JPH08149815A - Switching power supply circuit - Google Patents

Switching power supply circuit

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JPH08149815A
JPH08149815A JP6314269A JP31426994A JPH08149815A JP H08149815 A JPH08149815 A JP H08149815A JP 6314269 A JP6314269 A JP 6314269A JP 31426994 A JP31426994 A JP 31426994A JP H08149815 A JPH08149815 A JP H08149815A
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switching
series resonance
circuit
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choke coil
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Abstract

PURPOSE: To improve power factor by providing a second series resonance circuit with a lower resonance frequency than the resonance frequency of a first series resonance circuit consisting of the primary coil winding of an insulation transformer and a series resonance capacitor and supplying switching output to a rectification line via the second series resonance circuit. CONSTITUTION: A first series resonance circuit consisting of a primary coil winding N1 and a series resonance capacitor C1 is provided. Then, a second series resonance circuit consisting of a choke coil CH and a second series resonance capacitor C1 A is provided. Switching output supplied to the first series resonance circuit is supplied to an all-wave rectification line side from the connection point of the emitter and collector of switching elements Q1 and Q2 by the electrostatic capacity coupling of the second series resonance capacitor C1 A in the second series resonance circuit. Then, f0 A<f0 is established, where the resonance frequencies of the first and second series resonance circuits are f0 and f0 A, respectively.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit for improving power factor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art In recent years, by developing a switching element capable of withstanding a relatively large current and voltage of high frequency, most of the power supplies of a switching system are used as a power supply device for rectifying a commercial power supply to obtain a desired DC voltage. It is a device. The switching power supply is used as a power supply for various electronic devices as a high-power DC-DC converter, while increasing the switching frequency to downsize transformers and other devices.

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。By the way, in general, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the utilization efficiency of the power supply is impaired. In addition, there is a need for measures to suppress harmonics generated by the distorted current waveform.

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図１４の回路図に示すようなス
イッチング電源回路が、先に本出願人により提案されて
いる。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の
電流共振形コンバータとされている。Therefore, as one of the switching power supply circuits with improved power factor, a switching power supply circuit as shown in the circuit diagram of FIG. 14 has been previously proposed by the present applicant. This power supply circuit is a self-excited current resonance type converter using a half bridge.

【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。また、Ｄ1 は４本のダイオードからなるブリ
ッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについて
全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極
の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに対
して、フィルタチョークコイルＬN 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 、チョークコイルＣＨが図のように直列に
設けられる。また、フィルタコンデンサＣN が、フィル
タチョークコイルＬN と高速リカバリ型ダイオードＤ2
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣN 及びフィルタチョーク
コイルＬN によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。In this figure, AC indicates a commercial AC power source. Further, D 1 is a bridge rectification circuit composed of four diodes, and performs full-wave rectification on the input AC power supply AC. A filter choke coil L N , a fast recovery diode D 2 , and a choke coil CH are provided in series with the line between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci as shown in the figure. . Further, the filter capacitor C N is composed of a filter choke coil L N and a fast recovery type diode D 2
The filter capacitor C N and the filter choke coil L N form a normal mode LC low-pass filter.

【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応して設けら
れている。This LC low pass filter is designed to prevent high frequency noise of the switching frequency from flowing into the AC line. The fast recovery type diode D 2 is provided in response to the high-frequency current of the switching cycle described later flowing through the full-wave rectified output line.

【０００７】また、図の（ ）内に示すＣ2 は並列共振
コンデンサとされ、図の破線に示すようにチョークコイ
ルＣＨと並列に接続することで、チョークコイルＣＨと
共に並列共振回路を形成することができる。この並列共
振回路の共振周波数はスイッチング電源の共振周波数と
ほぼ同じ周波数に設定されている。なお、その動作につ
いては後述する。Further, C 2 shown in () of the drawing is a parallel resonance capacitor, and it is connected in parallel with the choke coil CH as shown by a broken line in the drawing to form a parallel resonance circuit together with the choke coil CH. You can The resonance frequency of the parallel resonance circuit is set to be substantially the same as the resonance frequency of the switching power supply. The operation will be described later.

【０００８】Ｑ1 、Ｑ2 はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ−エミッタを介して接続されて
いる。この、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ
−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗ＲS 、ＲS は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤD 、ＤD はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗ＲB 、ＲB はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、ＣB 、ＣB は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線ＮB 、ＮB と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。Q 1 and Q 2 are switching elements that form a half-bridge type switching circuit, and as shown in the figure, via a collector-emitter between the connection point on the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci and the ground. It is connected. This, the collectors of the switching elements Q 1, Q 2 - resistor R S which are inserted between the bases, R S also to the starting resistor, the base of the switching element Q 1, Q 2 -
D D and D D inserted between the emitters are damper diodes, respectively. The resistors R B and R B are
The resistors for adjusting the base current (drive current) of the switching elements Q 1 and Q 2 are shown. C B and C B are capacitors for resonance, which form a series resonance circuit for self-excited oscillation together with drive windings N B and N B of the drive transformer PRT described next.

【０００９】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線ＮB 、ＮB 及び共振電流
検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB の一端は抵
抗ＲB に、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻線Ｎ
B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗ＲB と
接続されて、前記駆動巻線ＮB と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、電流検出巻線ＮD は
スイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ
2 のコレクタの接点に接続されると共に、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端に対して接続される。PRT represents a drive transformer for variably controlling the switching frequencies of the switching elements Q 1 and Q 2 , and in the case of this figure, the drive windings N B and N B and the resonance current detection winding N D are wound. Further, a control winding N C is wound in a direction orthogonal to each of these windings to form an orthogonal saturable reactor. This drive transformer PR
One end of the drive winding N B on the switching element Q 1 side of T is connected to the resistor R B , and the other end is connected to the emitter of the switching element Q 1 . Also, the drive winding N on the switching element Q 2 side
One end of B is grounded and the other end is connected to a resistor R B so that a voltage having a polarity opposite to that of the drive winding N B is output. The current detection winding N D is connected to the emitter of the switching element Q 1 and the switching element Q 1.
It is connected to the contact of the second collector and is also connected to one end of the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT.

【００１０】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は電
流検出巻線ＮD と直列に接続され、他端は高速リカバリ
型ダイオードＤ2 とチョークコイルＣＨの接続点に対し
て、直列共振コンデンサＣ1 を介して接続される。そし
て、これら直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 を
含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための共振回
路を形成している。このスイッチング電源回路の場合、
絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ1 により二
次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路
Ｄ3 及び平滑コンデンサＣ3 により直流電圧に変換され
て出力電圧Ｅ0 とされる。PIT is an insulation transformer for transmitting the switching outputs of the switching elements Q 1 and Q 2 to the secondary side. One end of the primary winding N 1 of this insulation transformer PIT is connected in series with the current detection winding N D. The other end is connected to the connection point between the fast recovery diode D 2 and the choke coil CH via the series resonance capacitor C 1 . Then, by the inductance component of the insulating transformer PIT including the series resonance capacitor C 1 and the primary winding N 1 ,
A resonance circuit is formed to make the switching power supply circuit a current resonance type. In the case of this switching power supply circuit,
On the secondary side of the insulation transformer PIT, the induced voltage induced in the secondary winding N 2 by the primary winding N 1 is converted into a DC voltage by the bridge rectifier circuit D 3 and the smoothing capacitor C 3 and the output voltage E 0 is obtained. To be done.

【００１１】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流ＩC としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。The control circuit 1 compares the DC voltage output E O on the secondary side with a reference voltage and supplies a DC current corresponding to the error to the control winding N C of the drive transformer PRT as a control current I C. Error amplifier.

【００１２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗ＲS 、ＲS を介してスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、電
流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →コンデンサＣ1 に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフと
なるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が開始される。このように、平滑コンデ
ンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁
トランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライ
ブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2 に交番出力を得る。In the switching operation of the switching power supply having the above-mentioned structure, when the commercial AC power supply is first turned on, the switching element Q is turned on, for example, via the starting resistors R S and R S.
Although the base current is supplied to the bases of 1 and Q 2 , if the switching element Q 1 is turned on first , the switching element Q 2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q 1 , a resonance current flows through the current detection winding N D → primary winding N 1 → capacitor C 1 , but in the vicinity where the resonance current becomes 0, the switching element Q 2 turns on and the switching element It is controlled so that Q 1 is off. Then, the switching element Q 2
A resonance current in the opposite direction to the above flows through. After that, the self-excited switching operation in which the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on is started. As described above, the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, thereby supplying the drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N 1 of the insulation transformer. , An alternating output is obtained at the secondary winding N 2 .

【００１３】また、二次側の直流出力電圧（ＥO ）が低
下した時は制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる電
流が変化され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ1
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている（スイッチング周波数制御方式）。When the secondary side DC output voltage (E O ) decreases, the control circuit 1 changes the current flowing through the control winding N C so that the switching frequency becomes lower (close to the resonance frequency). Controlled by the primary winding N 1
It is controlled to increase the drive current flowing through the device to achieve a constant voltage (switching frequency control method).

【００１４】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。The power factor improving operation is as follows. In this circuit, the primary winding N 1 of the isolation transformer PIT
The switching output corresponding to the resonance current flowing through
The choke coil CH is superposed on the rectified voltage of the commercial AC power source flowing through the self-inductance Li of the winding Ni. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged in a state where the switching voltage is superimposed on the full-wave rectified voltage, and the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci is reduced in the switching cycle by the superimposed amount of the switching voltage. Then, the charging current starts flowing while the terminal voltage of the capacitor Ci is lower than the rectified voltage level of the bridge rectifier circuit, and the average AC input current approaches the AC voltage waveform to improve the power factor. .

【００１５】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ（マグネット
・スイッチ）方式では困難だったレギュレーションの改
善を行うことができる。このため、例えば交流入力電圧
ＶAC±２０％の変動に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動
は抑制されるので、スイッチング素子や平滑コンデンサ
の耐圧向上を考慮する必要はなくなる。In the power supply circuit for improving the power factor by such a method, the drive current of the insulating transformer PIT becomes small when the load is light, so that the switching current flowing in the full-wave rectified output line is also made small by this drive current. Become. Therefore, since the level of the charging current becomes small when the load is light and the charging current becomes large when the load is heavy, the phenomenon that the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci abnormally rises is solved especially when the load is light, and the normal MS (magnet switch) is eliminated. It is possible to improve the regulation which was difficult with the method. Therefore, for example, the fluctuation of the rectified and smoothed voltage Vi is suppressed even if the fluctuation of the AC input voltage V AC ± 20%, and it is not necessary to consider the improvement of the breakdown voltage of the switching element or the smoothing capacitor.

【００１６】また、共振用コンデンサＣ2 を図のように
チョークコイルの自己インダクタンスＬｉに対して並列
に接続した場合には、このスイッチング電源の負荷が軽
くなった時に、整流平滑ラインに帰還されるスイッチン
グ電圧を抑圧するようにされ、この結果、軽負荷時の平
滑コンデンサＣｉの端子電圧Ｅｉの上昇を抑制すること
になる。Further, when the resonance capacitor C 2 is connected in parallel with the self-inductance Li of the choke coil as shown in the figure, when the load of this switching power supply becomes light, it is fed back to the rectifying and smoothing line. The switching voltage is suppressed, and as a result, the rise of the terminal voltage Ei of the smoothing capacitor Ci at the time of light load is suppressed.

【００１７】つまり、図１４に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ2 によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ2 の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少することになる。That is, in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 14, the switching frequency is controlled to increase as the power supply load decreases, but the switching voltage returned to the charging circuit side is suppressed by the capacitor C 2 at this time. Prevents the terminal voltage from rising. Further, when the power supply load increases, the switching frequency decreases, and the switching frequency approaches the resonance frequency of the resonance circuit of the self-inductance coil Ni and the capacitor C 2 to increase the switching voltage fed back. Therefore, in this power supply circuit, the voltage fluctuation rate at which the terminal voltage of the smoothing capacitor fluctuates due to the power supply load is reduced.

【００１８】また、次の図１５に示すような、倍電圧整
流回路を備えているスイッチング電源回路に対して力率
改善がなされるように構成したものが、先に本出願人に
より提案されている。なお、この図に示す電源回路にお
いては、先に示した図１４と同様にハーフブリッジによ
る自励式の電流共振形コンバータが用いられており、ま
た、ドライブトランスがＰＲＴとして構成されてスイッ
チング周波数制御による定電圧方式を採るものとされて
いることから、図１４と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。The present applicant has previously proposed a switching power supply circuit having a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 15, which is configured to improve the power factor. There is. Note that, in the power supply circuit shown in this figure, a self-excited current resonance type converter by a half bridge is used as in the case of FIG. 14 described above, and the drive transformer is configured as a PRT to control the switching frequency. Since the constant voltage method is adopted, the same parts as those in FIG. 14 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

【００１９】この図においては、交流電源ＡＣに対して
ＬＣローパスフィルタ（ＬN ，ＣN）が設けられてい
る。そして、交流電源ＡＣの一方の極はフィルタチョー
クコイルＬN 、チョークコイルＣＨの直列接続を介し
て、整流ダイオードＤ11のアノードとＤ12のカソードの
接続点に対して接続され、他方の極は平滑コンデンサＣ
ｉA ，ＣｉB の接続点に対して接続されている。この平
滑コンデンサＣｉA 、ＣｉB は図のように整流平滑ライ
ンとアース間に対して直列に接続される。また、整流ダ
イオードＤ11のカソード側は平滑コンデンサＣｉA の正
極に接続され、整流ダイオードＤ12のアノード側はアー
スに接続される。また、この回路の場合には、絶縁トラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端を、チョークコイルＣ
Ｈと整流ダイオードＤ11とＤ12のアノード・カソードの
接続点に接続して、ＡＣライン側にスイッチング出力が
重畳されるようにしている。これに対応して、本実施例
では整流ダイオードＤ11及びＤ12については、高速リカ
バリ型を用いている。In this figure, an LC low-pass filter (L N , C N ) is provided for the AC power supply AC. Then, one pole of the AC power supply AC is connected to the connection point of the anode of the rectifier diode D 11 and the cathode of D 12 via the series connection of the filter choke coil L N and the choke coil CH, and the other pole is connected. Smoothing capacitor C
It is connected to the connection point of i A and Ci B. The smoothing capacitors Ci A and Ci B are connected in series between the rectifying smoothing line and the ground as shown in the figure. The cathode side of the rectifying diode D 11 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci A , and the anode side of the rectifying diode D 12 is connected to the ground. Further, in the case of this circuit, one end of the primary winding N 1 of the insulation transformer PIT is connected to the choke coil C.
The switching output is superposed on the AC line side by connecting to the connection point of H and the anode / cathode of the rectifying diodes D 11 and D 12 . Corresponding to this, in this embodiment, the rectifier diodes D 11 and D 12 are of the fast recovery type.

【００２０】このスイッチング電源回路の倍電圧動作と
しては、交流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電
源ＡＣ→フィルタチョークコイルＬN →チョークコイル
ＣＨ→整流ダイオードＤ11→平滑コンデンサＣｉA →交
流電源ＡＣとなり、この電流経路により平滑コンデンサ
ＣｉA に対して充電が行われる。また、交流電源ＡＣが
負の期間の充電経路は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサ
ＣｉB →整流ダイオードＤ12→チョークコイルＣＨ→フ
ィルタチョークコイルＬN →交流電源ＡＣとなって、平
滑コンデンサＣｉB に充電される。これによって、整流
平滑電圧としては、平滑コンデンサＣｉA とＣｉB のそ
れぞれの両端電圧を合わせた、倍電圧が得られることに
なる。そしてこの実施例では、上記充電電流が流れる経
路に対して、前述のようにチョークコイルＣＨと整流ダ
イオードＤ11（アノード），Ｄ12（カソード）の接続点
を介してスイッチング出力が重畳されることから、図１
４にて説明したと同様の作用によって力率改善が図られ
ることになる。In the voltage doubler operation of this switching power supply circuit, the charging path during the positive period of the AC power supply AC is AC power supply AC → filter choke coil L N → choke coil CH → rectifier diode D 11 → smoothing capacitor Ci A → The AC power supply AC is used, and the smoothing capacitor Ci A is charged by this current path. In addition, the charging path during the period when the AC power supply AC is negative is AC power supply AC → smoothing capacitor Ci B → rectifying diode D 12 → choke coil CH → filter choke coil L N → AC power supply AC, and is connected to the smoothing capacitor Ci B. Be charged. As a result, as the rectified smoothed voltage, a doubled voltage obtained by combining the voltages across the smoothing capacitors Ci A and Ci B is obtained. In this embodiment, the switching output is superposed on the path through which the charging current flows via the connection point between the choke coil CH and the rectifying diodes D 11 (anode) and D 12 (cathode) as described above. From Figure 1
The power factor is improved by the same operation as described in 4.

【００２１】更にこの図の回路においても、（ ）内に
示すようにチョークコイルＣＨに対して並列に並列共振
コンデンサＣ2 を設けた場合には、倍電圧整流回路の充
電経路に対して、チョークコイルＣＨの自己インダクタ
ンスＬｉと共に並列共振回路が形成される。この並列共
振周波をスイッチング周波数の最低周波数近傍に設定す
ることにより、スイッチング周波数が上昇する軽負荷時
には、整流ダイオードＤ11、Ｄ12を介して帰還する電力
が減少し、先に示した図１４の回路図により説明したの
と同様に、交流入力電圧が高い時、又は軽負荷時の整流
平滑電圧の上昇を抑制することが可能になる。Further, also in the circuit of this figure, when a parallel resonance capacitor C 2 is provided in parallel with the choke coil CH as shown in (), a choke is provided to the charging path of the voltage doubler rectifier circuit. A parallel resonant circuit is formed with the self-inductance Li of the coil CH. By setting this parallel resonance frequency near the lowest frequency of the switching frequency, the electric power fed back via the rectifying diodes D 11 and D 12 is reduced at the time of a light load in which the switching frequency rises, and the power shown in FIG. As described with reference to the circuit diagram, it is possible to suppress an increase in the rectified and smoothed voltage when the AC input voltage is high or when the load is light.

【００２２】[0022]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１４
及び図１５に示すような構成により力率改善を図った場
合、重負荷でかつ交流入力電圧ＶACが低下した場合の、
出力電圧に対するレギュレーション範囲の下限は、力率
改善を施さない場合の回路構成に比べて交流入力電圧Ｖ
AC＝８０Ｖから９０Ｖ程度に上昇する、つまり、レギュ
レーション範囲が狭くなることが分かっている。そこ
で、上記レギュレーション範囲の下限をＡＣ８０Ｖまで
保証しようとすると、例えば直列共振回路において一次
巻線Ｎ1 の巻線数を減らし、一方で直列共振コンデンサ
Ｃ1 の静電容量を増加させて、その共振条件を一定に保
ちながら共振電流ＩO を増加させるように設計変更を行
う必要が生じてくる。ところが、このように共振電流Ｉ
O を増加させる方法をとると、この電流が流れる経路に
設けられた構成部品の発熱が上がるという不都合があ
る。更に、上記図１４、図１５の（ ）内に示すように
並列共振コンデンサＣ2 を設けると、上述のように軽
（無）負荷時の整流平滑電圧Ｅｉの上昇は抑制される
が、交流入力電圧の下限のレギュレーション特性は更に
狭くなることが分かっている。By the way, the above-mentioned FIG.
And when the power factor is improved by the configuration as shown in FIG. 15, when the load is heavy and the AC input voltage V AC drops,
The lower limit of the regulation range with respect to the output voltage is the AC input voltage V as compared with the circuit configuration without the power factor correction.
It is known that AC rises from 80V to 90V, that is, the regulation range is narrowed. Therefore, in order to guarantee the lower limit of the regulation range up to 80V AC, for example, in the series resonance circuit, the number of primary windings N 1 is reduced, while the capacitance of the series resonance capacitor C 1 is increased to increase the resonance. It becomes necessary to make a design change so as to increase the resonance current I O while keeping the condition constant. However, the resonance current I
If the method of increasing O is taken, there is a disadvantage that the heat generated by the components provided in the path through which the current flows increases. Further, when the parallel resonance capacitor C 2 is provided as shown in () of FIGS. 14 and 15, the rise of the rectified and smoothed voltage Ei at the time of light (no) load is suppressed as described above, but the AC input It is known that the lower limit regulation characteristic of the voltage is further narrowed.

【００２３】また、上記図１４あるいは図１５に示した
回路構成では、力率改善のために直列共振回路が全波整
流ライン側と接続されているが、これによって直列共振
回路の系に商用周波数の交流リップル成分が重畳される
結果、二次側直流出力電圧のリップル成分が増加する。
このため、例えば制御回路１の利得を向上させてリップ
の抑圧を図らねばならない。In the circuit configuration shown in FIG. 14 or FIG. 15, the series resonant circuit is connected to the full-wave rectification line side in order to improve the power factor. As a result of superimposing the AC ripple component of, the ripple component of the secondary side DC output voltage increases.
Therefore, for example, the gain of the control circuit 1 must be improved to suppress the lip.

【００２４】[0024]

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題を解決するため、商用電源を整流する整流回路
と、この整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平
滑回路より出力される電圧を断続するスイッチングコン
バータと、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデ
ンサにより形成されてスイッチングコンバータのスイッ
チング出力が供給される第１の直列共振回路とにより電
流共振形のスイッチング電源回路を形成する。そして、
このスイッチング電源回路において、整流回路の正極と
平滑回路の平滑コンデンサの正極間のラインに直列に挿
入されるフィルタチョークコイルと、高速リカバリ型整
流素子と、フィルタチョークコイルと共にＬＣローパス
フィルタを形成するように設けられるフィルタコンデン
サと、スイッチングコンバータの出力と接続されるチョ
ークコイルと第２の直列共振回路を形成し、上記チョー
クコイルに供給されるスイッチング出力をフィルタチョ
ークコイル及び高速リカバリ型整流素子の接続点に対し
て供給するように設けられる直列共振フィルムコンデン
サとを備えて力率改善図るように構成することとした。In order to solve the above problems, the present invention solves the above-mentioned problems by rectifying a rectifying circuit for a commercial power source, a smoothing circuit for smoothing the output of the rectifying circuit, and an output from the smoothing circuit. A switching power supply circuit of a current resonance type is formed by a switching converter that interrupts a voltage and a first series resonance circuit that is formed by a primary winding of an isolation transformer and a series resonance capacitor and that is supplied with the switching output of the switching converter. And
In this switching power supply circuit, an LC low-pass filter is formed together with a filter choke coil that is inserted in series between the positive electrode of the rectifying circuit and the positive electrode of the smoothing capacitor of the smoothing circuit, a high-speed recovery type rectifying element, and the filter choke coil. And a choke coil connected to the output of the switching converter to form a second series resonance circuit, and the switching output supplied to the choke coil is connected to the connection point of the filter choke coil and the high-speed recovery rectifying element. And a series resonant film capacitor provided so as to supply the power factor to the power source.

【００２５】また、上記第１の直列共振回路を備えた電
流共振形のスイッチング電源回路に対して、整流回路の
正極と上記平滑回路の平滑コンデンサの正極間のライン
に直列に挿入されるフィルタチョークコイルと、高速リ
カバリ型整流素子と、インダクタンスコイルと、フィル
タチョークコイルと共にＬＣローパスフィルタを形成す
るフィルタコンデンサと、チョークコイルと直列共振フ
ィルムコンデンサにより形成され、スイッチング出力が
供給される第２の直列共振回路と、チョークコイルを一
次巻線とし、インダクタンスコイルを二次巻線として磁
気結合した磁気結合トランスとを備えて力率改善がなさ
れるように構成することとした。For the current resonance type switching power supply circuit having the first series resonance circuit, a filter choke inserted in series between the positive electrode of the rectifying circuit and the positive electrode of the smoothing capacitor of the smoothing circuit. A second series resonance formed by a coil, a high-speed recovery type rectifying element, an inductance coil, a filter capacitor that forms an LC low pass filter together with a filter choke coil, a choke coil and a series resonance film capacitor, and a switching output is supplied. A circuit and a magnetic coupling transformer in which the choke coil serves as a primary winding and the inductance coil serves as a secondary winding are magnetically coupled, and the power factor is improved.

【００２６】また、電流共振形のスイッチング電源回路
において整流回路を高速リカバリ型整流素子により形成
し、商用電源のラインに挿入されるフィルタチョークコ
イルと、整流回路の正／負の交流入力間に対して直列に
接続されると共に、その中間点が整流出力と接続されて
いる２つのフィルムコンデンサと、スイッチングコンバ
ータの出力と接続されるチョークコイルと、チョークコ
イルと第２の直列共振回路を形成すると共に、チョーク
コイルに供給されたスイッチング出力を、上記ブリッジ
整流回路の正／負の交流入力に対して供給するように設
けられる２つの直列共振フィルムコンデンサとを備えて
力率改善がなされるように構成することとした。In the current resonance type switching power supply circuit, a rectifier circuit is formed by a high-speed recovery type rectifier element, and a filter choke coil inserted in a line of a commercial power source and a positive / negative AC input of the rectifier circuit are connected. And a choke coil connected to the output of the switching converter, a choke coil and a second series resonance circuit. And a switching output supplied to the choke coil, and two series resonant film capacitors provided so as to supply to the positive / negative AC input of the bridge rectifier circuit and configured to improve the power factor. It was decided to.

【００２７】また、高速リカバリ型整流素子を用いて商
用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路と、この倍電圧
整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路よ
り出力される電圧を断続するスイッチングコンバータ
と、フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサに
より形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣ
ローパスフィルタと、絶縁トランスの一次巻線及び直列
共振コンデンサにより形成され、スイッチングコンバー
タのスイッチング出力が供給される第１の直列共振回路
と、スイッチングコンバータの出力と接続されるチョー
クコイルと、このチョークコイルと共に第２の直列共振
回路を形成し、チョークコイルに供給されるスイッチン
グ出力を、倍電圧整流回路の整流経路に供給するように
設けられる直列共振フィルムコンデンサとを備えて力率
改善がなされるように構成することとした。Further, a voltage doubler rectifier circuit for rectifying a voltage of a commercial power source by using a high speed recovery type rectifier element, a smoothing circuit for smoothing the output of the voltage doubler rectifier circuit, and a voltage output from the smoothing circuit is intermittent. LC which is formed by a switching converter, a filter choke coil and a filter capacitor, and which is provided for a commercial power supply line
A first series resonant circuit formed by a low-pass filter, a primary winding of an isolation transformer and a series resonant capacitor, to which a switching output of a switching converter is supplied, a choke coil connected to the output of the switching converter, and the choke coil. And a series resonance film capacitor provided so as to form a second series resonance circuit and supply the switching output supplied to the choke coil to the rectification path of the voltage doubler rectification circuit to improve the power factor. I decided to configure it.

【００２８】また、上記各構成のスイッチング電源回路
において、直列共振フィルムコンデンサを静電容量を分
割するようにして２つ設ける。そして、分割された一方
の直列共振フィルムコンデンサは倍電圧整流回路の整流
素子の接続点に対して接続し、他方の直列共振フィルム
コンデンサは、商用電源ラインに対して接続することと
した。In addition, in the switching power supply circuit having each of the above configurations, two series resonance film capacitors are provided so as to divide the capacitance. Then, one of the divided series resonance film capacitors is connected to the connection point of the rectifying element of the voltage doubler rectifier circuit, and the other series resonance film capacitor is connected to the commercial power supply line.

【００２９】また、整流素子に高速リカバリ型を用いた
倍電圧整流回路を備え、第１の直列共振回路による電流
共振形スイッチング電源回路に対して、商用電源ライン
に対して設けられるＬＣローパスフィルタと、チョーク
コイルと直列共振フィルムコンデンサにより形成され、
スイッチング出力が供給される第２の直列共振回路を設
け、さらに、上記チョークコイルを一次巻線とし、上記
インダクタンスコイルを二次巻線として磁気結合した磁
気結合トランスとを備えて力率改善がなされるように構
成することとした。されていることを特徴とするスイッ
チング電源回路。Further, a voltage doubler rectifier circuit using a high-speed recovery type rectifier is provided, and an LC low-pass filter provided for a commercial power supply line is provided for the current resonance type switching power supply circuit by the first series resonance circuit. , Formed by a choke coil and a series resonant film capacitor,
A second series resonant circuit to which a switching output is supplied is provided, and further, the choke coil is used as a primary winding, and the inductance coil is used as a secondary winding. I decided to configure it. A switching power supply circuit characterized by being provided.

【００３０】そして、第２の直列共振回路の共振周波数
は、上記第１の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定するものとした。The resonance frequency of the second series resonance circuit is set lower than the resonance frequency of the first series resonance circuit.

【００３１】また、スイッチングコンバータが自励式で
あれば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、上記スイッチングコンバータのスイッチン
グ周波数を可変する、あるいは絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成し、他励式とされて
いれば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧制御を行うように構成することとした。If the switching converter is of the self-excited type, the switching frequency of the switching converter is varied or the magnetic flux of the isolation transformer is varied based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the isolation transformer. It is configured to perform voltage control, and if separately excited, it is configured to perform constant voltage control by varying the switching drive signal based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the isolation transformer. I decided.

【００３２】[0032]

【作用】本発明では、各種タイプのスイッチング電源回
路において、絶縁トランスの一次巻線と直列共振コンデ
ンサからなる第１の直列共振回路の共振周波数より低い
共振周波数の第２の直列共振回路が設けられ、この第２
の直列共振回路を介するようにして整流ラインにスイッ
チング出力を供給することで力率改善が図られるように
構成されるが、この構成では例えば重負荷時における交
流入力電圧に対するレギュレーション範囲が拡大され
る。また、第１の直列共振回路系に重畳される商用周期
のリップル電圧成分が減少され、更に、広い交流入力電
圧範囲にわたって高力率特性を得ることが可能となる。According to the present invention, in various types of switching power supply circuits, the second series resonance circuit having a resonance frequency lower than the resonance frequency of the first series resonance circuit composed of the primary winding of the insulating transformer and the series resonance capacitor is provided. , This second
It is configured to improve the power factor by supplying the switching output to the rectification line via the series resonance circuit of, but in this configuration, for example, the regulation range for the AC input voltage under heavy load is expanded. . Further, the ripple voltage component of the commercial cycle superimposed on the first series resonance circuit system is reduced, and further, it becomes possible to obtain the high power factor characteristic over a wide AC input voltage range.

【００３３】[0033]

【実施例】図１は本発明の実施例としてのスイッチング
電源回路の構成を示す回路図であり、図１４と同一部分
は同一符号を付して説明を省略し、スイッチング動作及
び定電圧制御などについては説明を省略する。この実施
例の回路においては、例えば図１４の回路と比較した場
合、フィルタチョークコイルＬN 及びフィルタコンデン
サＣN からなるＬＣローパスフィルタにおける接続が逆
となる。つまり、フィルタコンデンサＣN の一方の極は
ブリッジ整流回路Ｄ1 の正極の出力端子に対して接続さ
れ、他方の極は一次側アースに接地される。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. The description is omitted. In the circuit of this embodiment, for example, when compared with the circuit of FIG. 14, the connection in the LC low pass filter including the filter choke coil L N and the filter capacitor C N is reversed. That is, one pole of the filter capacitor C N is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 , and the other pole is grounded to the primary side ground.

【００３４】また、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
の一端と直列接続された直列共振コンデンサＣ1 は一次
側アースに接地され、一次巻線Ｎ1 の他端は電流検出巻
線ＮD を介して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のエミッ
タ、コレクタの接続点に対して接続される。なお、この
実施例においては、上記一次巻線Ｎ1 及び直列共振コン
デンサＣ1 からなる直列共振回路を、後述する第２の直
列共振回路に対して、第１の直列共振回路ということに
する。The primary winding N 1 of the insulation transformer PIT
The series resonance capacitor C 1 connected in series with one end of the primary winding is grounded to the primary side ground, and the other end of the primary winding N 1 is connected to the emitters and collectors of the switching elements Q 1 and Q 2 via the current detection winding N D. Connected to the connection point of. In this embodiment, the series resonance circuit composed of the primary winding N 1 and the series resonance capacitor C 1 will be referred to as a first series resonance circuit with respect to a second series resonance circuit described later.

【００３５】更に、上記スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
エミッタ−コレクタの接続点は、チョークコイルＣＨの
一端と接続され、その他端は図のように第２直列共振コ
ンデンサＣ1Aを介してフィルタチョークコイルＬN と高
速リカバリ型ダイオードＤ2の接続点に対して接続され
ている。本実施例では、上記チョークコイルＣＨの自己
インダクタンスＬｉと第２直列共振コンデンサＣ1Aの静
電容量により第２の直列共振回路を形成しており、この
第２の直列共振回路の共振周波数ｆO(A)としては、上記
第１の直列共振回路の共振周波数をｆO とすると、 ｆO(A)＜ｆO の関係が得られるように、上記自己インダクタンスＬｉ
と第２直列共振コンデンサＣ1Aの静電容量が選定されて
いる。Further, the emitter-collector connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 is connected to one end of the choke coil CH, and the other end is connected to the filter choke via the second series resonance capacitor C 1A as shown in the figure. It is connected to the connection point between the coil L N and the fast recovery diode D 2 . In this embodiment, the self-inductance Li of the choke coil CH and the capacitance of the second series resonant capacitor C 1A form a second series resonant circuit. The resonance frequency f O of the second series resonant circuit is formed. As (A) , when the resonance frequency of the first series resonance circuit is f O , the self-inductance Li is set so that the relationship of f O (A) <f O is obtained.
And the capacitance of the second series resonant capacitor C 1A is selected.

【００３６】このように本実施例では、チョークコイル
ＣＨと第２直列共振コンデンサＣ1Aにより形成される第
２の直列共振回路が設けられ、この第２の直列共振回路
における第２直列共振コンデンサＣ1Aの静電容量結合に
より、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 のエミッタ−コレク
タの接続点から第１の直列共振回路に供給されるスイッ
チング出力が、全波整流ライン側に対して供給されるこ
とになる。As described above, in the present embodiment, the second series resonant circuit formed by the choke coil CH and the second series resonant capacitor C 1A is provided, and the second series resonant capacitor C in the second series resonant circuit is provided. the capacitive coupling 1A, the emitter of the switching element Q 1, Q 2 - that switching output from the connection point of the collector is supplied to the first series resonant circuit is supplied to the full-wave rectified line side Become.

【００３７】図２は、上記図１に示したスイッチング電
源回路の各部の動作を示す波形図とされる。例えば、図
２（ａ）に示すように交流入力電圧ＶACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣN には、図２（ｂ）に示
すように、ブリッジ整流回路Ｄ1 が導通して充電電流が
平滑コンデンサＣｉに流入するとされるτ期間以外の休
止期間において、スイッチング周期の正弦波である高周
波電流Ｉ1 がわずかに流れることになる。また、フィル
タチョークコイルＬN を流れる電流Ｉ2 は、本実施例で
は図２（ｃ）に示すように、交流入力電流を整流して得
られた波形に対し、休止期間において高周波電流が僅か
に重畳された波形となっている。このように、本実施例
ではＡＣラインへ流入しようとする高周波のノーマルモ
ードのノイズは、フィルタコンデンサＣN によってバイ
パスされている。また、高速リカバリ型ダイオードＤ2
を介して全波整流ラインを流れる電流Ｉ3 は、電流Ｉ2
（図２（ｃ））と後述する共振電流ＩOA（図２（ｅ））
において、それぞれτ期間に流れている電流が合成され
て、図２（ｄ）に示すようにτ期間において高周波成分
が重畳された正弦波状の波形が得られる。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of each part of the switching power supply circuit shown in FIG. For example, when the AC input voltage V AC is supplied as shown in FIG. 2A, the bridge rectifier circuit D 1 is conducted to charge the filter capacitor C N as shown in FIG. 2B. In the rest period other than the τ period when the current flows into the smoothing capacitor Ci, the high frequency current I 1 which is a sine wave of the switching period slightly flows. Further, in the present embodiment, the current I 2 flowing through the filter choke coil L N is slightly different from the waveform obtained by rectifying the AC input current as shown in FIG. It has a superimposed waveform. As described above, in this embodiment, the high frequency normal mode noise which is about to flow into the AC line is bypassed by the filter capacitor C N. In addition, fast recovery type diode D 2
Current I 3 flowing through the full wave rectified line via a current I 2
(FIG. 2 (c)) and a resonance current I OA (FIG. 2 (e)) described later.
, The currents flowing in the τ period are combined to obtain a sinusoidal waveform in which the high frequency component is superimposed in the τ period as shown in FIG.

【００３８】次に、前述のように第１、第２の直列共振
回路の各共振周波数ｆO 、ｆO(A)については、ｆO(A)＜
ｆO となるように設定されているが、このために第２の
直列共振回路の共振電流ＩOAは、図２（ｅ）に示すよう
に、τ期間に増加してτ期間以外では減少して僅かなレ
ベルとなるような波形が得られ、この電流が全波整流ラ
インに重畳される。ここで、スイッチング出力電流とし
て第１及び第２の直列共振回路に流れる本実施例の共振
電流ＩO は、上記第２の直列共振回路の共振電流ＩOAと
第１の直列共振回路の共振電流ＩOBを合成して得られ
る。つまり ＩO ＝ＩOA＋ＩOB で表されるが、この共振電流ＩO としては図２（ｆ）に
しめすような波形が得られ、実際には図１４の回路にお
いて流れる共振電流ＩO よりもレベルが増加している。
平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流Ｉ4 は図２（ｇ）
に示す波形となる。そして、交流電源ＡＣに流れる交流
入力電流ＩACの平均的な波形は、図２（ｉ）に示す波形
とされ、実際には力率改善が図られる程度に導通角（τ
期間）が拡大されている。また、この回路では第２の直
列共振回路側が全波整流ラインに対して接続されている
ので、第１の直列共振回路側に重畳される商用電源周期
のリップル電圧成分は、図１４に示すような回路の場合
より減少することから、二次側の直流出力電圧に現れる
リップル成分も減少する。図２（ｈ）は本実施例の回路
における直流出力電圧ＥO のリップル成分ΔＥOを実線
で、図１４の回路のリップル成分ΔＥO を破線で示して
いる。この図から分かるように本実施例の回路のほうが
リップル成分が抑制されており、実際には図１４のスイ
ッチング電源回路において力率改善を行うための構成が
備えられていない場合と同程度のレベルまでに向上され
ている。Next, as described above, regarding the resonance frequencies f O and f O (A) of the first and second series resonance circuits, f O (A) <
has been set to be f O, the resonance current I OA of the second series resonant circuit for this purpose, as shown in FIG. 2 (e), an increase in τ period decreased outside τ period A waveform with a slight level is obtained, and this current is superimposed on the full-wave rectification line. Here, the resonance current I O of the present embodiment that flows in the first and second series resonance circuits as the switching output current is the resonance current I OA of the second series resonance circuit and the resonance current of the first series resonance circuit. It is obtained by synthesizing I OB . That is, I O = I OA + I OB is expressed, but as the resonance current I O , a waveform as shown in FIG. 2F is obtained, and actually, the resonance current I O is higher than the resonance current I O flowing in the circuit of FIG. The level is increasing.
The charging current I 4 flowing through the smoothing capacitor Ci is shown in FIG.
The waveform is as shown in. The average waveform of the AC input current I AC flowing through the AC power supply AC is the waveform shown in FIG. 2 (i), and in practice the conduction angle (τ) is such that power factor improvement is achieved.
Period) has been expanded. Also, in this circuit, the second series resonance circuit side is connected to the full-wave rectification line, so the ripple voltage component of the commercial power supply cycle superimposed on the first series resonance circuit side is as shown in FIG. The ripple component appearing in the DC output voltage on the secondary side also decreases because it decreases as compared with the case of the simple circuit. FIG. 2H shows the ripple component ΔE O of the DC output voltage E O in the circuit of this embodiment by a solid line and the ripple component ΔE O of the circuit in FIG. 14 by a broken line. As can be seen from the figure, the circuit of the present embodiment suppresses the ripple component, and in practice, the level is similar to that in the case where the switching power supply circuit of FIG. 14 is not provided with the configuration for improving the power factor. Has been improved up to.

【００３９】次に、図３（ａ）は、図１に示した本実施
例のスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶACに対する
交流入力電力Ｐｉｎの特性を、図１４に示したスイッチ
ング電源回路と比較して示す図であり、この場合には負
荷電力ＰO をパラメータとして示している。ここでは、
図１の回路においてはＬN ＝２２０μＨ、ＣN ＝１μ
Ｆ、ＬｉA ＝２０μＨ，Ｃ1 ＝Ｃ1A＝０．０１８μＦが
選定され、図１４の回路においてはＬN ＝１００μＨ、
ＣN ＝１μＦ、ＬｉA ＝２０μＨ，Ｃ1 ＝０．０１８μ
Ｆが選定されて、図１と図１４の回路でＣ1 、Ｎ1 （第
１の直列共振回路が同一となるようにされている条件で
の結果を示している。Next, FIG. 3A compares the characteristics of the AC input power Pin with respect to the AC input voltage V AC of the switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 1 with the switching power supply circuit shown in FIG. In this case, the load power P O is shown as a parameter. here,
In the circuit of FIG. 1, L N = 220 μH and C N = 1 μ
F, Li A = 20 μH, C 1 = C 1A = 0.018 μF are selected, and in the circuit of FIG. 14, L N = 100 μH,
C N = 1 μF, Li A = 20 μH, C 1 = 0.018 μ
16 shows the results under the condition that F is selected and C 1 and N 1 (the first series resonant circuit is made to be the same in the circuits of FIGS. 1 and 14).

【００４０】この図によれば、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ
の重負荷時には例えば、図１に示した回路（実線）のほ
うが、図１４に示した回路（破線）よりも交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖ以下の範囲での曲線の傾きが小さくなっ
ているが、これによって、図１に示した本実施例の回路
ではレギュレーション範囲が交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ
から８０Ｖまでに拡大されている。According to this figure, the load power P O = 120 W
When the load is heavy, for example, the circuit shown in FIG. 1 (solid line) has a smaller curve slope than the circuit shown in FIG. 14 (broken line) in the range of AC input voltage V AC = 100 V or less. As a result, in the circuit of this embodiment shown in FIG. 1, the regulation range is AC input voltage V AC = 90V.
Has been expanded to 80V.

【００４１】また、図３（ｂ）は交流入力電圧ＶACに対
する力率の特性を、図１（実線）と図１４（破線）の回
路で比較して示す図であり、部品の選定条件は上記図３
（ａ）で述べたと同様とされる。この図では、負荷電力
ＰO ＝１２０Ｗの重負荷時において、図１４の回路の特
性が右下がりであるのに対して図１の回路では右上りの
特性が得られており、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４
０Ｖの広い範囲で安定して高い力率が得られている。ま
た、負荷電力ＰO ＝０の無負荷時においても、図１４の
回路の場合と比較すると、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜
１４０Ｖの範囲でより高い力率特性が得られている。Further, FIG. 3 (b) is a diagram showing the characteristics of the power factor with respect to the AC input voltage V AC in comparison with the circuits of FIG. 1 (solid line) and FIG. 14 (broken line). Figure 3 above
The same applies as described in (a). In this figure, at the time of heavy load of load power P O = 120 W, the characteristic of the circuit of FIG. 14 is lowering to the right, whereas the characteristic of the upper right is obtained in the circuit of FIG. 1, and the AC input voltage V AC = 80V ~ 14
A stable and high power factor is obtained in a wide range of 0V. Further, even when there is no load of load power P O = 0, compared with the case of the circuit of FIG. 14, AC input voltage V AC = 80 V
Higher power factor characteristics are obtained in the range of 140V.

【００４２】図３（ｃ）は、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの
重負荷時における、交流入力電圧Ｖ ACに対する直流出力
電圧ＥO のリップル成分ＥO のレベル特性を、図１（実
線）と図１４（破線）の回路で比較して示す図であり、
ここでも部品の選定条件は上記図３（ａ）で述べたと同
様とされる。この図から分かるように、図１の本実施例
の回路のほうが、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖ
の範囲にわたってリップル成分ＥO が抑制されている。FIG. 3C shows the load power P.O = 120W
AC input voltage V under heavy load ACDC output to
Voltage EO Ripple component E ofO Figure 1 (actual
Line) and the circuit of FIG. 14 (broken line) for comparison.
Here again, the conditions for selecting the parts are the same as those described in FIG.
It is said that. As can be seen from this figure, the present embodiment of FIG.
The circuit of is the AC input voltage VAC= 80V to 140V
Ripple component E over the rangeO Is suppressed.

【００４３】図４は、本発明の他の実施例としてのスイ
ッチング電源回路の構成を示す回路図であり、図１およ
び図１４と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。例えば、力率改善が図られたスイッチング電源回路
の構成として、磁気結合トランスを介して直列共振回路
に得られるスイッチング出力を整流ラインに帰還させる
ようにしたものが先に本出願人により提案されている
が、この他の実施例では上記磁気結合トランスを備えて
構成される。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit as another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIGS. 1 and 14 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. For example, as a configuration of a switching power supply circuit with improved power factor, a configuration in which a switching output obtained in a series resonance circuit via a magnetic coupling transformer is fed back to a rectification line was previously proposed by the present applicant. However, in this other embodiment, the magnetic coupling transformer is provided.

【００４４】この図４においては、ＬＣローパスフィル
タ（ＬN 、ＣN ）は図１４に示したと同様の接続形態で
設けられており、フィルタコンデンサＣN が平滑コンデ
ンサＣｉを介してアースと接続されることで、フィルタ
コンデンサＣN の耐圧特性を向上しなくてもよいように
している。そして、フィルタチョークコイルＬN 、高速
リカバリ型ダイオードＤ2 、自己インダクタンス巻線Ｌ
ｉ（図１４のチョークコイルＣＨに相当する）を全波整
流出力ラインに対して直列接続して設けられている。ま
た、この場合の絶縁トランスの一次巻線Ｎ1 の一端はア
ースに接地され、他端は直列共振コンデンサＣ1 を介し
て電流検出巻線ＮD と接続するようにされている。ま
た、この実施例の第２の直列共振回路では、直列共振コ
イルＬｉA 側がスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のコレクタ
−エミッタの接続点と接続され、第２直列共振コンデン
サＣ1A側はアースに接地されて、スイッチング出力が第
２の直列共振回路に供給されるようにしている。なお、
この場合にも第１の直列共振回路と第２の直列共振回路
の共振周波数ｆO 、ｆO(A)の関係は、ｆO(A)＜ｆO とな
るようにされている。In FIG. 4, the LC low pass filter (L N , C N ) is provided in the same connection form as shown in FIG. 14, and the filter capacitor C N is connected to the ground via the smoothing capacitor Ci. Thus, it is not necessary to improve the withstand voltage characteristic of the filter capacitor C N. The filter choke coil L N , the fast recovery diode D 2 , and the self-inductance winding L
i (corresponding to the choke coil CH in FIG. 14) is connected in series to the full-wave rectified output line. In addition, one end of the primary winding N 1 of the insulation transformer in this case is grounded to the ground, and the other end is connected to the current detection winding N D via the series resonance capacitor C 1 . Further, in the second series resonant circuit of this embodiment, the series resonant coil Li A side is connected to the collector-emitter connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 , and the second series resonant capacitor C 1A side is grounded. Thus, the switching output is supplied to the second series resonance circuit. In addition,
Also in this case, the relationship between the resonance frequencies f O and f O (A) of the first series resonance circuit and the second series resonance circuit is such that f O (A) <f O.

【００４５】そして、この図においてＭＣＴが磁気結合
トランスとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは、上
記全波整流出力ラインの自己インダクタンス巻線Ｌｉを
二次巻線とし、直列共振コイルＬｉA を一次巻線とし
て、例えば１：１の巻線比により密結合するようにし
て、磁気結合トランスＭＣＴが設けられる。In this figure, the MCT is a magnetic coupling transformer. In this magnetic coupling transformer MCT, the self-inductance winding Li of the full-wave rectified output line is used as a secondary winding, and the series resonance coil Li A is used as a primary winding. Then, the magnetic coupling transformer MCT is provided.

【００４６】上記のような本実施例の構成では、図１に
て説明したように第２の直列共振回路に対してスイッチ
ング出力が供給される。そしてこの際、上記磁気結合ト
ランスＭＣＴにおいては、直列共振コイルＬｉA にて得
られるスイッチング周期の電圧が、自己インダクタンス
巻線Ｌｉに励起され、これによって全波整流ラインに対
してスイッチング周期の電圧が重畳される。即ち、スイ
ッチング出力が帰還されることになる。この結果、図１
４にて説明したとほぼ同様の動作により力率改善が図ら
れることになる。このように構成しても、図１にて説明
した回路と同様に、交流入力電圧の変動に対する下限の
レギュレーション範囲を、例えばＡＣ＝８０Ｖ程度でま
で保証することが可能であり、また、力率改善特性及び
直流出力電圧のリップル成分の抑圧効果も図１の回路の
場合と同様に向上されることになる。In the configuration of this embodiment as described above, the switching output is supplied to the second series resonance circuit as described in FIG. At this time, in the magnetic coupling transformer MCT, the voltage of the switching cycle obtained by the series resonance coil Li A is excited in the self-inductance winding Li, whereby the voltage of the switching cycle is applied to the full-wave rectification line. It is superimposed. That is, the switching output is fed back. As a result,
The power factor is improved by almost the same operation as described in 4. Even with such a configuration, as in the circuit described in FIG. 1, it is possible to guarantee the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage, for example, up to about AC = 80 V, and the power factor. The improvement characteristics and the effect of suppressing the ripple component of the DC output voltage are also improved as in the case of the circuit of FIG.

【００４７】なお、上記図４のスイッチング電源回路に
おいては、ドライブトランスは制御巻線ＮC が設けられ
ていないＣＤＴ（Converter Drive Transformer)とさ
れ、従って、スイッチング周波数は固定とされている。
そして、この場合には絶縁トランスの一次及び二次巻線
Ｎ1 に対して制御巻線ＮC が直交して設けられた可飽和
リアクトルのＰＲＴ（Power Regulating Transformer）
とされており、制御回路１が直流出力電圧ＥO に基づい
て制御巻線ＮCに流す制御電流を可変して絶縁トランス
ＰＲＴの飽和特性を変化させて漏洩磁束をコントロール
して定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方
式が採られている。In the switching power supply circuit shown in FIG. 4, the drive transformer is a CDT (Converter Drive Transformer) without the control winding N C , and therefore the switching frequency is fixed.
Then, in this case, the PRT (Power Regulating Transformer) of the saturable reactor in which the control winding N C is provided orthogonal to the primary and secondary windings N 1 of the insulation transformer
The control circuit 1 varies the control current flowing through the control winding N C on the basis of the DC output voltage E O to change the saturation characteristic of the insulating transformer PRT to control the leakage magnetic flux to perform constant voltage control. The so-called series resonance frequency control method is adopted.

【００４８】次に、図５の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形のスイッチングコンバータは、ス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用
いた、ハーフブリッジ接続による他励式とされる。この
場合には、制御回路１が直流出力電圧ＥO に基づいて発
振ドライブ回路２を制御し、発振ドライブ回路２からス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の各ゲートに供給するスイッ
チング駆動電圧を変化させることで、定電圧制御を行う
ようにされる。なお、各スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の
ドレイン−ソースに対して図に示す方向に接続されるＤ
D 、ＤD は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 オフ時に帰還
される電流の経路を形成するクランプダイオードとされ
る。また、起動回路３は電源始動時に整流平滑ラインに
得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回
路２を起動させるために設けられており、この起動回路
３には、絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ3
と整流ダイオードＤ4 により供給される低圧直流電圧が
供給される。Next, the circuit diagram of FIG. 5 shows the configuration of a switching power supply circuit of still another embodiment. The same parts as those in FIGS. 1 and 2 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The current resonance type switching converter in the embodiment of FIG was used in the switching elements Q 1, Q 2 and MOS-FET for example, it is separately excited by the half-bridge connection. In this case, the control circuit 1 controls the oscillation drive circuit 2 based on the DC output voltage E O , and changes the switching drive voltage supplied from the oscillation drive circuit 2 to the gates of the switching elements Q 1 and Q 2. Then, constant voltage control is performed. D connected to the drain-source of each switching element Q 1 , Q 2 in the direction shown in the figure
D and D D are clamp diodes that form a current path that is fed back when the switching elements Q 1 and Q 2 are off. Further, the starting circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained in the rectifying and smoothing line at the time of starting the power source to start the oscillation drive circuit 2, and the starting circuit 3 is provided to the insulating transformer PIT. Tertiary winding N 3
And the low-voltage DC voltage supplied by the rectifying diode D 4 .

【００４９】また、この図の回路においては、全波整流
ラインの高速リカバリ型ダイオードＤ2 と平滑コンデン
サの正極間に、フィルタチョークコイルＬN1が直列に付
加して設けられる。そして、この図の第２直列共振回路
において、直列共振コイルＬｉA （チョークコイルＣ
Ｈ）側はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン−ソー
スの接続点に接続され、一方のコンデンサＣ1A側は高速
リカバリ型ダイオードＤ2 とフィルタチョークコイルＬ
N1の接続点に対して接続されて、全波整流ラインにスイ
ッチング出力が供給されるようにしている。また、第１
の直列共振回路は直列共振コンデンサＣ1 側がスイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン−ソースの接続点に接続
され、一次巻線Ｎ1 側がアースに接地される。In the circuit of this figure, a filter choke coil L N1 is additionally provided in series between the high speed recovery type diode D 2 of the full wave rectification line and the positive electrode of the smoothing capacitor. Then, in the second series resonance circuit of this figure, the series resonance coil Li A (choke coil C
The H) side is connected to the drain-source connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 , and the capacitor C 1A side is the fast recovery type diode D 2 and the filter choke coil L.
It is connected to the connection point of N1 so that the switching output is supplied to the full-wave rectification line. Also, the first
In the series resonance circuit of, the series resonance capacitor C 1 side is connected to the drain-source connection point of the switching elements Q 1 and Q 2 , and the primary winding N 1 side is grounded.

【００５０】このような構成としても、上記各実施例と
同様に交流入力電圧の変動に対する下限のレギュレーシ
ョン範囲を、例えばＡＣ＝８０Ｖ程度まで保証すること
ができ、力率改善特性及び直流出力電圧のリップル成分
の抑圧特性が向上される。Even with such a configuration, the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage can be guaranteed up to, for example, AC = 80 V as in the above-mentioned embodiments, and the power factor improving characteristic and the DC output voltage can be improved. The suppression characteristic of the ripple component is improved.

【００５１】次に、図６は本発明の更に他の実施例とさ
れるスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
上記各実施例である図１、図４及び図５と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。この実施例の回路で
は、先ずブリッジ整流回路Ｄ1 が４本の高速リカバリ型
ダイオードＤF1、ＤF2、ＤF3、ＤF4により形成される。
このため、先の各実施例で挿入されていた高速リカバリ
型ダイオードＤ2 は省略される。そして、このブリッジ
整流回路Ｄ1 の高速リカバリ型ダイオードＤF1、ＤF2の
それぞれに対してはフィルムコンデンサＣ2A、Ｃ2Bが並
列に設けられ、これらフィルムコンデンサＣ2A、Ｃ2Bは
ＬＣローパスフィルタのフィルタコンデンサＣN の作用
を有するものであり、従ってこの回路ではフィルタコン
デンサＣN が削除されている。Next, FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention.
The same parts as those in each of the above-described embodiments shown in FIGS. 1, 4 and 5 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the circuit of this embodiment, first, the bridge rectifying circuit D 1 is formed by four fast recovery type diodes D F1 , D F2 , D F3 and D F4 .
Therefore, the fast recovery type diode D 2 inserted in each of the previous embodiments is omitted. Then, film capacitors C 2A and C 2B are provided in parallel to the fast recovery type diodes D F1 and D F2 of the bridge rectifier circuit D 1 , and these film capacitors C 2A and C 2B are LC low pass filters. It has the function of a filter capacitor C N , so in this circuit the filter capacitor C N is eliminated.

【００５２】また、第２の直列共振回路を形成する第２
直列共振共振コンデンサＣ1Aは、本実施例では２本のコ
ンデンサＣ1B、Ｃ1Bに静電容量を分割するようにして設
けられる。つまり、静電容量としてはＣ1A＝２Ｃ1Bとな
るようにされる。そして、これら２つのコンデンサ
Ｃ1B、Ｃ1Bの一方の極は共通にチョークコイルＣＨ（直
列共振コイルＬｉA ）に対して接続され、他方の極はそ
れぞれブリッジ整流回路Ｄ1 の正／負の入力端子に対し
て接続される。Also, the second series resonance circuit forming the second series resonance circuit is formed.
The series resonance resonant capacitor C 1A is provided so as to divide the electrostatic capacity into two capacitors C 1B and C 1B in this embodiment. That is, the capacitance is set to C 1A = 2C 1B . Then, one pole of these two capacitors C 1B and C 1B is commonly connected to the choke coil CH (series resonance coil Li A ), and the other pole is the positive / negative input of the bridge rectifier circuit D 1 , respectively. Connected to terminals.

【００５３】この構成では、コンデンサＣ1B、Ｃ1Bの静
電容量結合を介してブリッジ整流回路Ｄ1 の整流経路に
スイッチング出力を重畳するようにされるが、この場合
にも、上記各実施例と同様に交流入力電圧の変動に対す
る下限のレギュレーション範囲が力率改善前のスイッチ
ング電源回路と同程度にまで拡大され、力率改善特性及
び直流出力電圧のリップル成分の抑圧特性も向上され
る。更に、高速リカバリ型ダイオードＤ2 が削除された
ことで、整流経路に設けられるダイオード素子が３つか
ら２つとなるため、それだけダイオード素子による順電
圧効果による電力損失が低減して、例えば重負荷時の入
力電力Ｐｉｎを減少させることができる。つまり、重負
荷時の電力損失が低減される。In this configuration, the switching output is superposed on the rectification path of the bridge rectification circuit D 1 via the capacitive coupling of the capacitors C 1B and C 1B. Similarly, the lower limit regulation range for the fluctuation of the AC input voltage is expanded to the same extent as that of the switching power supply circuit before the power factor is improved, and the power factor improving characteristic and the ripple component suppressing characteristic of the DC output voltage are also improved. Further, since the fast recovery type diode D 2 is removed, the number of diode elements provided in the rectification path is reduced from three to two, so that the power loss due to the forward voltage effect due to the diode elements is reduced accordingly, and, for example, under heavy load. The input power Pin of can be reduced. That is, the power loss under heavy load is reduced.

【００５４】図７は本発明の更に他の実施例のスイッチ
ング電源回路を示す回路図であり、上記図６と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この図のスイッチ
ング電源回路においては、先の図４にて説明したよう
に、絶縁トランスに対して制御巻線ＮC が設けられた可
飽和リアクトルのＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）とされ、直列共振周波数制御方式により定電圧化が
図られる。従って、本実施例の力率改善作用は図６の回
路と同様であり、レギュレーション範囲の下限が力率改
善前のスイッチング電源回路と同程度にまで拡大され、
力率改善特性及び直流出力電圧のリップル成分の抑圧特
性も向上されると共に、重負荷時の電力損失が低減され
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the switching power supply circuit of this figure, as explained in FIG. 4 above, the PRT (Power Regulating Transform) of the saturable reactor in which the control winding N C is provided with respect to the insulating transformer.
er), and a constant voltage is achieved by the series resonance frequency control method. Therefore, the power factor improving action of this embodiment is similar to that of the circuit of FIG. 6, and the lower limit of the regulation range is expanded to the same extent as that of the switching power supply circuit before power factor improving.
The power factor improving characteristic and the characteristic of suppressing the ripple component of the DC output voltage are improved, and the power loss under heavy load is reduced.

【００５５】図８は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路を示す回路図であり、上記図６及び図７
と同一部分は同一符号を付している。この実施例は、図
６及び図７に示した力率改善のための構成に対して、図
８にて説明した他励式による電流共振形コンバータを適
用したものとされ、従って、上記図６及び図７の実施例
と同様の効果を得ることができる。FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention.
The same parts as are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the current resonance type converter by the separately excited type described in FIG. 8 is applied to the configuration for improving the power factor shown in FIGS. The same effect as that of the embodiment of FIG. 7 can be obtained.

【００５６】図９の回路図は、本発明の更に他の実施例
のスイッチング電源回路の構成を示している。この場合
には、倍電圧整流回路が備えられた電流共振形のスイッ
チングコンバータによる構成とされ、先に先行技術とし
て示した図１５の構成と同一部分は同一符号を付して、
スイッチング動作、倍電圧動作及び定電圧制御等につい
ては説明を省略する。この実施例では、先ずフィルタコ
ンデンサＣN が交流電源ＡＣに対して並列に設けられて
おり、例えば図１５と比べた場合、ＬＣローパスフィル
タにおけるフィルタチョークコイルＬN 及びフィルタコ
ンデンサＣN の接続が逆となる。The circuit diagram of FIG. 9 shows the configuration of a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention. In this case, the current resonance type switching converter is provided with a voltage doubler rectifier circuit, and the same parts as those of the prior art shown in FIG.
Descriptions of the switching operation, the voltage doubler operation, the constant voltage control, and the like are omitted. In this embodiment, first, the filter capacitor C N is provided in parallel with the AC power supply AC, and when compared with FIG. 15, for example, the connection of the filter choke coil L N and the filter capacitor C N in the LC low pass filter is reversed. Becomes

【００５７】そして、本実施例における第２の直列共振
回路は、直列共振コイルＬｉA （チョークコイルＣＨ）
側がスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のエミッタ−コレクタ
の接続点と接続され、第２直列共振コンデンサＣ1A側は
整流ダイオードＤ11、Ｄ12のアノード−カソードの接続
点に対して接続されて、倍電圧整流ラインの電流経路に
スイッチング出力を重畳するようにされている。The second series resonant circuit in this embodiment is a series resonant coil Li A (choke coil CH).
Side emitter of the switching element Q 1, Q 2 - is connected to the connection point of the collector, the second series resonant capacitor C 1A side anode of the rectifier diode D 11, D 12 - is connected to the cathode connection point, multiple The switching output is superposed on the current path of the voltage rectification line.

【００５８】図１０は、上記図９の構成によるスイッチ
ング電源回路の動作を示す波形図であり、例えば、図１
０（ａ）に示すように交流入力電圧ＶACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣN には図１０（ｂ）に示
すように、休止期間（τ期間以外の期間）において、ス
イッチング周期の正弦波である高周波電流Ｉ1 がわずか
に流れる。また、フィルタチョークコイルＬN を流れる
電流Ｉ2 は、図１０（ｃ）に示すように、交流入力電流
を整流して得られた波形に対して休止期間において高周
波電流が僅かに重畳された波形となり、この場合も図２
にて説明したようにＡＣラインへ流入しようとする高周
波のノーマルモードのノイズは、フィルタコンデンサＣ
N によってバイパスされている。また、整流ダイオード
Ｄ11、Ｄ12にそれぞれ流れる高周波の整流電流Ｉ3 、Ｉ
4 は、図１０（ｄ）（ｅ）に示すように、交流入力電圧
ＶACが正あるいは負の反サイクルごとに、τ期間におい
てスイッチング周期により断続される電流波形が得られ
る。また、第２の直列共振回路の共振電流ＩOAは、図１
０（ｆ）に示すように、τ期間に増加してτ期間以外で
は減少して僅かなレベルとなるような波形が得られ、こ
の電流波形が全波整流ラインに供給される。FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit having the configuration shown in FIG.
When the AC input voltage V AC is supplied as shown in 0 (a), the filter capacitor C N is switched in the switching period in the rest period (a period other than the τ period) as shown in FIG. 10B. A high frequency current I 1 that is a sine wave slightly flows. Further, the current I 2 flowing through the filter choke coil L N has a waveform in which a high-frequency current is slightly superposed during a rest period with respect to a waveform obtained by rectifying an AC input current, as shown in FIG. And, in this case as well,
As described above, the high-frequency normal mode noise that is about to flow into the AC line is filtered by the filter capacitor C.
Bypassed by N. Further, high-frequency rectified currents I 3 and I 3 flowing through the rectifier diodes D 11 and D 12 , respectively.
As shown in FIGS. 10 (d) and 10 (e), 4 shows a current waveform that is interrupted by the switching cycle in the τ period for each positive or negative anti-cycle of the AC input voltage VAC. Also, the resonance current I OA of the second series resonance circuit is as shown in FIG.
As shown in 0 (f), a waveform is obtained which increases during the τ period and decreases outside the τ period to a slight level, and this current waveform is supplied to the full-wave rectification line.

【００５９】また、図１０（ｇ）は本実施例の回路にお
ける直流出力電圧ＥO のリップル成分ΔＥO を実線で、
図１５の回路のリップル電圧成分ΔＥO を破線で示して
おり、本実施例の回路のほうがリップル成分が抑制され
ていることがわかる。交流電源ＡＣに流れる交流入力電
流ＩACの平均的な波形は、図１０（ｈ）に示す波形とさ
れ、実際には、所要の各素子の選定に応じて力率改善が
図られるようにτ期間が拡大されている。Further, FIG. 10 (g) is a solid line showing the ripple component ΔE O of the DC output voltage E O in the circuit of this embodiment.
The ripple voltage component ΔE O of the circuit of FIG. 15 is shown by the broken line, and it can be seen that the ripple component of the circuit of this embodiment is suppressed. The average waveform of the AC input current I AC flowing through the AC power supply AC is the waveform shown in FIG. 10 (h). Actually, τ is set so that the power factor is improved according to the selection of each required element. The period has been expanded.

【００６０】次に、図１１（ａ）は、上記図９に示した
本実施例のスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶACに
対する交流入力電力Ｐｉｎの特性を、図１５に示したス
イッチング電源回路と比較して示す図であり、負荷電力
ＰO がパラメータとされている。なお、ここでは、図９
の回路においてはＬN ＝２２０μＨ、ＣN ＝１μＦ、Ｌ
ｉA ＝４４０μＨ，Ｃ1 ＝Ｃ1A＝０．０２２μＦが選定
され、図１５の回路においてはＬN ＝２２０μＨ、ＣN
＝１μＦ、ＬｉA ＝２００μＨ，Ｃ1 ＝０．０２２μＦ
が選定されている場合が示されており、従って、この場
合には図１と図１４の回路でＣ1 、Ｎ1 が同一条件とな
るようにされている。Next, FIG. 11A shows the characteristics of the AC input power Pin with respect to the AC input voltage V AC of the switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 9 as compared with the switching power supply circuit shown in FIG. It is a figure shown in comparison and load electric power P O is made into a parameter. In addition, here, in FIG.
In the circuit of, L N = 220 μH, C N = 1 μF, L
i A = 440 μH and C 1 = C 1A = 0.022 μF are selected. In the circuit of FIG. 15, L N = 220 μH, C N
= 1 μF, Li A = 200 μH, C 1 = 0.022 μF
Is selected. Therefore, in this case, in the circuits of FIGS. 1 and 14, C 1 and N 1 are set to have the same condition.

【００６１】この図によれば、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ
の重負荷時には例えば、図９に示した回路（実線）のほ
うが、図１５に示した回路（破線）よりも交流入力電圧
ＶAC＝１００Ｖ以下の範囲での曲線の傾きが小さくなっ
ており、この場合も図１に示した回路と同様に、レギュ
レーション範囲が交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖから８０Ｖ
までに拡大されていることがわかる。According to this figure, the load power P O = 120 W
When the load is heavy, for example, the circuit (solid line) shown in FIG. 9 has a smaller slope of the curve in the range of AC input voltage V AC = 100 V or less than the circuit (dashed line) shown in FIG. Also in this case, the regulation range is AC input voltage V AC = 90V to 80V as in the circuit shown in FIG.
You can see that it has been expanded up to.

【００６２】また、図１１（ｂ）は交流入力電圧ＶACに
対する力率の特性を、図１（実線）と図１４（破線）の
回路で比較して示す図であり、部品の選定条件は上記図
１１（ａ）で述べたと同様とされる。この図では、負荷
電力ＰO ＝１２０Ｗの重負荷時において、図１５の回路
の特性が右下がりであるのに対して図９の回路では右上
りの特性が得られており、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜
１４０Ｖの広い範囲で安定して高い力率が得られてい
る。また、負荷電力ＰO ＝０の無負荷時においても、図
１５の回路の場合と比較すると、交流入力電圧ＶAC＝８
０Ｖ〜１４０Ｖの範囲でより高い力率特性が得られてい
る。Further, FIG. 11 (b) is a diagram showing the characteristics of the power factor with respect to the AC input voltage V AC in comparison with the circuits of FIG. 1 (solid line) and FIG. 14 (broken line). This is the same as described in FIG. 11 (a) above. In this figure, at the time of heavy load of load power P O = 120 W, the characteristic of the circuit of FIG. 15 is downward sloping, whereas the characteristic of the circuit of FIG. AC = 80V ~
A stable and high power factor is obtained in a wide range of 140V. Further, even when there is no load of load power P O = 0, as compared with the case of the circuit of FIG. 15, AC input voltage V AC = 8
Higher power factor characteristics are obtained in the range of 0V to 140V.

【００６３】図１１（ｃ）は、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗ
の重負荷時における、交流入力電圧ＶACに対する直流出
力電圧ＥO のリップル電圧成分ＥO のレベル特性を、図
９（実線）と図１５（破線）の回路で比較して示す図で
あり、図１の本実施例の回路のほうが、交流入力電圧Ｖ
AC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲にわたってリップル電圧成
分ＥO が抑制されていることが分かる。FIG. 11C shows the load power P O = 120 W.
FIG. 16 is a diagram showing the level characteristics of the ripple voltage component E O of the DC output voltage E O with respect to the AC input voltage V AC at the time of heavy load, compared with the circuits of FIG. 9 (solid line) and FIG. 15 (broken line). The circuit of this embodiment shown in FIG. 1 has an AC input voltage V
It can be seen that the ripple voltage component E O is suppressed over the range of AC = 80V to 140V.

【００６４】次に、図１２の回路図は、本発明による倍
電圧整流回路を備えたスイッチング電源回路の他の実施
例を示しており、図９と同一部分は同一符号を付して説
明を省略する。先ずこの実施例においては、絶縁トラン
スが制御巻線ＮC が設けられた可飽和リアクトルのＰＲ
Ｔ（Power Regulating Transformer）とされ、図４によ
り説明した直列共振周波数制御方式により定電圧化が図
られている。また、この場合には、先に図４の実施例で
説明した磁気結合トランスＭＣＴにより、第２の直列共
振回路の直列共振コイルＬｉA に得られるスイッチング
周期の電圧を、自己インダクタンスコイルＬｉに励起さ
せるようにして全波整流ラインにスイッチング出力を重
畳して力率改善を図るようにしている。このような構成
によっても、先の図９の回路において説明したような効
果を同様に得ることができる。Next, the circuit diagram of FIG. 12 shows another embodiment of the switching power supply circuit provided with the voltage doubler rectifying circuit according to the present invention. The same parts as those in FIG. Omit it. First, in this embodiment, the insulating transformer is a PR of a saturable reactor provided with a control winding N C.
It is a T (Power Regulating Transformer), and a constant voltage is achieved by the series resonance frequency control method described with reference to FIG. In this case, the voltage of the switching cycle obtained in the series resonance coil Li A of the second series resonance circuit is excited in the self-inductance coil Li by the magnetic coupling transformer MCT described in the embodiment of FIG. In this way, the switching output is superimposed on the full-wave rectification line to improve the power factor. With such a configuration as well, it is possible to obtain the same effects as those described in the circuit of FIG. 9 above.

【００６５】図１３は、本発明による倍電圧整流回路を
備えたスイッチング電源回路の更に他の実施例を示す回
路図である。このスイッチング電源回路においては、先
の実施例として図５及び図８に示したように、スイッチ
ング素子Ｑ1 、Ｑ2 にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた他励式に
よるスイッチングコンバータが備えられている。FIG. 13 is a circuit diagram showing still another embodiment of a switching power supply circuit having a voltage doubler rectifier circuit according to the present invention. In this switching power supply circuit, as shown in FIGS. 5 and 8 as the previous embodiment, a separately-excited switching converter using MOS-FETs for the switching elements Q 1 and Q 2 is provided.

【００６６】また、この回路では先に図６の構成として
説明したように、第２直列共振共振コンデンサＣ1Aが２
本のコンデンサＣ1B、Ｃ1Bに分割する（静電容量はＣ1A
＝２Ｃ1Bとされる）ようにして設けられる。これら２つ
のコンデンサＣ1B、Ｃ1Bの一方の極は共通にチョークコ
イルＣＨ（直列共振コイルＬｉA ）に対して接続される
が、コンデンサＣ1B、Ｃ1Bの他方の極は、それぞれ図の
ように、整流ダイオードＤ11、Ｄ12のアノード−カソー
ドの接続点と、交流電源の負極側のライン（平滑コンデ
ンサＣｉA とＣｉB の接続点）に対して接続される。こ
れにより、直列共振コイルＬｉA からコンデンサＣ1B、
Ｃ1Bの静電容量結合を介して、倍電圧整流ラインの電流
経路に対してスイッチング出力が重畳されることにな
る。Further, in this circuit, as described above as the configuration of FIG. 6, the second series resonance resonant capacitor C 1A has two capacitors.
Divide into two capacitors C 1B and C 1B (Capacitance is C 1A
= 2C 1B ). One pole of these two capacitors C 1B and C 1B is commonly connected to the choke coil CH (series resonance coil Li A ), but the other poles of the capacitors C 1B and C 1B are as shown in the figure. Is connected to the anode-cathode connection point of the rectifier diodes D 11 and D 12 and the negative-side line of the AC power supply (connection point between the smoothing capacitors Ci A and Ci B ). As a result, the series resonance coil Li A to the capacitor C 1B ,
The switching output is superimposed on the current path of the voltage doubler rectification line via the capacitance coupling of C 1B .

【００６７】この実施例の構成では、図９の場合と同様
にして交流入力電圧の変動に対する下限のレギュレーシ
ョン範囲が力率改善前のスイッチング電源回路と同程度
にまで拡大され、力率改善特性及び直流出力電圧のリッ
プル成分の抑圧特性も向上される。In the configuration of this embodiment, as in the case of FIG. 9, the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage is expanded to the same extent as that of the switching power supply circuit before the power factor is improved, and the power factor improving characteristic and The suppression characteristic of the ripple component of the DC output voltage is also improved.

【００６８】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、倍電圧整流方式のも
のも含め、電流共振形スイッチング電源回路としての自
励発振形／他励発振形、スイッチング周波数制御方式
（ドライブトランスを直交形のＰＲＴとする）／直列共
振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴとす
る）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ／
フルブリッジ結合タイプなどの各種方式・タイプの組み
合わせパターンにより構成される電源回路に対して適用
が可能であって、上記各図に実施例として示した組み合
わせのパターンに限定されるものでないことはいうまで
もない。The power factor improving method of the present invention described so far in each of the above embodiments, including the double voltage rectifying method, is a self-excited oscillation type / excited oscillation type as a current resonance type switching power supply circuit. , Switching frequency control method (drive transformer is orthogonal PRT) / series resonance frequency control method (isolation transformer is orthogonal PRT), switching element half bridge coupling type /
It is applicable to a power supply circuit configured by a combination pattern of various methods / types such as a full bridge coupling type and is not limited to the combination pattern shown as an example in each of the above-mentioned drawings. There is no end.

【００６９】[0069]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、倍電圧整
流回路によるものを含め、各種タイプの電流共振形のス
イッチング電源回路において、絶縁トランスの一次側に
スイッチングによる交番出力を得るための第１の直列共
振回路と、スイッチング出力を整流ラインに重畳するた
めの第２の直列共振回路が設けられるが、この構成によ
って、交流入力電圧の下限のレギュレーション範囲を、
力率改善前のスイッチング電源回路と同程度にまで拡大
されるという効果を有している。また、第２の直列共振
回路が設けられることで、第１の直列共振回路に重畳さ
れる商用周期のリップル電圧成分が減少する結果、二次
側直流電圧に現れるリップル電圧成分が抑制されるとい
う効果も得られる。このため、定電圧化のための制御回
路のゲインを向上させなくとも、充分なリップル成分の
抑圧が実現される。さらに、本発明では高力率特性が得
られており、特に重負荷時には広い交流入力電圧範囲に
わたって安定して高力率が得られる。As described above, according to the present invention, there are provided various types of current resonance type switching power supply circuits, including those using a voltage doubler rectifier circuit, for obtaining an alternating output by switching on the primary side of an insulating transformer. A series resonance circuit of No. 1 and a second series resonance circuit for superposing the switching output on the rectification line are provided. With this configuration, the lower limit regulation range of the AC input voltage is
It has the effect of being expanded to the same extent as the switching power supply circuit before power factor improvement. Further, the provision of the second series resonant circuit reduces the ripple voltage component of the commercial cycle superimposed on the first series resonant circuit, and as a result, the ripple voltage component appearing in the secondary side DC voltage is suppressed. The effect is also obtained. Therefore, sufficient suppression of the ripple component can be realized without improving the gain of the control circuit for making the voltage constant. Further, according to the present invention, a high power factor characteristic is obtained, and a high power factor can be stably obtained over a wide AC input voltage range especially under heavy load.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention.

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit in the example.

【図３】実施例におけるスイッチング電源回路の各種特
性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing various characteristics of the switching power supply circuit in the embodiment.

【図４】他の実施例のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation of a switching power supply circuit of another embodiment.

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図７】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図８】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図９】倍電圧整流回路を備えた実施例としてのスイッ
チング電源回路を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as an example including a voltage doubler rectifier circuit.

【図１０】図９に示す実施例のスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。10 is a waveform chart showing the operation of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG.

【図１１】図９に示す実施例の各種特性を示す図であ
る。11 is a diagram showing various characteristics of the embodiment shown in FIG.

【図１２】倍電圧整流回路を備えた更に他の実施例とし
てのスイッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment including a voltage doubler rectifier circuit.

【図１３】倍電圧整流回路を備えた他の実施例としての
スイッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as another embodiment including a voltage doubler rectifier circuit.

【図１４】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.

【図１５】先行技術としての倍電圧整流回路を備えたス
イッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit including a voltage doubler rectifier circuit as a prior art.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 制御回路 ２ 発振ドライブ回路 ３ 起動回路 ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｄ1 ブリッジ整流回路 Ｄ2 ，ＤF1〜ＤF4 高速リカバリ型ダイオード Ｄ11，Ｄ12 整流ダイオード（高速リカバリ型） ＣＨ チョークコイル ＭＣＴ 磁気結合トランス ＰＩＴ（ＰＲＴ） 絶縁トランス ＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランス Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ1 直列共振コンデンサ Ｃ1A 第２直列共振コンデンサ Ｃ1B コンデンサ ＬｉA 直列共振コイル Ｎ1 一次巻線1 Control circuit 2 Oscillation drive circuit 3 Start circuit L N Filter choke coil C N filter capacitor D 1 Bridge rectifier circuit D 2 , DF 1 to DF 4 Fast recovery type diode D 11 , D 12 rectifier diode (fast recovery type) CH choke Coil MCT Magnetic coupling transformer PIT (PRT) Insulation transformer CDT (PRT) Drive transformer Q 1 , Q 2 Switching element Ci Smoothing capacitor C 1 Series resonance capacitor C 1A Second series resonance capacitor C 1B capacitor Li A Series resonance coil N 1 Primary Winding

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/217 9472−5Ｈ 7/48 Ｙ 9181−5Ｈ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI Technical indication H02M 7/217 9472-5H 7/48 Y 9181-5H

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、高速リカバリ型整流素子と、 上記フィルタチョークコイルと共にＬＣローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサと、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 該チョークコイルと共に第２の直列共振回路を形成し、
チョークコイルに供給されるスイッチング出力を、上記
フィルタチョークコイル及び高速リカバリ型整流素子の
接続点に対して供給するように設けられる直列共振フィ
ルムコンデンサと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とするスイッチング電源回路。1. A rectifying means for rectifying a commercial power source, a smoothing means for smoothing an output of the rectifying means, a switching means for connecting and disconnecting a voltage output from the smoothing means, a primary winding of an insulating transformer and a series resonance. A first series resonance circuit formed by a capacitor, to which the switching output of the switching means is supplied, and a filter choke coil inserted in series in the line between the positive electrode of the rectifying means and the positive electrode of the smoothing capacitor of the smoothing means. A high speed recovery type rectifying element, a filter capacitor provided so as to form an LC low pass filter together with the filter choke coil, a choke coil connected to the output of the switching means, and a second series resonance circuit together with the choke coil. To form
A series resonance film capacitor provided so as to supply the switching output supplied to the choke coil to the connection point of the filter choke coil and the high-speed recovery type rectifying element, and configured to improve the power factor. A switching power supply circuit characterized by being provided. 【請求項２】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、高速リカバリ型整流素子と、インダクタンスコ
イルと、 上記フィルタチョークコイルと共にＬＣローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサと、 チョークコイルと直列共振フィルムコンデンサにより形
成され、上記スイッチング出力が供給される第２の直列
共振回路と、 上記チョークコイルを一次巻線とし、上記インダクタン
スコイルを二次巻線として磁気結合した磁気結合トラン
スと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とするスイッチング電源回路。2. A rectifying means for rectifying a commercial power source, a smoothing means for smoothing an output of the rectifying means, a switching means for connecting and disconnecting a voltage output from the smoothing means, a primary winding of an isolation transformer and a series resonance. A first series resonance circuit formed by a capacitor, to which the switching output of the switching means is supplied, and a filter choke coil inserted in series in the line between the positive electrode of the rectifying means and the positive electrode of the smoothing capacitor of the smoothing means. A high speed recovery type rectifying element, an inductance coil, a filter capacitor provided so as to form an LC low pass filter together with the filter choke coil, a choke coil and a series resonance film capacitor, and the switching output is supplied. 2 series resonance circuit and the choke coil Suppose the following winding, the switching power supply circuit, characterized in that it is configured such that the magnetically-coupled transformer that magnetically couples said inductance coil as a secondary winding, the power factor correction comprises a made. 【請求項３】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記商用電源のラインに挿入されるフィルタチョークコ
イルと、 上記整流手段の正／負の交流入力間に対して直列に接続
されると共に、その中間点が整流出力と接続されている
２つのフィルムコンデンサと、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 上記チョークコイルと第２の直列共振回路を形成すると
共に、チョークコイルに供給されたスイッチング出力
を、上記ブリッジ整流回路の正／負の交流入力に対して
供給するように設けられる２つの直列共振フィルムコン
デンサと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とするスイッチング電源回路。3. A rectifying means for rectifying a commercial power source, which is formed by a high speed recovery type rectifying element, a smoothing means for smoothing an output of the rectifying means, and a switching means for connecting and disconnecting a voltage output from the smoothing means. A first series resonant circuit formed by a primary winding of an isolation transformer and a series resonant capacitor, to which the switching output of the switching means is supplied, a filter choke coil inserted in the line of the commercial power supply, and the rectifying means. Two film capacitors connected in series between the positive / negative AC inputs and having their intermediate points connected to the rectified output, a choke coil connected to the output of the switching means, and the choke coil And a second series resonance circuit, and the switching output supplied to the choke coil A switching power supply circuit comprising two series resonant film capacitors provided so as to be supplied to positive / negative AC inputs of a di-rectifier circuit, and configured to improve a power factor. . 【請求項４】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手段と、 該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサにより
形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣロー
パスフィルタと、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 該チョークコイルと共に第２の直列共振回路を形成し、
チョークコイルに供給されるスイッチング出力を、上記
倍電圧整流手段の整流経路に供給するように設けられる
直列共振フィルムコンデンサと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とするスイッチング電源回路。4. A voltage doubler rectifying means which is formed of a high speed recovery type rectifying element and which rectifies a voltage of a commercial power source by a voltage doubler, a smoothing means for smoothing an output of the voltage doubler rectifying means, and a voltage output from the smoothing means. The switching output of the switching means is formed by an intermittent switching means, an LC low-pass filter formed by a filter choke coil and a filter capacitor, which is provided for a commercial power supply line, a primary winding of an insulation transformer, and a series resonance capacitor. A first series resonance circuit supplied, a choke coil connected to the output of the switching means, and a second series resonance circuit together with the choke coil,
And a series resonance film capacitor provided so as to supply the switching output supplied to the choke coil to the rectification path of the voltage doubling rectification means, and the power factor is improved. Switching power supply circuit. 【請求項５】 上記直列共振フィルムコンデンサは、静
電容量を分割するようにして２つ設けられ、 分割された一方の直列共振フィルムコンデンサは上記倍
電圧整流手段の整流素子の接続点に対して接続され、他
方の直列共振フィルムコンデンサは、商用電源ラインに
対して接続されていることを特徴とする請求項４に記載
のスイッチング電源回路。5. The two series resonance film capacitors are provided so as to divide the electrostatic capacitance, and one of the divided series resonance film capacitors is connected to the connection point of the rectifying element of the voltage doubling rectification means. The switching power supply circuit according to claim 4, wherein the series resonance film capacitor is connected and the other series resonance film capacitor is connected to a commercial power supply line. 【請求項６】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手段と、 該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するスイッチング
手段と、 フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサにより
形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣロー
パスフィルタと、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 チョークコイルと直列共振フィルムコンデンサにより形
成され、上記スイッチング出力が供給される第２の直列
共振回路と、 上記チョークコイルを一次巻線とし、上記インダクタン
スコイルを二次巻線として磁気結合した磁気結合トラン
スと、 を備えて力率改善がなされるように構成されていること
を特徴とするスイッチング電源回路。6. A voltage doubler rectifying means formed by a high speed recovery type rectifying element for rectifying a voltage of a commercial power source, a smoothing means for smoothing an output of the voltage doubler rectifying means, and a voltage output from the smoothing means. The switching output of the switching means is formed by an intermittent switching means, an LC low-pass filter formed by a filter choke coil and a filter capacitor, which is provided for a commercial power supply line, a primary winding of an insulation transformer, and a series resonance capacitor. The first series resonance circuit supplied, the second series resonance circuit formed by the choke coil and the series resonance film capacitor, to which the switching output is supplied, the choke coil as a primary winding, and the inductance coil A magnetic coupling transformer that is magnetically coupled as a secondary winding, Switching power supply circuit, characterized by being configured to improve the power factor is made with. 【請求項７】 上記第２の直列共振回路の共振周波数
は、上記第１の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定されていることを特徴とする請求項１乃至請求項６に
記載のスイッチング電源回路。7. The switching according to claim 1, wherein the resonance frequency of the second series resonance circuit is set lower than the resonance frequency of the first series resonance circuit. Power supply circuit. 【請求項８】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項７に記載のスイッチング電源回路。8. The constant voltage control is performed by changing the switching frequency of the switching means based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 7. 【請求項９】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁気特性を
可変して定電圧制御を行うように構成されていることを
特徴とする請求項１乃至請求項７に記載のスイッチング
電源回路。9. A constant voltage control is performed by changing magnetic characteristics of the insulation transformer based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The switching power supply circuit according to claim 1. 【請求項１０】 上記スイッチング手段は他励式とさ
れ、上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項７に記載のスイッチング電源
回路。10. The switching means is a separately excited type, and is configured to perform constant voltage control by varying a switching drive signal based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 7, wherein
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20190040875A (en) * 2017-10-11 2019-04-19 엔티엔 가부시키가이샤 Insulated switching power supply

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