JP2010158027A

JP2010158027A - Ｏｆｄｍ符号タイミングリカバリの方法およびシステム

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Publication number: JP2010158027A
Application number: JP2010000270A
Authority: JP
Inventors: Thushara Hewavithana; ヒュアヴィターナ、トゥシャラ; Bernard Arambepola; アランベポラ、バーナード; Parveen Shukla; シュクラ、パルビーン
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2008-12-31
Filing date: 2010-01-04
Publication date: 2010-07-15
Anticipated expiration: 2030-01-04
Also published as: EP2204958B1; EP2204958A2; CN101795256B; US20100166088A1; US8396144B2; EP2204958A3; CN101795256A; JP5144687B2

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ符号タイミングリカバリの方法およびシステムについて説明する。ＯＦＤＭ受信機の符号タイミングリカバリモジュールは、符号間干渉を最小化するように、離散フーリエ変換を実行する最適なトリガポイントを決定する。
【解決手段】ＯＦＤＭ符号間に長さＴｇのガードインターバルが挿入されたＯＦＤＭ符号を通信チャンネルから受信する段階と、Ｎ個の連続サンプルについて、離散フーリエ変換を特定のトリガポイントから開始し、前記ＯＦＤＭ符号を復調する段階と、チャンネル周波数応答を算出する段階と、前記離散フーリエ変換の前記トリガポイントを調整する段階とを備えた。
【選択図】図１

Description

バンドパス通信チャンネル上の高速通信においては、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）のような、マルチキャリア変調テクニックが広く利用されている。これらの用途としては、デジタル音声および映像のブロードキャスト、さらには無線ネットワーク規格（例、ＩＥＥＥ８０２．１１）の物理レイヤがある。ＯＦＤＭシステムは、いくつもの低レートサブキャリアを用いてデータを送信する。サブキャリアの周波数および符号周期は、符号周期で複数のサブキャリアが直交し、互いに干渉しないように選択される。ＯＦＤＭシステムでは、データがＮ個のストリームに分割され、これらは間隔の狭い複数のサブキャリアの周波数またはトーンを並行して個々に変調するべく用いられる。実際のシステムは、高速逆フーリエ変換、あるいはＩＦＦＴとして実装した離散逆フーリエ変換を用い、送信に適した信号に変換可能な、複合タイムドメイン信号のサンプルを生成する。シングルキャリア変調と比較した場合のＯＦＤＭの利点は、データレートに対するより長い符号周期によって、高度な等化テクニックを採用することなく、時間分散チャンネルにおける符号間干渉を本質的に緩和できることである。

ＯＦＤＭの基本概念は、ＱＡＭ（直交振幅変調）、ＱＰＳＫ（四相位相変調）、またはＢＰＳＫ（二相位相変調）などの変調スキームの信号点に対応する符号としてエンコードされたデータを並行に変調されたサブキャリア上で送信することである。変調されたサブキャリアはまとめられ、受信機で復調され得る、送信可能な複合信号を形成する。サブキャリアの周波数は、サブキャリアが符号周期間で直交（つまり、無相関）であり、スペクトラルオーバーラップおよび符号の復元性の両方を許容するように選択する。符号周期が各サブキャリアの整数サイクルを含む場合には、サブキャリアの直交性が実現可能である。サブキャリア間の間隔が最小であるＯＦＤＭ信号は、以下のように生成してよい。ここでは、サブキャリアの数をＮ、同時に送信される複合符号をｋ＝０〜Ｎ−１であるＣ［ｋ］、ＯＦＤＭ符号インターバルをＮＴ_ｓとする。１つの符号インターバルＮＴ_ｓにおいて、サンプリング周期Ｔ_ｓで取った複素包絡線のＯＤＦＭベースバンドシグナルＳ（ｔ）のサンプルＳ［ｎ］は、以下のように表してよい。

上述の式は、ＯＦＤＭ信号の変調を離散逆フーリエ変換で実行できること、およびＣ［ｋ］符号を離散フーリエ変換で復元できることを示す。離散フーリエ変換の直交基底関数は、サブキャリアを構成し、直交テクニックを用いることにより、複素指数から実数のタイムドメイン信号を生成してよい。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）およびその逆（ＩＤＦＴ）は、高速フーリエ変換アルゴリズム（ＦＦＴ）で実装されることが好ましい。

一般的なＯＦＤＭ送信機では、シリアル・パラレル変換器で入力ビットのストリームをＮ個の並行ストリームに変換する。その後、各並行ストリーム内のビットのグループは、エンコーダ／変調器１２によってＮ個の複素数値符号のブロックにエンコードされる。複素数値符号は、ＱＡＭなどの変調スキームの信号点に対応する。これらの複素数値符号は、特定のサブキャリアの振幅と位相の決定に用いられることから、周波数ドメイン符号と呼ばれる。夫々が複数の入力ビットを表す複素数であるＮ個の周波数ドメイン符号は、ＮポイントＩＤＦＴへの次の入力であり、パラレル・シリアル変換器でシリアルの離散時間信号に変換される。従って、結果の離散時間信号は、各サブキャリア波形が周波数ドメイン符号で変調された直交サブキャリア波形の合計を表す、時間ドメイン波形のＮ個のサンプルを構成する。これらのＮ個のサンプル（あるいは、サンプルを含むアナログ波形の一部）をＯＦＤＭ符号またはブロックと呼んでよい。（入力データが直接マッピングされる周波数ドメイン符号と区別するべく、ＯＦＤＭ符号がメタ符号と呼ばれることもある。）その後、時間ドメイン波形サンプルは、ＤＡ変換器でアナログ波形に変換され、時間ドメイン波形を通信チャンネルで送信するべく、適切なキャリアと混合する。その後、受信機では、時間ドメイン波形が再度サンプルされ、離散フーリエ変換で周波数ドメイン符号を復元する。その後、符号をデコードし、出力データストリームを生成する。

実際には、周波数ドメイン符号またはデータサブキャリアの数は、サブキャリアの合計数よりも少ない場合が多い。この目的は、エイリアシングの防止、および同期化とチャンネル等化に用いるパイロットキャリアの提供の両方にある。また、マルチパス歪みに対する、より強いイミュニティを提供すべく、各ＯＦＤＭ符号には、ガードインターバルがあってよい。ＩＤＦＴの結果であるＯＦＤＭ符号は、周期関数であり、周期的プレフィックスまたは周期的サフィックスの追加によって、周期的に夫々後または前へ拡張可能である。ガードインターバルからのサンプルを含むが、隣接するＯＦＤＭ符号からのサンプルは含まないＯＦＤＭ符号に対して行なわれるＤＦＴは、符号境界から開始するＤＦＴによって取得されたものから単純に位相がシフトされる。このような位相シフトは、ＯＦＤＭ受信機のイコライザで補償してよい。マルチパス遅延拡散のあるチャンネルでは、受信信号は、異なる振幅および遅延を有する複数の送信信号と実際の送信信号との合計である。ガードインターバルの期間がマルチパスチャンネルの最大余剰遅延よりも大きい場合、マルチパス遅延拡散による符号間干渉は発生しない。

あらゆるデジタル通信システムと同様に、正確な復調には、ＯＦＤＭ受信機と送信された符号との同期化が必須である。つまり、ＯＦＤＭ受信機は、正確な周波数ドメイン符号を結果としてもたらす、ＤＦＴを開始するトリガポイントを決定する必要がある。符号タイミングリカバリとも呼ばれるこのような同期化は、従来、例えばパイロット信号の埋め込みまたはガードインターバルの冗長など、いくつかの異なる手法で行なわれてきた。以下では、マルチパス遅延拡散を示す通信チャンネルにおいて特に適切な、符号タイミングリカバリの方法およびシステムについて説明する。

ＯＦＤＭ受信機の基本的な構成要素を示す。

ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。ＯＦＤＭ符号および符号間干渉のある側面を示す。

ＯＦＤＭ符号タイミングリカバリの例示的アルゴリズムのフロー図である。

図１は、例示的なＯＦＤＭ受信機および復調器の基本的構成要素を示すブロック図である。アンテナ１８あるいは通信チャンネルへのその他の種類の結合が、ベースバンドＯＦＤＭ符号で変調されたＲＦキャリア信号からなる入力信号を受信する。ベースバンドリカバリモジュール１０は、変調されたキャリアからベースバンドＯＦＤＭ符号を復元する。ベースバンドリカバリモジュールは、キャリア周波数でサイン波およびコサイン波と直交ミキシングすることで、ＯＦＤＭ符号の実数部と虚数部を復元する。その後、ＡＤ変換器１１は、ＯＦＤＭ符号をＯＦＤＭ復調器１２へ供給する複素数値のデジタルサンプルに変換する。ＯＦＤＭ符号は、長さがＮサンプルのＯＦＤＭ符号そのものと、これに付加される周期的プレフィックスまたは周期的サフィックスのいずれかである長さがＭサンプルのガードインターバルとからなることを前提とする。ＯＦＤＭ復調器は、シリアルのＯＦＤＭ符号サンプルをシリアル・パラレル変換し、全Ｎ＋ＭサンプルのＮサンプルについて、ＮポイントＤＦＴを実行し、ガードインターバルを削除する。ここでは、ＮポイントＤＦＴが開始するＮ＋Ｍサンプル内のサンプル位置をトリガポイントと呼ぶ。符号タイミングリカバリモジュール１６は、ＯＦＤＭ復調器１２によるＤＦＴのトリガポイントを決定する。ＯＦＤＭ復調器は、ＱＡＭなどの変調スキームの信号点に対応する、Ｎ個の複素数値の周波数ドメイン符号を作成する。チャンネル推定器１５は、通信チャンネルの周波数応答に起因する信号の歪みを補償するべく、プリアンブルまたはパイロット信号の形で入力信号に断続的に埋め込まれた既知のＯＦＤＭ符号からのチャンネルの周波数応答を推定する。イコライザモジュール１７は、推定されたチャンネル周波数応答を用いて、各周波数ドメイン符号を虚数乗算し、チャンネルに起因する振幅および／または位相の歪みを補償する。その後、補償された周波数ドメイン符号は、採用された特定の変調スキームに従って符号デコーダ１４でデコードされ、結果データは、シリアルに変換され、デジタル出力データとなる。

以下では、周期的なガードインターバルを用いるあらゆるＯＦＤＭシステムで使用可能な符号タイミングリカバリモジュール１６が実行するアルゴリズムであって、マルチパス干渉が存在する場合に特に適切なアルゴリズムについて説明する。符号タイミングリカバリモジュール１６は、専用のハードウェアコンポーネントであってよく、あるいはデジタルプロセッサが実行する命令として実装されてもよい。このような命令は、適切なストレージ媒体に含まれてよく、メモリまたはその他のプロセッサが実行可能な媒体へ転送されてよい。

以下に説明するアルゴリズムは、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ、ＩＳＤＢ−Ｔ、Ｔ−ＤＭＢ、ＤＡＢおよびＤＶＢ−２規格などのデジタル映像および音声のブロードキャストアプリケーション、さらにはＩＥＥＥ８０２．１１ｘなどのネットワークプロトコルに適用可能である。周期的プレフィックスまたは周期的サフィックスのＯＦＤＭの多くは、マルチパス遅延拡散によるエコーがガードインターバル内にあることを前提とする。ネットワークの設計者は、この前提を満たすべくＳＦＮ（ＳｉｎｇｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙＮｅｔｗｏｒｋ）の設計を試みるが、地上環境でこれを保証することは不可能である。従って、デジタル地上波テレビ受信機では、ガードインターバル外のエコーを考慮する必要がある。以下に説明するアルゴリズムは、マルチパスの位置についていかなる前提をも持たず、エコーまたはマルチパスがガードインターバル内または外に存在する状況に適切である。アルゴリズムは、あらゆるエコープロファイルについての符号間干渉を最小化することで、最適な符号スタートまたはＤＦＴトリガポジションを決定するよう設計されている。また、アルゴリズムは、移動体受信機で用いることができ、また時間依存性のエコープロファイルを迅速にトラック可能である。

以下では、周期的プレフィックスをＯＦＤＭ符号に付加するＯＦＤＭシステムについて説明する。しかし当然のことながら、この説明は、周期的サフィックスなどのあらゆる種類の周期的ガードインターバルを採用するシステムに対して同様に適用されてよい。

＜ガードインターバルおよびＩＳＩ＞
周期的プレフィックスタイプのガードインターバルを有する各ＯＦＤＭ符号を図２に示す。ガードインターバルは、連続するＯＦＤＭ符号を分別する。ＤＶＢ−Ｔ／ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔでは、ガードインターバルはＯＦＤＭ符号の比であってよく、この比は１／３２、１／１６、１／８または１／４の値であってよい。Ｔ−ＤＭＢおよびＤＡＢでは、ガードインターバルは１／４に固定される。ＯＦＤＭ符号の後部は、ガードプレフィックスとして繰り返される。ＤＦＴがガードインターバル内でトリガされた場合、符号間干渉（ＩＳＩ）は発生しない。

全てのマルチパスがガードインターバル内に存在する場合、ＯＦＤＭ復調に必要なＤＦＴをトリガすることができ、ＩＳＩは発生しない。送信した信号の反射またはエコーの全てがガードインターバル内にあることは極めて好ましいが、ＳＦＮ設計者が地上でこれを保証することはできない。屋上のアンテナであっても遠隔地の送信機からの信号を受信する。ＤＶＢ−Ｈの移動体受信機は、建物が密集した環境では場所によっては、ガードバンド外の送信機からの信号を受信可能である。これらの状況では、ガードインターバルを広げることで符号間干渉を低減することは可能であるが、これにはコストがかかる。ガードインターバルとは、実際には、期間中に新たな信号が送信されない、無駄な時間（使われないビット）である。例えば、２５％のガード比は２０％のデータ損失に対応する。従って、エコーがガードインターバルの外にある場合でも受信機が動作することが好ましい。マルチパスがガードインターバルの外にある場合には、符号間干渉は回避不可能なことから、以下に説明するアルゴリズムは、このＩＳＩを最小化する最適なＤＦＴトリガポイントを提供する。さらに、アルゴリズムは、変化するエコーの状況に迅速に適応し、ＤＦＴトリガに最適な点を示すことから、移動体用途にも適している。

＜符号タイミングリカバリ＞
上述のように、符号タイミングリカバリとは、ＤＦＴをトリガする最適な点を取得することである。ＤＦＴをトリガするには、まず、イニシャルポイントが必要であり、これを符号タイミングリカバリの取得フェーズと呼んでよい。イニシャルトリガポイントは、自動相関を用いて取得してよい。ガードインターバルは周期的な繰り返しであることから、ＯＦＤＭ信号および自身からＴ_ｕ（符号周期）遅延した自身の複製を相関した場合、相関ピークは、ガードインターバルの中心に位置する。また、その他の公知のアルゴリズムを用いてもよい。この方法では、マルチパスが存在する場合に最適なトリガポジションを示すことはできないが、受信機の動作を開始することは可能である。

ここで説明する符号タイミングリカバリのアルゴリズムは、イニシャルトリガポイントの決定後、トラッキングフェーズと呼ばれる部分で使用される。これには、チャンネル周波数応答（ＣＦＲ）を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して取得するチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）を使用する。従来ＣＦＲは、ＯＦＤＭチャンネル等化での使用にあたりＯＦＤＭ受信機で算出される。以下に説明するアルゴリズムは、符号タイミングリカバリを最適化するべく、ＩＤＦＴを実行することでＣＦＲを再利用する。

チャンネル周波数応答の算出は、公知の既存テクニックで実行してよい。通常、ＯＦＤＭ送信は、埋め込まれたパイロットを有し、ＣＦＲを推定し、チャンネル等化を支援する。例えば、ＤＡＢおよびＴ−ＤＭＢの場合、受信機が周期ベースでチャンネル周波数応答を計算できるよう、周期的なプリアンブル送信が存在する。ＤＶＢ−Ｔ／ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔの場合、拡散パイロットが存在する。Ｔ_ｕを符号周期とすると、キャリアの周期は、１／Ｔ_ｕである。各符号の拡散パイロットは、１２／Ｔ_ｕの間隔で配置される。つまり、１２番目のキャリアは全てパイロットである。しかしながら、拡散パイロットは、符号毎にずれる。例えば、第１の符号では、ＳＰ位置は０、１２、２４…であり、第２の符号では、ＳＰ位置は３、１５、２７…である。また、第３の符号ではＳＰ位置は６、１８、３０…、第４の符号では９、２１、３３…、第５の符号では、０、１２、２４、３６…である。このように、ＳＰパターンは、４符号毎に繰り返す。従って、このＳＰシーケンスを用いて、キャリア位置０、３、６、９、１２、１５、１８…でのチャンネル周波数応答を取得できる。つまり、ＣＦＲは、３／Ｔ_ｕの周波数周期で計算することができる。（これを補間することで、等化に使用可能なキャリア周期が１／Ｔ_ｕのチャンネル周波数応答を取得できる。）ＤＶＢ−Ｔ２では、拡散パイロットおよび周期的なプリアンブルが存在する。従って、これらを用いてキャリア周期が１／Ｔ_ｕのＣＦＲを取得できる。Ｔ−ＤＭＢおよびＤＡＢでは、ＣＦＲをすべてのキャリア位置（つまり、１／Ｔ_ｕ周期）で推定できる。プリアンブルを用いると、これをＤＶＢ−Ｔ２で実行することができる。ＤＶＢ−Ｔでは、拡散パイロットを用いてＣＦＲが３／Ｔ_ｕ周期であると推定できる。

以下では、アルゴリズムを説明するべく、チャンネル周波数応答が、全てのキャリア位置（つまり、１／Ｔ_ｕ周期）で推定されていると仮定する。次に、ＣＦＲの逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）を実行してＣＩＲを推定する。以下のいくつかの例を考慮してＣＩＲの構造を示す。まず、マルチパスが存在しない場合を考慮する。上述のように、取得期間に自動相関によって計算されたトリガポイントは、ガードインターバルの中心にある。従って、図３のように、時間の開始点からＴ_ｇ／２右にチャンネルインパルス応答のピークが生じる。次に、図４のようにガードインターバルでエコーが０ｄＢの例を考慮する。自動相関によって取得されるトリガポイントは、「コンポジット」ガードインターバルの中心にあり、インパルス応答の２つのピークのうち、１つは時間の開始点に、もう一つはこれよりＴ_ｇ右に存在する。Ｔ_ｇはガードインターバルである。時間の開始点は、常にトリガポジションであることに留意されたい。

上述の２つの例の両方で、自動相関は、ＤＦＴトリガポイントがメイン符号のガードインターバル内に存在する結果をもたらし、ＩＳＩが全く発生しなかった。しかしながら、これはすべてのエコーのシナリオに言えることではない。図４の場合でも、自動相関が完璧であり、相関ピークが正確に検知されていることを前提としている。実際には、ノイズが存在する場合、実際の相関ピーク（つまり、イニシャルトリガポイント）は、理想点から±ΔＴにあり、ＩＳＩの発生につながる。ガードインターバルの外にエコーがある場合、自動相関によって最適なトリガポイントが見つかることは確実にない。

図５は、ガードインターバルの外のエコーを示す。メインパスに対して−０．７５Ｔ_ｇ、つまり、メインパスの前にプレエコー−６ｄＢがある。また、０ｄＢであるメインパスに対して０．７５Ｔ_ｇにポストエコー−３ｄＢがある。一般的な状況下では、ＣＦＲのＩＤＦＴの結果として、極めて複雑なインパルス応答および多数のマルチパスが存在する。

＜符号タイミングリカバリを最適化しＩＳＩを最小化するアルゴリズム＞
上述の３つの例について、以下に説明する。各チャンネルインパルス応答において、時間の開始点は、ＤＦＴトリガポジションを表す。これに基づき、以下のことが言える。Ｔ_ｇがガードインターバルである場合、時間の開始点よりＴ_ｇの長さ内にある全てのインパルス応答のコンポーネントは、いかなるＩＳＩの発生にも関与しない。これを図６に示す。図６では、ＩＲ３、ＩＲ４、ＩＲ５およびＩＲ６のマルチパスコンポーネントは、いかなるＩＳＩの発生にも関与しない。しかしながら、ＩＲ１、ＩＲ２，ＩＲ７およびＩＲ８はＩＳＩの原因となる。なお、ここでは非常にクリーンなＣＩＲを示したが、実際には、ピーク前後にある程度の拡散が存在し、明確なインパルスピークは取得しない。但し、ここでの論旨は適用され得る。

メインのエコーパスをその他のパスと同様に扱ってきたことに留意されたい。図７では、ＩＲ５が、受信した最大エコーに対応するメインパスであってもよいが、その他のマルチパスと同様に扱われる。受信した完全なＯＦＤＭ信号とは、これら全てのパスの組み合わせである。０からＴ_ｇの領域のＣＩＲコンポーネントはＩＳＩを生成することがないと上述した。これからさらに一歩踏み込み、このインターバルの外のＣＩＲコンポーネントに起因するＩＳＩを計算することができる。ＩＲ１からＩＲ８は、ある特定のサンプル位置（例、振幅の累乗または二乗）におけるＣＩＲの大きさの測定値を示すものとする。また、これらの８点の時間座標をτ_１からτ_８とする。当然のごとく、これらうち最初の２つの値は負である。ＩＲ１、ＩＲ２、ＩＲ７およびＩＲ８の４つのエコーに起因するＩＳＩは、以下の式で求められる。

最適なトリガポイントを取得するべく、時間の開始点の位置をこのＩＳＩが最小化するまで調整する。上述の例の続きであるが、図７に示すように、トリガポイントを移動することでＩＲ７をキャプチャする。すると、ＩＲ３が範囲外となり、ＩＳＩの発生に関与する。新たなＩＳＩの値は、以下の式で求められる。なお、調整はｘで示す。ＩＳＩ_１＞ＩＳＩの場合、現在のトリガポジションからｘのトリガポイント調整を行なうことで、符号間干渉を低減できる。

ある特定の基本的な実施形態では、ＯＦＤＭ受信機は以下を含む。（１）シリアル送信されたＯＦＤＭ符号を受信する、通信チャンネルへの結合。ここでのＯＦＤＭ符号は、整数Ｎ個の時間ドメインサンプルからなり、Ｎ個の時間ドメインサンプルの離散フーリエ変換によって、Ｎ個の周波数ドメイン符号を抽出できる。また、連続して送信されるＯＦＤＭ符号の間にＴ_ｇ長のガードインターバルが挿入され、各ガードインターバルは、隣接するＯＦＤＭ符号の周期的拡張に対応する、特定の数の時間ドメインサンプルからなる。（２）受信した各ＯＦＤＭ符号からＮ個の周波数ドメイン符号を復元するべく、Ｎ個の連続サンプルの離散フーリエ変換を特定のトリガポイントで開始することで、シリアルに受信した時間ドメインサンプルを復調する、復調器。（３）ＯＦＤＭ符号から、パイロットまたはプリアンブル信号を構成する周波数ドメイン符号を抽出し、チャンネル周波数応答を算出する、チャンネル推定器。（４）離散フーリエ変換を実行するトリガポイントを調整する、符号タイミングリカバリモジュール。符号タイミングリカバリモジュールは、チャンネル周波数応答を逆フーリエ変換し、チャンネルインパルス応答のサンプルを算出する。また、チャンネルインパルス応答のサンプルの大きさ、特定のしきい値、およびチャンネルインパルス応答の時間の開始点に対するそれらの関係に基づいて、通信チャンネルに発生する符号間干渉の測定値を推定する。さらに、推定の符号間干渉を最小化すべくチャンネルインパルス応答の時間の開始点を調整し、その後のＯＦＤＭ符号の復調のトリガポイントを同様に調整する。符号タイミングリカバリモジュールは、チャンネルインパルス応答の時間の開始点に対する、チャンネルインパルス応答の各サンプルの夫々の関係に従って、各サンプルの大きさに重み付けをした上で、特定のしきい値以上のチャンネルインパルス応答のサンプルの大きさを重み加算して、チャンネルに発生する符号間干渉の測定値を推定してよい。符号タイミングリカバリモジュールは、さらに、現在のトリガポジション（Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に追加するトリガ調整（Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）を以下の式のように算出し、トリガポイントを調整してよい。
Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＝ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ−Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿ｐｏｓｉｔｉｏｎ：
最小の符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｇ）を作成するチャンネルインパルス応答の時間の開始点の位置は、チャンネルインパルス応答のサンプル位置の指定サブセットに対応する時間の開始点の位置を生じさせる符号間干渉を推定し、最小の符号間干渉を作成する位置を選択することで求められる。

ガードインターバルが周期的プレフィックスである場合、時間の開始点以降かつ時間の開始点からガードインターバルＴ_ｇの長さに等しい期間内に発生する、チャンネルインパルス応答のサンプルは、チャンネルで発生する符号間干渉の推定では考慮されない。また、時間の開始点以前に発生するチャンネルインパルス応答のサンプルの大きさは、時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、時間の開始点以降に発生するチャンネルインパルス応答のサンプルの大きさは、時間の開始点からの距離がガードインターバルＴ_ｇの長さを超える量に比例して重み付けされる。ガードインターバルが周期的サフィックスである場合、時間の開始点以前かつ時間の開始点からガードインターバルＴ_ｇの長さに等しい期間内に発生する、チャンネルインパルス応答のサンプルは、チャンネルで発生する符号間干渉の推定では考慮されない。また、時間の開始点以降に発生するチャンネルインパルス応答のサンプルの大きさは、時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、時間の開始点以前に発生する、チャンネルインパルス応答のサンプルの大きさは、時間の開始点からの距離がガードインターバルＴ_ｇの長さを超える量に比例して重み付けされる。

＜例示的アルゴリズム＞

チャンネル周波数応答をＩＤＦＴした、チャンネルインパルス応答を上述の式で表すとする。これらのＮ個の点は、符号インターバルＴ_ｕに等しい期間を網羅する。これは、時間軸に沿ってリニア状にアンラップされるべき周期的シーケンスである。ある実施形態では、全てのマルチパスがチャンネルインパルス応答の最大ピークの−Ｔ_ｕ／２および＋Ｔ_ｕ／２の間に存在し、ＣＩＲの大きさが最大であることを前提としている。また、最大ピークの位置をｉ_ｐｅａｋとする。

次に、全てのマルチパスが上述の位置から−Ｔ_ｕ／２および＋Ｔ_ｕ／２の間に存在するとする。つまり、サンプルの大きさが最大であるチャンネルインパルス応答の最大ピークが識別される。また、次に、チャンネルインパルス応答の特定の部分（例、半分）が最大ピークの後に位置して最大ピークに対するポストエコーを表し、またチャンネルインパルス応答の残りの部分が最大ピークの前に位置してプレエコーを表すべく、チャンネルインパルス応答を時間の開始点に対して展開する。アンラップしたチャンネルインパルス応答を以下のように表す。

図８のように、現在のトリガポイントは、この周期的なアンラップの前の時間の開始点、つまり、式（３）のシーケンスの開始点である。アルゴリズムの第１段階では、トリガポイントをインパルス応答のピークのガードインターバル内に強制的置く。次に、トリガポイントは、図９の網かけ部のどこにあってもよい。さらに、この網かけ部内で、ＩＳＩが最小化する位置を特定する。上述した式を用いて、網かけ部内の全位置に対応するＩＳＩ値を計算する。図では、網かけ部内でＩＳＩが最小である点をｍｉｍ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃとする。これにより、トリガ調整は以下の式で求められる。
Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＝ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ−Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿ｐｏｓｉｔｉｏｎ：

網かけ部内のすべての位置についてのＩＳＩの計算は、算出コストが非常に高い場合がある。従って、以下の数式を用いて単純な循環関係のセットを計算し、このＩＳＩを計算する。

サンプルにおいて、Ｔ_ｇがＭに等しいとする。例えば、ガード比が１／４の場合、Ｍ＝Ｎ／４であるとすると、以下が成り立つ。

まず、位置Ｐを考慮する。位置ＰにおけるＩＳＩは以下の式で求められる。

式（６）では、以下の式（７）および式（８）が成り立つ。

さらに、プレエコーおよびポストエコー夫々の合計である、２つの変数を以下のように定義する。

次に、位置（Ｐ＋１）を考慮する。式（６）は成り立つが、式（８）および式（９）は以下のようになる。

従って、以下の式が成り立つ。

これらにより、一般的な循環関係のセットを導き出すことができる。

ここでは、以下が成り立つ。

これらにより、最小ＩＳＩの点の位置を計算することができる。図１０のフロー図に、上述のアルゴリズムを段階Ｓ１からＳ８として示す。

アルゴリズムの別の実施形態では、最大ピーク前の期間Ｔ_ｇ内（例、図９の斜線図内のみ）にとどまらず、チャンネルインパルス応答の全時間インターバルを対象に検索を行なってよい。例えば、位置Ｐを最大ピークに対して−Ｔ_ｕ／２に設定してよく、位置Ｑを最大ピークに対して＋Ｔ_ｕ／２に設定してよい。その他の点については、アルゴリズムは上述と同様である。

以上、チャンネル周波数応答を逆ＤＦＴすることにより算出したチャンネルインパルス応答（ＣＩＲ）基づいて、ＯＦＤＭの符号間干渉の最小化に必要なＤＦＴトリガポイント調整を導き出すアルゴリズムを説明した。周波数ドメインのチャンネル周波数応答は、パイロットおよび／またはプリアンブルを用いて取得される。従来、ＣＩＲはＯＦＤＭチャンネルの等化に用いられている。説明したアルゴリズムは、このＣＩＲをタイミングリカバリに再利用してＩＳＩを最小化する。チャンネルインパルス応答は継続的に更新され、また符号タイミング（例、ＤＦＴトリガポイント）も対応して継続的に更新される。実際には、トリガポイントの大きな変動を防止し、トリガポイントが比較的徐々に最適点へと集束するよう、推定された調整のごく一部のみを適用してよい。但し、移動体用途では、マルチパスプロファイルがかなり急速に変化するので、この集束速度を上げる必要がある場合がある。

時間インターバルＴ_ｕにわたるチャンネルインパルス応答が既知である場合がある。これは、Ｔ−ＤＭＢおよびＤＡＢ（ＤｉｇｉｔａｌＡｕｄｉｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）の場合、またＤＶＢ−Ｔ２（プリアンブルに基づく）の場合である。但し、ＤＶＢ−Ｔの場合は、チャンネルインパルス応答は、Ｔ_ｕ／３周期でのみ利用可能である。上述の同じアルゴリズムを適用してよい。以上の説明では、ガードインターバルの外に存在し得るエコーに起因する符号間干渉の最小化のみを考慮したが、ガードインターバルの外のエコーは、キャリア間干渉（ＩＣＩ）も引き起こす。ここに示したアルゴリズムは、ＩＣＩの影響も低減する。

本発明について、上述の具体的な実施形態に関連して説明した。当然のことながら、これらの実施形態は、有益であると考えられるあらゆる方法で組み合わされてよい。また、当業者は多数の代替案、変形および改良を容易に想到することができる。このようなその他の代替案、変形および改良は、以下の添付の請求の範囲の範疇に入るものとする。

Claims

ＯＦＤＭ符号間に長さＴ_ｇのガードインターバルが挿入された前記ＯＦＤＭ符号を通信チャンネルから受信する段階と、
Ｎ個の連続サンプルについて、離散フーリエ変換を特定のトリガポイントから開始し、前記ＯＦＤＭ符号を復調する段階と、
チャンネル周波数応答を算出する段階と、
前記離散フーリエ変換の前記トリガポイントを調整する段階と
を備え、
前記トリガポイントを調整する段階は、
（１）前記チャンネル周波数応答を逆フーリエ変換し、チャンネルインパルス応答のサンプルを算出する段階と、
（２）前記通信チャンネルに発生する符号間干渉の測定値を、特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答のサンプルの大きさと、前記トリガポイントを表す前記チャンネルインパルス応答のサンプルの時間の開始点に対する関係とに基づいて推定する段階と、
（３）前記推定する段階で推定した符号間干渉が最小化するように前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点を調整し、その後に続くＯＦＤＭ符号に対する復調の前記トリガポイントを調整する段階と
を含む方法。
前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点に対する、前記チャンネルインパルス応答の各サンプルの夫々の関係に従って、前記各サンプルの大きさに重み付けをし、前記特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答の前記各サンプルの大きさを重み加算して、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の測定値を推定する、請求項１に記載の方法。
前記サンプルの大きさが最大である、前記チャンネルインパルス応答の最大ピークを識別する段階と、
前記チャンネルインパルス応答の特定の部分が前記最大ピークの後に位置して前記最大ピークに対するポストエコーを表し、前記チャンネルインパルス応答の残りの部分が前記最大ピークの前に位置してプレエコーを表すように前記チャンネルインパルス応答を展開する段階と
をさらに含む、請求項２に記載の方法。
前記ガードインターバルが周期的プレフィックスであり、
前記時間の開始点以降かつ前記時間の開始点から前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇに等しい期間内に発生する、前記チャンネルインパルス応答のサンプルは、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の推定で考慮されず、
前記時間の開始点以前に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、
前記時間の開始点以降に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離が前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇを超える量に比例して重み付けされる、請求項２に記載の方法。
前記ガードインターバルが周期的サフィックスであり、
前記時間の開始点以前かつ前記時間の開始点から前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇに等しい期間内に発生する前記チャンネルインパルス応答のサンプルは、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の推定で考慮されず、
前記時間の開始点以降に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、
前記時間の開始点以前に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離が前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇを超える量に比例して重み付けされる、請求項２に記載の方法。
現在のトリガポジション（Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に追加するトリガ調整（Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）を
Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＝ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ−Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿ｐｏｓｉｔｉｏｎ：
で算出することで、前記トリガポイントを調整し、
前記チャンネルインパルス応答のサンプル位置の特定のサブセットに対応する前記時間の開始点の位置を生じさせる、前記符号間干渉を推定し、最小の符号間干渉を作成する位置を選択することで、前記最小の前記符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ）を作成する前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点の位置を見つける、請求項２に記載の方法。
最小の符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ）を生じさせる、前記チャンネルインパルス応答の時間の開始点の前記位置は、
（ａ）前記時間の開始点の前記位置の位置変数ｍを
ｍ＝Ｐ
と初期化する段階であって、Ｐが、前記チャンネルインパルス応答のサンプル位置における特定の時間の開始点の位置に相当する段階と、
（ｂ）前記時間の開始点の位置Ｐの変数を

と初期化する段階であって、ＩＲ（ｉ）が、前記時間の開始点に対するサンプル位置ｉにおける、前記チャンネルインパルス応答の大きさの測定値である段階と、
（ｃ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＝ＩＳＩ（Ｐ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＿ｌｏｃ＝Ｐ
を設定する段階と、
（ｄ）ｍ＝ｍ＋ｌ
を設定し、ｍの値を新たな時間の開始点の位置に変更する段階であって、ｍ＋ｌが、前記サンプルにおける、前記新たな時間の開始点の位置に相当する段階と、
（ｅ）変数を

と更新する段階であって、ｍ−ｌが、（ｄ）の段階で変更される前のｍの前記値に相当し、Ｍが、前記ガードインターバルの前記サンプルの数である段階であって、
（ｆ）ＩＳＩ（ｍ）がＩＳＩ＿ｍｉｎ未満である場合、
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＝ＩＳＩ（ｍ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＿ｌｏｃ＝ｍ
を設定する段階と、
（ｇ）（ｄ）から（ｆ）の段階を反復的に実行する段階と
から求められる、請求項６に記載の方法。
前記変数ｍが、（ｄ）から（ｆ）の段階の間、最初の時間の開始点の位置Ｐから増加し、前記最初の時間の開始点の位置Ｐは、前記チャンネルインパルス応答の最大ピークの前記位置よりも、Ｍ個のサンプルの数だけ前に位置する、請求項７に記載の方法。
（ｄ）から（ｆ）の段階の間、前記変数ｍが前記チャンネルインパルス応答の前記最大ピークの前記位置に到達するまで、前記変数ｍをＭ回増加する、請求項８に記載の方法。
（ｄ）から（ｆ）の段階の間、前記チャンネルインパルス応答の前記サンプル位置の全てを前記変数ｍが網羅するように、前記変数ｍを増加する、請求項７に記載の方法。
シリアル送信されたＯＦＤＭ符号を受信する、通信チャンネルへの結合と、
Ｎ個の連続サンプルの離散フーリエ変換を特定のトリガポイントで開始することで、シリアルに受信した時間ドメインサンプルを復調し、前記受信した各ＯＦＤＭ符号からＮ個の周波数ドメイン符号を復元する復調器と、
前記ＯＦＤＭ符号から、パイロットまたはプリアンブル信号を構成する前記周波数ドメイン符号を抽出し、チャンネル周波数応答を算出するチャンネル推定器と、
前記離散フーリエ変換を実行する前記トリガポイントを調整する符号タイミングリカバリモジュールと
を備え、
前記ＯＦＤＭ符号は、整数Ｎ個の時間ドメインサンプルからなり、Ｎ個の時間ドメインサンプルを離散フーリエ変換することで、前記整数Ｎ個の時間ドメインサンプルからＮ個の時間ドメイン符号を抽出でき、
連続して送信される前記ＯＦＤＭ符号の間に長さＴ_ｇのガードインターバルが挿入され、各ガードインターバルは、隣接する前記ＯＦＤＭ符号の周期的拡張に対応する、特定の前記数の時間ドメインサンプルからなり、
前記符号タイミングリカバリモジュールは、
前記チャンネル周波数応答を逆フーリエ変換してチャンネルインパルス応答のサンプルを算出し、
前記通信チャンネルに発生する符号間干渉の測定値を、特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答のサンプルの大きさと、前記トリガポイントを表す前記チャンネルインパルス応答のサンプルの時間の開始点に対する関係とに基づいて推定し、
前記推定した符号間干渉が最小化するように前記チャンネルインパルス応答の時間の開始点を調整し、その後に続くＯＦＤＭ符号に対する復調のトリガポイントを調整する、ＯＦＤＭ受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールが、前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点に対する、前記チャンネルインパルス応答の各サンプルの夫々の関係に従って、前記各サンプルの大きさに重み付けをし、前記特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答の前記各サンプルの大きさを重み加算して、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の測定値を推定する、請求項１１に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールが、前記サンプルの大きさが最大である、前記チャンネルインパルス応答の最大ピークを識別し、
前記チャンネルインパルス応答の特定の部分が前記最大ピークの後に位置して前記最大ピークに対するポストエコーを表し、前記チャンネルインパルス応答の残りの部分が前記最大ピークの前に位置してプレエコーを表すように前記チャンネルインパルス応答を展開する、請求項１２に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、
前記ガードインターバルが周期的プレフィックスであり、
前記時間の開始点以降かつ前記時間の開始点から前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇに等しい期間内に発生する、前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルは、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の推定で考慮されず、
前記時間の開始点以前に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、
前記時間の開始点以降に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離が前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇを超える量に比例して重み付けされる、請求項１２に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、
前記ガードインターバルが周期的サフィックスであり、
前記時間の開始点以前かつ前記時間の開始点から前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇに等しい期間内に発生する、前記チャンネルインパルス応答のサンプルは、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の推定で考慮されず、
前記時間の開始点以降に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離に比例して重み付けされ、
前記時間の開始点以前に発生する前記チャンネルインパルス応答の前記サンプルの大きさは、前記時間の開始点からの距離が前記ガードインターバルの前記長さＴ_ｇを超える量に比例して重み付けされる、請求項１２に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、
現在のトリガポジション（Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に追加するトリガ調整（Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）を
Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＝ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ−Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿ｐｏｓｉｔｉｏｎ：
で算出することで、前記トリガポイントを調整し、
前記チャンネルインパルス応答のサンプル位置の特定のサブセットに対応する前記時間の開始点の位置を生じさせる、符号間干渉を推定し、最小の前記符号間干渉を作成する位置を選択することで、前記最小の前記符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ）を作成する前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点の位置を見つける、請求項１２に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールでは、
最小の符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ）を生じさせる、前記チャンネルインパルス応答の時間の開始点の前記位置は、
（ａ）前記時間の開始点の前記位置の位置変数ｍを
ｍ＝Ｐ
と初期化する段階であって、Ｐが、前記チャンネルインパルス応答のサンプル位置における特定の時間の開始点の位置に相当する段階と、
（ｂ）前記時間の開始点の位置Ｐの変数を

と初期化する段階であって、ＩＲ（ｉ）が、前記時間の開始点に対するサンプル位置ｉにおける、前記チャンネルインパルス応答の大きさの測定値である段階と、
（ｃ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＝ＩＳＩ（Ｐ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＿ｌｏｃ＝Ｐ
を設定する段階と、
（ｄ）
ｍ＝ｍ＋ｌ
を設定し、ｍの値を新たな時間の開始点の位置に変更する段階であって、ｍ＋ｌが、前記サンプルにおける、前記新たな時間の開始点の位置に相当する段階と、
（ｅ）変数を

と更新する段階であって、ｍ−ｌが、（ｄ）の段階で変更される前の前記ｍの値に相当し、Ｍが、前記ガードインターバルの前記サンプルの数である段階であって、
（ｆ）ＩＳＩ（ｍ）がＩＳＩ＿ｍｉｎ未満である場合、
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＝ＩＳＩ（ｍ）
ＩＳＩ＿ｍｉｎ＿ｌｏｃ＝ｍ
を設定する段階と、
（ｇ）（ｄ）から（ｆ）の段階を反復的に実行する段階と
によって求められる、請求項１６に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、前記変数ｍが、（ｄ）から（ｆ）の段階の間、最初の時間の開始点の位置Ｐから増加し、前記最初の時間の開始点の位置Ｐは、前記チャンネルインパルス応答の最大ピークの前記位置よりも、Ｍ個のサンプルの数だけ前に位置する、請求項１７に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、（ｄ）から（ｆ）の段階の間、前記変数ｍが前記チャンネルインパルス応答の前記最大ピークの前記位置に到達するまで、前記変数ｍをＭ回増加する、請求項１８に記載の受信機。
前記符号タイミングリカバリモジュールは、（ｄ）から（ｆ）の段階の間、前記チャンネルインパルス応答の前記サンプル位置の全てを前記変数ｍが網羅するように、前記変数ｍを増加する、請求項１７に記載の受信機。
プロセッサが実行可能な命令を備える媒体であって、
前記命令はＯＦＤＭ信号を復調する方法であり、
前記方法は、
通信チャンネルからシリアル送信されたＯＦＤＭ符号を受信する段階と、
Ｎ個の連続サンプルの離散フーリエ変換を特定のトリガポイントで開始することで、シリアルに受信した時間ドメインサンプルを復調する段階であって、前記受信した各ＯＦＤＭ符号からＮ個の周波数ドメイン符号を復元する段階と、
前記ＯＦＤＭ符号から、パイロットまたはプリアンブル信号を構成する前記周波数ドメイン符号を抽出し、チャンネル周波数応答を算出する段階と、
前記離散フーリエ変換を実行する前記トリガポイントを調整する段階と
を備え、
前記ＯＦＤＭ符号は、整数Ｎ個の時間ドメインサンプルからなり、Ｎ個の時間ドメインサンプルを離散フーリエ変換することで、前記整数Ｎ個の時間ドメインサンプルからＮ個の時間ドメイン符号を抽出し、
連続して送信される前記ＯＦＤＭ符号の間に長さＴ_ｇのガードインターバルが挿入され、各ガードインターバルは、隣接する前記ＯＦＤＭ符号の周期的拡張に対応する、特定の前記数の時間ドメインサンプルからなり、
前記トリガポイントを調整する段階は、
前記チャンネル周波数応答を逆フーリエ変換してチャンネルインパルス応答のサンプルを算出する段階と、
前記通信チャンネルに発生する符号間干渉の測定値を、特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答のサンプルの大きさと、前記トリガポイントを表す前記チャンネルインパルス応答のサンプルの時間の開始点に対する関係とに基づいて推定する段階と、
前記推定した符号間干渉が最小化するように前記チャンネルインパルス応答の時間の開始点を調整し、その後に続くＯＦＤＭ符号に対する変調のトリガポイントを調整する段階と
を含む、媒体。
前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点に対する、前記チャンネルインパルス応答の各サンプルの夫々の関係に従って、前記各サンプルの大きさに重み付けをし、前記特定のしきい値以上の前記チャンネルインパルス応答の前記各サンプルの大きさを重み加算することで、前記通信チャンネルに発生する前記符号間干渉の測定値が推定される、請求項２１に記載の媒体。
現在のトリガポジション（Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ｐｏｓｉｔｉｏｎ）に追加するトリガ調整（Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）を
Ｔｒｉｇｇｅｒ＿Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ＝ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ−Ｃｕｒｒｅｎｔ＿Ｔｒｉｇｇｅｒ＿ｐｏｓｉｔｉｏｎ：
で算出することで、前記トリガポイントが調整され、
前記チャンネルインパルス応答のサンプル位置の特定のサブセットに対応する前記時間の開始点の位置を生じさせる、符号間干渉を推定し、最小の前記符号間干渉を作成する位置を選択することで、前記最小の前記符号間干渉（ｍｉｎ＿ＩＳＩ＿ｌｏｃ）を作成する前記チャンネルインパルス応答の前記時間の開始点の位置を見つける、請求項２２に記載の媒体。