JP4751986B2 - Ｏｆｄｍ信号の同期化 - Google Patents

Description

【０００１】
発明の背景
本発明は情報の広帯域伝送に関する。特に本発明は、受信ＯＦＤＭ信号と基準との時間的な同期化に関する。
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）はスペクトラム拡散技術であり、この技術においては、利用可能な帯域幅が、互いに重なり合い直交する数多くの離散周波数帯あるいは副搬送波に分割される。各周波数帯（各チャンネル）は、範囲が明瞭に定められた周波数を有している。データは副搬送波周波数を含む符号の形態で伝送される。副搬送波の振幅及び／又は位相は、符号化された情報を表している。受信ＯＦＤＭ符号の復号化が可能とされる前に、信号の周波数及び時間の同期化を決定する必要がある。この処理を同期化と呼ぶ。
【０００３】
電力線上でのＯＦＤＭ伝送においては、周波数は低く、優れた周波数制御及び安定性をもたらす結晶を簡単に利用できる。しかしながら、周波数の同期化は、例えば無線伝送におけるように周波数が高くなると更に困難になる。
【０００４】
受信ＯＦＤＭ信号の時間同期化は更に達成が困難であり、特にＯＦＤＭ周波数帯（ＯＦＤＭチャンネル）において狭帯域干渉がある場合には困難となる。
一般的に、ＯＦＤＭ信号は、時間領域相関器すなわち時間領域において動作する相関器を用いて同期化される。一般的に、ＯＦＤＭ送信装置及び対応するＯＦＤＭ受信装置は、同一の安定した副搬送波周波数で動作するが、送信装置及び受信装置において符号時間を定めるクロック周期は、ある符号時間のオフセット分だけ互いに対してオフセットされてもよい。送信装置及び受信装置のクロック周期間での時間同期化は、このオフセットを決定することで達成される。一般的に、受信装置は、所定の同期化符号に対して、ＯＦＤＭ伝送周波数帯を監視する。オフセットが一旦確立されると、後続の受信信号は、すべてそのように決定されたオフセットの分だけ偏移され、これによって整合される。
【０００５】
この技術分野で公知の方法においては、最大相関値が見つかるまで、格納されている符号パターンを受信符号に対して小さい時間刻みで偏移させることによって、時間領域相関器が、格納されている時間符号パターンと受信された時間符号との間の相互相関値を算出する。次に、後続の受信ＯＦＤＭ符号は、受信符号と格納されている符号あるいは基準符号との間の初期整合をもたらした総時間偏移の分だけ時間的に偏移される。しかしながら、この方法では、膨大な数の受信符号のデジタル値を計算する必要がある。また、受信信号が狭帯域干渉によって損なわれた場合、相関を確立することが困難になる。
【０００６】
この技術分野で公知の別の方法において、受信符号は、基準符号の時間幅にわたり、小さい時間刻みで漸進的に時間偏移される。各時間偏移で、受信符号は、周波数領域にフーリエ変換（ＦＦＴ）される。相互相関は、周波数領域において実行されるが、ここでは、ＦＦＴ演算が厳密に正確な時間偏移において行われる場合に相関最大が得られる。この方法が有する不利な点は、位相相関（時間同期化）を確立できるまでに、膨大な数のＦＦＴ演算を行わなければならないということである。
【０００７】
発明の概要
本発明は、周波数領域同期化を特徴とし、副搬送波の位相は、相関が取られるまで基準の位相に対して変位され、また時間整合は、相関を取るために必要な位相変位量から決定される。
【０００８】
一般的に、本発明の特徴は、直交伝送周波数帯に対して、第１受信符号の位相を決定すること、第１符号の位相を基準の位相と比較して、第１符号の位相と基準の位相との間の相関を決定すること、基準の位相に対して、位相変位の分だけ第１符号の位相を変位させ且つその比較を繰り返すこと、第１符号の位相と基準の位相との間の相関に基づく位相変位を選択すること、及び選択された位相変位から時間整合を決定することである。
【０００９】
本発明の実施例は、次の特徴を１つ以上含む。複数の周波数帯は、ＯＦＤＭ周波数帯であってもよい。位相の決定は、第１符号のスペクトル内容の決定を含み、好ましくはフーリエ変換を行うことにより決定される。所定の位相偏移は、伝送周波数帯の周波数に依存し、且つ好ましくは伝送周波数帯の周波数に比例する。基準の位相はメモリ内に格納されてもよい。基準は、第１符号の受信前に受信された符号であってもよい。予め定められた範囲の変動値を越える時間変化を示す伝送周波数帯は、位相比較から除外されてもよい。相関の結果は、直交周波数帯に対して、第１符号の位相と基準の位相との間の絶対差を算出し、その絶対差を加算して、エラー信号を得ることにより形成される。第１符号に対して算出された時間整合は、第１符号に続く少なくとも１つの符号を同期化するために用いられてもよい。選択された位相変位は、第１符号の位相と基準の位相との間の相関を最大化するものであってもよい。
【００１０】
受信位相は、窓関数を適用することにより算出してもよい。窓関数は、ガウス、ハニング、ハミング、ブラックマン、及びカイザー・ベッセル窓等の矩形窓あるいはアポジ窓関数であってもよい。窓関数は、第１符号のスペクトル内容が決定される前か後のいずれかに、第１符号に適用されてもよい。
本発明の更なる特徴と利点は、以下において説明する好適な実施例及び請求項から明らかとなるであろう。
【００１１】
詳細な説明
ＯＦＤＭ伝送において、データは符号の形態で伝送される。各符号は、所定の時間幅、あるいは符号時間Ｔ_s を有する。各符号は、互いに直交して、ＯＦＤＭ周波数帯あるいは副搬送波を形成するＮ個の正弦波形から構成される。各副搬送波は、周波数ｆ_i 及び符号の開始から測定された位相Φ_i を有する。副搬送波の直交性には、各波形における全体の数の周期が符号時間Ｔ_s 内に含まれることが必要である。この波形の位相Φ_i は、波形の直交性に影響を与えること無く、任意に設定できる。ＯＦＤＭ副搬送波は、ＯＦＤＭ帯域幅と呼ばれる周波数ｆ_i とｆ_N との間の周波数範囲を占める。各副搬送波周波数ｆ_i は、隣接する副搬送波周波数ｆ_{i ± 1} からの均一な周波数間隔Δｆを有する。Δｆは、符号時間Ｔ_s に対して反比例する。一般的に、振幅Ａ_i 、すなわち信号電力は、各周波数帯において、均一になるよう選択される。
【００１２】
ここで図１及び図２において、例示のＯＦＤＭ符号１０は、符号時間Ｔ_s が６．４μｓであり、これにより周波数帯間隔Δｆ＝１／６．４μｓ≒１５６．２５ｋＨｚとなる。符号は、Ｎ＝８４個の副搬送波周波数を含むが、この副搬送波周波数は最初の副搬送波周波数ｆ_i ＝３．５９４ＭＨｚと最後の副搬送波周波数ｆ_N ＝１６．５６３ＭＨｚとの間で均一に間隔を取られており、システム帯域幅１３．１２５ＭＨｚに対応している。図１の例において、８４個の副搬送波の位相がランダムになり、互いに独立であるように選択される。しかしながら、位相の他の設定はいずれも、本発明の範囲に影響を与えることなく選択されてもよい。デジタル信号処理を行うために、符号は符号時間Ｔ_s 中に、２５６個の標本点においてクロック速度４０ＭＨｚでサンプリングされる。上述したように、８４個の各ＯＦＤＭ周波数帯の変調されていない振幅Ａ_i は同一である。
【００１３】
ＯＦＤＭ周波数帯は、干渉雑音を受ける場合がある。そのような雑音は２つの原因、すなわち雑音エネルギが時間領域及び周波数領域両方においてランダムに分散されるランダム雑音と、例えばＯＦＤＭ周波数帯の周波数範囲内に局在する１つあるいはいくつかの周波数において狭帯域信号を発する妨害波により発生する狭帯域雑音と、から生じる。
【００１４】
ここで図３において、例示の時間信号波形３０は、７つの連続符号から構成され、各々、Ｔ_s ＝６．４μｓの期間を有する。符号に加えられるものは、信号対雑音比率４．１ｄＢのランダム雑音である。第１符号３２は、信号振幅がゼロの“擬似”符号である。第１符号３２に、図１の４つの連続符号を含む波形３４が続く。また、第５符号３６も、全ての副搬送波の位相が反転しているという点を除いて、符号１０の形態を有する。最後の符号３８は、信号振幅がゼロのもう１つの“擬似”符号である。
【００１５】
ここで図４において、単一周波数ｆ_j ＝８．５４ＭＨｚにおいて干渉信号を発する例示の妨害波が、妨害波波形４０を生成する図３の時間波形３０に加えられる。この例において、妨害波対信号振幅比率は３１．７ｄＢ、すなわち妨害波の振幅が、Ｎ個のＯＦＤＭ周波数帯の各々における信号振幅よりも５００倍大きい。図４から明らかなように、妨害波により、波形３０のＯＦＤＭ符号３４，３６は完全に遮蔽される。
【００１６】
通常、信号対雑音比率がある値を越える場合、符号データは、従来の時間ベースの相関器を用いて、重ね合わせられた雑音を有する受信ＯＦＤＭ波形から抽出されてもよい。このことは特にランダム雑音に対して当てはまる。しかしながら、雑音が狭帯域である場合、すなわち特定の周波数あるいは周波数範囲に限定される場合、雑音からのＯＦＤＭ符号の分離は更に困難になる。時間ベースの相関器からの相関出力信号を図５乃至図７に示し、以下説明する。
【００１７】
通常、時間領域において動作する相関器は、２つの符号間の相関を取る。相関は、例えば、ＯＦＤＭ符号１０とメモリに格納されている所定の基準符号との間で取ることができる。他の選択肢として又は更に、相関は、受信ＯＦＤＭ符号１０とそれまでに受信された別のＯＦＤＭ符号１０との間で取ることができる。２つ目の種類の相関は、“自己相関”と呼ばれる。符号１０がアナログ形式で受信される場合、受信されたアナログ波形は、例えば、符号時間Ｔ_s ＝６．４μｓ中に２５６回、まずデジタル的にサンプリングされる。次に、標本点は時間領域相関器の各レジスタに入力される。時間領域相関器のメモリに格納してもよい２５６個の対応する基準標本点で、相関器は、必要があれば振幅を調節した後、標本点を逓倍する。次に、標本点は、２つ以上の標本点間の時間差に対応する時間偏移分だけ連続して時間偏移され、別の相関が算出される。符号が基準と時間的に整合された時、相関器はピーク出力値を生成する。
【００１８】
ここで図５において、時間領域相関器により、波形３０と符号１０に対応する基準との相関が取られる。波形３０は、信号対雑音比率が４．１ｄＢと重ね合わせられたランダム雑音を含む。時間領域相関器の出力信号５０には、各標本点２５６、５１２、７６８、１０２４、及び１２８０に位置する５つの顕著な相関ピーク５２、５４が見られる。相関ピーク５４は、第５符号３６の位相が、先行する符号３４の位相に対して反転されるために、４つの先行する相関ピーク５２に対して反転されていることに留意されたい。相関ピークは、サンプリング期間の開始と重なるが、これは符号３４が基準１０に時間的に整合されていることを示す。
【００１９】
ここで図６において、図４の妨害波波形４０は、時間領域相関器の信号入力に印加されて、この時間領域相関器により、図５と同じ相関が取られる。妨害波対信号振幅比率は、２３．７７ｄＢである。時間領域相関器出力信号６０には、標本点７６８でピーク６２、及び標本点１２８０でもう１つのピーク６４が見られる。他に推定されるピークは識別できない。しかしながら、他に推定されるピークが識別できないために、ピーク６２、６４は信頼できない可能性がある。図７から明らかなように、妨害波対信号振幅比率が３１．３７ｄＢに増加する場合、相関ピークは見られない。従って、時間領域相関器は、適度な妨害波信号レベルにおいても、ＯＦＤＭ符号を確実に同期化できない。しかしながら、以下に述べるように、受信ＯＦＤＭ符号は、相当強い妨害波が存在しても、周波数領域における相関により、なお同期化が可能である。
【００２０】
上述したように、２つの符号間の時間偏移は、ＯＦＤＭ副搬送波の位相偏移に対応する。一般的に、位相偏移は、（２πを法とする）副搬送波周波数に比例する。その結果、時間領域においてＯＦＤＭ符号を同期化するかわりに、周波数領域において副搬送波の位相と基準符号の位相との相関を取ることにより、ＯＦＤＭ符号は同期化できる。他の選択肢として又は更に、受信符号の位相とそれまでに受信された符号の位相との相関を取ることにより、自己相関を取ることができる。位相相関におけるいくつか利点は、振幅の変動による影響がほとんどないために、時間領域相関よりも更にエラー耐性があること、位相相関もまた計算及び複雑なハードウェアをそれほど必要としないことである。
【００２１】
ここで図１４において、時間波形Ｓ_inは位相相関器モジュール１５０により受信される。波形Ｓ_inは、窓フィルタ１５２によりフィルタ処理されるが、この窓フィルタは、図１４に示すように、ＦＦＴモジュール１５３の前あるいはＦＦＴモジュール１５３（図示せず）の後のいずれかに配置できる。次に、ＦＦＴモジュール１５３は、フィルタ処理された波形を変換して、ＯＦＤＭ副搬送波上で符号化された情報を抽出する。窓フィルタ１５２は、時間波形上で動作し、例えば、ハニング窓等の好ましくはアポジフィルタ関数で受信波形Ｓ_inを逓倍する。一方、ＦＦＴモジュール１５３の後に配置される窓フィルタは、周波数領域におけるＯＦＤＭ副搬送波上で動作する。信号処理理論から公知なように、周波数領域におけるたたみこみは、時間領域における逓倍に相当する。一般的に、たたみこみは、逓倍よりも計算が集中するため時間領域逓倍が用いられる。しかしながら、ここでは、周波数領域においてアポジ窓が非常に狭いために、周波数領域において“窓抜きされた”振幅は、比較的単純なたたみこみ演算によって得られる。例えば、アポジ窓としてハニング窓を用いる場合、正確な近似は、各副搬送波ｆ_i に対して、２つの隣接する搬送波での振幅の和の２分の１、すなわち１／２（ｆ_i+1 ＋ｆ_i+2 ）を減算することにより行うことができる。２進数を用いると、この演算は単純な加算に相当し、また全てのビットが１ビット分右に向かう偏移に相当する。従って、周波数領域において窓抜きを行うことにより、参照表の必要がなくなる。更に、窓は、妨害波周波数付近における周波数帯等の対象となる副搬送波に対してのみ適用されればよい。アポジフィルタ関数を適用する利点については、以下において検討する。
【００２２】
コンバータ１５４により、フーリエ変換（ＦＦＴ）データを、Ｎ個の副搬送波周波数ｆ_i 、・・・、ｆ_N における受信符号の振幅Ａ_i 及び位相Φ_i を表す極座標に変換する。位相Φ_i は、後に受信される符号との比較のための自己相関値を算出するために、メモリ１５５に格納してもよい。
【００２３】
受信符号と基準との間の位相相関を算出する場合、位相相関器１５７により、受信符号の位相Φ_i を、メモリ１５６に格納されている既知の基準位相Φ_i ^ref と比較する。位相相関器１５７により、周波数ｆ_i での位相Φ_i とΦ_i ^ref 間の差の絶対値が加算されて、総和Σ｜Φ_i ^ref −Φ_i ｜が生成される。次に、位相Φ_i あるいは差Φ_i ^ref −Φ_i は各々、所定の周波数に依存する位相偏移δΦ_i 単位で連続してインクリメントされる。δΦ_i は、次の関数依存性を有する（２πを法とする）副搬送波周波数ｆ_i に比例する。
【００２４】
【数１】

本例においては、標本点の数は２５６であり、Ｔ_s ＝６．４μｓ、ｆ₁ ＝３．５９４ＭＨｚ、ｆ₈₄＝１６．５６３ＭＨｚである。その結果、δΦ₁ ＝０．５６５ラジアン及びδΦ₈₄＝２．６０２ラジアンである。新規の総和Σ｜Φ_i ^ref −Φ_i ｜が、位相偏移における各増分に対して算出され、メモリ１６９（図１５）に格納される。所定の最大値を越えるか又は所定の最小値を下回る各総和Σ｜Φ_i ^ref −Φ_i ｜により、位相相関が取られる。第２コンバータ１５８により、最大値あるいは最小値を生成した総和Σ｜Φ_i ^ref −Φ_i ｜から、信号３０の受信符号と既知の基準符号あるいはそれまでに受信された符号の内の１つとの間の各時間偏移ΔＴ_s が同期化のために算出される。
【００２５】
受信符号とそれまでに受信された符号間の自己相関を取るために、位相相関器により、受信符号の位相Φ_i が、メモリ１５５に格納されている先行する符号の位相Φ_i ^precと比較され、自己相関値を表す各総和Σ｜Φ_i ^prec−Φ_i ｜が算出される。
【００２６】
ＦＦＴユニット１５３により生成される出力データは、時間波形Ｓ_inに適用される窓フィルタ１５２に依存する。時間波形Ｓ_inが、符号時間Ｔ_s ＝６．４μｓと周期的な、すなわち波形Ｓ_inが雑音等の非周期信号を含まない符号から排他的に構成される場合、符号時間Ｔ_s ＝６．４μｓに渡り行われるＦＦＴにより、図２の周波数スペクトルが生成される。言い換えれば、厳密に周期的な入力信号を用いて、以下の数式（２）で記述されまたフーリエ変換前に適用される形態の矩形窓により、ＯＦＤＭ副搬送波の直交性が保たれ、またＯＦＤＭ周波数帯間でクロストークが発生しない。一方、時間波形が、例えばランダム雑音や狭帯域妨害波等の非周期的な成分を含む場合、矩形窓により、周波数間隔Δｆ＝１／Ｔ_s を有する側波帯が生成されることにより、周波数帯間でのクロストークが発生する。しかしながら、以下において明らかなように、矩形窓による周波数領域における位相相関は、従来の時間領域相関よりもなお優れている。
【００２７】
本発明の第１の実施例において、ＦＦＴユニット１５３の前に矩形窓が適用される。言い換えれば、各時間区間Ｔ_s 中及びＦＦＴの前に、入力波形Ｓ_inの各時間標本点は、その標本点における窓関数の各々の値で逓倍される。矩形窓の窓関数Ｒ（ｔ）は、次のように表すことができる。
【００２８】
【数２】

ここで図８において、受信波形３０（すなわち、受信信号が重ね合わせられたランダム雑音のみを含む）は、“処理”、すなわち数式（２）の矩形窓によるフィルタ処理を受ける。位相相関器回路１６０により、５つの相関ピーク８２、８４が明確に分解され、それらの時間位置は、図５の時間領域相関器で得られる相関ピーク５２、５４の位置に正確に対応する。この結果により、位相相関器が、ランダム雑音が存在しても、少なくとも時間領域相関器と同じように良好に動作することが実証される。
【００２９】
ここで図９において、入力波形４０（受信信号は、ランダム雑音及び妨害波対信号振幅比率が２７．３ｄＢである妨害波両方を含む）は、数式（２）の矩形窓を用いて処理される。本発明の位相相関器の出力９０により、５つの相関ピーク９２、９４が分解される。ピークは、図８のピークよりもかなり微弱であるが、相関はなお取ることができる。この結果は、２３．８ｄＢと著しく低い妨害波電力において本質的に相関が無いことを示す時間領域相関器で得られる図６の相関信号と比較するのが好ましい。本発明の位相相関器を用いる相関は、矩形窓をアポジ関数すなわちアポジ窓と入れ替えることにより、更にいっそう改善できる。
【００３０】
ここで図１０及び１１において、アポジ関数によりもたらされる恩恵は、信号波形４０のフーリエ変換を参照すると最もよくわかる。図１０及び１１は、ｆ₁ ＝３．５９４ＭＨｚとｆ₈₄＝１６．５６３ＭＨｚ間のＯＦＤＭ帯域幅にわたる周波数範囲０−２０ＭＨｚでのＦＦＴ出力を示す。妨害波は、ｆ_j ＝８．５４ＭＨｚで狭帯域信号を発する。図４から明らかなように、数式（２）の矩形窓を用いて信号波形４０を処理することにより、幅広のピーク１０２が生成される。干渉妨害波信号は、妨害波の中央周波数ｆ_j の両側１０４、１０６に広がり、かなりの割合のＯＦＤＭ副搬送波が影響を受ける。影響を受けたＯＦＤＭ副搬送波は、性能を改善するために位相相関から、またＯＦＤＭ帯域幅からも排除される必要がある。
【００３１】
逆に、図１１から明らかなように、同じ妨害波電力で、矩形窓の代わりに、数式（３）のハニング窓を用いて受信ＯＦＤＭ信号を処理することにより、図１０のピーク１０２よりもかなり狭いピーク１１２が生成される。ハニング窓及び他のアポジ関数の詳細については以下において述べる。ハニング窓を用いて、妨害波対信号振幅比率によるが、妨害波は本質的に妨害波周波数ｆ_j に隣接する周波数を有する、限られた数の副搬送波にのみ影響を及ぼす。もっと離れた周波数における妨害波振幅は、そのピーク振幅１１２から２６ｄＢを越えて減少する。図１１からも明らかなように、ハニング窓を用いると、ほとんどのＯＦＤＭ周波数帯は、妨害波周波数のすぐ隣のわずかな数の周波数帯を除いて、明瞭に分解される。言い換えれば、ハニング窓を用いて信号波形４０を処理することにより、妨害波からの干渉が、いくつかのＯＦＤＭ周波数帯のみに制限される。従って、ハニング窓を使用する位相相関器により、これから述べるように、矩形窓を用いる実施例での分解能及び性能が著しく改善される。
【００３２】
ここで図１２及び１３を参照すると、本発明の第２の実施例において、“アポジ”関数、すなわち矩形窓よりも滑らかな“縁”を有する関数が、窓フィルタ１５２（図１４）として用いられる。一般的に、この種のアポジ関数は、信号処理の用途に用いられるが、その例として、ハニング、ハミング、ブラックマン及びカイザー・ベッセル窓がある。ハニング窓は、次の関数により表わすことができる。
【００３３】
【数３】

ｎは、サンプリングされた受信時間波形における全Ｎ個の標本点の中で、ｎ番目の標本点である。
【００３４】
ハミング窓は、次のように書くことができる。
【００３５】
【数４】

ブラックマン窓は、次の形態を有する。
【００３６】
【数５】

ここで図１２において、妨害波対信号振幅比率が２７．３ｄＢである入力波形４０、すなわち各副搬送波における信号電力よりも３００倍強い妨害波信号は、窓フィルタ１５２において、数式（３）のハニング窓を用いて処理される。位相相関器１５７により、５つの相関ピーク１２２、１２４、１２６が明瞭に分解される。ハニング窓を用いて得られるピーク信号振幅１２２、１２４、１２６と矩形窓を用いて得られる振幅９２、９４（図９）間での比較により、アポジフィルタ関数を用いる利点が実証される。上述したように、時間領域相関器では、確実な相関は全く生成されない（図６）。
【００３７】
ここで図１３において、妨害波対信号振幅比率が３１．３ｄＢである入力波形４０は、数式（３）のハニング窓を用いる窓フィルタ１５２において処理される。図１２のピークのものよりも信号対雑音比率が小さいにもかかわらず、相関及び自己相関両方における出力ピーク１３２、１３４、１３６が分解される。
【００３８】
図１２及び図１３の破線によって、自己相関ピーク信号値が結ばれている。自己相関は、信号と直前の信号との間の相関を表す。自己相関ピークが、図１２のピーク位置１２２及び図１３の１３２で見られない理由は、第１符号３２（図３）が、振幅ゼロの“擬似”符号であるためである。実際には、図１２の自己相関ピークは、基準信号を持つ相関ピークよりも強い。この結果に対する１つの説明として、２つの受信符号が、例えば符号間の干渉により引き起こされる同じ人為的な結果を含みやすく、従って、それらの人為的な結果を含まない基準で互いに相関を取る方がよいということである。実際には、ＯＦＤＭ伝送周波数帯上での符号の存在は、自己相関によりまず確立されてもよい。符号が見つけられた後にのみ、符号が基準に対して同期化される。
【００３９】
ハミング、ブラックマン及びカイザー・ベッセル窓（図示せず）等の他のアポジ窓関数により、位相相関器出力ピークが生成されるが、これらのピークはハニング窓で得られるものと本質的に同一である。
【００４０】
再度図１４において、位相相関器モジュール１５０は、窓フィルタ１５２及びＦＦＴモジュール１５３を含み、時間符号波形を周波数領域に変換する。第１コンバータ１５４により、ＦＦＴモジュール１５３の出力が、各々ＯＦＤＭ副搬送波周波数ｆ_i で、各々振幅値Ａ_i 及び位相値Φ_i に変換される。位相相関器１５７により、位相Φ_i が、メモリ１５６に格納されてもよい既知の基準位相Φ_i ^ref 、すなわちそれまでに受信された符号の位相Φ_i と比較される。それまでに受信された符号の位相Φ_i は、メモリ１５５に格納されてもよく、このメモリはメモリ１５６と同一であってもよい。次に、位相相関器１５７は位相を比較して自己相関値を生成するか、あるいは上述したように、基準位相と位相を整合する。受信符号と基準との間の時間偏移を表す対応する時間偏移ΔＴ_s は、整合された位相から算出され、また同期化に用いられる。
【００４１】
ここで図１５において、各ＯＦＤＭ副搬送波１、・・・、Ｎに対して、位相相関器１５７は、第１コンバータ１５４ａから、各々の符号位相Φ_i を受信する減算器１６２を含む。また、各減算器１５６は、メモリ１６５に格納されている基準位相Φ_i ^ref を各々受信する。基準位相Φ_i ^ref の代わりに、それまでに受信された符号の位相を減算器１６２に入力して自己相関を算出してもよい。以下での検討を簡単にするために、基準位相Φ_i ^ref に対する相関のみについて述べる。各減算器１６２により、逓倍器１６４の第１入力に供給される差値ΔΦ_i ＝Φ_i ^ref −Φ_i が生成される。逓倍器１６４の第２入力は、メモリ装置１５６から各位相偏移定数δΦ_i を受信するが、これらの定数は各副搬送波ｉに対して異なってもよい。選択行ＳＥＬの論理状態によるが、逓倍器１６４は、ΔΦ₁ あるいはδΦ₁ のいずれかを加算器１６５に各々転送する。第１の演算において、各加算器１６５は差値ΔΦ_i ＝Φ_i ^ref −Φ_i を受信して、初期段階でゼロに設定されるレジスタ１６６にその差値を加算する。絶対値回路１６７により、絶対値｜ΔΦ_i ｜が算出される。加算器１６８により、Ｎ個の絶対値回路１６７により生成される出力値が加算されて、第１相関値Ｃ₁ が形成され、この相関値は第１出力レジスタ１６９に格納される。
【００４２】
次の演算において、選択行ＳＥＬにより、各逓倍器１６４が、位相偏移定数δΦ_i を各々、各加算器１６５に転送できるようになり、次にこの加算器は、各位相偏移定数δΦ_i を、レジスタ１６６に格納されるそれ以前の（古い）差値ΔΦ_i ^old に加算して、新規の差値ΔΦ_i ^new を形成する。加算は常に−πと＋πの間の剰余演算（２π）である。次に、絶対値回路１６７により、新規の絶対値｜ΔΦ_i ^new ｜が算出され、この絶対値は、加算器１６８において加算されて、第２相関値Ｃ₂ が形成され、第２出力レジスタ１６９に格納される。時間符号を２５６回サンプリングする本例において、この処理もまた、位相偏移定数δΦ_i を加算することにより生成される全位相偏移Σ（δΦ_i ）が符号時間Ｔ_s に及ぶまで、２５６回繰り返される。全ての相関値Ｃ_k が算出される場合、全ての相関値Ｃ₁ 、Ｃ₂ 、・・・、Ｃ_max の最大（あるいは最小）値が求められ、符号と基準との間の時間偏移ΔＴ_s を算出して同期化のために用いられる。
【００４３】
ここで図１６Ａ及び１６Ｂにおいて、ＯＦＤＭ符号を基準と同期化するための処理２００において、受信時間符号波形が、例えばｓ＝２５６の標本点の数（ｓ）で符号時間Ｔ_s 中にサンプリングされる（段階２１０）。受信符号波形が、矩形窓あるいは例えばハニング窓等のアポジ窓関数である窓関数を適用することにより処理され（段階２１２）、次に処理された波形がフーリエ変換される（段階２１４）。一方、フーリエ変換２１４´に続いて、窓関数２１２´を適用することができる。周波数座標が極座標に変換されて（段階２１６）、振幅Ａ_i 及び特にＯＦＤＭ副搬送波周波数ｆ_i での符号波形の位相Φ_i が得られる。位相Φ_i は、続く受信符号の自己相関のためにメモリに格納される（段階２１８）。
【００４４】
受信位相を基準と同期化する（段階２２０）ために、各副搬送波周波数ｆ_i での位相偏移定数Φ_i が、メモリから取得される（段階２２６）。差ΔΦ_i ＝Φ_i ^ref −Φ_i が、周波数ｆ_i で算出される（段階２３０）。絶対値｜ΔΦ_i ｜が算出され（段階２３２）、全周波数に渡って総計されて総和Σ｜ΔΦ_i ｜が形成される。総和Σ｜ΔΦ_i ｜が、次に利用可能な出力メモリ位置に相関器出力値として格納される（段階２３４）。次に、所定の周波数依存性位相偏移δΦ_i が、各差ΔΦ_i に加算され、新規の位相差ΔΦ_i ^new ＝ΔΦ_i ^old ＋δΦ_i が形成される（段階２３６）。累積位相偏移すなわち総和Σ（δΦ_i ）が、本質的に符号時間Ｔ_s に等しい時間偏移に対応する（段階２３８）場合、この処理により、メモリ位置１６９（図１５）に格納される最も大きい値あるいは最も小さい値が求められ、基準に対する符号の対応する時間偏移ΔＴ_s が算出されて、受信符号が同期化される（段階２４４）。累積位相偏移が符号時間Ｔ_s よりも小さい場合、この処理は段階２３８から段階２３０へと戻され、新規の差ΔΦ_i ^new ＝ΔΦ_i ^old ＋δΦ_i が算出される。
【００４５】
自己相関値を決定する（段階２２０）ために、各受信符号に先行する符号の位相Φ_i ^prec がメモリから取得されて、差ΔΦ_i ＝Φ_i ^prec −Φ_i が算出される（段階２２４）。周波数ｆ_i に渡って総和Σ｜ΔΦ_i ｜が形成され（段階２４８）、この総和が自己相関値を表す（段階２５０）。
【００４６】
本発明の位相相関器を用いることによって、単一のＦＦＴ演算のみが各受信ＯＦＤＭ符号に必要である。更なる利点として、位相相関器１５７は加算のみを行うものであり、また副搬送波及び波形標本点の数に依存する適当な数のゲートを有するハードウェアにおいて容易に実現できる。位相相関器は、高価なハードウェアを必要とせず、極めて高速であり、またＯＦＤＭ変調・復調用に実装された同じＦＦＴ処理装置を共用する。算出数は、副搬送波周波数の数に比例する。また、位相相関を自動利得制御（ＡＧＣ）の前に行うことができるように、位相角度の算出も振幅Ａ_i とは独立である。
【００４７】
上述の如く示した実施例及び変形例は、本発明の原理を例証したのみであり、様々な改善が、本発明の範囲と精神から逸脱することなく、当業者によって実現し得ることが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 時間的ＯＦＤＭ符号である。
【図２】 ＯＦＤＭ周波数帯の周波数分布を象徴的に示す。
【図３】 重ね合わせられたランダム雑音を有するＯＦＤＭ符号のシーケンスである。
【図４】 重ね合わせられた妨害波を有する図３のＯＦＤＭ符号のシーケンスである。
【図５】 図３における符号シーケンスの時間領域相関器の出力信号である。
【図６】 異なる妨害波信号レベルにおいて、図４における符号シーケンスの時間領域相関器の出力信号である。
【図７】 異なる妨害波信号レベルにおいて、図４における符号シーケンスの時間領域相関器の出力信号である。
【図８】 図３の符号シーケンスを有する本発明の位相相関器の出力信号と矩形窓である。
【図９】 図４の符号シーケンスを有する本発明の位相相関器の出力信号と矩形窓である。
【図１０】 矩形窓を有する図４のＯＦＤＭ波形のフーリエ変換である。
【図１１】 ハニング窓を有する図４のＯＦＤＭ波形のフーリエ変換である。
【図１２】 図４の符号シーケンスを有する本発明の位相相関器の相関及び自己相関ピークとハニング窓である。
【図１３】 図４の符号シーケンスを有する本発明の位相相関器の相関及び自己相関ピークとハニング窓である。
【図１４】 本発明の位相相関器モジュールの概略図である。
【図１５】 図１４の位相相関器回路のブロック図である。
【図１６Ａ】 位相相関処理の流れ図である。
【図１６Ｂ】 位相相関処理の流れ図である。

Claims (19)

1. 複数の直交伝送周波数帯を介して伝送される第１符号と基準との間の時間的な整合を決定するための方法であって、
   直交伝送周波数帯に対して、前記第１符号の位相を決定する段階と、
   前記第１符号の前記決定された位相を格納された基準の位相と比較して、前記第１符号の前記決定された位相と前記格納された基準の位相との間の位相相関を決定する段階と、
   前記基準の位相に対して、各位相偏移の分だけ前記第１符号の位相を変位させ且つ前記比較することを繰り返す段階と、
   前記第１符号の位相と基準の位相との間の相関に基づき位相変位を選択する段階と、
   選択された位相変位から時間的な整合を決定する段階と、
   を含む方法。
2. 複数の直交伝送周波数帯を介して伝送される第１符号と基準との間の時間的な整合を決定するための電気回路であって、
   直交伝送周波数帯に対して、前記第１符号の位相を決定する手段と、
   前記第１符号の前記決定された位相を格納された基準の位相と比較して、前記第１符号の前記決定された位相と基準の前記格納された位相との間の相関を決定する手段と、
   前記基準の位相に対して、各位相偏移の分だけ前記第１符号の位相を変位させ且つ前記比較することを繰り返す手段と、
   前記第１符号の位相と基準の位相との間の相関に基づき位相変位を選択する手段と、
   選択された位相変位から時間的な整合を決定する手段と、
   を備えた電気回路。
3. 請求項１又は２に記載の内容であって、位相の決定は、第１符号の周波数スペクトルの成分を決定することを含む。
4. 請求項３に記載の内容であって、スペクトル内容の決定は、フーリエ変換を行うことを含む。
5. 請求項１又は２に記載の内容であって、位相偏移は、伝送周波数帯の周波数に依存する。
6. 請求項５に記載の内容であって、位相偏移は、伝送周波数帯の周波数に比例する。
7. 請求項１又は２に記載の内容であって、複数の周波数帯は、ＯＦＤＭ副搬送波である。
8. 請求項１又は２に記載の内容であって、基準位相はメモリ内に格納されている。
9. 請求項１又は２に記載の内容であって、決定された前記第１符号の位相は、前記第１符号が受信される前に受信され格納された符号の位相と比較されて、前記決定された前記第１符号の位相と前記前に受信され格納された符号の位相との間の位相の自己相関が決定される。
10. 請求項１又は２に記載の内容であって、過度の雑音又は干渉を表す伝送周波数帯は、位相比較から除外される。
11. 請求項１又は２に記載の内容であって、相関の結果を得ることには、直交周波数帯に対して第１符号の位相とそれに対応する基準の位相との間の絶対差を算出することと、伝送周波数帯の複数の周波数について絶対差を加算すること、とが含まれる。
12. 請求項１又は２に記載の内容であって、第１符号に対して決定された時間的な整合は、第１符号に続く少なくとも１つの符号を同期化するために用いられる。
13. 請求項１又は２に記載の内容であって、第１符号の位相を決定することには、少なくとも第１符号と基準の内の一つに窓関数を適用することが含まれる。
14. 請求項１３に記載の内容であって、窓関数は、矩形窓である。
15. 請求項１３に記載の内容であって、窓関数は、アポジ窓関数である。
16. 請求項１３に記載の内容であって、窓関数は、ガウス、ハニング、ハミング、ブラックマン、及びカイザー・ベッセル窓のいずれかである。
17. 請求項３に記載の内容であって、アポジ窓関数は、第１符号のスペクトル内容が決定される前に、第１符号に適用される。
18. 請求項３に記載の内容であって、アポジ窓関数は、第１符号のスペクトル内容が決定された後に、第１符号に適用される。
19. 請求項１又は２に記載の内容であって、時間的な整合は、第１符号の位相と基準の位相との間の相関を最大化する位相変位に対応する。

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