JPH08182327A - Switching power source circuit - Google Patents
Switching power source circuitInfo
- Publication number
- JPH08182327A JPH08182327A JP33541394A JP33541394A JPH08182327A JP H08182327 A JPH08182327 A JP H08182327A JP 33541394 A JP33541394 A JP 33541394A JP 33541394 A JP33541394 A JP 33541394A JP H08182327 A JPH08182327 A JP H08182327A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- switching
- power supply
- circuit
- supply circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れているスイッチング電源回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit for improving power factor, for example.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art In recent years, by developing a switching element capable of withstanding a relatively large current and voltage of high frequency, most of the power supplies of a switching system are used as a power supply device for rectifying a commercial power supply to obtain a desired DC voltage. It is a device. The switching power supply is used as a power supply for various electronic devices as a high-power DC-DC converter, while increasing the switching frequency to downsize transformers and other devices.
【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。By the way, in general, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the utilization efficiency of the power supply is impaired. In addition, there is a need for measures to suppress harmonics generated by the distorted current waveform.
【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図１７の回路図に示すようなス
イッチング電源回路が、先に本出願人により提案されて
いる。この電源回路は、ハーフブリッジ式による自励式
の電流共振形コンバータとされている。Therefore, as one of the switching power supply circuits with improved power factor, a switching power supply circuit as shown in the circuit diagram of FIG. 17 has been previously proposed by the present applicant. This power supply circuit is a half-bridge type self-exciting current resonance type converter.
【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。また、Ｄ1 は４本の低速リカバリ型のダイオ
ードからなるブリッジ整流回路とされ、入力された交流
電源ＡＣについて全波整流を行う。そして、ブリッジ整
流回路Ｄ1 の正極の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正
極間のラインに対して、フィルタチョークコイルＬN 、
高速リカバリ型ダイオードＤ2 、チョークコイルＣＨが
図のように直列に設けられる。また、フィルタコンデン
サＣN が、フィルタチョークコイルＬN と高速リカバリ
型ダイオードＤ2 の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極
間に挿入されており、このフィルタコンデンサＣN 及び
フィルタチョークコイルＬN によりノーマルモードのＬ
Ｃローパスフィルタを形成している。In this figure, AC indicates a commercial AC power source. Further, D 1 is a bridge rectifier circuit composed of four low-speed recovery type diodes, and performs full-wave rectification on the input AC power supply AC. The filter choke coil L N is connected to the line between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci.
A fast recovery type diode D 2 and a choke coil CH are provided in series as shown in the figure. The normal mode filter capacitor C N has been inserted between the positive pole of the filter choke coil L N and high-speed connection point of recovery diode D 2 and the smoothing capacitor Ci, a filter capacitor C N and filter choke coil L N L
It forms a C low-pass filter.
【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ2 は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応して設けら
れている。This LC low pass filter is designed to prevent high frequency noise of the switching frequency from flowing into the AC line. The fast recovery type diode D 2 is provided in response to the high-frequency current of the switching cycle described later flowing through the full-wave rectified output line.
【０００７】また、Ｃ2 は並列共振コンデンサとされ、
図のようにチョークコイルＣＨと並列に接続されて、チ
ョークコイルＣＨと共に並列共振回路を形成する。こ
の、並列共振回路の共振周波数はスイッチング電源の共
振周波数とほぼ同じ周波数に設定されている。なお、そ
の動作については後述する。C 2 is a parallel resonance capacitor,
As shown in the figure, it is connected in parallel with the choke coil CH to form a parallel resonance circuit together with the choke coil CH. The resonance frequency of the parallel resonance circuit is set to be substantially the same as the resonance frequency of the switching power supply. The operation will be described later.
【０００８】Ｑ1 、Ｑ2 はハーフブリッジ型のスイッチ
ングコンバータ回路を形成するスイッチング素子であ
り、図のように平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点と
アース間に対してそれぞれのコレクタ、エミッタを介し
て接続されている。この、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
の各コレクタ−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ
S 、ＲS は起動抵抗を、またスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 の各ベース−エミッタ間に挿入されるＤD 、ＤD はそ
れぞれダンパーダイオードを示す。また、抵抗ＲB 、Ｒ
B はそれぞれ、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電
流（ドライブ電流）調整用抵抗を示している。そして、
ＣB 、ＣB は共振用のコンデンサであり、次に説明する
ドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB 、ＮB と共に、
自励発振用の直列共振回路を形成している。Q 1 and Q 2 are switching elements forming a half-bridge type switching converter circuit, and as shown in the figure, a collector and an emitter are respectively connected between the connection point on the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci and the ground. Connected. This switching element Q 1 , Q 2
Resistor R inserted between each collector and base of
S and R S are starting resistors, and switching elements Q 1 and Q
D D and D D inserted between the bases and emitters of 2 respectively represent damper diodes. Also, the resistors R B and R
B indicates resistors for adjusting the base current (drive current) of the switching elements Q 1 and Q 2 , respectively. And
C B and C B are capacitors for resonance, and together with drive windings N B and N B of the drive transformer PRT described below,
A series resonance circuit for self-excited oscillation is formed.
【０００９】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線ＮB 、ＮB 及び共振電流
検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ1 側の駆動巻線ＮB の一端は抵
抗ＲB に、他端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ2 側の駆動巻線Ｎ
B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗ＲB と
接続されて、前記駆動巻線ＮB と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、共振電流検出巻線Ｎ
D の一端はスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチ
ング素子Ｑ2 のコレクタの接点に接続され、他端は絶縁
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 に対して接続される。PRT represents a drive transformer for variably controlling the switching frequencies of the switching elements Q 1 and Q 2 , and in the case of this figure, the drive windings N B and N B and the resonance current detection winding N D are wound. Further, a control winding N C is wound in a direction orthogonal to each of these windings to form an orthogonal saturable reactor. This drive transformer PR
One end of the drive winding N B on the switching element Q 1 side of T is connected to the resistor R B , and the other end is connected to the emitter of the switching element Q 1 . Also, the drive winding N on the switching element Q 2 side
One end of B is grounded and the other end is connected to a resistor R B so that a voltage having a polarity opposite to that of the drive winding N B is output. Also, the resonance current detection winding N
One end of D is connected to the contacts of the emitter of the switching element Q 1 and the collector of the switching element Q 2 , and the other end is connected to the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT.
【００１０】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は共
振電流検出巻線ＮD の端部と接続され、他端は直列共振
コンデンサＣ1 を介して高速リカバリ型ダイオードＤ2
とチョークコイルＣＨの接続点に対して接続される。そ
して、これら直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1
を含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分によ
り、スイッチング電源回路を電流共振形とするための共
振回路を形成している。このスイッチング電源回路の場
合、絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ1 によ
り二次巻線Ｎ2 に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流
回路Ｄ3 及び平滑コンデンサＣ3 により直流電圧に変換
されて出力電圧Ｅ0 とされる。PIT is an insulating transformer for transmitting the switching outputs of the switching elements Q 1 and Q 2 to the secondary side. One end of the primary winding N 1 of this insulating transformer PIT is the end of the resonance current detecting winding N D. And the other end is connected to the high speed recovery type diode D 2 via the series resonance capacitor C 1.
And the choke coil CH. Then, the series resonance capacitor C 1 and the primary winding N 1
A resonance circuit for making the switching power supply circuit a current resonance type is formed by the inductance component of the insulating transformer PIT including the. In the case of this switching power supply circuit, on the secondary side of the insulation transformer PIT, the induced voltage induced in the secondary winding N 2 by the primary winding N 1 is converted into a DC voltage by the bridge rectifier circuit D 3 and the smoothing capacitor C 3. The output voltage E 0 is obtained.
【００１１】制御回路１は例えば二次側の直流出力電圧
ＥO と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流ＩC としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。The control circuit 1 compares the DC output voltage E O on the secondary side with a reference voltage and supplies a DC current corresponding to the error between them to the control winding N C of the drive transformer PRT as a control current I C. Error amplifier.
【００１２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗ＲS 、ＲS を介してスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共
振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1 →直列共振コンデン
サＣ1 に共振電流が流れるが、この共振電流レベルが０
となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチン
グ素子Ｑ1 がオフとなるように制御される。そして、ス
イッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が
流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオ
ンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。この
ように、平滑コンデンサＣi の端子電圧を動作電源とし
てスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返す
ことによって、絶縁トランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電
流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2
に交番出力を得る。In the switching operation of the switching power supply having the above-mentioned structure, when the commercial AC power supply is first turned on, the switching element Q is turned on, for example, via the starting resistors R S and R S.
Although the base current is supplied to the bases of 1 and Q 2 , if the switching element Q 1 is turned on first , the switching element Q 2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q 1 , a resonance current flows through the resonance current detection winding N D → the primary winding N 1 → the series resonance capacitor C 1 , but the resonance current level is 0.
The switching element Q 2 is controlled to be turned on and the switching element Q 1 is controlled to be turned off in the vicinity of. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching element Q 2 . After that, the self-excited switching operation in which the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately turned on is started. In this way, the switching elements Q 1 and Q 2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor C i as the operating power supply, thereby supplying the drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N 1 of the insulation transformer. The secondary winding N 2
Get the alternating output to.
【００１３】また、二次側の直流出力電圧（ＥO ）が低
下した時は制御回路２によって制御巻線ＮC に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなる（共振周
波数に近くなる）ように制御され、一次巻線Ｎ1 に流す
ドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を図
っている（スイッチング周波数制御方式）。Further, when the DC output voltage (E O ) on the secondary side decreases, the control circuit 2 controls the current flowing through the control winding N C so that the switching frequency becomes low (close to the resonance frequency). Is controlled to increase the drive current flowing through the primary winding N 1 to achieve a constant voltage (switching frequency control method).
【００１４】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。The power factor improving operation is as follows. In this circuit, the primary winding N 1 of the isolation transformer PIT
The switching output corresponding to the resonance current flowing through
The choke coil CH is superposed on the rectified voltage of the commercial AC power source flowing through the self-inductance Li of the winding Ni. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged in a state where the switching voltage is superimposed on the full-wave rectified voltage, and the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci is reduced in the switching cycle by the superimposed amount of the switching voltage. Then, the charging current starts flowing while the terminal voltage of the capacitor Ci is lower than the rectified voltage level of the bridge rectifier circuit, and the average AC input current approaches the AC voltage waveform to improve the power factor. .
【００１５】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。また、チョークコイルの自己インダクタ
ンスＬｉと接続されている共振用コンデンサＣ2 は、こ
のスイッチング電源の負荷が軽くなった時に、整流平滑
ラインに帰還されるスイッチング電圧を抑圧するように
している。したがって、軽負荷時には充電電流のレベル
が小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなるた
め、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が異
常に上昇する現象を解消することができる。通常のＭＳ
（Ｍａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｔｃｈ）方式では困難だったレ
ギュレーションの改善を行うことができる。このため、
例えば交流入力電圧ＶAC±２０％の変動に対しても整流
平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、スイッチング素
子や平滑コンデンサの耐圧向上を考慮する必要はなくな
る。In the power supply circuit for improving the power factor by such a method, the drive current of the insulating transformer PIT becomes small when the load is light, so that the switching current flowing in the full-wave rectified output line is also made small by this drive current. Become. Further, the resonance capacitor C 2 connected to the self-inductance Li of the choke coil suppresses the switching voltage fed back to the rectifying and smoothing line when the load of the switching power supply becomes light. Therefore, since the level of the charging current becomes small when the load is light and the charging current becomes large when the load is heavy, it is possible to eliminate the phenomenon that the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci abnormally rises especially when the load is light. Normal MS
It is possible to improve regulation, which was difficult with the (Magnet-Switch) method. For this reason,
For example, the fluctuation of the rectified and smoothed voltage Vi is suppressed even when the fluctuation of the AC input voltage V AC ± 20%, so that it is not necessary to consider the improvement of the breakdown voltage of the switching element or the smoothing capacitor.
【００１６】つまり、図１７に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時に自己インダクタンスＬ
ｉと並列共振コンデンサＣ2 からなる共振回路のインピ
ーダンスによって、充電回路側に戻されるスイッチング
電圧が抑圧され端子電圧の上昇を阻止する。また、電源
負荷が大きくなるとスイッチング周波数が低下し、自己
インダクタンスＬｉと並列共振コンデンサＣ2 の共振回
路の共振周波数に接近し、帰還されるスイッチング電圧
を増加させるように作用する。したがって、この電源回
路では電源負荷によって平滑コンデンサの端子電圧が変
動する電圧変動率が減少し、このために直流出力ＥO の
定電圧化が容易になる。That is, in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 17, the switching frequency is controlled to increase as the power supply load decreases. At this time, the self-inductance L
The impedance of the resonance circuit composed of i and the parallel resonance capacitor C 2 suppresses the switching voltage returned to the charging circuit side and prevents the terminal voltage from rising. Further, when the power supply load increases, the switching frequency lowers, approaches the resonance frequency of the resonance circuit of the self-inductance Li and the parallel resonance capacitor C 2 , and acts to increase the feedback switching voltage. Therefore, in this power supply circuit, the voltage fluctuation rate at which the terminal voltage of the smoothing capacitor fluctuates due to the power supply load is reduced, which makes it easy to make the DC output E O a constant voltage.
【００１７】上記図１７の回路において実際に用いられ
るフィルタチョークコイルＬN 及びチョークコイルＣＨ
を、それぞれ図１８（ａ）（ｂ）に示す。フィルタチョ
ークコイルＬN は、例えば図１８（ａ）のようにドラム
型のフェライトコアＤに対して、ボビンを介さず直接に
ポリウレタン銅線などの単線を巻装して構成される。The filter choke coil L N and choke coil CH actually used in the circuit of FIG.
Are shown in FIGS. 18 (a) and 18 (b), respectively. The filter choke coil L N is constructed by winding a single wire such as a polyurethane copper wire directly around a drum-shaped ferrite core D without a bobbin as shown in FIG. 18A.
【００１８】また、チョークコイルＣＨは図１８（ｂ）
に示すように、Ｅ型フェライトコアＣR を図のように組
み合わせたＥＥ型コアを形成し、この際、中足に図のよ
うにギャップＧが設けられるようにして、漏洩磁束がチ
ョークコイルの外部に漏れないようにしている。そし
て、巻線Ｎｉとしては例えば巻線ボビン（図示省略）に
径６０μのポリウレタン銅線によるリッツ線を巻装し
て、自己インダクタンスＬｉが最大負荷時に飽和しない
ようにして構成される。The choke coil CH is shown in FIG. 18 (b).
As shown in FIG. 3 , an E type core is formed by combining the E type ferrite cores C R as shown in the figure. At this time, the leakage magnetic flux of the choke coil I try not to leak it outside. As the winding Ni, for example, a litz wire made of polyurethane copper wire having a diameter of 60 μ is wound around a winding bobbin (not shown) so that the self-inductance Li is not saturated at the maximum load.
【００１９】[0019]
【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
化を図ることが好ましい。例えば、上述の図１７に示し
た構成のスイッチング電源回路の場合、チョークコイル
ＣＨの外形形状（図１８（ｂ）参照）は、負荷電力の増
加に対応させるのにしたがって大型化するため、小型・
軽量化の観点からは不利であり、また、リッツ線を巻回
するため高価となりコスト的にも不利となる。また、電
力変換効率や負荷変動に対する力率改善保証等の特性面
でも向上が図られることが好ましく、例えばフェライト
材にリッツ線を巻装して構成される上記チョークコイル
ＣＨにおいては、銅損、鉄損及び渦電流損などの要因に
より比較的電力損失が大きい部品とされるため、電力変
換効率向上を図る場合に不利となる。また、図１７に示
した回路では、前述のようにチョークコイルＣＨと共振
コンデンサＣ2 の並列共振回路を設けることにより、無
負荷時の交流入力電圧ＶACの上昇を抑制し、平滑コンデ
ンサＣｉについて耐圧向上を図らなくてもよいようにし
ている。しかしこの構成では、重負荷状態で交流入力電
圧ＶACが低下した時に、電源回路のレギュレーション範
囲が狭くなり、公称電圧の−１０％側の保証ができなく
なる。このため、レギュレーション範囲を保証するため
に、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻数を減少さ
せると共に直列共振コンデンサＣ1 の静電容量を増加さ
せて、共振条件を同等に保ちながら共振電流を増加させ
る状態を得る必要があった。In view of the size and cost of equipment, the switching power supply circuit can be made small and lightweight by reducing the number of parts as much as possible and using small and inexpensive parts. It is preferable to reduce the cost and reduce the cost. For example, in the case of the switching power supply circuit having the configuration shown in FIG. 17 described above, the outer shape of the choke coil CH (see FIG. 18B) increases in size as the load power increases, and thus the size is reduced.
It is disadvantageous from the viewpoint of weight reduction, and since the litz wire is wound, it is expensive and disadvantageous in cost. In addition, it is preferable to improve the characteristics such as power conversion efficiency and guarantee of power factor improvement against load fluctuation. For example, in the choke coil CH formed by winding a litz wire around a ferrite material, copper loss, Since it is a component having a relatively large power loss due to factors such as iron loss and eddy current loss, it is disadvantageous when attempting to improve power conversion efficiency. Further, in the circuit shown in FIG. 17, by providing the parallel resonance circuit of the choke coil CH and the resonance capacitor C 2 as described above, the increase of the AC input voltage V AC under no load is suppressed, and the smoothing capacitor Ci is reduced. It is not necessary to improve the breakdown voltage. However, in this configuration, when the AC input voltage V AC drops under heavy load, the regulation range of the power supply circuit becomes narrow, and it becomes impossible to guarantee the -10% side of the nominal voltage. Therefore, in order to guarantee the regulation range, the number of turns of the primary winding N 1 of the insulation transformer PIT is decreased and the capacitance of the series resonance capacitor C 1 is increased, so that the resonance current is kept equal while the resonance condition is maintained. I needed to get a state to increase.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、商用電源を整流するブリッジ整
流回路と、このブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑
コンデンサと、この平滑コンデンサより供給される電圧
を断続するスイッチングコンバータと、絶縁トランスの
一次巻線及び共振コンデンサにより形成され、スイッチ
ングコンバータのスイッチング出力が供給される直列共
振回路とを備えている電流共振形のスイッチング電源回
路において、フィルタチョークコイルとフィルタコンデ
ンサより形成され、ノーマルモードの高周波を除去する
ように設けられるローパスフィルタと、ブリッジ整流回
路の整流出力ラインに挿入される高速リカバリ型ダイオ
ードと、この高速リカバリ型ダイオードに並列に接続さ
れる並列コンデンサを備え、直列共振回路に流れる電流
が、高速リカバリ型ダイオードを介して平滑コンデンサ
に流入するように構成することとした。In order to solve the above-mentioned problems, the present invention solves the above-mentioned problems by providing a bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing the output of the bridge rectifier circuit, and a supply from this smoothing capacitor. In a current resonance type switching power supply circuit including a switching converter for intermittently switching the voltage to be generated, a series resonance circuit formed by a primary winding of an insulation transformer and a resonance capacitor, and supplied with a switching output of the switching converter, A low-pass filter formed by a choke coil and a filter capacitor to remove high frequencies in normal mode, a high-speed recovery type diode inserted in the rectification output line of the bridge rectifier circuit, and connected in parallel to this high-speed recovery type diode. Parallel condensed The provided, current flowing through the series resonant circuit, was be configured to flow into the smoothing capacitor through the high speed recovery type diode.
【００２１】また、商用電源を整流するブリッジ整流回
路と、このブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサより供給される電圧を断
続するスイッチングコンバータと、絶縁トランスの一次
巻線及び共振コンデンサにより形成され、スイッチング
コンバータのスイッチング出力が供給される直列共振回
路とを備えている電流共振形のスイッチング電源回路に
おいて、フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサ
より形成され、ノーマルモードの高周波を除去するよう
に設けられるローパスフィルタと、ブリッジ整流回路の
整流出力ラインに挿入される高速リカバリ型ダイオード
を備え、上記共振コンデンサを２つの分割コンデンサで
形成して、この２つの分割コンデンサの直列接続を高速
リカバリ型ダイオードに並列に接続すると共に、絶縁ト
ランスのドライブ電流が２つの分割コンデンサの接続点
に供給されるように構成することとした。Further, a bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing the output of the bridge rectifier circuit, a switching converter for connecting and disconnecting a voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with a switching output of a switching converter, formed by a filter choke coil and a filter capacitor to remove a normal mode high frequency. And a high-speed recovery type diode that is inserted into the rectified output line of the bridge rectification circuit. The resonance capacitor is formed by two split capacitors, and the series connection of these two split capacitors is a high-speed recovery type. Dio Together connected in parallel to de, it was be configured as an insulating transformer drive current is supplied to the connection point of the two divided capacitors.
【００２２】更に、商用電源を整流するブリッジ整流回
路と、このブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサより供給される電圧を断
続するスイッチングコンバータと、絶縁トランスの一次
巻線及び共振コンデンサにより形成され、スイッチング
コンバータのスイッチング出力が供給される直列共振回
路とを備えている電流共振形のスイッチング電源回路に
おいて、フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサ
より形成され、ノーマルモードの高周波を除去するよう
に設けられるローパスフィルタと、ブリッジ整流回路の
整流出力ラインに挿入される高速リカバリ型ダイオード
と、この高速リカバリ型ダイオードに並列に接続される
並列コンデンサとを備え、共振コンデンサを２つの分割
コンデンサにより形成して、この２つの分割コンデンサ
の直列接続を高速リカバリ型ダイオードに並列に接続す
ると共に、絶縁トランスのドライブ電流が２つの分割コ
ンデンサの接続点に供給されるように構成することとし
た。そして、ブリッジ整流回路を形成するダイオードに
高速リカバリ型を用い、２つの分割コンデンサの静電容
量の比を変化させることにより、力率を任意に設定可能
できるように構成することとした。Further, a bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing the output of the bridge rectifier circuit, a switching converter for interrupting the voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with a switching output of a switching converter, formed by a filter choke coil and a filter capacitor to remove a normal mode high frequency. , A high-speed recovery type diode inserted in the rectification output line of the bridge rectification circuit, and a parallel capacitor connected in parallel to the high-speed recovery type diode. Form and, together with connecting a series connection of the two divided capacitors in parallel to the high speed recovery type diodes, it was be configured as an insulating transformer drive current is supplied to the connection point of the two divided capacitors. Then, a high-speed recovery type is used for the diode forming the bridge rectification circuit, and the power factor can be set arbitrarily by changing the ratio of the electrostatic capacities of the two divided capacitors.
【００２３】また、商用電源を整流するブリッジ整流回
路と、このブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサより供給される電圧を断
続するスイッチングコンバータと、絶縁トランスの一次
巻線及び共振コンデンサにより形成され、上記スイッチ
ングコンバータのスイッチング出力が供給される直列共
振回路とを備えている電流共振形のスイッチング電源回
路において、フィルタチョークコイルとフィルタコンデ
ンサより形成され、ノーマルモードの高周波を除去する
ように設けられるローパスフィルタと、ブリッジ整流回
路の整流出力ラインに直列接続して挿入される２本の高
速リカバリ型ダイオードと、この２本の高速リカバリ型
ダイオードのそれぞれに並列に接続される２つの並列コ
ンデンサを備え、直列共振回路は、直列接続される２本
の高速リカバリ型ダイオードの接続点に接続されて、整
流出力ラインにスイッチング出力を重畳するように構成
することとした。Further, a bridge rectifier circuit for rectifying the commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing the output of the bridge rectifier circuit, a switching converter for connecting and disconnecting the voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit, which is formed of a resonance capacitor and includes a series resonance circuit to which the switching output of the switching converter is supplied, formed of a filter choke coil and a filter capacitor, and removes a normal mode high frequency. Such a low-pass filter, two fast-recovery-type diodes connected in series to the rectified output line of the bridge rectifier circuit, and two fast-recovery-type diodes connected in parallel. With parallel capacitors, Column resonant circuit is connected to the connection point of the two high speed recovery type diodes connected in series, it was be configured to superimpose the switching output to the rectified output line.
【００２４】共振コンデンサの静電容量を分割するよう
に第１分割コンデンサと第２分割コンデンサを設け、第
１及び第２分割コンデンサの直列接続を、２本の高速リ
カバリ型ダイオードのいずれか一方に対して並列に接続
すると共に、一次巻線を第１分割コンデンサと第２分割
コンデンサの接続点に接続することとした。A first divided capacitor and a second divided capacitor are provided so as to divide the capacitance of the resonance capacitor, and the series connection of the first and second divided capacitors is connected to either one of the two fast recovery type diodes. On the other hand, the primary winding is connected in parallel with the first split capacitor and the second split capacitor.
【００２５】また、共振コンデンサの静電容量Ａを分割
するように設ける１つの第１分割コンデンサの静電容量
Ｂと２つの第２分割コンデンサの静電容量Ｃを Ａ＝Ｂ＋２Ｃ となるように設定し、第１分割コンデンサは、直列接続
された２本の高速リカバリ型ダイオードの接続点に接続
し、２つの第２分割コンデンサは、直列接続された２本
の高速リカバリ型ダイオードの両端にそれぞれ接続する
こととした。そして、第１分割コンデンサと第２分割コ
ンデンサの静電容量の比を変化させることにより、力率
を任意に設定できるようにした。Further, the capacitance B of one first divided capacitor and the capacitance C of two second divided capacitors provided so as to divide the capacitance A of the resonance capacitor are set so that A = B + 2C. The first split capacitor is connected to the connection point of the two fast recovery type diodes connected in series, and the two second split capacitors are connected to both ends of the two fast recovery type diodes connected in series. It was decided to. The power factor can be arbitrarily set by changing the ratio of the electrostatic capacities of the first divided capacitor and the second divided capacitor.
【００２６】更に、定電圧制御としては、絶縁トランス
の二次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチ
ングコンバータのスイッチング周波数を可変する、ある
いは絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、絶縁トランスの磁気特性を可変して定電圧制御
を行う、あるいは、スイッチングコンバータが他励式で
あれば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧化が行われるように構成することとした。Further, as the constant voltage control, the switching frequency of the switching converter is varied based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer, or the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer is changed. Based on this, constant voltage control is performed by changing the magnetic characteristics of the insulation transformer, or if the switching converter is of the separately excited type, the switching drive signal is changed based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. By doing so, it is configured so that a constant voltage is achieved.
【００２７】[0027]
【作用】上記構成によれば、各種タイプの電流共振形に
よるスイッチング電源回路において、ノーマルモードの
ローパスフィルタと、整流出力ラインに挿入される高速
リカバリ型ダイオードと、このダイオードに並列に接続
されるフィルムコンデンサ、更には、２分割あるいは３
分割された直列共振コンデンサの静電容量結合などの組
み合わせにより、絶縁トランスの一次巻線に得られるス
イッチング出力を整流ラインに重畳するようにして力率
改善を図るようにされるが、これによりチョークコイル
が削減されることになる。また、軽負荷及び無負荷時の
力率を向上させることができる。更に、直列共振コンデ
ンサを分割して絶縁トランスの一次巻線と整流ラインを
結合している構成の場合には、分割されたコンデンサの
静電容量の比を変化させることによって、力率を任意に
設定することが可能となる。According to the above construction, in various types of current resonance type switching power supply circuits, a normal mode low-pass filter, a fast recovery type diode inserted in a rectified output line, and a film connected in parallel with this diode. Capacitor, further divided into 2 or 3
The power output is improved by superimposing the switching output obtained in the primary winding of the isolation transformer on the rectification line by combining the divided series resonance capacitors such as capacitive coupling. The coils will be reduced. In addition, the power factor at light load and no load can be improved. Furthermore, in the case of a configuration in which the series resonance capacitor is divided and the primary winding of the isolation transformer and the rectification line are coupled, the power factor can be arbitrarily set by changing the capacitance ratio of the divided capacitors. It becomes possible to set.
【００２８】[0028]
【実施例】図１は本発明のスイッチング電源回路の実施
例を示すもので、図１８と同一部分は同一符号を付し
て、そのスイッチング動作及び定電圧制御などについて
は説明を省略する。この実施例の回路においては、フィ
ルタチョークコイルＬN 及びフィルタコンデンサＣN か
ら形成されるノーマルモードのローパスフィルタは、図
のように交流電源ＡＣのラインに設けられる。なお、本
実施例のフィルタチョークコイルＬN は、例えば、先に
図１８（ａ）に示されたと同様のドラム形チョークコイ
ルの開磁路によるインダクターの構成とされていればよ
い。また、この実施例では図１７に示したチョークコイ
ルＣＨが削除され、高速リカバリ型ダイオードＤ2 が直
接、ブリッジ整流回路Ｄ1 の整流出力端子と平滑コンデ
ンサＣｉの正極間に挿入されることになる。この実施例
でＣ2 はフィルムコンデンサであり、図のように高速リ
カバリ型ダイオードＤ2 に対して並列にフィルムコンデ
ンサＣ2 が接続される。この場合、絶縁トランスＰＲＴ
の一次巻線Ｎ1 は直列共振コンデンサＣ1 を介して、ブ
リッジ整流回路Ｄ1 の整流出力端子と高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 の接続点に接続されて、全波整流出力に対
してスイッチング出力を供給するようにされている。こ
のように、本実施例では図１８（ｂ）で説明した構造の
チョークコイルＣＨが削減されることから、回路の小型
／軽量化及び低コスト化が図られることになる。特にチ
ョークコイルＣＨは大型部品で、かつ重負荷に対応する
に従って大型化するため、省略されたことによる効果は
大きい。また、チョークコイルＣＨによる鉄損、銅損な
どによる損失が解消されることから、それだけ電力変換
効率も向上する。FIG. 1 shows an embodiment of a switching power supply circuit according to the present invention. The same parts as those in FIG. 18 are designated by the same reference numerals, and their switching operation and constant voltage control will not be described. In the circuit of this embodiment, the normal mode low-pass filter formed by the filter choke coil L N and the filter capacitor C N is provided in the line of the AC power supply AC as shown in the figure. The filter choke coil L N according to the present embodiment may have, for example, an inductor configuration with an open magnetic circuit of a drum choke coil similar to that shown in FIG. Further, in this embodiment, the choke coil CH shown in FIG. 17 is deleted, and the high speed recovery type diode D 2 is directly inserted between the rectification output terminal of the bridge rectification circuit D 1 and the positive electrode of the smoothing capacitor Ci. . In this embodiment, C 2 is a film capacitor, and as shown in the figure, the film capacitor C 2 is connected in parallel to the fast recovery diode D 2 . In this case, isolation transformer PRT
The primary winding N 1 is connected to the connection point between the rectification output terminal of the bridge rectification circuit D 1 and the high-speed recovery type diode D 2 via the series resonance capacitor C 1 to provide a switching output for the full-wave rectification output. It is designed to be supplied. As described above, in the present embodiment, since the choke coil CH having the structure described with reference to FIG. 18B is eliminated, the circuit can be made smaller / lighter and the cost can be reduced. In particular, the choke coil CH is a large-sized component and increases in size in response to a heavy load. Therefore, the effect of omitting it is great. Further, since the loss due to the iron loss, the copper loss, etc. due to the choke coil CH is eliminated, the power conversion efficiency is improved accordingly.
【００２９】ここで、図２の波形図を参照して、上記図
１の構成による本実施例のスイッチング電源回路の動作
について説明する。なお、この場合にはフィルムコンデ
ンサＣ2 の静電容量について０．０６８μＦが選定され
ている場合の動作について示している。例えば、図２
（ａ）に示すように交流電源ＡＣに交流入力電圧ＶACが
供給されている場合、絶縁トランスＰＩＴの巻線Ｎ1 と
直列共振コンデンサＣ1 からなる直列共振回路に流れる
スイッチング電流Ｉ0 は、高速リカバリ型ダイオードＤ
2及びフィルムコンデンサＣ2 を介して平滑コンデンサ
Ｃｉに流れる。そして、上記高速リカバリ型ダイオード
Ｄ2 に流れる電流Ｉ1 は、図２（ｂ）に示すように、交
流入力電圧ＶACが平滑コンデンサＣｉの整流平滑電圧Ｅ
ｉよりも低いとされるτ期間に、図のようなτ期間の中
央付近が略凹字状となるような波形に対してスイッチン
グ周期の正弦波状の高周波が重畳された波形となる。ま
た、フィルムコンデンサＣ2 を流れる高周波電流Ｉ2
は、図２（ｃ）に示すようにτ期間以外の交流入力電流
が流れない休止期間に電流量が増加し、τ期間の中央付
近で減少するような波形となる。そして、平滑コンデン
サＣｉに流れる充電電流Ｉ3 は、図３（ｄ）に示すよう
な高周波が重畳された波形となる。この際、交流電源Ａ
Ｃに流れる交流入力電流ＩAC波形は、例えば図２（ｅ）
に示すように平均化された波形とされて、実際には０．
８程度に力率改善が図られている。また、フィルムコン
デンサＣ2 について０．０６８μＦが選定されている場
合には、各部の動作波形は省略するが、交流入力電流Ｉ
AC波形は図２（ｆ）に示すように、更に平均化されて実
際には０．９６程度の力率を得ることができる。Here, the operation of the switching power supply circuit of the present embodiment having the configuration of FIG. 1 will be described with reference to the waveform diagram of FIG. In this case, the operation when the capacitance of the film capacitor C 2 is selected to be 0.068 μF is shown. For example, FIG.
When the AC input voltage V AC is supplied to the AC power supply AC as shown in (a), the switching current I 0 flowing in the series resonant circuit including the winding N 1 of the insulating transformer PIT and the series resonant capacitor C 1 is Fast recovery type diode D
2 and the film capacitor C 2 to the smoothing capacitor Ci. Then, as shown in FIG. 2 (b), the current I 1 flowing through the fast recovery diode D 2 has the AC input voltage V AC of the rectified smoothed voltage E of the smoothing capacitor Ci.
In the τ period which is lower than i, the sine wave high frequency of the switching period is superimposed on the waveform in which the vicinity of the center of the τ period is substantially concave as shown in the figure. Further, the high frequency current I 2 flowing through the film capacitor C 2
As shown in FIG. 2C, the waveform has such a waveform that the current amount increases during the rest period during which the AC input current does not flow except the τ period and decreases near the center of the τ period. The charging current I 3 flowing through the smoothing capacitor Ci has a waveform in which high frequencies are superimposed as shown in FIG. At this time, AC power supply A
The AC input current I AC waveform flowing in C is, for example, as shown in FIG.
It is assumed that the waveform is averaged as shown in FIG.
The power factor is improved to about 8. When 0.068 μF is selected for the film capacitor C 2 , the operation waveform of each part is omitted, but the AC input current I
As shown in FIG. 2 (f), the AC waveform is further averaged to actually obtain a power factor of about 0.96.
【００３０】図３は、本実施例のスイッチング電源回路
の交流入力電圧ＶACに対する整流平滑電圧Ｅｉの特性
を、図１７に示したスイッチング電源回路と比較して示
す図である。この場合には負荷電力ＰO がパラメータと
されており、本実施例の回路の特性をそれぞれ直線で、
図１７に先行技術として示した回路の特性をそれぞれ破
線により示している。FIG. 3 is a diagram showing the characteristics of the rectified and smoothed voltage Ei with respect to the AC input voltage V AC of the switching power supply circuit of this embodiment in comparison with the switching power supply circuit shown in FIG. In this case, the load power P O is used as a parameter, and the characteristics of the circuit of this embodiment are expressed by straight lines,
The characteristics of the circuit shown as the prior art in FIG. 17 are indicated by broken lines.
【００３１】ところで、図１７の回路の場合には前述の
ようにチョークコイルＣＨのインダクタンスＬｉに対し
て共振コンデンサＣ2 を並列接続して、無負荷時の交流
入力電圧ＶACの上昇を抑制していたが、このままでは重
負荷状態で交流入力電圧ＶACが低下した時に、電源回路
のレギュレーション範囲が狭くなるので、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の巻数を減少させると共に直列共
振コンデンサＣ1 の静電容量を増加させ、共振電流を増
加させてレギュレーション範囲を保証できるようにして
いた。By the way, in the case of the circuit of FIG. 17, the resonance capacitor C 2 is connected in parallel to the inductance Li of the choke coil CH as described above to suppress the rise of the AC input voltage V AC under no load. However, if this condition is left as it is, the regulation range of the power supply circuit becomes narrower when the AC input voltage V AC drops under heavy load condition, so the number of turns of the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT is reduced and the series resonance capacitor C 1 is reduced. It has been possible to guarantee the regulation range by increasing the capacitance of the and the resonance current.
【００３２】これに対して、本実施例では図３に示すよ
うに負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの重負荷時には、本実施例
のスイッチング電源回路のほうが交流入力電圧ＶAC＝８
０Ｖ〜１４０Ｖの範囲で図１７に示した回路よりも整流
平滑電圧Ｅｉが減少しており、平滑コンデンサＣｉの耐
圧はオーバーしないことになる。このため、本実施例で
は上記のような直列共振回路の一次巻線Ｎ1 、直列共振
コンデンサＣ1 の設定変更を行わなくても重負荷時のレ
ギュレーション範囲を保証することが可能になる。な
お、無負荷時においては本実施例の回路のほうが、図１
７に示した回路よりも整流平滑電圧Ｅｉがわずかに上昇
するが、平滑コンデンサＣｉの耐圧レベルを越えないこ
とから問題にはならない。On the other hand, in this embodiment, as shown in FIG. 3, when the load power P O = 120 W is heavy, the switching power supply circuit of this embodiment has an AC input voltage V AC = 8.
In the range of 0V to 140V, the rectified and smoothed voltage Ei is lower than that of the circuit shown in FIG. 17, and the withstand voltage of the smoothing capacitor Ci does not exceed. Therefore, in this embodiment, it is possible to guarantee the regulation range under heavy load without changing the settings of the primary winding N 1 and the series resonant capacitor C 1 of the series resonant circuit as described above. It should be noted that the circuit of the present embodiment is better than that of FIG.
Although the rectified smoothed voltage Ei slightly rises as compared with the circuit shown in FIG. 7, it does not cause a problem because it does not exceed the withstand voltage level of the smoothing capacitor Ci.
【００３３】更に本実施例では、重負荷時の力率の変化
が少なく軽負荷時には重負荷時よりも力率が向上すると
いう結果が得られて、負荷変動に対する力率改善効果の
範囲も拡大されている。Further, in this embodiment, the result is that the power factor changes little under heavy load and the power factor improves under light load more than under heavy load, and the range of power factor improvement effect against load fluctuation is expanded. Has been done.
【００３４】次に、図４の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示し、図１と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。このスイッチ
ング電源回路において、ドライブトランスは制御巻線Ｎ
C が設けられていないＣＤＴ（Converter Drive Transf
ormer)とされ、従って、スイッチング周波数は固定とさ
れている。そして、この場合には絶縁トランスの一次及
び二次巻線Ｎ1 、Ｎ2 に対して制御巻線ＮC が直交して
設けられた直交型可飽和リアクトルとしてのＰＲＴ（Po
wer Regulating Transformer）とされている。この場合
には、制御回路１が直流出力電圧ＥO に基づいて制御巻
線ＮC に流す制御電流を可変して絶縁トランスＰＩＴの
飽和特性を変化させて漏洩磁束をコントロールして定電
圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方式が採ら
れている。Next, the circuit diagram of FIG. 4 shows the configuration of a switching power supply circuit which is another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. In this switching power supply circuit, the drive transformer is the control winding N
CDT (Converter Drive Transf) without C
ormer), and therefore the switching frequency is fixed. Further, in this case, the PRT (Pos) as an orthogonal saturable reactor in which the control winding N C is provided orthogonal to the primary and secondary windings N 1 and N 2 of the insulating transformer.
wer Regulating Transformer). In this case, the control circuit 1 varies the control current flowing through the control winding N C on the basis of the DC output voltage E O to change the saturation characteristic of the insulating transformer PIT to control the leakage magnetic flux to perform constant voltage control. The so-called series resonance frequency control method is adopted.
【００３５】この場合には、図１の回路で説明したと同
様の動作により、重負荷時及び軽負荷時にわたり高力率
が得られると共に電力損失も低減され、更に直列共振回
路の部品（Ｎ1 、Ｃ1 ）の定数の選定を変更することな
く、重負荷状態で交流入力電圧ＶACが低下した時のレギ
ュレーション範囲を保証することが可能となる。In this case, by the same operation as described with reference to the circuit of FIG. 1, a high power factor can be obtained during heavy load and light load, power loss can be reduced, and the series resonance circuit component (N It is possible to guarantee the regulation range when the AC input voltage V AC drops under heavy load condition without changing the selection of the constants C 1 , C 1 ).
【００３６】次に、図５の回路図に他の実施例のスイッ
チング電源回路の構成を示し、図１と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。この図に示す回路において
は、フィルタチョークコイルＬN 及びフィルタコンデン
サＣN からなるノーマルモードのＬＣローパスフィルタ
が交流電源ＡＣのラインに対して設けられる。また、ブ
リッジ整流回路Ｄ1 は、図のように４本の高速リカバリ
型ダイオードＤF1、ＤF2、ＤF3、ＤF4のブリッジ接続に
より形成される。そして、本実施例では直列共振コンデ
ンサＣ1 がＣ1A、Ｃ1Bに分割され、この際、その静電容
量は Ｃ1 ＝Ｃ1A＋Ｃ1B となるようにされる。これら分割された直列共振コンデ
ンサＣ1A、Ｃ1Bは直列に接続されて、図のように高速リ
カバリ型ダイオードＤ2 に対して並列に設けられる。ま
た、一次巻線Ｎ1 はコンデンサＣ1A、Ｃ1Bの接続点に対
して接続される。Next, the circuit diagram of FIG. 5 shows the configuration of a switching power supply circuit of another embodiment. The same parts as those in FIG. In the circuit shown in this figure, a normal mode LC low-pass filter including a filter choke coil L N and a filter capacitor C N is provided for the line of the AC power supply AC. The bridge rectifier circuit D 1 is formed by a bridge connection of four fast recovery type diodes D F1 , D F2 , D F3 and D F4 as shown in the figure. Then, in this embodiment, the series resonance capacitor C 1 is divided into C 1A and C 1B , and at this time, the capacitance thereof is set to C 1 = C 1A + C 1B . These divided series resonance capacitors C 1A and C 1B are connected in series and are provided in parallel with the fast recovery diode D 2 as shown in the figure. The primary winding N 1 is connected to the connection point of the capacitors C 1A and C 1B .
【００３７】このようにコンデンサＣ1A、Ｃ1Bが設けら
れることで、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 のスイッチン
グ動作により得られるスイッチング出力は一次巻線Ｎ1
から上記コンデンサＣ1A、Ｃ1Bを介して全波整流出力ラ
インに帰還される。つまり、本実施例ではスイッチング
出力を一次側整流平滑回路の電流経路に重畳するにあた
り、コンデンサＣ1A、Ｃ1Bの静電容量により結合する構
成をとるものである。そして、本実施例においても先に
図１及び図５に示した回路構成と同様に、チョークコイ
ルＣＨが削減されることになる。これによって、図１７
に示した回路よりも回路基板の小型／軽量化を図ること
ができることになり、また図７（ａ）により後述するよ
うに電力損失が低減される。By thus providing the capacitors C 1A and C 1B , the switching output obtained by the switching operation of the switching elements Q 1 and Q 2 is the primary winding N 1
Is fed back to the full-wave rectified output line via the capacitors C 1A and C 1B . That is, in this embodiment, when the switching output is superimposed on the current path of the primary side rectifying and smoothing circuit, the capacitors are coupled by the electrostatic capacitances of the capacitors C 1A and C 1B . Also in this embodiment, the choke coil CH is reduced as in the circuit configurations shown in FIGS. 1 and 5. As a result, FIG.
The circuit board can be made smaller and lighter than the circuit shown in FIG. 7, and power loss is reduced as described later with reference to FIG.
【００３８】図６は上記構成のスイッチング電源回路の
各部の動作を示す波形図であり、この場合にはフィルム
コンデンサＣ1A、Ｃ1BについてＣ1A＝Ｃ1Bとされてい
る。例えば、図６（ａ）に示すように交流電源ＡＣに交
流入力電圧ＶACが供給されている場合、交流電源ＡＣを
バイパスするようにフィルタコンデンサＣN を流れる高
周波電流Ｉ1 は、図６（ｂ）に示すようにスイッチング
周期の正弦波状の電流が連続して流れる波形となる。FIG. 6 is a waveform diagram showing the operation of each part of the switching power supply circuit having the above-mentioned configuration. In this case, C 1A = C 1B for the film capacitors C 1A and C 1B . For example, when the AC power supply AC is supplied with the AC input voltage V AC as shown in FIG. 6A, the high frequency current I 1 flowing through the filter capacitor C N so as to bypass the AC power supply AC is as shown in FIG. As shown in b), a sinusoidal current having a switching cycle has a waveform that continuously flows.
【００３９】そして、図６（ａ）に示した交流入力電圧
ＶACが正の半サイクルの期間には、ブリッジ整流回路Ｄ
1 においては高速リカバリ型ダイオードＤF1、ＤF4にそ
れぞれ整流電流Ｉ2 、Ｉ4 が流入する。この整流電流Ｉ
2 、Ｉ4 としては図６（ｃ）０〜π、及び２π〜３πの
期間に示すように、スイッチング周期の高周波（正弦波
状）による略Ｗ字状の包絡線による波形が得られ、交流
入力電圧が平滑コンデンサＣｉの整流平滑電圧Ｅｉより
も低いとされるτ期間以外にも電流が流れている。一
方、交流入力電圧ＶACが負の期間においては、ブリッジ
整流回路Ｄ1 の高速リカバリ型ダイオードＤF2、ＤF3に
整流電流Ｉ3 、Ｉ5 が流れる。この整流電流Ｉ3 、Ｉ5
も同様に、図６（ｄ）の期間π〜２πに示すようにスイ
ッチング周期の高周波による略Ｗ字状の波形となる。Then, during the period of the positive half cycle of the AC input voltage V AC shown in FIG.
At 1 , the rectified currents I 2 and I 4 flow into the fast recovery type diodes D F1 and D F4 , respectively. This rectified current I
2 and I 4, as shown in the periods 0 to π and 2π to 3π in FIG. 6 (c), a waveform with a substantially W-shaped envelope with a high frequency (sine wave) of a switching cycle is obtained, and an AC input is obtained. The current is flowing during the period other than the τ period when the voltage is lower than the rectified and smoothed voltage Ei of the smoothing capacitor Ci. On the other hand, while the AC input voltage V AC is negative, the rectification currents I 3 and I 5 flow through the fast recovery type diodes D F2 and D F3 of the bridge rectification circuit D 1 . This rectified current I 3 , I 5
Similarly, as shown in the period π to 2π in FIG. 6D, the waveform has a substantially W shape due to the high frequency of the switching cycle.
【００４０】また、スイッチング出力は一次巻線Ｎ1 か
らコンデンサＣ1A、Ｃ1Bを介してブリッジ整流回路Ｄ1
の正極出力端子及び平滑コンデンサＣｉの正極端子に供
給されるが、コンデンサＣ1A、Ｃ1Bに流れるスイッチン
グ周期の高周波電流Ｉ7 、Ｉ8 は、それぞれ図６（ｆ）
に示すようにτ期間に減少し、τ期間以外の期間で僅か
に増加するような波形となる。このとき、整流出力ライ
ンに設けられた高速リカバリ型ダイオードＤ2 に流れる
高周波電流Ｉ6 は、図６（ｅ）に示す状態の波形とな
る。また、平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流Ｉ9
は、コンデンサＣ1Bに流れる電流Ｉ8 （図６（ｆ））
と、高速リカバリ型ダイオードＤ2 に流れる電流Ｉ6
（図６（ｅ）により、図６（ｇ）に示すような高周波に
よる波形が得られる。そして、交流電源ＡＣに流れる交
流入力電流ＩACの波形は、例えば図６（ｃ）（ｄ）に示
した整流電流Ｉ1 〜Ｉ4 が平均化された図６（ｈ）に示
す波形とされて力率改善が図られることになる。The switching output is the bridge rectifier circuit D 1 from the primary winding N 1 via capacitors C 1A and C 1B.
, And the high frequency currents I 7 and I 8 of the switching cycle flowing through the capacitors C 1A and C 1B .
As shown in, the waveform is such that it decreases during the τ period and slightly increases during periods other than the τ period. At this time, the high frequency current I 6 flowing through the fast recovery diode D 2 provided in the rectified output line has a waveform in the state shown in FIG. 6 (e). In addition, the charging current I 9 flowing through the smoothing capacitor Ci
Is the current I 8 flowing through the capacitor C 1B (Fig. 6 (f)).
And a current I 6 flowing through the fast recovery diode D 2.
(FIG. 6 (e) provides a high frequency waveform as shown in FIG. 6 (g). The waveform of the AC input current I AC flowing through the AC power supply AC is shown in, for example, FIG. The rectified currents I 1 to I 4 shown are averaged to have the waveform shown in FIG. 6 (h) to improve the power factor.
【００４１】図７（ａ）は、図５に示した本実施例のス
イッチング電源回路の交流入力電圧ＶACに対する交流入
力電力Ｐｉｎの特性を、図１７に示したスイッチング電
源回路と比較して示す図である。この場合には負荷電力
ＰO がパラメータとされており、本実施例の回路の特性
をそれぞれ直線で、図１７に示した回路の特性をそれぞ
れ破線により示している。なお、ここで本実施例のスイ
ッチング電源回路においては、ＬN ＝１００μＨ、ＣN
＝１μＦ、Ｃ1A＝Ｃ1B＝８２００ｐＦを選定し、図１７
に示した回路においてはＬN ＝１００μＨ、ＣN ＝１μ
Ｆ、Ｃ2 ＝０．１μＦ、Ｌｉ＝２２μＨ、Ｃ1 ＝０．０
８１μＦを選定しているものとされる。FIG. 7A shows the characteristics of the AC input power Pin with respect to the AC input voltage V AC of the switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 5 in comparison with the switching power supply circuit shown in FIG. It is a figure. In this case, the load power P O is used as a parameter, the characteristics of the circuit of this embodiment are indicated by straight lines, and the characteristics of the circuit shown in FIG. 17 are indicated by broken lines. In the switching power supply circuit of this embodiment, L N = 100 μH, C N
= 1 μF, C 1A = C 1B = 8200 pF, and FIG.
In the circuit shown in, L N = 100 μH and C N = 1 μ
F, C 2 = 0.1 μF, Li = 22 μH, C 1 = 0.0
It is assumed that 81 μF is selected.
【００４２】この図７（ａ）によれば，負荷電力ＰO ＝
１２０Ｗの重負荷時には、本実施例のスイッチング電源
回路のほうが交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範
囲で図１７に示した回路よりも僅かではあるが交流入力
電力Ｐｉｎの低減が見られ、負荷電力ＰO ＝１２Ｗの軽
負荷時には例えば交流入力電圧ＶAC＝１００Ｗ時に約１
Ｗの交流入力電力Ｐｉｎの低減が見られる。更に、負荷
電力ＰO ＝０の無負荷時においては、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｗ時での交流入力電力Ｐｉｎは３．５Ｗ程度の
低減が得られる。このように、本実施例と図１７の回路
とを比較した場合、特に軽負荷時及び無負荷時において
電力損失が減少する特性が得られている。According to FIG. 7A, the load power P O =
At the time of a heavy load of 120 W, the switching power supply circuit of the present embodiment showed a slight reduction in the AC input power Pin in the range of the AC input voltage V AC = 80 V to 140 V, but a slight reduction in the load. At a light load of electric power P O = 12 W, for example, about 1 at an AC input voltage V AC = 100 W.
It can be seen that the AC input power Pin of W is reduced. Further, when there is no load of load power P O = 0, the AC input voltage V AC
The AC input power Pin at the time of 100 W is reduced by about 3.5 W. As described above, when the present embodiment is compared with the circuit of FIG. 17, the characteristic that the power loss is reduced especially at light load and no load is obtained.
【００４３】次に図７（ｂ）は、図５に示したスイッチ
ング電源回路の交流入力電圧ＶACに対する力率特性を、
図１７に示したスイッチング電源回路と比較して示す図
であり、この場合も図７（ａ）と同様に、本実施例の回
路の特性を直線で、図１７に示した回路の特性をそれぞ
れ破線により示している。また、パラメータは負荷電力
ＰO とされる。また、この場合においても図５と図１７
に示す回路では、図７（ａ）により説明した部品が選定
されている条件での特性とされる。この図から分かるよ
うに、図１７に示す回路では負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの
重負荷時、かつ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ以下程度の
範囲でのみ高力率が得られるが、本実施例の回路では、
負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの重負荷時だけでなく、負荷電
力ＰO ＝１２Ｗの軽負荷時でも高力率が得られ、更に、
交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲にわたり安
定して高力率が得られている。Next, FIG. 7B shows the power factor characteristic of the switching power supply circuit shown in FIG. 5 with respect to the AC input voltage V AC .
FIG. 18 is a diagram showing a comparison with the switching power supply circuit shown in FIG. 17, and in this case also, similarly to FIG. 7A, the characteristics of the circuit of the present embodiment are linear and the characteristics of the circuit shown in FIG. It is indicated by a broken line. The parameter is the load power P O. Also in this case, FIG. 5 and FIG.
In the circuit shown in FIG. 7, the characteristics described under FIG. 7A are the characteristics under the selected conditions. As can be seen from this figure, in the circuit shown in FIG. 17, a high power factor can be obtained only under a heavy load of load power P O = 120 W and in the range of AC input voltage V AC = 100 V or less. In the circuit,
A high power factor can be obtained not only when the load power P O = 120 W is heavy, but also when the load power P O = 12 W is light.
A high power factor is obtained stably over a range of AC input voltage V AC = 80V to 140V.
【００４４】また、ここでは整流平滑電圧特性などは示
されていないが、本実施例においても直列共振回路の定
数を変更せずに、重負荷状態の交流入力電圧低下時のレ
ギュレーション範囲が保証される。Although the rectified and smoothed voltage characteristic is not shown here, the regulation range is guaranteed in the present embodiment without changing the constant of the series resonant circuit and when the AC input voltage is lowered in a heavy load condition. It
【００４５】なお、上記説明では分割されたコンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの静電容量について、Ｃ1A＝Ｃ1Bとなるよう
に選定されていたが、Ｃ1 ＝Ｃ1A＋Ｃ1Bの関係を保った
うえで、その比を変更することで力率を任意に設定する
ことができる。In the above description, the capacitances of the divided capacitors C 1A and C 1B were selected so that C 1A = C 1B , but the relationship of C 1 = C 1A + C 1B was maintained. Then, the power factor can be arbitrarily set by changing the ratio.
【００４６】次に、図８の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図５と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。この図の実施例は、先
に図５に示した実施例の構成に対して、他励式による電
流共振形コンバータを適用したものとされ、例えば、本
実施例の電流共振形コンバータは、ＭＯＳ−ＦＥＴによ
るスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハーフブリッジ接続し
て構成されている。この場合には、制御回路１が直流出
力電圧ＥO に基づいて発振ドライブ回路２を制御し、発
振ドライブ回路２からスイッチング素子Ｑ 1 、Ｑ2 の各
ゲートに供給するスイッチング駆動電圧を変化させるこ
とで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各スイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のドレイン、ソースに対して図に
示す方向に接続されるＤD 、ＤD は、スイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 オフ時に帰還される電流の経路を形成するク
ランプダイオードとされる。また、起動回路３は電源始
動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるいは電流を検
出して、発振ドライブ回路２を起動させるために設けら
れており、この起動回路３には、絶縁トランスＰＩＴに
設けられた三次巻線Ｎ4 と整流ダイオードＤ4 により供
給される低圧直流電圧が供給される。Next, the circuit diagram of FIG.
The configuration of the switching power supply circuit is shown.
A single reference numeral is given and description thereof is omitted. The example in this figure
The configuration of the embodiment shown in FIG.
Current resonance type converter is applied.
The current resonance type converter of the embodiment uses a MOS-FET.
Switching element Q1 , Q2 Connect half bridge
It is configured. In this case, the control circuit 1 outputs DC
Force voltage EO The oscillation drive circuit 2 is controlled based on
Swing drive circuit 2 to switching element Q 1 , Q2 Each of
Change the switching drive voltage supplied to the gate.
With, the constant voltage control is performed. In addition, each switch
Holding element Q1 , Q2 In the figure for the drain and source of
D connected in the direction shownD , DD Is a switching element
Q1 , Q2 The clock that forms the path for the current that is fed back at the time of turning off.
It is used as a lamp diode. In addition, the starting circuit 3 starts the power supply.
The voltage or current obtained on the rectifying and smoothing line during operation is detected.
Provided to start the oscillation drive circuit 2.
This starting circuit 3 has an isolation transformer PIT.
Provided tertiary winding NFour And rectifier diode DFour By
The supplied low-voltage DC voltage is supplied.
【００４７】また、この実施例では直列接続されるコン
デンサＣ1A、Ｃ1Bと、高速リカバリ型ダイオードＤ2 の
並列回路が、ブリッジ整流回路Ｄ1 の負極側の出力端
子、つまり、高速リカバリ型ダイオードＤF3とＤF4のア
ノードの接続点に対して接続されて、上記図１及び図４
の場合とは逆極性でスイッチング出力が全波整流ライン
に重畳されるように構成している。このためコンデンサ
Ｃ1Bの他方の極、及び高速リカバリ型ダイオードＤ2 の
アノード側はアースに接地されている。また、ここでは
図１７で説明したコンデンサＣ2 が、高速リカバリ型ダ
イオードＤ2 に対して並列に設けられ、無負荷時の整流
平滑電圧Ｅｉの上昇が抑制されるようにしている。In this embodiment, the parallel circuit of the capacitors C 1A and C 1B connected in series and the fast recovery type diode D 2 serves as the negative output terminal of the bridge rectifier circuit D 1 , that is, the fast recovery type diode. 1 and 4 connected to the connection point of the anodes of D F3 and D F4 .
It is constructed so that the switching output is superposed on the full-wave rectification line with the opposite polarity to the case. Therefore, the other pole of the capacitor C 1B and the anode side of the fast recovery diode D 2 are grounded. Further, here, the capacitor C 2 described in FIG. 17 is provided in parallel with the fast recovery type diode D 2 so as to suppress the rise of the rectified and smoothed voltage Ei under no load.
【００４８】この実施例においても、力率改善回路の構
成は先に図５に示したものとほぼ同様とされて重負荷時
から軽負荷時にわたり高力率が得られ、また、チョーク
コイルＣＨの削減などにより電力損失も低減され、回路
の小型、軽量化も促進される。更には、コンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの比を変更することで力率を任意に設定する
ことも可能である。Also in this embodiment, the configuration of the power factor correction circuit is substantially the same as that shown in FIG. 5 so that a high power factor can be obtained from a heavy load to a light load, and the choke coil CH. Power loss is also reduced due to the reduction of power consumption, and the size and weight of the circuit are also promoted. Furthermore, the power factor can be arbitrarily set by changing the ratio of the capacitors C 1A and C 1B .
【００４９】図９は、本発明の更に他の実施例の電流共
振形スイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
図１と同一部分については同一符号を付して説明を省略
する。この実施例では、先に先行技術として図１７に示
した回路の場合と同様に、ノーマルモードのＬＣローパ
スフィルタ（フィルタチョークコイルＬN 及びフィルム
コンデンサＣN ）がブリッジ整流回路Ｄ1 の正極出力側
に設けられて、全波整流ラインに重畳されたスイッチン
グ周期の高周波電流はフィルムコンデンサＣNから平滑
コンデンサＣｉを介してアースに流れるようにされる。
このため、ブリッジ整流回路Ｄ1 を形成する４本の整流
ダイオードには低速リカバリ型を用いることができる。FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of a current resonance type switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention.
The same parts as those in FIG. In this embodiment, as in the case of the circuit shown in FIG. 17 as the prior art, the normal mode LC low pass filter (filter choke coil L N and film capacitor C N ) is connected to the positive output side of the bridge rectifier circuit D 1. The high-frequency current of the switching period, which is provided in the full-wave rectification line, is made to flow from the film capacitor C N to the ground via the smoothing capacitor Ci.
Therefore, a slow recovery type can be used for the four rectifying diodes forming the bridge rectifying circuit D 1 .
【００５０】また、全波整流ラインには、２本の高速リ
カバリ型ダイオードＤ2A、Ｄ2Bを直列接続して挿入して
いる。そして、これら高速リカバリ型ダイオードＤ2A、
Ｄ2Bのそれぞれに対してフィルムコンデンサＣ2A、Ｃ2B
が並列に接続される。なお、フィルムコンデンサＣ2A、
Ｃ2Bの静電容量はほぼ等しい（Ｃ2A＝Ｃ2B）ものとさ
れ、図１７に示したフィルムコンデンサＣ2 の静電容量
と比較した場合、Ｃ2 ＝Ｃ2A＋Ｃ2Bとなるように選定さ
れる。そして、直列共振コンデンサＣ1 の一端は高速リ
カバリ型ダイオードＤ2A、Ｄ2Bの接続点に接続されるこ
とで、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 と上記直列共
振コンデンサＣ1 により形成される直列共振回路に供給
されるスイッチング出力が全波整流ラインに重畳される
ようにしている。このような回路構成によれば本実施例
においてもチョークコイルＣＨが削減されることにな
る。Two fast recovery type diodes D 2A and D 2B are connected in series and inserted in the full-wave rectification line. And, these fast recovery type diodes D 2A ,
Film capacitor C 2A for each D 2B, C 2B
Are connected in parallel. The film capacitor C 2A ,
The capacitance of C 2B is assumed to be almost equal (C 2A = C 2B ), and when compared with the capacitance of the film capacitor C 2 shown in FIG. 17, C 2 = C 2A + C 2B is selected. To be done. One end of the series resonance capacitor C 1 is connected to the connection point of the high speed recovery type diodes D 2A and D 2B , so that the series winding formed by the primary winding N 1 of the insulating transformer PIT and the series resonance capacitor C 1 is connected. The switching output supplied to the resonance circuit is superimposed on the full-wave rectification line. According to such a circuit configuration, the choke coil CH is also reduced in this embodiment.
【００５１】図１０は、上記図９に示した構成のスイッ
チング電源回路の各部の動作を示す波形図であり、例え
ば、図１０（ａ）に示すように交流電源ＡＣに交流入力
電圧ＶACが供給されている場合、フィルタコンデンサＣ
N を流れるスイッチング周期の高周波電流Ｉ5 は、図１
０（ｅ）に示すような低レベルの正弦波状の高周波が連
続して流れる波形となる。FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of each part of the switching power supply circuit having the configuration shown in FIG. 9. For example, as shown in FIG. 10A, the AC input voltage V AC is supplied to the AC power supply AC. If supplied, filter capacitor C
The high frequency current I 5 of the switching cycle flowing through N is shown in FIG.
A low-level sinusoidal high frequency as shown in 0 (e) has a waveform that continuously flows.
【００５２】この際、高速リカバリ型ダイオードＤ2A、
及びＤ2Bを導通して流れるスイッチング周期の電流Ｉ
1 、Ｉ2 は、それぞれ図１０（ｂ），（ｃ）に示す波形
によりτ期間に流れる高周波電流となり、また、高速リ
カバリ型ダイオードＤ2A、Ｄ2Bの各両端電圧Ｖ1 、Ｖ2
は、図１０（ｆ）に示すようにτ期間以外の休止期間に
スイッチング周期の逆方向電圧が加わり、τ期間では０
Ｖとなるような波形となる。また、上記高速リカバリ型
ダイオードＤ2A、Ｄ2Bに対して並列に接続されているフ
ィルムコンデンサＣ2A、Ｃ2Bに流れるスイッチング周期
の高周波電流Ｉ3 、Ｉ4 は共に休止期間では増加し、τ
期間では流れなくなるような波形が得られる。そして、
平滑コンデンサＣｉに流れる充放電電流Ｉ6 は、図１０
（ｇ）に示すようなスイッチング周期の高周波が重畳さ
れた波形となり、また、交流電源ＡＣに流れる交流入力
電流ＩACの波形は、例えば図１０（ｈ）に示すτ期間以
外には休止する略凸時状に平均化された波形が得られ
て、例えば０．８程度に力率改善が図られることにな
る。At this time, the fast recovery type diode D 2A ,
And a current I of a switching cycle that flows through D 2B
1 and I 2 are high-frequency currents that flow during the τ period according to the waveforms shown in FIGS. 10B and 10C, respectively, and the voltages V 1 and V 2 across the fast recovery type diodes D 2A and D 2B , respectively.
As shown in FIG. 10 (f), the reverse voltage of the switching cycle is applied to the rest period other than the τ period, and 0 during the τ period.
The waveform becomes V. Further, the high frequency currents I 3 and I 4 of the switching cycle flowing through the film capacitors C 2A and C 2B connected in parallel to the fast recovery type diodes D 2A and D 2B both increase during the idle period, and τ
A waveform that does not flow for a period is obtained. And
The charging / discharging current I 6 flowing through the smoothing capacitor Ci is shown in FIG.
The waveform of the high frequency of the switching cycle is superimposed as shown in (g), and the waveform of the AC input current I AC flowing through the AC power supply AC is in a pause state except during the τ period shown in FIG. 10 (h). A waveform averaged in a convex shape is obtained, and the power factor is improved to about 0.8, for example.
【００５３】そして、上記図９に示した本実施例のスイ
ッチング電源回路の交流入力電圧ＶACに対する交流入力
電力Ｐｉｎの特性としては、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの
重負荷時及び負荷電力ＰO ＝０の無負荷時のそれぞれに
おいて、図１１（ａ）に示すような特性が得られ、交流
入力電圧ＶAC＝８０〜１４０Ｖの範囲にわたり、交流入
力電力Ｐｉｎは平滑コンデンサＣｉの耐圧レベル以内と
なっており、この実施例においても平滑コンデンサＣｉ
の耐圧向上を図る必要はなく、また、例えば直列共振回
路の定数（Ｃ1 及びＮ1 ）を変更せずに重負荷での交流
入力電圧低下時のレギュレーション範囲を保証すること
ができる。なお、ここでは図９の回路においてフィルム
コンデンサＣ2A、Ｃ2Bについてそれぞれ０．０３３μＦ
が選定されている場合について示している。The characteristics of the AC input power Pin with respect to the AC input voltage V AC of the switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 9 are as follows: load power P O = 120 W under heavy load and load power P O = The characteristics as shown in FIG. 11A are obtained in each of the cases of no load of 0, and the AC input power Pin is within the withstand voltage level of the smoothing capacitor Ci over the range of the AC input voltage V AC = 80 to 140V. Therefore, also in this embodiment, the smoothing capacitor Ci
It is not necessary to improve the withstand voltage, and it is possible to guarantee the regulation range when the AC input voltage drops under heavy load without changing the constants (C 1 and N 1 ) of the series resonance circuit, for example. Here, in the circuit of FIG. 9, the film capacitors C 2A and C 2B are each 0.033 μF.
Shows the case where is selected.
【００５４】次に図１１（ｂ）は、実施例である図９に
示したスイッチング電源回路の交流入力電圧ＶACに対す
る力率特性を、図１７に示したスイッチング電源回路と
比較して示す図であり、本実施例の回路の特性を直線
で、図１７の回路の特性を破線により示している。ま
た、パラメータは負荷電力ＰO とされる。また、この場
合においても図９の回路では、Ｃ2A＝Ｃ2B＝０．０３３
μＦを選定しているものとされる。この図から分かるよ
うに、負荷電力ＰO ＝１２０Ｗの重負荷時においては、
図１７に示す回路よりも本実施例の回路のほうが直線の
傾きが小さくなって、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４
０Ｖの範囲にわたりより安定して高力率が得られてい
る。また、負荷電力ＰO ＝１２Ｗの軽負荷時及びＰO ＝
０の無負荷時においては、本実施例の回路のほうが図１
７に示す回路よりも、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４
０Ｖの範囲にわたって高力率となる特性が得られてい
る。Next, FIG. 11 (b) is a diagram showing power factor characteristics of the switching power supply circuit shown in FIG. 9 as an embodiment with respect to the AC input voltage V AC , in comparison with the switching power supply circuit shown in FIG. The characteristic of the circuit of this embodiment is shown by a straight line, and the characteristic of the circuit of FIG. 17 is shown by a broken line. The parameter is the load power P O. Also in this case, in the circuit of FIG. 9, C 2A = C 2B = 0.033
It is assumed that μF is selected. As can be seen from this figure, at the time of heavy load of load power P O = 120 W,
The slope of the straight line of the circuit of this embodiment is smaller than that of the circuit shown in FIG. 17, and the AC input voltage V AC = 80V to 14V.
A high power factor is obtained more stably over the range of 0V. Also, when the load power P O = 12 W and a light load, P O =
When there is no load of 0, the circuit of the present embodiment is shown in FIG.
AC input voltage V AC = 80V to 14V compared to the circuit shown in FIG.
The characteristic of high power factor is obtained over the range of 0V.
【００５５】図１２は本発明の更に他の実施例を示す回
路図であり、上述の図９に示した実施例の構成と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。このスイッチン
グ電源回路においては、図９の実施例の構成において、
絶縁トランスが一次及び二次巻線Ｎ1 、Ｎ2 に対して制
御巻線ＮC が直交して設けられた直交型可飽和リアクト
ルのＰＲＴ（Power Regulating Transformer）とされて
いる。つまり、この場合は図４の実施例で説明した直列
共振周波数制御方式による定電圧制御方式が採られてい
る。そして、本実施例の回路においても図９に示したス
イッチング電源回路の同様の動作により高力率が得ら
れ、また、重負荷時のレギュレーション範囲も保証され
ることになる。FIG. 12 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. The same parts as those of the embodiment shown in FIG. 9 described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this switching power supply circuit, in the configuration of the embodiment of FIG.
The insulating transformer is a PRT (Power Regulating Transformer) of an orthogonal type saturable reactor in which the control winding N C is provided orthogonal to the primary and secondary windings N 1 and N 2 . That is, in this case, the constant voltage control method based on the series resonance frequency control method described in the embodiment of FIG. 4 is adopted. Also in the circuit of this embodiment, a high power factor can be obtained by the same operation of the switching power supply circuit shown in FIG. 9, and the regulation range under heavy load can be guaranteed.
【００５６】図１３は、図９の実施例に基づく更に他の
実施例について示しており、図９及び図８と同一部分は
同一符号を付して説明を省略する。この図の実施例は、
先に図９に示した実施例の構成に対して、図８に示した
他励式によるハーフブリッジ式の電流共振形コンバータ
を適用したものとされる。そして、本実施例においても
整流出力側に設けられたＬＣローパスフィルタと高速リ
カバリ型ダイオードＤ2A、Ｄ2B及びフィルムコンデンサ
Ｃ2A、Ｃ2Bによる力率改善回路を備えることで、図９で
説明したと同様の力率改善効果やレギュレーション範囲
の保証が得られ、チョークコイルＣＨも削減される。FIG. 13 shows still another embodiment based on the embodiment shown in FIG. 9. The same parts as those in FIGS. 9 and 8 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The example in this figure
It is assumed that the separately excited half-bridge type current resonance type converter shown in FIG. 8 is applied to the configuration of the embodiment shown in FIG. Also in this embodiment, the LC low-pass filter provided on the rectified output side and the power factor correction circuit including the fast recovery type diodes D 2A and D 2B and the film capacitors C 2A and C 2B are provided, which is illustrated in FIG. 9. The power factor improvement effect and the regulation range guarantee can be obtained, and the choke coil CH can be reduced.
【００５７】図１４は、本発明の他の実施例を示す回路
図であり、上記図１３と同一部分は同一符号を付して説
明を省略する。この実施例では、図１３に示した実施例
の構成に対して、図５の実施例で説明したように直列共
振コンデンサをＣ1 ＝Ｃ1A＋Ｃ1Bの関係を保つようにし
て２つのコンデンサＣ1A、Ｃ1Bに分割して設けている。
そして、この実施例の場合には、これらコンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの直列接続が高速リカバリ型ダイオードＤ2B
に並列に設けられて、全波整流ラインと一次巻線Ｎ1 を
静電容量により結合して、スイッチング出力が全波整流
ラインに重畳されるようにしている。FIG. 14 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 13 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this embodiment, in addition to the configuration of the embodiment shown in FIG. 13, two series capacitors C are arranged so that the series resonance capacitor C 1 = C 1A + C 1B is maintained as described in the embodiment of FIG. It is divided into 1A and C 1B .
In the case of this embodiment, the series connection of these capacitors C 1A and C 1B is a fast recovery type diode D 2B.
Are provided in parallel with each other, and the full-wave rectification line and the primary winding N 1 are coupled by capacitance so that the switching output is superimposed on the full-wave rectification line.
【００５８】また、図１５の回路図は本発明の更に他の
実施例を示すものであり、上述の図１４及び先の実施例
として示した図１２と同一部分は同一符号を付して説明
を省略する。この実施例では、図１２と同様にハーフブ
リッジ結合による自励式の電流共振型コンバータとさ
れ、定電圧制御としては絶縁トランスに制御巻線ＮC を
設けてＰＲＴとした、直列共振周波数制御方式が採られ
ている。そして、上記図１４の回路では分割されたコン
デンサＣ1A、Ｃ1Bの直列接続が、平滑コンデンサＣｉ側
の高速リカバリ型ダイオードＤ2Bに並列接続されていた
のに対して、本実施例の回路ではブリッジ整流回路Ｄ1
側の高速リカバリ型ダイオードＤ2Aに並列に設けられ
る。The circuit diagram of FIG. 15 shows still another embodiment of the present invention, and the same parts as those of FIG. 14 and FIG. 12 shown as the previous embodiment are designated by the same reference numerals. Is omitted. In this embodiment, as in the case of FIG. 12, a self-excited current resonance type converter by half-bridge coupling is used, and for constant voltage control, a series resonance frequency control method is used in which a control winding N C is provided in an insulating transformer to form a PRT. Has been taken. In the circuit of this embodiment, the series connection of the divided capacitors C 1A and C 1B is connected in parallel to the fast recovery diode D 2B on the smoothing capacitor Ci side in the circuit of FIG. Bridge rectifier circuit D 1
It is provided in parallel with the fast recovery type diode D 2A on the side.
【００５９】上記図１４及び図１５に示した各実施例の
スイッチング電源回路の構成においても、例えば、先に
図９に示した構成のスイッチング電源回路と同様の効果
が得られると共に、例えば、分割されたコンデンサ
Ｃ1A、Ｃ1Bの静電容量の比を可変設定して力率を、任意
に設定することが可能であり、この場合にはＣ1A＜Ｃ1B
とすれば力率が向上し、Ｃ1A＞Ｃ1Bすれば力率が低くな
る。In the configurations of the switching power supply circuits of the respective embodiments shown in FIGS. 14 and 15, for example, the same effects as those of the switching power supply circuit of the configuration shown in FIG. The power factor can be set arbitrarily by variably setting the ratio of the electrostatic capacities of the stored capacitors C 1A and C 1B . In this case, C 1A <C 1B
If so, the power factor improves, and if C 1A > C 1B, the power factor decreases.
【００６０】図１６は本発明の更に他の実施例を示す回
路図であり、上記図９〜図１５と同一部分には同一符号
を付して、電流共振型コンバータの構成及び定電圧制御
方式などについては説明を省略する。この実施例では、
直列共振コンデンサＣ1 がＣ1A、Ｃ1B、Ｃ1Bの３つのコ
ンデンサに分割され、その静電容量は Ｃ1 ＝（Ｃ1A＋２Ｃ1B） となるように選定されている。そして、このような構成
としても例えば図９に示すスイッチング電源回路にて説
明したと同様の効果が得られることになり、また、この
場合もＣ1 ＝（Ｃ1A＋２Ｃ1B）の関係を保ちながら、コ
ンデンサＣ1AとＣ1Bの静電容量の比を変えて力率を任意
に設定することができる。FIG. 16 is a circuit diagram showing still another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIGS. 9 to 15 are designated by the same reference numerals, and the configuration of the current resonance type converter and the constant voltage control system are shown. A description of such items will be omitted. In this example,
The series resonance capacitor C 1 is divided into three capacitors C 1A , C 1B and C 1B , and the capacitance thereof is selected so that C 1 = (C 1A + 2C 1B ). Then, even with such a configuration, the same effect as that described in the switching power supply circuit shown in FIG. 9 can be obtained, and in this case also, the relationship of C 1 = (C 1A + 2C 1B ) is maintained. , The power factor can be set arbitrarily by changing the ratio of the capacitances of the capacitors C 1A and C 1B .
【００６１】なお、上記図９〜図１６に示した各実施例
のスイッチング電源回路においては、２本の高速リカバ
リ型ダイオードＤ2A、Ｄ2Bが直列に設けられ、図１、図
４及び図５などに示した各実施例の場合よりも整流ライ
ンに挿入される高速リカバリ型ダイオードが１本増加す
ることになって、それだけダイオード素子の順電圧降下
による損失も増加することになるが、先行技術である図
１７のスイッチング電源回路と比較した場合、図９〜図
１６に示した各実施例ではチョークコイルＣＨが削減さ
れたことによる電力損失の減少により相殺されるため、
電力変換効率としてはほぼ同等とすることができるの
で、特に問題にはならない。In the switching power supply circuits of the respective embodiments shown in FIGS. 9 to 16, two fast recovery type diodes D 2A and D 2B are provided in series, and FIGS. 1, 4 and 5 are used. The number of fast-recovery type diodes to be inserted in the rectification line is increased by one more than in the case of each of the embodiments shown in, and the loss due to the forward voltage drop of the diode element is increased accordingly. When compared with the switching power supply circuit of FIG. 17, which is shown in FIG. 17, in each of the embodiments shown in FIGS.
Since the power conversion efficiencies can be almost the same, there is no particular problem.
【００６２】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形によるス
イッチング電源回路としての自励発振形／他励発振形、
スイッチング周波数制御方式（ドライブトランスを直交
形のＰＲＴとする）／直列共振周波数制御方式（絶縁ト
ランスを直交形のＰＲＴとする）、スイッチング素子の
ハーフブリッジ結合タイプ／フルブリッジ結合タイプな
どの組み合わせパターンにより構成される電源回路に対
して適用が可能であって、上記各図に実施例として示し
た組み合わせのパターンに限定されるものでないことは
いうまでもない。The power factor improving method of the present invention described so far in each of the above embodiments is the self-oscillation type / other-excitation oscillation type as the switching power supply circuit of the current resonance type.
Depending on the combination pattern of switching frequency control method (drive transformer is orthogonal PRT) / series resonance frequency control method (insulation transformer is orthogonal PRT), switching element half bridge coupling type / full bridge coupling type, etc. It is needless to say that the present invention can be applied to the configured power supply circuit and is not limited to the combination patterns shown as the embodiments in the above respective drawings.
【００６３】[0063]
【発明の効果】以上説明したように本発明は、各種タイ
プの電流共振形スイッチング電源回路において、ノーマ
ルモードのローパスフィルタと、整流出力ラインに挿入
される高速リカバリ型ダイオードと、このダイオードに
並列に接続されるフィルムコンデンサ、更には、２分割
あるいは３分割された直列共振コンデンサの静電容量に
よる結合などの組み合わせにより、絶縁トランスの一次
巻線に得られるスイッチング出力を整流ラインに重畳す
るようにして力率改善を図っている。これにより、チョ
ークコイルが削減されるため、回路基板の小型／軽量化
を更に実現することができるという効果を有している。
また、上記チョークコイルにて生じる電力損失も解消さ
れるため、それだけ電力変換効率が向上することにもな
る。また、本発明のスイッチング電源回路の構成では、
先行技術に示したスイッチング電源回路のように直列共
振回路の定数などの設計変更をしなくとも、同等の入力
電力に対して重負荷時のレギュレーション範囲を同様に
保証することが可能となる。そして、先行技術のスイッ
チング電源回路のように重負荷時のみでなく、軽負荷時
及び無負荷時にも高力率が得られるという効果も有して
いる。As described above, according to the present invention, in various types of current resonance type switching power supply circuits, a normal mode low-pass filter, a fast recovery type diode inserted in a rectified output line, and a parallel type diode are provided in parallel with the diode. By connecting the film capacitor to be connected, and further, by combining the two- or three-divided series resonance capacitors by the capacitance, the switching output obtained in the primary winding of the insulation transformer is superimposed on the rectification line. We are trying to improve the power factor. As a result, the choke coil is reduced, so that the circuit board can be further reduced in size and weight.
In addition, since the power loss caused by the choke coil is eliminated, the power conversion efficiency is improved accordingly. Further, in the configuration of the switching power supply circuit of the present invention,
It is possible to similarly guarantee the regulation range at the time of heavy load for the same input power without changing the design such as the constant of the series resonance circuit unlike the switching power supply circuit shown in the prior art. The switching power supply circuit of the prior art has an effect that a high power factor can be obtained not only under heavy load but also under light load and no load.
【００６４】更に、直列共振コンデンサを分割して絶縁
トランスの一次巻線と整流ラインを結合している構成と
した場合には、分割されたコンデンサの静電容量の比を
変化させることによって、力率を任意に設定できるとい
う効果もある。Further, in the case where the series resonance capacitor is divided to connect the primary winding of the insulation transformer and the rectification line, the capacitance is changed by changing the capacitance ratio of the divided capacitors. There is also an effect that the rate can be set arbitrarily.
【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention.
【図２】実施例のスイッチング電源回路の動作を示す波
形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit of the embodiment.
【図３】実施例において交流入力電圧に対する整流平滑
電圧の特性を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a characteristic of a rectified and smoothed voltage with respect to an AC input voltage in the example.
【図４】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as another embodiment.
【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図６】図５の実施例のスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。6 is a waveform chart showing the operation of the switching power supply circuit of the embodiment of FIG.
【図７】図５の実施例において交流入力電圧に対する交
流入力電力及び力率の特性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing characteristics of AC input power and power factor with respect to AC input voltage in the embodiment of FIG.
【図８】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図９】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１０】図９の実施例のスイッチング電源回路の動作
を示す波形図である。10 is a waveform chart showing the operation of the switching power supply circuit of the embodiment of FIG.
【図１１】図９の実施例において交流入力電圧に対する
整流平滑電圧及び力率の特性を示す図である。11 is a diagram showing characteristics of a rectified smoothed voltage and a power factor with respect to an AC input voltage in the embodiment of FIG.
【図１２】さらに他の実施例としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１３】さらに他の実施例としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源
回路を示す回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.
【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.
【図１８】フィルタチョークコイル及びチョークコイル
の構造を示す斜視図である。FIG. 18 is a perspective view showing a structure of a filter choke coil and a choke coil.
１ 制御回路 ２ 発振ドライブ回路 ３ 起動回路 ＬN フィルタチョークコイル ＣN フィルタコンデンサ Ｄ1 ブリッジ整流回路 ＤF1〜ＤF4 高速リカバリ型ダイオード ＣＨ チョークコイル ＰＩＴ 絶縁トランス ＰＲＴ 制御トランス ＣＤＴ ドライブトランス Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ1A，Ｃ1B コンデンサ Ｎ1 一次巻線 Ｃ2 ，Ｃ2A，Ｃ2B フィルムコンデンサ1 Control circuit 2 Oscillation drive circuit 3 Start circuit L N Filter choke coil C N filter capacitor D 1 Bridge rectifier circuit DF 1 to DF 4 Fast recovery type diode CH Choke coil PIT Isolation transformer PRT Control transformer CDT Drive transformer Q 1 , Q 2 Switching element Ci Smoothing capacitor C 1A , C 1B capacitor N 1 Primary winding C 2 , C 2A , C 2B film capacitor
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/217 9472−5Ｈ Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification number Office reference number FI technical display location H02M 7/217 9472-5H
Claims (12)
と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデン
サと、該平滑コンデンサより供給される電圧を断続する
スイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻線及び共振
コンデンサにより形成され、上記スイッチング手段のス
イッチング出力が供給される直列共振回路とを備えてい
る電流共振形のスイッチング電源回路において、 フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサより形成
され、ノーマルモードの高周波を除去するように設けら
れるローパスフィルタと、 上記ブリッジ整流回路の整流出力ラインに挿入される高
速リカバリ型整流素子と、該高速リカバリ型整流素子に
並列に接続される並列コンデンサを備え、 上記ち直列共振回路に流れる電流が、上記高速リカバリ
型整流素子を介して上記平滑コンデンサに流入するよう
に構成したことを特徴とするスイッチング電源回路。1. A bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing an output of the bridge rectifier circuit, a switching means for connecting and disconnecting a voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with the switching output of the switching means, formed by a filter choke coil and a filter capacitor to remove a normal mode high frequency. A low-pass filter provided as described above, a high-speed recovery type rectifying element inserted into the rectification output line of the bridge rectifying circuit, and a parallel capacitor connected in parallel to the high-speed recovery type rectifying element. The current flowing through the high-speed recovery rectifier A switching power supply circuit configured to flow into the smoothing capacitor through the switching power supply circuit.
と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデン
サと、該平滑コンデンサより供給される電圧を断続する
スイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻線及び共振
コンデンサにより形成され、上記スイッチング手段のス
イッチング出力が供給される直列共振回路とを備えてい
る電流共振形のスイッチング電源回路において、 フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサより形成
され、ノーマルモードの高周波を除去するように設けら
れるローパスフィルタと、 上記ブリッジ整流回路の整流出力ラインに挿入される高
速リカバリ型整流素子を備え、 上記共振コンデンサを２つの分割コンデンサで形成し、 上記２つの分割コンデンサの直列接続を上記高速リカバ
リ型整流素子に並列に接続すると共に、上記絶縁トラン
スのドライブ電流が上記２つの分割コンデンサの接続点
に供給されるようにしていることを特徴とするスイッチ
ング電源回路。2. A bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing an output of the bridge rectifier circuit, switching means for connecting and disconnecting a voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with the switching output of the switching means, formed by a filter choke coil and a filter capacitor to remove a normal mode high frequency. And a high-speed recovery type rectifying element that is inserted into the rectified output line of the bridge rectifier circuit, the resonant capacitor is formed by two split capacitors, and the two split capacitors are connected in series as described above. In parallel with high-speed recovery rectifier With continued to switching power supply circuit, characterized in that the drive current of the isolation transformer is to be supplied to the connection point of the two division capacitors.
と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデン
サと、該平滑コンデンサより供給される電圧を断続する
スイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻線及び共振
コンデンサにより形成され、上記スイッチング手段のス
イッチング出力が供給される直列共振回路とを備えてい
る電流共振形のスイッチング電源回路において、 フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサより形成
され、ノーマルモードの高周波を除去するように設けら
れるローパスフィルタと、 上記ブリッジ整流回路の整流出力ラインに挿入される高
速リカバリ型整流素子と、該高速リカバリ型整流素子に
並列に接続された並列コンデンサとを備え、 上記共振コンデンサを２つの分割コンデンサで形成し、 上記２つの分割コンデンサの直列接続を上記高速リカバ
リ型整流素子に並列に接続すると共に、上記絶縁トラン
スのドライブ電流が上記２つの分割コンデンサの接続点
に供給されるようにしていることを特徴とするスイッチ
ング電源回路。3. A bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing an output of the bridge rectifier circuit, switching means for connecting and disconnecting a voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with the switching output of the switching means, formed by a filter choke coil and a filter capacitor to remove a normal mode high frequency. And a parallel capacitor connected in parallel to the high-speed recovery type rectifying element, and a parallel capacitor connected in parallel to the high-speed recovery type rectifying element. Formed with one split capacitor, the above two A switching power supply circuit characterized in that a series connection of split capacitors is connected in parallel to the high-speed recovery type rectifying element, and a drive current of the isolation transformer is supplied to a connection point of the two split capacitors. .
比を変化させることにより、力率を任意に設定可能とし
たことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のスイ
ッチング電源回路。4. The switching power supply circuit according to claim 2, wherein the power factor can be arbitrarily set by changing the ratio of the electrostatic capacities of the two divided capacitors.
子は、高速リカバリ型が用いられていることを特徴とす
る請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４に記
載のスイッチング電源回路。5. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the rectifying element forming the bridge rectifying circuit is a high-speed recovery type. .
と、該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑コンデン
サと、該平滑コンデンサより供給される電圧を断続する
スイッチング手段と、絶縁トランスの一次巻線及び共振
コンデンサにより形成され、上記スイッチング手段のス
イッチング出力が供給される直列共振回路とを備えてい
る電流共振形のスイッチング電源回路において、 フィルタチョークコイルとフィルタコンデンサより形成
され、ノーマルモードの高周波を除去するように設けら
れるローパスフィルタと、 上記ブリッジ整流回路の整流出力ラインに直列接続して
挿入される２本の高速リカバリ型整流素子と、 該２本の高速リカバリ型整流素子のそれぞれに並列に接
続される２つの並列コンデンサを備え、 上記直列共振回路は、直列接続される２本の高速リカバ
リ型整流素子の接続点に接続されていることを特徴とす
るスイッチング電源回路。6. A bridge rectifier circuit for rectifying a commercial power source, a smoothing capacitor for smoothing an output of the bridge rectifier circuit, a switching means for connecting and disconnecting a voltage supplied from the smoothing capacitor, a primary winding of an insulating transformer, and In a current resonance type switching power supply circuit including a series resonance circuit formed by a resonance capacitor and supplied with the switching output of the switching means, a normal-mode high frequency is formed by a filter choke coil and a filter capacitor. Such a low-pass filter, two high-speed recovery type rectifying elements connected in series to the rectification output line of the bridge rectifying circuit, and connected in parallel to each of the two high-speed recovery type rectifying elements. And two parallel capacitors, Switching power supply circuit, characterized in that connected to the connection point of the two high speed recovery type rectifying device to be column connection.
るように第１分割コンデンサと第２分割コンデンサを設
け、 上記第１及び第２分割コンデンサの直列接続を、上記２
本の高速リカバリ型整流素子のいずれか一方に対して並
列に接続すると共に、上記一次巻線を上記第１分割コン
デンサと第２分割コンデンサの接続点に接続しているこ
とを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回
路。7. A first divisional capacitor and a second divisional capacitor are provided so as to divide the electrostatic capacitance of the resonance capacitor, and the first and second divisional capacitors are connected in series to each other according to the above
7. The fast recovery type rectifying element is connected in parallel to either one of them, and the primary winding is connected to a connection point of the first split capacitor and the second split capacitor. The switching power supply circuit according to item 6.
するように設ける１つの第１分割コンデンサの静電容量
Ｂと２つの第２分割コンデンサの静電容量Ｃが Ａ＝Ｂ＋２Ｃ となるように設定し、 上記第１分割コンデンサは、直列接続された２本の高速
リカバリ型整流素子の接続点に接続し、 上記２つの第２分割コンデンサは、直列接続された２本
の高速リカバリ型整流素子の両端にそれぞれ接続して、
上記整流出力ラインにスイッチング出力を重畳するよう
に構成されていることを特徴とする請求項６に記載のス
イッチング電源回路。8. The capacitance B of one first split capacitor and the capacitance C of two second split capacitors provided so as to divide the capacitance A of the resonance capacitor are A = B + 2C. The first split capacitor is connected to a connection point of two fast recovery type rectifying elements connected in series, and the two second split capacitors are two fast recovery type rectifying elements connected in series. Connect to both ends of
7. The switching power supply circuit according to claim 6, wherein the switching power supply circuit is configured to superimpose a switching output on the rectified output line.
デンサの静電容量の比を変化させることにより、力率を
任意に設定可能としたことを特徴とする請求項７又は請
求項８に記載のスイッチング電源回路。9. The power factor can be arbitrarily set by changing a ratio of electrostatic capacities of the first divided capacitor and the second divided capacitor, according to claim 7 or claim 8. Switching power supply circuit.
直流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。10. A constant voltage control is performed by varying a switching frequency of the switching means based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 9.
側で得られる直流出力電圧に基づいて、上記直交型の絶
縁トランスの磁気特性を可変して定電圧制御を行うよう
に構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項
９のいずれかに記載のスイッチング電源回路。11. The insulation transformer is of a quadrature type, and is configured to perform constant voltage control by changing magnetic characteristics of the quadrature type insulation transformer based on a DC output voltage obtained on a secondary side. 10. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is a switching power supply circuit.
れ、上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項９のいずれかに記載のスイッ
チング電源回路。12. The switching means is a separately excited type, and is configured to perform constant voltage control by varying a switching drive signal based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. 10. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is a switching power supply circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33541394A JPH08182327A (en) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | Switching power source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33541394A JPH08182327A (en) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | Switching power source circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182327A true JPH08182327A (en) | 1996-07-12 |
Family
ID=18288277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33541394A Withdrawn JPH08182327A (en) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | Switching power source circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08182327A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
-
1994
- 1994-12-22 JP JP33541394A patent/JPH08182327A/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016163A3 (en) * | 1997-09-22 | 1999-08-19 | Thomson Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7301785B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US5973937A (en) | Switching power supply circuit of current-resonance type without a choke coil | |
| US5640310A (en) | Current resonance type switching power source | |
| US7158389B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US6301129B1 (en) | Switching power supply circuit | |
| KR20030047787A (en) | Switching power supply circuit | |
| JPH08130873A (en) | Current resonance switching power supply | |
| JPH08182327A (en) | Switching power source circuit | |
| JPH08149816A (en) | Switching power supply circuit | |
| JP3326655B2 (en) | Current resonant switching power supply | |
| JPH0837778A (en) | Switching power-supply circuit | |
| JP3610842B2 (en) | Power supply device | |
| JP3326660B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JPH08149814A (en) | Current resonance type switching power supply circuit | |
| JPH08103078A (en) | Current resonance switching power supply | |
| JPH0974759A (en) | Switching power circuit | |
| JPH08289553A (en) | Current-resonance-type switching power source circuit | |
| JPH08294281A (en) | Current resonance switching power supply circuit | |
| JPH08126321A (en) | Switching power source circuit | |
| JPH08294280A (en) | Current resonance switching power circuit | |
| JPH0974760A (en) | Voltage resonance type switching power circuit | |
| JP2002034250A (en) | Switching power supply circuit | |
| JPH08103076A (en) | Switching power supply circuit | |
| JPH09131056A (en) | Power-factor improved converter circuit | |
| JPH07170743A (en) | Switching power supply device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020305 |