2
9a,29bで示される平均器からなる。
る送信信号のフォ−マットを持つものとする。即ち、伝
送される信号は100で示される伝送フレ−ムから構成
される。図2において、1つの箱は1つのOFDMブロ
ックシンボルを示しており、1伝送フレ−ムが複数のO
FDMブッロクシンボルからなる。その1番目は101
で示される無変調のヌルシンボルであり、それに続く2
番目のOFDMブロックシンボルは102で示されるパ
イロットシンボルであるとする。このパイロット信号
は、少なくとも、2本以上の周波数(サブチャネル)か
らなるとする。103は、情報伝送シンボルである。
1では、受信信号の振幅値を観測することにより、この
パイロット信号の開始時刻をつかみ、パイロット信号を
検出することができる。また、伝送フレ−ム中にヌルシ
ンボルが無い場合でも、パイロットシンボルと、他の情
報伝送シンボルの受信レベルに有る程度差があれば、パ
イロットシンボル信号の開始時刻が分かる。
ックシンボルの等価低域信号は、 と書ける。ここで、fk=k/NTで,Nは全サブキャ
リアの数、Tは送信側のサンプリングタイミング周期で
あり、Xkは周波数kの伝送シンボル値、パイロットシ
ンボル以外のOFDMブロックシンボルに対し、 とする。ただし、パイロット信号に限り、g(t)の代
わりにgp(t) gp(t)= 1, −Tg≦t<(N+Na)T ...(3) 0、 その他 を用いるとする。ここで、Naは適切に選ばれた正の整
数であり、 0<Na≦N とする。
考えられる。このパスの数をMとすると、その等価低域
帯域のインパルス応答h(τ)は とモデル化できる。ここではhmとして、少なくとも1
OFDMブロックシンボル分の時間は一定である伝送路
を対象とする。また、インパルス応答の遅延時間mTは
Tg=NgTよりも短いとし、次のOFDMブロックシン
ボルとの干渉は生じないものとする。
テナ11へ到来するパイロット信号の等価低域信号は
RFフロントエンド12により高周波増幅、チャネル選
択され、IF信号として出力される。このIF信号は、
周波数変換器13、周波数変換用発信器14、ならび
に、所要の信号のみ通過させる低域通過フィルタ15に
より、複素低域信号に変換される。
れていない場合、送信システム側の周波数変換用局部発
信器の発信周波数と受信器1のそれとの差exp(jφ
+j2πΔft)により z(t)=y(t)・exp(jφ+j2πΔft) =y(t)・exp{jφ+j2πΔk/(NT)t} ...(6) となる。ここで、Δfは送受信システム間の周波数ず
れ、jφは位相ずれである。また、ΔkはΔfに対応す
る周波数ずれを、1/(NT)を単位とする周波数イン
デックスにて表したものである。
り、サンプリングされる。タイミング同期が捕捉されて
いない場合、サンプリングタイミングは受信器1では t=(1+δ)nT+τ ...(7) となる。ここで、δはタイミングの周期ずれであり、τ
は時刻t=0におけるサンプリングフェ−ズのずれであ
る。
た信号znは
答である。ここでは、前述のNaが予め適切に決められ
ており、n=0,...,N−1に対してg(n(1+
δ)T+τ)=1が成立しているとする。NaとしてN
>Na≧1を満足するように選んでおけば、一般に充分
である。
インデックスがk=kiとして送信されたパイロット信
号のサブキャリアは、受信器1側で ki’=(ki+Δk)(1+δ) ...(10) となって観測されることがわかる。
により推定される。以下にこの動作について詳しく説明
する。
り充分小さいと考えられるが、周波数変換用局部発信器
の周波数ずれΔkは1より大きくなる場合がある。この
ため、パイロット信号として送信した周波数の近傍にそ
の信号を検出できないことがある。従って、受信信号の
周波数成分がどの送信周波数に対応するかを見定めなけ
ればならない。
密な値を計算する前に、大まかな値を求める操作を行
う。
信するときには、スイッチ18a,18bを19で示さ
れる乗算器側に接続し、窓関数発生器20で発生される
窓関数を乗じる。(なお、スイッチ18a,18bは情
報伝送シンボルを受信する際には、直結側へ接続され
る。)ここでは、ki’推定への簡便性から、窓関数と
して bn=1−cos(2πn/N) ...(11) なるハニング窓関数を用いる。
変換器21へ入力され、その出力は高速フ−リエ変換器
22にてその離散フ−リエ変換Gk,k=0,...,
N−1が求められる。
kの絶対値|Gk|は、周波数インデッテクス(ki+Δ
k)(1+δ)近傍にその極大値を持つ。この周波数イ
ンデックスは、適当な整数Kiと−1/2≦εi<1/2
を用いると、 (ki+Δk)(1+δ)=Ki+εi ...(12) と記述することができ、従って、パイロット信号の離散
フ−リエ変換出力Gkは、その出力絶対値のピ−クをk
=Kiの周波数インデックスにもつことになる。
ンをw(i),i=0,...,N−1を w(i)= 1,(Xi≠0となるiに対して) ...(13) 0,(Xi=0となるiに対して) で定義し、このパタ−ンを送信周波数パタ−ン発生器2
4内にあるメモリに記憶しておく。
−リエ変換器23との相関をとり、 となるdを求めたとき、この最大値を与えるdがΔkの
整数部分を与えることになる。このΔkの大まかな推定
値は、周波数インデックス推定器26などへ渡される。
れる周波数ずれΔkの最大値内でのみ探索すれば良く、
その刻みも周波数インデックスの整数単位でよい。
てその出力を高速フ−リエ変換したが、相関を求める際
に、窓関数を乗ぜず、直接高速フ−リエ変換することも
可能である。
フ−リエ変換出力Giならびに、上述したΔkの大まか
な値を用いて、Δkiならびにδiを計算する。この操作
は、図1の周波数インデックス推定器26、δi計算器
27、およびΔki計算器28により行われる。
で、受信信号の各周波数成分がどの送信周波数に対応す
るのかは容易に判明する。
波数インデックス推定器26にて行われるが、これは、
例えば、電子通信学会論文誌;Vol.J70−A,N
o.5(1987年5月)798〜503頁に記載され
ている方法により容易に実現できる。
インデックスkiとki+lをパイロット信号として送信
し、その受信側での推定周波数をki+l’、ki’とする
と、Δkおよび、δについて、 δ=(ki+l’−ki’)/(ki+l−ki)−1 ...(15) Δk=(ki’ki+l−ki+l’ki)/(ki+l’−ki’) ...(16) により求めることができる。
送信した場合は、例えば、適当にlを選び、各ki+l’
とki’,i=0,...,P−1の組に対して、 δi=(ki+l’−ki’)/(ki+ll−ki)−1 ...(15’) Δki=(ki’ki+l−ki+l’ki)/(ki+l’−ki’) ...(16’) を求めることができる。この操作が、δi計算器27、
およびΔki計算器28により行われる。
を含み、周波数の推定値は誤差を含む。そこで、求めた
平均値δiならびにΔkiをiについて平均器29a,2
9bにて平均し、その平均値 を所要のδならびにΔkとする。
て所要のki+l’が、雑音等により検出できないとき
は、別のlを選択して計算を行う。また、所要のki’
が検出できないときには、そのiについてはδiとΔki
の計算を行わず、また、平均操作からも除外する。
のδが0となるように、そのタイミング周期を制御し、
また、周波数変換用局部発信器14は、Δkが0となる
ように、その発信周波数を制御し、サンプリングタイミ
ングの周期ならびに周波数変換用局部発信器の周波数の
同期を捕捉する。
のディジタル伝送信号の受信器のブロック図である。図
1で示される受信器1に、更に、50で示される受信シ
ンボル推定器、51で示される伝達特性計算器、52で
示される送信シンボル発生器、53で示される補間器、
54で示される逆高速フ−リエ変換器、55で示される
サンプリングフェ−ズずれ計算器、56で示される補正
値計算器と57で示される等化器を加えてなるものであ
る。
プリングタイミングの周期ならびに周波数変換用局部発
信器の周波数の同期を捕捉する動作に加え、伝送路で発
生する歪の等化を行うものである。
のために、サンプリングタイミングのフェ−ズのずれを
τ=sTとする。式(8)よりサンプリングされた信号
は
2によりFFTした信号を受信シンボル推定器50に入
力し、送信されたk=ki,i=0,...,Pに対し Ck≡exp{j(φ+2πsΔk/N)}Xk・Hk・exp(j2πks) ...(20) を求める。
いるXkを用いて、伝達特性計算器51にて、各kiに対
して Vk≡Ck/Xk ...(21) を求める。
については、Vkの値を用いて、補間器53にて補間を
し、 Uk=Vk, k=ki,i=0,...,P ...(22) 補間値、その他のkとする。
逆離散フ−リエ変換し、その時間領域信号として を得る。ここでδ(・)はデルタ関数である。
は、unの絶対値|un|をnについて調べ、一連の応答
の立上りをサンプリングの開始をすべき時刻とみなし、
これをもってサンプリングフェ−ズのずれsとする。
て、サンプリングタイミング発生器を制御する。
ックスkの信号に対して exp{j2πs(Δk+k)/N)/Uk ...(24) を受信した情報伝送シンボルに乗じて、伝送路で生じた
歪を等化する。
送方式で用いるパイロット信号の周波数パタ−ンの一例
を示す説明図である。
数インデックスであり、信号を送信する周波数を示して
いる。
では、信号を送信する周波数を ki=i・S+V0・V(i)+(定数), i=0,...,P ...(25) とする。ここで、S,V0は自然数の定数であり、S≧
5,V0≦S−4を満足するものとする。また、V
(i)はM系列(最長系列)やバ−カ−コ−ドなどのP
N(疑似ランダム)系列であり、0または1(あるいは
0または−1)をとるものとする。
数インデックスは、基本的な間隔Sを持つが、周波数間
隔は、Sであったり、S+V0であったりする。
波数の数は13)、V(i)として長さ13のバ−カ−
コ−ド 0101001100000 を用いる。
32,(定数)=128と設定する。このとき、i=
1,3,6,7に対してV(i)=1となり、それ以外
のi=0,2,4,5,8,9,10,11,12に対
してはV(i)=0となる。従って、パイロット信号と
して、送信される周波数インデックスは k=128、224、256、352、384、44
8、554、608、640、704、768、83
2、896 なる13本となる。
た場合、パイロット信号として送信される周波数インデ
ックスは, k=128,208,256,336,384,44
8,528,592,640,704,768,83
2,896 となる。
数配置によると、例えば、先の実施例1で示したよう
な、相関により、送信信号の周波数と受信信号の周波数
との対応を求める場合に、等間隔で周波数を並べた場合
(全てのiに対してV0=0)に比べ、その対応関係を
より正確なものとすることができる。これは、次のよう
に説明される。
関は基本間隔S毎に大きなピ−ク値を持ち、雑音がある
程度大きくなると、送信周波数と受信周波数の差を、S
の整数倍だけ誤る可能性が大きくなる。
性から、本発明の送信パイロット信号の場合は周波数間
隔が等間隔ではなく、その相関値は、ずれが無い場合の
み大きく、それ以外では充分に小さいという性質を示
す。従って、雑音が大きくなっても送信信号の周波数と
受信信号の周波数との対応付けを誤りにくくすることが
できる。
カ−コ−ドなどのPN系列を用い、式(25)で示され
る周波数配置を用いるパイロット信号を利用すれば、受
信システム側にて、周波数変換用発信器の周波数、なら
びに、サンプリングタイミングの周期の同期をより精度
良く、捕捉することができる。
イロット信号では、信号を送信する周波数を,PN系列
V(i)が1となる ki=i・S+(定数), i=0,...,P1−1 ...(26) で与えられる周波数インデックスのみとする。ここで、
Sは4以上の自然数の定数であり、P1はPN系列の長
さで、Pとは別の数である。実際に送信される周波数の
数は、PN系列V(i)の1となる周波数の数であり、
V(i)としてM系列(最長系列)を用いた場合、系列
長の約半分(P1/2)となる。
M系列とする。長さ31のM系列は幾つかあるが、例え
ば 1111100110100100001010111
011000 がそのひとつである。すなわち、V(i)=1となるi
は i=0,1,2,3,4,7,8,10,13,18,
20,22,23,24,26,27 の16点である。
=31とすると、パイロット信号として送信される周波
数インデックスは k=31,63,95,127,159,255,28
7,351,447,607,671,735,76
7,799,863,895 である。
の実施例1で示したような、相関により、送信信号の周
波数と受信信号の周波数との対応を求める場合には、等
間隔で周波数を並べた場合(全てのiについて周波数を
送信する場合)に比べ、その対応関係をより正確なもの
とすることができる。この理由は、先の実施例2で述べ
たのと同様である。
列などのPN系列を用い、式(26)で示されるような
周波数配置を用いるパイロット信号を利用すれば、受信
システム側にて、周波数変換用発信器の周波数、ならび
に、サンプリングタイミングの周期の同期をより精度良
く、捕捉することができる。
らびにディジタル伝送方式を用いることにより、OFD
Mにより情報信号を伝送する場合、受信器側における周
波数変換器の発信周波数と、サンプリングタイミングの
周期を送信側のそれに精度よく一致させ、速やかに同期
をとることが出来る。また、伝送路において発生する伝
送路歪を受信器側にてより良く等化することが出来る。
号の受信器1のブロック図。
示す説明図。
号の受信器2のブロック図。
式で用いるパイロット信号の周波数配置を示す説明図。
Claims (8)
- 【請求項1】互いに直交するN本の周波数を用いる直交
周波数多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)により信号が送信され、かつ、該N本の
周波数のうち周波数インデックスとしてki,i=0,
1,...P(P≧1)を有するところの少なくとも2
本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロット信号
が送信される場合の、ディジタル伝送信号の受信器であ
って、少なくとも(1)サンプリングタイミング周期、
ならびに、周波数変換用局部発信器の周波数同期の捕捉
がなされていない状態での、該パイロット信号の受信信
号の、矩形を含む適当な窓関数下における離散フ−リエ
変換の出力と、該パイロット信号の送信周波数パタ−ン
との、相互相関を周波数領域にて計算することにより、
該受信復調信号の周波数と該パイロット信号の本来ある
べき周波数との大まかな周波数ずれを検出する手段と、
(2)前記同期捕捉がなされていない状態での、該パイ
ロット信号の受信信号にハニング窓などの適当な窓関数
を乗じたうえに離散フ−リエ変換をすることで、パイロ
ット信号に含まれる周波数インデックスkiの各々の周
波数に対応する,受信器での離散フ−リエ変換後の推定
周波数インデックスki’を求める手段と、(3)各i
=0,...,P−1と適当なl≧1に対し、ki,k
i+l,ki’,ki+l’を用いて、送信器と受信器のサン
プリングタイミング周期のずれδiを δi=(ki+l’−ki’)/(ki+l−ki)−1、 により、また、送信器と受信器の周波数変換用発信周波
数の周波数インデックスずれΔkiを Δki=(ki’ki+l−ki+l’ki)/(ki+l’−ki’) により推定する手段と、(4)所要のサンプリングタイ
ミングの周期ずれδ,送信器と受信器の周波数変換用発
信周波数の周波数インデックスのずれΔkの値を、これ
らのサンプリングタイミング周期のずれδi、ならび
に、周波数変換用発信周波数の周波数ずれΔkiの平均
値として求める手段と、(5)サンプリングタイミング
の周期ずれδ、周波数ずれΔkが0となるように、受信
器のサンプリングタイミングの周期ならびに、受信器の
周波数変換用局部発信器の周波数を制御する方式によ
り、サンプリングタイミング周期の同期ならびに周波数
変換用局部発信器の周波数同期をとる手段を備えたこと
を特徴とする、ディジタル伝送信号の受信器。 - 【請求項2】請求項1記載のディジタル伝送信号の受信
器であって、特に、 請求項1の(1)に記載されている大まかな周波数ずれ
を検出する手段が、前記同期捕捉がなされていない状態
での、該パイロット信号の受信信号の適当な窓関数下に
おける離散フ−リエ変換の出力と、前記パイロット信号
による周波数パタ−ンとの、相互相関を、受信器の離散
フ−リエ変換における周波数の刻み間隔で計算すること
によりなされることを特徴とする、ディジタル伝送信号
の受信器。 - 【請求項3】請求項1記載のディジタル伝送信号の受信
器であって、特に、 請求項1の(3)に記載されている送信器と受信器のサ
ンプリングタイミングずれδi、および周波数変換用発
信周波数の周波数インデックスずれΔkiを求める手段
において、 送信周波数ki+lに対応するki+l’が受信器側にて推定
できない場合に、別のlを選択してδiおよびΔkiを計
算し、また、 送信周波数kiに対応するki’が受信器側にて推定でき
ない場合に、それを用いて計算するδiおよびΔkiは計
算せず、 さらに、この計算しなかったδiおよびΔkiについて
は、請求項1の(4)に記載されているそれぞれの平均
値によりδおよびΔkを求める操作から除外する手段を
そなえたことを特徴とする、ディジタル伝送信号の受信
器。 - 【請求項4】請求項1乃至3記載のディジタル伝送信号
の受信器であって、さらに、少なくとも、 前記同期捕捉がなされていない状態での、該パイロット
信号の受信信号にハニング窓などの適当な窓関数を乗じ
たうえで離散フ−リエ変換をすることで、パイロット信
号の各々の周波数インデックスki,i=0,...,
P、に対応する受信シンボル値を推定する手段と,この
受信シンボル値の推定値と、前記パイロット信号の送信
シンボル値を用いて、各周波数インデックスkiにおけ
る伝送路特性を求める手段と、 この伝達路特性から、前記パイロット信号として送信さ
れなかった周波数インデックスに対する伝送路特性を補
間により求める手段と、 さらに、この補間された伝送路特性を逆離散フ−リエ変
換することで、サンプリングタイミングのフェ−ズのず
れを求める手段と、 少なくとも、該サンプリングタイミングのフェ−ズずれ
を用いて、前記パイロット信号の次時刻から送信される
伝送信号のサンプリングタイミングのフェ−ズずれを補
正する手段か、あるいは、 伝送路特性を用いて、前記パイロット信号の次時刻から
送信される伝送信号の等化を行う手段か、 または、これらタイミングフィエ−ズの補正と等化の両
者を行う手段を備えたことを特徴とする、ディジタル伝
送信号の受信器。 - 【請求項5】互いに直交するN本の周波数を用いる直交
周波数多重方式(OFDM)により信号を伝送し、かつ、該N
本の周波数のうち周波数インデックスとしてki,i=
0,1,...P(N>P≧1)を有するところの少な
くとも2本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロ
ット信号を送信する、ディジタル伝送方式において、 該パイロット信号の周波数配置をPN系列(疑似ランダ
ム系列)を用いて、配置することを特徴とする、ディジ
タル伝送方式。 - 【請求項6】請求項5記載のディジタル伝送方式であっ
て、 該パイロット信号のそれぞれの周波数インデックスの間
隔が互いに4以上離れており、かつ、V(i)をその値
が、0か1、あるいは±1をとるM系列やバ−カ−コ−
ドなどのPN系列として、該パイロット信号に用いられ
る周波数の周波数インデックスの値が ki=iS+V(i)+定数,i=0,...,P, S≧5 を満足するように設定されていることを特徴とする、デ
ィジタル伝送方式。 - 【請求項7】請求項5記載のディジタル伝送方式であっ
て、 該パイロット信号のそれぞれの周波数インデックスの間
隔が互いに4以上離れており、かつ、V(i)をその値
が、0か1をとるM系列やバ−カ−コ−ドなどのPN系
列として、該パイロット信号に用いられる周波数の周波
数インデックスの値を、V(i)=1となるiS、S≧
4をもちいて、iS+(定数)のみとすることを特徴と
する、ディジタル伝送方式。 - 【請求項8】互いに直交するN本の周波数を用いる直交
周波数多重方式(OFDM)により信号を伝送し、かつ、該N
本の周波数のうち周波数インデックスとしてki,i=
0,1,...P(N>P≧1)を有するところの少な
くとも2本以上の周波数により、一定時間間隔でパイロ
ット信号を送信する、ディジタル伝送方式において、 該パイロット信号伝送用のブロックシンボル時間を、他
の情報伝送に用いるブロックシンボル時間より長く、か
つ他の情報伝送に用いるブロックシンボル時間の2倍よ
り短くすることを特徴とする、ディジタル伝送方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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