JP3326660B2 - Switching power supply circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit for which a power factor is improved.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art In recent years, as a power supply device for rectifying a commercial power supply to obtain a desired DC voltage by developing a switching element capable of withstanding a relatively large current and voltage of a high frequency, a switching type power supply is mostly used. It is a device. The switching power supply is used as a power supply for various electronic devices as a high power DC-DC converter while increasing the switching frequency to reduce the size of a transformer and other devices.

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。In general, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the efficiency of use of the power supply is impaired. Further, there is a need for a measure for suppressing harmonics generated due to the distorted current waveform.

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図１４の回路図に示すようなス
イッチング電源回路が、先に本出願人により提案されて
いる。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の
電流共振形コンバータとされている。Accordingly, as one of the switching power supply circuits with improved power factor, a switching power supply circuit as shown in a circuit diagram of FIG. 14 has been previously proposed by the present applicant. The power supply circuit is a half-bridge self-excited current resonance type converter.

【０００５】この図においてＡＣは商用の交流電源を示
している。また、Ｄ₁ は４本のダイオードからなるブリ
ッジ整流回路とされ、入力された交流電源ＡＣについて
全波整流を行う。そして、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極
の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極間のラインに対
して、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速リカバリ型ダ
イオードＤ₂ 、チョークコイルＣＨが図のように直列に
設けられる。また、フィルタコンデンサＣ_N が、フィル
タチョークコイルＬ_N と高速リカバリ型ダイオードＤ₂
の接続点と平滑コンデンサＣｉの正極間に挿入されてお
り、このフィルタコンデンサＣ_N 及びフィルタチョーク
コイルＬ_N によりノーマルモードのＬＣローパスフィル
タを形成している。In this figure, AC indicates a commercial AC power supply. Also, D ₁ is a bridge rectifier consisting of four diodes, and performs full-wave rectification on the input AC power source AC. Then, a filter choke coil L _N , a high-speed recovery type diode D ₂ , and a choke coil CH are provided in series with respect to a line between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit D _{1 and} the positive electrode of the smoothing capacitor Ci, as shown in the figure. . The filter capacitor C _N is _composed of the filter choke coil L _N and the fast recovery diode D _2.
And the filter capacitor C _N and the filter choke coil L _N form a normal mode LC low-pass filter.

【０００６】このＬＣローパスフィルタは、スイッチン
グ周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入するのを阻
止するためのものとされる。また、高速リカバリ型ダイ
オードＤ₂ は、全波整流出力ラインに後で述べるスイッ
チング周期の高周波電流が流れることに対応して設けら
れている。The LC low-pass filter is for preventing high-frequency noise of a switching frequency from flowing into an AC line. Moreover, fast-recovery diode D ₂ are provided corresponding to the high-frequency current of the switching period to be described later full-wave rectified output line flows.

【０００７】また、図の（ ）内に示すＣ₂ は並列共振
コンデンサとされ、図の破線に示すようにチョークコイ
ルＣＨと並列に接続することで、チョークコイルＣＨと
共に並列共振回路を形成することができる。この並列共
振回路の共振周波数はスイッチング電源の共振周波数と
ほぼ同じ周波数に設定されている。なお、その動作につ
いては後述する。C ₂ shown in parentheses in the figure is a parallel resonance capacitor, and is connected in parallel with the choke coil CH to form a parallel resonance circuit together with the choke coil CH as shown by the broken line in the figure. Can be. The resonance frequency of the parallel resonance circuit is set to be substantially the same as the resonance frequency of the switching power supply. The operation will be described later.

【０００８】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子であり、図のよう
に平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対
してそれぞれのコレクタ−エミッタを介して接続されて
いる。この、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ
−ベース間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤ_D 、Ｄ_D はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗Ｒ_B 、Ｒ_B はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、Ｃ_B 、Ｃ_B は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直
列共振回路を形成している。[0008] Q ₁ and Q ₂ are switching elements forming a half-bridge type switching circuit. As shown in the figure, the switching element is connected between the positive-side connection point of the smoothing capacitor Ci and the ground via respective collector-emitters. It is connected. The resistances R _S and R _S inserted between the collectors and the bases of the switching elements Q ₁ and Q ₂ , respectively, are start-up resistances, and the bases of the switching elements Q ₁ and Q ₂ are the bases.
D _D and D _D inserted between the emitters indicate damper diodes, respectively. The resistances R _B and R _B are respectively
3 shows a base current (drive current) adjusting resistor of the switching elements Q ₁ and Q ₂ . C _B and C _B are resonance capacitors, and together with drive windings N _B and N _{B of} the drive transformer PRT described below, form a series resonance circuit for self-excited oscillation.

【０００９】ＰＲＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング周波数を可変制御するドライブトランスを示
し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流
検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各巻線に対して
制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された直交型の可飽
和リアクトルとされている。このドライブトランスＰＲ
Ｔのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は抵
抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエミッタに接
続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ
_B の一端はアースに接地されると共に他端は抵抗Ｒ_B と
接続されて、前記駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力
されるようになされている。また、電流検出巻線Ｎ_D は
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点に接続されると共に、絶縁トランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端に対して接続される。[0009] PRT represents a drive transformer for variably controlling the switching frequency of the switching elements Q _1, Q _2, drive winding N _B in the case of FIG., N _B and the resonance current detection winding N _D is wound , there is a further orthogonal saturable reactor control winding N _C is wound in a direction orthogonal to these windings. This drive transformer PR
One end of the drive winding N _B of the switching element Q ₁ side of the T is the resistance R _B, and the other end is connected to the emitter of the switching element Q _1. The switching element Q ₂ side drive winding N
One end of _B is the other end is grounded to the earth is connected to the resistor R _B, polarity voltage of the drive winding N _B opposite are adapted to be outputted. The current detection winding N _D is the switching element Q ₁ emitter and the switching element Q
Is connected to the contacts of the _second collector is connected to one end of the primary winding N ₁ of the insulating transformer PIT.

【００１０】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は電
流検出巻線Ｎ_D と直列に接続され、他端は高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ とチョークコイルＣＨの接続点に対し
て、直列共振コンデンサＣ₁ を介して接続される。そし
て、これら直列共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を
含む絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により、
スイッチング電源回路を電流共振形とするための共振回
路を形成している。このスイッチング電源回路の場合、
絶縁トランスＰＩＴの二次側では一次巻線Ｎ₁ により二
次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧が、ブリッジ整流回路
Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ により直流電圧に変換され
て出力電圧Ｅ₀ とされる。[0010] The PIT an insulating transformer for transmitting the switching output of the switching element Q _1, Q ₂ on the secondary side, one end of the primary winding N ₁ of the insulating transformer PIT in the current detection winding N _D series is connected, the other end to the connection point of the high speed recovery type diode D ₂ and the choke coil CH, are connected through a series resonance capacitor C _1. Then, the inductance component of the insulating transformer PIT including the series resonance capacitor C ₁ and the primary winding N ₁
A resonance circuit for forming the switching power supply circuit into a current resonance type is formed. In the case of this switching power supply circuit,
Voltage induced by the primary winding N ₁ to the secondary winding N ₂ in the secondary side of the insulating transformer PIT, a bridge rectifier circuit D ₃ and the output voltage E ₀ is converted into a DC voltage by the smoothing capacitor C ₃ Is done.

【００１１】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。[0011] The control circuit 1 is, for example, supplying a direct current corresponding to the error by comparing the DC voltage output E _O and the reference voltage of the secondary side, the control winding N _C of the drive transformer PRT as a control current I _C Error amplifier.

【００１２】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、電
流検出巻線Ｎ_D →一次巻線Ｎ₁ →コンデンサＣ₁ に共振
電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッ
チング素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフと
なるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式のス
イッチング動作が開始される。このように、平滑コンデ
ンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂ が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁
トランスの一次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライ
ブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。[0012] The switching operation of the switching power supply of the above configuration, first, when a commercial AC power source is turned on, for example, starting resistors R _S, the switching element via the R _S Q
_1, Q is the base to the base current of ₂ is to be supplied, for example, the switching element Q ₁ is if turned on earlier, the switching element Q ₂ is being controlled to be turned off. And as the output of the switching element Q _1, the current resonance current flows while the detection winding N _D → primary winding N ₁ → capacitor C _1, the switching element Q ₂ is turned on in the vicinity of the resonant current becomes zero, the switching element Q ₁ is controlled so as to be turned off. And the switching element Q ₂
, A resonance current flows in the opposite direction to the previous one. Thereafter, a self-excited switching operation in which the switching elements Q ₁ and Q ₂ are turned on alternately is started. As described above, the switching elements Q ₁ and Q ₂ alternately open and close with the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, thereby supplying a drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N ₁ of the insulating transformer. to obtain an alternating output winding N ₂ of the secondary side.

【００１３】また、二次側の直流出力電圧（Ｅ_O ）が低
下した時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電
流が変化され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁
に流すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧
化を図っている（スイッチング周波数制御方式）。When the DC output voltage (E _O ) on the secondary side decreases, the current flowing through the control winding N _C is changed by the control circuit 1 so that the switching frequency decreases (to approach the resonance frequency). ) And the primary winding N ₁
A constant voltage is achieved by controlling the drive current flowing through the switch (switching frequency control method).

【００１４】また、力率改善動作としては次のようにな
る。この回路では、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
に流れる共振電流に対応するスイッチング出力が直接、
チョークコイルＣＨにおける巻線Ｎｉの自己インダクタ
ンスＬｉを流れる商用交流電源の整流電圧に重畳するよ
うにされる。これによって、全波整流電圧にスイッチン
グ電圧が重畳された状態で平滑用コンデンサＣｉに充電
され、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げ
ることになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レ
ベルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間
に充電電流が流れるようになり、平均的な交流入力電流
がＡＣ電圧波形に近付くことによって力率改善が図られ
る。The power factor improving operation is as follows. In this circuit, the primary winding N ₁ of the isolation transformer PIT
The switching output corresponding to the resonance current flowing through
The current is superimposed on the rectified voltage of the commercial AC power supply flowing through the self-inductance Li of the winding Ni in the choke coil CH. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged in a state in which the switching voltage is superimposed on the full-wave rectified voltage, and the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci is reduced in the switching cycle by the superposition of the switching voltage. Then, the charging current flows during a period in which the terminal voltage of the capacitor Ci is lower than the rectified voltage level of the bridge rectifier circuit, and the average AC input current approaches the AC voltage waveform to improve the power factor. .

【００１５】そして、このような方式により力率改善を
行う電源回路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのド
ライブ電流が小さくなるから、このドライブ電流によっ
て全波整流出力ラインに流れるスイッチング電流も小さ
いものになる。したがって、軽負荷時には充電電流のレ
ベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大きくなる
ため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子電圧が
異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ（マグネット
・スイッチ）方式では困難だったレギュレーションの改
善を行うことができる。このため、例えば交流入力電圧
Ｖ_AC±２０％の変動に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動
は抑制されるので、スイッチング素子や平滑コンデンサ
の耐圧向上を考慮する必要はなくなる。In the power supply circuit for improving the power factor by such a method, the drive current of the isolation transformer PIT becomes small at light load, so that the switching current flowing through the full-wave rectification output line by this drive current is also small. Become. Therefore, the level of the charging current decreases at a light load, and the charging current increases at a heavy load. Therefore, the phenomenon in which the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci abnormally increases particularly at a light load is eliminated, and the normal MS (magnet switch) is used. The regulation can be improved which was difficult in the method. For this reason, for example, the fluctuation of the rectified smoothing voltage Vi is suppressed even with the fluctuation of the _AC input voltage V _AC ± 20%, and it is not necessary to consider the improvement of the withstand voltage of the switching element and the smoothing capacitor.

【００１６】また、共振用コンデンサＣ₂ を図のように
チョークコイルの自己インダクタンスＬｉに対して並列
に接続した場合には、このスイッチング電源の負荷が軽
くなった時に、整流平滑ラインに帰還されるスイッチン
グ電圧を抑圧するようにされ、この結果、軽負荷時の平
滑コンデンサＣｉの端子電圧Ｅｉの上昇を抑制すること
になる。Further, when connected in parallel to the self-inductance Li of the choke coil as shown in FIG resonant capacitor C _2, when the load of the switching power supply becomes lighter, is fed back to the rectifying and smoothing line The switching voltage is suppressed, and as a result, an increase in the terminal voltage Ei of the smoothing capacitor Ci at a light load is suppressed.

【００１７】つまり、図１４に示した構成の電源回路で
は、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ₂ によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルＮｉとコンデンサＣ₂ の共振回路の共振周波数に接
近し、帰還されるスイッチング電圧を増加させるように
作用する。したがって、この電源回路では電源負荷によ
って平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動率が
減少することになる。[0017] That is, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 14, power load is controlled to be higher switching frequency when lowered, the switching voltage to be returned to the charging circuit side by the capacitor C ₂ at this time is suppressed Prevents terminal voltage from rising. Further, reduced switching frequency when the power supply load increases, and approaches the resonant frequency of the resonant circuit of the self-inductance coils Ni and the capacitor C _2, acts to increase the switching voltage to be fed back. Therefore, in this power supply circuit, the voltage fluctuation rate at which the terminal voltage of the smoothing capacitor fluctuates due to the power supply load decreases.

【００１８】また、次の図１５に示すような、倍電圧整
流回路を備えているスイッチング電源回路に対して力率
改善がなされるように構成したものが、先に本出願人に
より提案されている。なお、この図に示す電源回路にお
いては、先に示した図１４と同様にハーフブリッジによ
る自励式の電流共振形コンバータが用いられており、ま
た、ドライブトランスがＰＲＴとして構成されてスイッ
チング周波数制御による定電圧方式を採るものとされて
いることから、図１４と同一部分については同一符号を
付して説明を省略する。A switching power supply circuit having a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 15 is constructed so that the power factor can be improved. I have. In the power supply circuit shown in this figure, a self-excited current resonance type converter using a half bridge is used as in the case shown in FIG. 14, and the drive transformer is configured as a PRT to perform switching frequency control. Since the constant voltage method is adopted, the same parts as those in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

【００１９】この図においては、交流電源ＡＣに対して
ＬＣローパスフィルタ（Ｌ_N ，Ｃ_N）が設けられてい
る。そして、交流電源ＡＣの一方の極はフィルタチョー
クコイルＬ_N 、チョークコイルＣＨの直列接続を介し
て、整流ダイオードＤ₁₁のアノードとＤ₁₂のカソードの
接続点に対して接続され、他方の極は平滑コンデンサＣ
ｉ_A ，Ｃｉ_B の接続点に対して接続されている。この平
滑コンデンサＣｉ_A 、Ｃｉ_B は図のように整流平滑ライ
ンとアース間に対して直列に接続される。また、整流ダ
イオードＤ₁₁のカソード側は平滑コンデンサＣｉ_A の正
極に接続され、整流ダイオードＤ₁₂のアノード側はアー
スに接続される。また、この回路の場合には、絶縁トラ
ンスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端を、チョークコイルＣ
Ｈと整流ダイオードＤ₁₁とＤ₁₂のアノード・カソードの
接続点に接続して、ＡＣライン側にスイッチング出力が
重畳されるようにしている。これに対応して、本実施例
では整流ダイオードＤ₁₁及びＤ₁₂については、高速リカ
バリ型を用いている。In this figure, an LC low-pass filter (L _N , C _N ) is provided for the AC power supply AC. Then, one pole filter choke coil L _N of the AC power source AC, via the series connection of the choke coil CH, is connected to the cathode connection point of the anode and the D ₁₂ of the rectifier diode D _11, the other pole Smoothing capacitor C
i _A, is connected to the connection point of Ci _B. The smoothing capacitors Ci _A and Ci _B are connected in series between the rectifying smoothing line and the ground as shown in the figure. The cathode side of the rectifier diode D ₁₁ is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci _A, the anode side of the rectifier diode D ₁₂ is connected to ground. In the case of this circuit, one end of the primary winding N ₁ of the insulating transformer PIT, the choke coil C
Connected to the anode and cathode of the connection point of the H and the rectifier diode D ₁₁ and D _12, so that the switching output is superposed on the AC line side. Correspondingly, in this embodiment the rectifier diode D ₁₁ and D ₁₂ are using a high-speed recovery type.

【００２０】このスイッチング電源回路の倍電圧動作と
しては、交流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、交流電
源ＡＣ→フィルタチョークコイルＬ_N →チョークコイル
ＣＨ→整流ダイオードＤ₁₁→平滑コンデンサＣｉ_A →交
流電源ＡＣとなり、この電流経路により平滑コンデンサ
Ｃｉ_A に対して充電が行われる。また、交流電源ＡＣが
負の期間の充電経路は、交流電源ＡＣ→平滑コンデンサ
Ｃｉ_B →整流ダイオードＤ₁₂→チョークコイルＣＨ→フ
ィルタチョークコイルＬ_N →交流電源ＡＣとなって、平
滑コンデンサＣｉ_B に充電される。これによって、整流
平滑電圧としては、平滑コンデンサＣｉ_A とＣｉ_B のそ
れぞれの両端電圧を合わせた、倍電圧が得られることに
なる。そしてこの実施例では、上記充電電流が流れる経
路に対して、前述のようにチョークコイルＣＨと整流ダ
イオードＤ₁₁（アノード），Ｄ₁₂（カソード）の接続点
を介してスイッチング出力が重畳されることから、図１
４にて説明したと同様の作用によって力率改善が図られ
ることになる。As for the double voltage operation of this switching power supply circuit, the charging path when the AC power supply AC is positive is as follows: AC power supply AC → filter choke coil L _N → choke coil CH → rectifier diode D ₁₁ → smoothing capacitor Ci _A → AC voltage source, and the charging is performed with respect to the smoothing capacitor Ci _A by the current path. The charging path of the AC power source AC is negative period, so an AC power supply AC → smoothing capacitor Ci _B → rectifier diode D ₁₂ → choke coil CH → filter choke coil L _N → AC power supply AC, the smoothing capacitor Ci _B Charged. As a result, as the rectified smoothed voltage, a doubled voltage obtained by summing the voltages at both ends of the smoothing capacitors Ci _A and Ci _B is obtained. In this embodiment, as described above, the switching output is superimposed on the path through which the charging current flows through the connection point of the choke coil CH and the rectifier diodes D ₁₁ (anode) and D ₁₂ (cathode). From Figure 1
The power factor is improved by the same operation as described in FIG.

【００２１】更にこの図の回路においても、（ ）内に
示すようにチョークコイルＣＨに対して並列に並列共振
コンデンサＣ₂ を設けた場合には、倍電圧整流回路の充
電経路に対して、チョークコイルＣＨの自己インダクタ
ンスＬｉと共に並列共振回路が形成される。この並列共
振周波をスイッチング周波数の最低周波数近傍に設定す
ることにより、スイッチング周波数が上昇する軽負荷時
には、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂を介して帰還する電力
が減少し、先に示した図１４の回路図により説明したの
と同様に、交流入力電圧が高い時、又は軽負荷時の整流
平滑電圧の上昇を抑制することが可能になる。Furthermore also in the circuit of this figure, the case of providing the parallel resonant capacitor C ₂ in parallel to the choke coil CH as shown in () is relative to the charging path of the voltage doubler rectifier circuit, a choke A parallel resonance circuit is formed together with the self-inductance Li of the coil CH. By setting this parallel resonance frequency near the lowest switching frequency, the power fed back through the rectifier diodes D ₁₁ and D ₁₂ decreases at light loads where the switching frequency rises. As described with reference to the circuit diagram, it is possible to suppress an increase in the rectified smoothed voltage when the AC input voltage is high or when the load is light.

【００２２】[0022]

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１４
及び図１５に示すような構成により力率改善を図った場
合、重負荷でかつ交流入力電圧Ｖ_ACが低下した場合の、
出力電圧に対するレギュレーション範囲の下限は、力率
改善を施さない場合の回路構成に比べて交流入力電圧Ｖ
_AC＝８０Ｖから９０Ｖ程度に上昇する、つまり、レギュ
レーション範囲が狭くなることが分かっている。そこ
で、上記レギュレーション範囲の下限をＡＣ８０Ｖまで
保証しようとすると、例えば直列共振回路において一次
巻線Ｎ₁ の巻線数を減らし、一方で直列共振コンデンサ
Ｃ₁ の静電容量を増加させて、その共振条件を一定に保
ちながら共振電流Ｉ_O を増加させるように設計変更を行
う必要が生じてくる。ところが、このように共振電流Ｉ
_O を増加させる方法をとると、この電流が流れる経路に
設けられた構成部品の発熱が上がるという不都合があ
る。更に、上記図１４、図１５の（ ）内に示すように
並列共振コンデンサＣ₂ を設けると、上述のように軽
（無）負荷時の整流平滑電圧Ｅｉの上昇は抑制される
が、交流入力電圧の下限のレギュレーション特性は更に
狭くなることが分かっている。The above-mentioned FIG.
And if for Improving power factor by the configuration shown in FIG. 15, when and AC input voltage V _AC heavy load is lowered,
The lower limit of the regulation range with respect to the output voltage is lower than the AC input voltage V
It is known that the _AC rises from 80 V to about 90 V, that is, the regulation range is narrowed. Therefore, an attempt to guarantee the lower limit of the regulation range up AC80V, for example reducing the number of turns of the primary winding N ₁ in the serial resonance circuit, while increasing the capacitance of the series resonance capacitor C _1, the resonance It is necessary to change the design so as to increase the resonance current I _O while keeping the conditions constant. However, the resonance current I
_{If the} method of increasing _O is adopted, there is a disadvantage that the heat generated by the components provided on the path through which the current flows increases. Furthermore, FIG 14, providing a parallel resonant capacitor C ₂ as shown in FIG. 15 (), but rise of the rectified smoothed voltage Ei light (no) when the load is suppressed as described above, the AC input It has been found that the regulation characteristic at the lower limit of the voltage is further narrowed.

【００２３】また、上記図１４あるいは図１５に示した
回路構成では、力率改善のために直列共振回路が全波整
流ライン側と接続されているが、これによって直列共振
回路の系に商用周波数の交流リップル成分が重畳される
結果、二次側直流出力電圧のリップル成分が増加する。
このため、例えば制御回路１の利得を向上させてリップ
の抑圧を図らねばならない。Further, in the circuit configuration shown in FIG. 14 or FIG. 15, the series resonance circuit is connected to the full-wave rectification line side to improve the power factor. As a result, the ripple component of the secondary DC output voltage increases.
For this reason, for example, it is necessary to suppress the lip by improving the gain of the control circuit 1.

【００２４】[0024]

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題を解決するため、商用電源を整流する整流回路
と、この整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平
滑回路より出力される電圧を断続するスイッチングコン
バータと、絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデ
ンサにより形成されてスイッチングコンバータのスイッ
チング出力が供給される第１の直列共振回路とにより電
流共振形のスイッチング電源回路を形成する。そして、
このスイッチング電源回路において、整流回路の正極と
平滑回路の平滑コンデンサの正極間のラインに直列に挿
入されるフィルタチョークコイルと、高速リカバリ型整
流素子と、フィルタチョークコイルと共にＬＣローパス
フィルタを形成するように設けられるフィルタコンデン
サと、スイッチングコンバータの出力と接続されるチョ
ークコイルと第２の直列共振回路を形成し、上記チョー
クコイルに供給されるスイッチング出力をフィルタチョ
ークコイル及び高速リカバリ型整流素子の接続点に対し
て供給するように設けられる直列共振フィルムコンデン
サとを備えて力率改善図るように構成することとした。In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a rectifier circuit for rectifying a commercial power supply, a smoothing circuit for smoothing the output of the rectifier circuit, and an output from the smoothing circuit. A switching power supply circuit of a current resonance type is formed by a switching converter that interrupts voltage and a first series resonance circuit that is formed by a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor and is supplied with a switching output of the switching converter. And
In this switching power supply circuit, an LC low-pass filter is formed together with a filter choke coil, a high-speed recovery type rectifier, and a filter choke coil inserted in series in a line between the positive electrode of the rectifier circuit and the positive electrode of the smoothing capacitor of the smoothing circuit. And a choke coil connected to the output of the switching converter to form a second series resonance circuit, and the switching output supplied to the choke coil is connected to the connection point between the filter choke coil and the fast recovery rectifier. And a series resonant film capacitor provided so as to supply power to the power supply.

【００２５】また、上記第１の直列共振回路を備えた電
流共振形のスイッチング電源回路に対して、整流回路の
正極と上記平滑回路の平滑コンデンサの正極間のライン
に直列に挿入されるフィルタチョークコイルと、高速リ
カバリ型整流素子と、インダクタンスコイルと、フィル
タチョークコイルと共にＬＣローパスフィルタを形成す
るフィルタコンデンサと、チョークコイルと直列共振フ
ィルムコンデンサにより形成され、スイッチング出力が
供給される第２の直列共振回路と、チョークコイルを一
次巻線とし、インダクタンスコイルを二次巻線として磁
気結合した磁気結合トランスとを備えて力率改善がなさ
れるように構成することとした。In addition, a filter choke inserted in series with a line between a positive electrode of a rectifier circuit and a positive electrode of a smoothing capacitor of the smoothing circuit with respect to a current resonance type switching power supply circuit having the first series resonant circuit. A second series resonance formed by a coil, a fast recovery type rectifying element, an inductance coil, a filter capacitor forming an LC low-pass filter together with the filter choke coil, and a choke coil and a series resonance film capacitor to supply a switching output; A circuit and a magnetic coupling transformer magnetically coupled with a choke coil as a primary winding and an inductance coil as a secondary winding are provided so as to improve the power factor.

【００２６】また、電流共振形のスイッチング電源回路
において整流回路を高速リカバリ型整流素子により形成
し、商用電源のラインに挿入されるフィルタチョークコ
イルと、整流回路の正／負の交流入力間に対して直列に
接続されると共に、その中間点が整流出力と接続されて
いる２つのフィルムコンデンサと、スイッチングコンバ
ータの出力と接続されるチョークコイルと、チョークコ
イルと第２の直列共振回路を形成すると共に、チョーク
コイルに供給されたスイッチング出力を、上記ブリッジ
整流回路の正／負の交流入力に対して供給するように設
けられる２つの直列共振フィルムコンデンサとを備えて
力率改善がなされるように構成することとした。In a current resonance type switching power supply circuit, a rectifier circuit is formed by a high speed recovery type rectifier element, and a rectifier circuit is provided between a filter choke coil inserted into a line of a commercial power supply and a positive / negative AC input of the rectifier circuit. Two film capacitors connected in series with each other and having an intermediate point connected to the rectified output, a choke coil connected to the output of the switching converter, and a second series resonance circuit formed with the choke coil. And two series resonant film capacitors provided to supply the switching output supplied to the choke coil to the positive / negative AC input of the bridge rectifier circuit, so that the power factor is improved. It was decided to.

【００２７】また、高速リカバリ型整流素子を用いて商
用電源を倍電圧整流する倍電圧整流回路と、この倍電圧
整流回路の出力を平滑する平滑回路と、この平滑回路よ
り出力される電圧を断続するスイッチングコンバータ
と、フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサに
より形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣ
ローパスフィルタと、絶縁トランスの一次巻線及び直列
共振コンデンサにより形成され、スイッチングコンバー
タのスイッチング出力が供給される第１の直列共振回路
と、スイッチングコンバータの出力と接続されるチョー
クコイルと、このチョークコイルと共に第２の直列共振
回路を形成し、チョークコイルに供給されるスイッチン
グ出力を、倍電圧整流回路の整流経路に供給するように
設けられる直列共振フィルムコンデンサとを備えて力率
改善がなされるように構成することとした。Further, a voltage doubler rectifier circuit for double voltage rectifying a commercial power supply using a high speed recovery type rectifier, a smoothing circuit for smoothing the output of the voltage doubler rectifier circuit, and intermittently outputting a voltage output from the smoothing circuit. LC formed by a switching converter and a filter choke coil and a filter capacitor, and provided for a commercial power supply line.
A first series resonance circuit formed by a low-pass filter, a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, to which a switching output of the switching converter is supplied, a choke coil connected to an output of the switching converter, and the choke coil And a second series resonance circuit, and a series resonance film capacitor provided to supply the switching output supplied to the choke coil to the rectification path of the voltage doubler rectification circuit so that the power factor is improved. It was decided to constitute.

【００２８】また、上記各構成のスイッチング電源回路
において、直列共振フィルムコンデンサを静電容量を分
割するようにして２つ設ける。そして、分割された一方
の直列共振フィルムコンデンサは倍電圧整流回路の整流
素子の接続点に対して接続し、他方の直列共振フィルム
コンデンサは、商用電源ラインに対して接続することと
した。Further, in the switching power supply circuit of each configuration described above, two series resonance film capacitors are provided so as to divide the capacitance. Then, one of the divided series resonant film capacitors is connected to a connection point of a rectifying element of the voltage doubler rectifier circuit, and the other series resonant film capacitor is connected to a commercial power supply line.

【００２９】また、整流素子に高速リカバリ型を用いた
倍電圧整流回路を備え、第１の直列共振回路による電流
共振形スイッチング電源回路に対して、商用電源ライン
に対して設けられるＬＣローパスフィルタと、チョーク
コイルと直列共振フィルムコンデンサにより形成され、
スイッチング出力が供給される第２の直列共振回路を設
け、さらに、上記チョークコイルを一次巻線とし、上記
インダクタンスコイルを二次巻線として磁気結合した磁
気結合トランスとを備えて力率改善がなされるように構
成することとした。されていることを特徴とするスイッ
チング電源回路。An LC low-pass filter provided for a commercial power supply line with respect to a current resonance type switching power supply circuit provided with a first series resonance circuit is provided. , Formed by a choke coil and a series resonant film capacitor,
A second series resonance circuit to which a switching output is supplied; and a magnetic coupling transformer magnetically coupled with the choke coil as a primary winding and the inductance coil as a secondary winding to improve power factor. It was decided so that it might be constituted. A switching power supply circuit characterized in that:

【００３０】そして、第２の直列共振回路の共振周波数
は、上記第１の直列共振回路の共振周波数よりも低く設
定するものとした。The resonance frequency of the second series resonance circuit is set lower than the resonance frequency of the first series resonance circuit.

【００３１】また、スイッチングコンバータが自励式で
あれば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、上記スイッチングコンバータのスイッチン
グ周波数を可変する、あるいは絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成し、他励式とされて
いれば、絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧
に基づいて、スイッチング駆動信号を可変させることに
より定電圧制御を行うように構成することとした。If the switching converter is a self-excited type, the switching frequency of the switching converter is varied or the magnetic flux of the isolation transformer is varied based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulating transformer. It is configured to perform voltage control, and if it is separately excited, configured to perform constant voltage control by varying the switching drive signal based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the isolation transformer. I decided that.

【００３２】[0032]

【作用】本発明では、各種タイプのスイッチング電源回
路において、絶縁トランスの一次巻線と直列共振コンデ
ンサからなる第１の直列共振回路の共振周波数より低い
共振周波数の第２の直列共振回路が設けられ、この第２
の直列共振回路を介するようにして整流ラインにスイッ
チング出力を供給することで力率改善が図られるように
構成されるが、この構成では例えば重負荷時における交
流入力電圧に対するレギュレーション範囲が拡大され
る。また、第１の直列共振回路系に重畳される商用周期
のリップル電圧成分が減少され、更に、広い交流入力電
圧範囲にわたって高力率特性を得ることが可能となる。According to the present invention, in various types of switching power supply circuits, a second series resonance circuit having a resonance frequency lower than a resonance frequency of a first series resonance circuit including a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor is provided. This second
Although the power factor is improved by supplying a switching output to the rectification line via the series resonance circuit, the regulation range for the AC input voltage at the time of heavy load is expanded, for example. . Further, the ripple voltage component of the commercial cycle superimposed on the first series resonance circuit system is reduced, and a high power factor characteristic can be obtained over a wide AC input voltage range.

【００３３】[0033]

【実施例】図１は本発明の実施例としてのスイッチング
電源回路の構成を示す回路図であり、図１４と同一部分
は同一符号を付して説明を省略し、スイッチング動作及
び定電圧制御などについては説明を省略する。この実施
例の回路においては、例えば図１４の回路と比較した場
合、フィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコンデン
サＣ_N からなるＬＣローパスフィルタにおける接続が逆
となる。つまり、フィルタコンデンサＣ_N の一方の極は
ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極の出力端子に対して接続さ
れ、他方の極は一次側アースに接地される。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. The description of is omitted. In the circuit of this embodiment, the connection in the LC low-pass filter including the filter choke coil L _N and the filter capacitor C _N is reversed, for example, as compared with the circuit of FIG. In other words, one pole of the filter capacitor C _N is connected to the output terminal of the positive electrode of the bridge rectifier D _1, the other pole is grounded to the primary side ground.

【００３４】また、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁
の一端と直列接続された直列共振コンデンサＣ₁ は一次
側アースに接地され、一次巻線Ｎ₁ の他端は電流検出巻
線Ｎ_D を介して、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッ
タ、コレクタの接続点に対して接続される。なお、この
実施例においては、上記一次巻線Ｎ₁ 及び直列共振コン
デンサＣ₁ からなる直列共振回路を、後述する第２の直
列共振回路に対して、第１の直列共振回路ということに
する。The primary winding N _{1 of} the isolation transformer PIT
One end connected in series series resonant capacitor C ₁ of the ground on the primary side ground and the other end of the primary winding N ₁ via the current detection winding N _D, the emitter of the switching element Q _1, Q _2, collector Is connected to the connection point. Incidentally, in this embodiment, a series resonant circuit consisting of the primary winding N ₁ and the series resonance capacitor C _1, the second of the series resonant circuit to be described later, will be referred to as a first series resonant circuit.

【００３５】更に、上記スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
エミッタ−コレクタの接続点は、チョークコイルＣＨの
一端と接続され、その他端は図のように第２直列共振コ
ンデンサＣ_1Aを介してフィルタチョークコイルＬ_N と高
速リカバリ型ダイオードＤ₂の接続点に対して接続され
ている。本実施例では、上記チョークコイルＣＨの自己
インダクタンスＬｉと第２直列共振コンデンサＣ_1Aの静
電容量により第２の直列共振回路を形成しており、この
第２の直列共振回路の共振周波数ｆ_O(A)としては、上記
第１の直列共振回路の共振周波数をｆ_O とすると、 ｆ_O(A)＜ｆ_O の関係が得られるように、上記自己インダクタンスＬｉ
と第２直列共振コンデンサＣ_1Aの静電容量が選定されて
いる。The emitter-collector connection point of the switching elements Q ₁ and Q ₂ is connected to one end of a choke coil CH, and the other end is connected to a filter choke via a second series resonance capacitor C _1A as shown in FIG. and it is connected to the connection point of the coil L _N and the high-speed recovery type diode D _2. In the present embodiment, a second series resonance circuit is formed by the self-inductance Li of the choke coil CH and the capacitance of the second series resonance capacitor C _1A , and the resonance frequency f _O of the second series resonance circuit is formed. _{As for (A)} , when the resonance frequency of the first series resonance circuit is f _O , the self-inductance Li is set such that a relationship of f _{O (A)} <f _O is obtained.
And the capacitance of the second series resonance capacitor C _1A are selected.

【００３６】このように本実施例では、チョークコイル
ＣＨと第２直列共振コンデンサＣ_1Aにより形成される第
２の直列共振回路が設けられ、この第２の直列共振回路
における第２直列共振コンデンサＣ_1Aの静電容量結合に
より、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のエミッタ−コレク
タの接続点から第１の直列共振回路に供給されるスイッ
チング出力が、全波整流ライン側に対して供給されるこ
とになる。As described above, in the present embodiment, the second series resonance circuit formed by the choke coil CH and the second series resonance capacitor C _1A is provided, and the second series resonance capacitor C in the second series resonance circuit is provided. the capacitive coupling _1A, the emitter of the switching element Q _1, Q ₂ - that switching output from the connection point of the collector is supplied to the first series resonant circuit is supplied to the full-wave rectified line side Become.

【００３７】図２は、上記図１に示したスイッチング電
源回路の各部の動作を示す波形図とされる。例えば、図
２（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣ_N には、図２（ｂ）に示
すように、ブリッジ整流回路Ｄ₁ が導通して充電電流が
平滑コンデンサＣｉに流入するとされるτ期間以外の休
止期間において、スイッチング周期の正弦波である高周
波電流Ｉ₁ がわずかに流れることになる。また、フィル
タチョークコイルＬ_N を流れる電流Ｉ₂ は、本実施例で
は図２（ｃ）に示すように、交流入力電流を整流して得
られた波形に対し、休止期間において高周波電流が僅か
に重畳された波形となっている。このように、本実施例
ではＡＣラインへ流入しようとする高周波のノーマルモ
ードのノイズは、フィルタコンデンサＣ_N によってバイ
パスされている。また、高速リカバリ型ダイオードＤ₂
を介して全波整流ラインを流れる電流Ｉ₃ は、電流Ｉ₂
（図２（ｃ））と後述する共振電流Ｉ_OA（図２（ｅ））
において、それぞれτ期間に流れている電流が合成され
て、図２（ｄ）に示すようにτ期間において高周波成分
が重畳された正弦波状の波形が得られる。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of each part of the switching power supply circuit shown in FIG. For example, if the ac input voltage V _AC is supplied as shown in FIG. 2 (a), the filter capacitor C _N, as shown in FIG. 2 (b), and conducts the bridge rectifier D ₁ charge in idle period other than τ periods are current flows into the smoothing capacitor Ci, it flows to the high-frequency current I ₁ slightly a sinusoidal switching cycle. In this embodiment, the current I ₂ flowing through the filter choke coil _LN is slightly different from the waveform obtained by rectifying the AC input current in the idle period, as shown in FIG. The waveform is superimposed. Thus, the noise of the high-frequency normal mode to be flowed into the AC line in the present embodiment is bypassed by the filter capacitor C _N. In addition, high-speed recovery type diode D ₂
Current I ₃ flowing through the full-wave rectification line via the current I ₂
(FIG. 2 (c)) and a resonance current I _OA described later (FIG. 2 (e))
, The currents flowing in the τ period are combined to obtain a sinusoidal waveform in which high-frequency components are superimposed in the τ period, as shown in FIG.

【００３８】次に、前述のように第１、第２の直列共振
回路の各共振周波数ｆ_O 、ｆ_O(A)については、ｆ_O(A)＜
ｆ_O となるように設定されているが、このために第２の
直列共振回路の共振電流Ｉ_OAは、図２（ｅ）に示すよう
に、τ期間に増加してτ期間以外では減少して僅かなレ
ベルとなるような波形が得られ、この電流が全波整流ラ
インに重畳される。ここで、スイッチング出力電流とし
て第１及び第２の直列共振回路に流れる本実施例の共振
電流Ｉ_O は、上記第２の直列共振回路の共振電流Ｉ_OAと
第１の直列共振回路の共振電流Ｉ_OBを合成して得られ
る。つまり Ｉ_O ＝Ｉ_OA＋Ｉ_OB で表されるが、この共振電流Ｉ_O としては図２（ｆ）に
しめすような波形が得られ、実際には図１４の回路にお
いて流れる共振電流Ｉ_O よりもレベルが増加している。
平滑コンデンサＣｉに流れる充電電流Ｉ₄ は図２（ｇ）
に示す波形となる。そして、交流電源ＡＣに流れる交流
入力電流Ｉ_ACの平均的な波形は、図２（ｉ）に示す波形
とされ、実際には力率改善が図られる程度に導通角（τ
期間）が拡大されている。また、この回路では第２の直
列共振回路側が全波整流ラインに対して接続されている
ので、第１の直列共振回路側に重畳される商用電源周期
のリップル電圧成分は、図１４に示すような回路の場合
より減少することから、二次側の直流出力電圧に現れる
リップル成分も減少する。図２（ｈ）は本実施例の回路
における直流出力電圧Ｅ_O のリップル成分ΔＥ_Oを実線
で、図１４の回路のリップル成分ΔＥ_O を破線で示して
いる。この図から分かるように本実施例の回路のほうが
リップル成分が抑制されており、実際には図１４のスイ
ッチング電源回路において力率改善を行うための構成が
備えられていない場合と同程度のレベルまでに向上され
ている。Next, as described above, for each of the resonance frequencies f _O and f _{O (A)} of the first and second series resonance circuits, f _{O (A)} <
has been set to be f _O, the resonance current I _OA of the second series resonant circuit for this purpose, as shown in FIG. 2 (e), an increase in τ period decreased outside τ period A waveform having a slight level is obtained, and this current is superimposed on the full-wave rectification line. Here, the resonance current I _O of the present embodiment, which flows through the first and second series resonance circuits as the switching output current, is the resonance current I _{OA of} the second series resonance circuit and the resonance current I _OA of the first series resonance circuit. It is obtained by synthesizing _IOB . That is represented by _{I O = I OA + I OB} , as this resonance current I _O is a waveform as shown in FIG. 2 (f) obtained, in practice than the resonance current I _O which flows in the circuit of FIG. 14 The level is increasing.
The charging current I ₄ flowing through the smoothing capacitor Ci is shown in FIG.
The waveform shown in FIG. The average waveform of the _AC input current I _AC flowing to the AC power supply AC is the waveform shown in FIG. 2 (i), and the conduction angle (τ) is actually large enough to improve the power factor.
Period) has been expanded. Further, in this circuit, since the second series resonance circuit side is connected to the full-wave rectification line, the ripple voltage component of the commercial power supply cycle superimposed on the first series resonance circuit side is as shown in FIG. Therefore, the ripple component appearing in the DC output voltage on the secondary side also decreases. FIG. 2H shows the ripple component ΔE _O of the DC output voltage E _O in the circuit of the present embodiment by a solid line, and the ripple component ΔE _O of the circuit of FIG. 14 by a broken line. As can be seen from this figure, the circuit of the present embodiment has a reduced ripple component, and is actually at a level similar to that in the case where the switching power supply circuit of FIG. 14 is not provided with a configuration for improving the power factor. Has been improved by.

【００３９】次に、図３（ａ）は、図１に示した本実施
例のスイッチング電源回路の交流入力電圧Ｖ_ACに対する
交流入力電力Ｐｉｎの特性を、図１４に示したスイッチ
ング電源回路と比較して示す図であり、この場合には負
荷電力Ｐ_O をパラメータとして示している。ここでは、
図１の回路においてはＬ_N ＝２２０μＨ、Ｃ_N ＝１μ
Ｆ、Ｌｉ_A ＝２０μＨ，Ｃ₁ ＝Ｃ_1A＝０．０１８μＦが
選定され、図１４の回路においてはＬ_N ＝１００μＨ、
Ｃ_N ＝１μＦ、Ｌｉ_A ＝２０μＨ，Ｃ₁ ＝０．０１８μ
Ｆが選定されて、図１と図１４の回路でＣ₁ 、Ｎ₁ （第
１の直列共振回路が同一となるようにされている条件で
の結果を示している。Next, FIG. 3 (a), compares the characteristics of the AC input power Pin for the AC input voltage V _AC switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 1, a switching power supply circuit shown in FIG. 14 In this case, the load power P _O is shown as a parameter. here,
In the circuit of FIG. 1, L _N = 220 μH, C _N = 1 μ
F, Li _A = 20 μH, C ₁ = C _1A = 0.018 μF, and in the circuit of FIG. 14, L _N = 100 μH,
C _N = 1 μF, Li _A = 20 μH, C ₁ = 0.018 μ
The result is shown under the condition that F is selected and C ₁ , N ₁ (the first series resonance circuit is the same in the circuits of FIGS. 1 and 14).

【００４０】この図によれば、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ
の重負荷時には例えば、図１に示した回路（実線）のほ
うが、図１４に示した回路（破線）よりも交流入力電圧
Ｖ_AC＝１００Ｖ以下の範囲での曲線の傾きが小さくなっ
ているが、これによって、図１に示した本実施例の回路
ではレギュレーション範囲が交流入力電圧Ｖ_AC＝９０Ｖ
から８０Ｖまでに拡大されている。According to this figure, the load power P _O = 120 W
When the load is heavy, for example, the circuit shown in FIG. 1 (solid line) has a smaller slope in the range of _AC input voltage V _AC = 100 V or less than the circuit shown in FIG. Thus, in the circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, the regulation range is AC input voltage V _AC = 90 V
To 80V.

【００４１】また、図３（ｂ）は交流入力電圧Ｖ_ACに対
する力率の特性を、図１（実線）と図１４（破線）の回
路で比較して示す図であり、部品の選定条件は上記図３
（ａ）で述べたと同様とされる。この図では、負荷電力
Ｐ_O ＝１２０Ｗの重負荷時において、図１４の回路の特
性が右下がりであるのに対して図１の回路では右上りの
特性が得られており、交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜１４
０Ｖの広い範囲で安定して高い力率が得られている。ま
た、負荷電力Ｐ_O ＝０の無負荷時においても、図１４の
回路の場合と比較すると、交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜
１４０Ｖの範囲でより高い力率特性が得られている。Further, the characteristic of FIG. 3 (b) power factor for the AC input voltage V _AC, is a graph showing by comparison with the circuit of FIG. 1 (solid line) and FIG. 14 (dashed line), selection condition parts FIG. 3 above
This is the same as described in (a). In this figure, at the time of a heavy load of load power P _O = 120 W, the characteristic of the circuit of FIG. 14 is downward-sloping, whereas the characteristic of the circuit of FIG. _AC = 80V ~ 14
A high power factor is stably obtained in a wide range of 0V. In addition, even when the load power P _O = 0 is not loaded, the AC input voltage V _AC = 80 V or more as compared with the circuit of FIG.
Higher power factor characteristics are obtained in the range of 140V.

【００４２】図３（ｃ）は、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗの
重負荷時における、交流入力電圧Ｖ _ACに対する直流出力
電圧Ｅ_O のリップル成分Ｅ_O のレベル特性を、図１（実
線）と図１４（破線）の回路で比較して示す図であり、
ここでも部品の選定条件は上記図３（ａ）で述べたと同
様とされる。この図から分かるように、図１の本実施例
の回路のほうが、交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜１４０Ｖ
の範囲にわたってリップル成分Ｅ_O が抑制されている。FIG. 3C shows that the load power P_O = 120W
AC input voltage V under heavy load _ACDC output for
Voltage E_O Ripple component E of_O Fig. 1 (actual
FIG. 15 is a diagram showing a comparison between the circuit of FIG. 14 and the circuit of FIG.
Here, the conditions for selecting parts are the same as those described in FIG.
It is assumed. As can be seen from this figure, the embodiment of FIG.
Circuit is the AC input voltage V_AC= 80V-140V
Ripple component E over the range_O Is suppressed.

【００４３】図４は、本発明の他の実施例としてのスイ
ッチング電源回路の構成を示す回路図であり、図１およ
び図１４と同一部分は同一符号を付して説明を省略す
る。例えば、力率改善が図られたスイッチング電源回路
の構成として、磁気結合トランスを介して直列共振回路
に得られるスイッチング出力を整流ラインに帰還させる
ようにしたものが先に本出願人により提案されている
が、この他の実施例では上記磁気結合トランスを備えて
構成される。FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit as another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIGS. 1 and 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. For example, as a configuration of a switching power supply circuit with an improved power factor, a configuration in which a switching output obtained in a series resonance circuit is fed back to a rectification line via a magnetic coupling transformer has been previously proposed by the present applicant. However, in other embodiments, the magnetic coupling transformer is provided.

【００４４】この図４においては、ＬＣローパスフィル
タ（Ｌ_N 、Ｃ_N ）は図１４に示したと同様の接続形態で
設けられており、フィルタコンデンサＣ_N が平滑コンデ
ンサＣｉを介してアースと接続されることで、フィルタ
コンデンサＣ_N の耐圧特性を向上しなくてもよいように
している。そして、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ 、自己インダクタンス巻線Ｌ
ｉ（図１４のチョークコイルＣＨに相当する）を全波整
流出力ラインに対して直列接続して設けられている。ま
た、この場合の絶縁トランスの一次巻線Ｎ₁ の一端はア
ースに接地され、他端は直列共振コンデンサＣ₁ を介し
て電流検出巻線Ｎ_D と接続するようにされている。ま
た、この実施例の第２の直列共振回路では、直列共振コ
イルＬｉ_A 側がスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のコレクタ
−エミッタの接続点と接続され、第２直列共振コンデン
サＣ_1A側はアースに接地されて、スイッチング出力が第
２の直列共振回路に供給されるようにしている。なお、
この場合にも第１の直列共振回路と第２の直列共振回路
の共振周波数ｆ_O 、ｆ_O(A)の関係は、ｆ_O(A)＜ｆ_O とな
るようにされている。In FIG. 4, the LC low-pass filters (L _N , C _N ) are provided in the same connection form as shown in FIG. 14, and the filter capacitor C _N is connected to the ground via a smoothing capacitor Ci. in Rukoto, so that it is not necessary to improve the withstand voltage characteristics of the filter capacitor C _N. Then, the filter choke coil L _N , the high-speed recovery type diode D ₂ , and the self-inductance winding L
i (corresponding to the choke coil CH in FIG. 14) is provided in series with the full-wave rectification output line. One end of the primary winding N ₁ of the isolation transformer in this case is grounded to the earth, the other end is to be connected to the current detection winding N _D via the series resonance capacitor C _1. In the second series resonance circuit of this embodiment, the side of the series resonance coil Li _A is connected to the collector-emitter connection point of the switching elements Q ₁ and Q ₂ , and the side of the second series resonance capacitor C _1A is grounded. Then, the switching output is supplied to the second series resonance circuit. In addition,
Also in this case, the relationship between the resonance frequencies f _O and f _{O (A)} of the first series resonance circuit and the second series resonance circuit is such that f _{O (A)} <f _O.

【００４５】そして、この図においてＭＣＴが磁気結合
トランスとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは、上
記全波整流出力ラインの自己インダクタンス巻線Ｌｉを
二次巻線とし、直列共振コイルＬｉ_A を一次巻線とし
て、例えば１：１の巻線比により密結合するようにし
て、磁気結合トランスＭＣＴが設けられる。In this figure, the MCT is a magnetic coupling transformer. The magnetically-coupled transformer MCT is a self-inductance coil Li of the full-wave rectified output line and a secondary winding, a series resonance coil Li _A as a primary winding, for example, 1: to tightly coupled by a turns ratio Then, a magnetic coupling transformer MCT is provided.

【００４６】上記のような本実施例の構成では、図１に
て説明したように第２の直列共振回路に対してスイッチ
ング出力が供給される。そしてこの際、上記磁気結合ト
ランスＭＣＴにおいては、直列共振コイルＬｉ_A にて得
られるスイッチング周期の電圧が、自己インダクタンス
巻線Ｌｉに励起され、これによって全波整流ラインに対
してスイッチング周期の電圧が重畳される。即ち、スイ
ッチング出力が帰還されることになる。この結果、図１
４にて説明したとほぼ同様の動作により力率改善が図ら
れることになる。このように構成しても、図１にて説明
した回路と同様に、交流入力電圧の変動に対する下限の
レギュレーション範囲を、例えばＡＣ＝８０Ｖ程度でま
で保証することが可能であり、また、力率改善特性及び
直流出力電圧のリップル成分の抑圧効果も図１の回路の
場合と同様に向上されることになる。In the configuration of the present embodiment as described above, the switching output is supplied to the second series resonance circuit as described with reference to FIG. And this time, in the magnetic coupling transformer MCT, voltage of the switching period is obtained at series resonance coil Li _A is excited to self-inductance coil Li, whereby the voltage of the switching period relative to the full-wave rectified line Superimposed. That is, the switching output is fed back. As a result, FIG.
The power factor is improved by the substantially same operation as described in FIG. Even with such a configuration, as in the circuit described with reference to FIG. 1, the lower limit of the regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage can be guaranteed up to, for example, about AC = 80 V. The improvement characteristic and the effect of suppressing the ripple component of the DC output voltage are also improved as in the case of the circuit of FIG.

【００４７】なお、上記図４のスイッチング電源回路に
おいては、ドライブトランスは制御巻線Ｎ_C が設けられ
ていないＣＤＴ（Converter Drive Transformer)とさ
れ、従って、スイッチング周波数は固定とされている。
そして、この場合には絶縁トランスの一次及び二次巻線
Ｎ₁ に対して制御巻線Ｎ_C が直交して設けられた可飽和
リアクトルのＰＲＴ（Power Regulating Transformer）
とされており、制御回路１が直流出力電圧Ｅ_O に基づい
て制御巻線Ｎ_Cに流す制御電流を可変して絶縁トランス
ＰＲＴの飽和特性を変化させて漏洩磁束をコントロール
して定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方
式が採られている。[0047] Note that in the switching power supply circuit of FIG. 4, the drive transformer is the CDT to control winding N _C is not provided (Converter Drive Transformer), therefore, the switching frequency is fixed.
In this case, a saturable reactor PRT (Power Regulating Transformer) in which the control winding N _C is provided orthogonal to the primary and secondary windings N ₁ of the insulating transformer.
The control circuit 1 varies the control current flowing through the control winding N _C based on the DC output voltage E _O , changes the saturation characteristic of the insulation transformer PRT, controls the leakage magnetic flux, and performs constant voltage control. A so-called series resonance frequency control method is adopted.

【００４８】次に、図５の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形のスイッチングコンバータは、ス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用
いた、ハーフブリッジ接続による他励式とされる。この
場合には、制御回路１が直流出力電圧Ｅ_O に基づいて発
振ドライブ回路２を制御し、発振ドライブ回路２からス
イッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂の各ゲートに供給するスイッ
チング駆動電圧を変化させることで、定電圧制御を行う
ようにされる。なお、各スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の
ドレイン−ソースに対して図に示す方向に接続されるＤ
_D 、Ｄ_D は、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ オフ時に帰還
される電流の経路を形成するクランプダイオードとされ
る。また、起動回路３は電源始動時に整流平滑ラインに
得られる電圧あるいは電流を検出して、発振ドライブ回
路２を起動させるために設けられており、この起動回路
３には、絶縁トランスＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃
と整流ダイオードＤ₄ により供給される低圧直流電圧が
供給される。Next, the configuration of a switching power supply circuit of still another embodiment is shown in the circuit diagram of FIG. 5, and the same parts as those of FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The switching converter of the current resonance type in the embodiment of this figure is of a separately excited type by half-bridge connection using, for example, MOS-FETs for the switching elements Q ₁ and Q ₂ . In this case, the control circuit 1 controls the oscillation drive circuit 2 based on the DC output voltage E _O to change the switching drive voltage supplied from the oscillation drive circuit 2 to each gate of the switching elements Q ₁ and Q _2. Thus, constant voltage control is performed. Note that D connected to the drain-source of each of the switching elements Q ₁ and Q _{2 in} the direction shown in FIG.
_D and D _D are clamp diodes that form a path for a current that is fed back when the switching elements Q ₁ and Q _{2 are} off. The starting circuit 3 is provided for detecting the voltage or current obtained on the rectifying / smoothing line at the time of starting the power supply, and for starting the oscillation drive circuit 2. The starting circuit 3 is provided in the insulating transformer PIT. Tertiary winding N ₃
Low DC voltage supplied is supplied by the rectifying diode D ₄ and.

【００４９】また、この図の回路においては、全波整流
ラインの高速リカバリ型ダイオードＤ₂ と平滑コンデン
サの正極間に、フィルタチョークコイルＬ_N1が直列に付
加して設けられる。そして、この図の第２直列共振回路
において、直列共振コイルＬｉ_A （チョークコイルＣ
Ｈ）側はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のドレイン−ソー
スの接続点に接続され、一方のコンデンサＣ_1A側は高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ とフィルタチョークコイルＬ
_N1の接続点に対して接続されて、全波整流ラインにスイ
ッチング出力が供給されるようにしている。また、第１
の直列共振回路は直列共振コンデンサＣ₁ 側がスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のドレイン−ソースの接続点に接続
され、一次巻線Ｎ₁ 側がアースに接地される。[0049] Further, in the circuit of this figure, between the positive electrode of the high speed recovery type diode D ₂ and a smoothing capacitor of the full-wave rectified line, filter choke coil L _N1 is provided by adding in series. Then, in the second series resonance circuit of this figure, the series resonance coil Li _A (choke coil C
The H) side is connected to the drain-source connection point of the switching elements Q ₁ and Q ₂ , and the capacitor C _1A side is connected to the fast recovery diode D ₂ and the filter choke coil L
It is connected to the connection point of _N1 so that the switching output is supplied to the full-wave rectification line. Also, the first
The series resonant circuit a series resonant capacitor C ₁ side drain of the switching element Q _1, Q ₂ - is connected to the connection point of the source, the primary winding N ₁ side is grounded to the earth.

【００５０】このような構成としても、上記各実施例と
同様に交流入力電圧の変動に対する下限のレギュレーシ
ョン範囲を、例えばＡＣ＝８０Ｖ程度まで保証すること
ができ、力率改善特性及び直流出力電圧のリップル成分
の抑圧特性が向上される。Even with such a configuration, as in the above embodiments, the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage can be guaranteed up to, for example, about AC = 80 V, and the power factor improvement characteristic and the DC output voltage can be guaranteed. The suppression characteristic of the ripple component is improved.

【００５１】次に、図６は本発明の更に他の実施例とさ
れるスイッチング電源回路の構成を示す回路図とされ、
上記各実施例である図１、図４及び図５と同一部分は同
一符号を付して説明を省略する。この実施例の回路で
は、先ずブリッジ整流回路Ｄ₁ が４本の高速リカバリ型
ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2、Ｄ_F3、Ｄ_F4により形成される。
このため、先の各実施例で挿入されていた高速リカバリ
型ダイオードＤ₂ は省略される。そして、このブリッジ
整流回路Ｄ₁ の高速リカバリ型ダイオードＤ_F1、Ｄ_F2の
それぞれに対してはフィルムコンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bが並
列に設けられ、これらフィルムコンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bは
ＬＣローパスフィルタのフィルタコンデンサＣ_N の作用
を有するものであり、従ってこの回路ではフィルタコン
デンサＣ_N が削除されている。FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention.
The same parts as those in FIGS. 1, 4 and 5 in each of the above embodiments are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. In the circuit of this embodiment, first bridge rectifier D ₁ are four high-speed recovery type diode D _F1 of, is formed by _{D F2, D F3, D F4} .
Therefore, high-speed recovery type diode D ₂ which has been inserted in foregoing embodiments is omitted. Film capacitors C _2A and C _2B are provided in parallel with each of the high-speed recovery type diodes D _F1 and D _F2 of the bridge rectifier circuit D ₁ , and these film capacitors C _2A and C _2B serve as LC low-pass filters. It has the effect of a filter capacitor C _N , and therefore the filter capacitor C _N is eliminated in this circuit.

【００５２】また、第２の直列共振回路を形成する第２
直列共振共振コンデンサＣ_1Aは、本実施例では２本のコ
ンデンサＣ_1B、Ｃ_1Bに静電容量を分割するようにして設
けられる。つまり、静電容量としてはＣ_1A＝２Ｃ_1Bとな
るようにされる。そして、これら２つのコンデンサ
Ｃ_1B、Ｃ_1Bの一方の極は共通にチョークコイルＣＨ（直
列共振コイルＬｉ_A ）に対して接続され、他方の極はそ
れぞれブリッジ整流回路Ｄ₁ の正／負の入力端子に対し
て接続される。The second series resonance circuit forming the second series resonance circuit
In this embodiment, the series resonance resonance capacitor C _1A is provided so as to divide the capacitance into two capacitors C _1B and C _1B . That is, the capacitance is set to C _1A = 2C _1B . One pole of these two capacitors C _1B , C _1B is commonly connected to a choke coil CH (series resonance coil Li _A ), and the other pole is a positive / negative input of a bridge rectifier circuit D _1. Connected to terminal.

【００５３】この構成では、コンデンサＣ_1B、Ｃ_1Bの静
電容量結合を介してブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流経路に
スイッチング出力を重畳するようにされるが、この場合
にも、上記各実施例と同様に交流入力電圧の変動に対す
る下限のレギュレーション範囲が力率改善前のスイッチ
ング電源回路と同程度にまで拡大され、力率改善特性及
び直流出力電圧のリップル成分の抑圧特性も向上され
る。更に、高速リカバリ型ダイオードＤ₂ が削除された
ことで、整流経路に設けられるダイオード素子が３つか
ら２つとなるため、それだけダイオード素子による順電
圧効果による電力損失が低減して、例えば重負荷時の入
力電力Ｐｉｎを減少させることができる。つまり、重負
荷時の電力損失が低減される。In this configuration, the switching output is superimposed on the rectification path of the bridge rectifier circuit D ₁ via the capacitive coupling of the capacitors C _1B and C _1B. Similarly to the above, the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage is expanded to the same level as that of the switching power supply circuit before the power factor improvement, and the power factor improving characteristic and the suppressing characteristic of the ripple component of the DC output voltage are also improved. Furthermore, since the high-speed recovery type diode D ₂ is deleted, since the diode element provided in the rectifying path is two and from three, to reduce the power loss caused by the forward voltage drop due to the more diode elements, for example a heavy load Can be reduced. That is, power loss under heavy load is reduced.

【００５４】図７は本発明の更に他の実施例のスイッチ
ング電源回路を示す回路図であり、上記図６と同一部分
は同一符号を付して説明を省略する。この図のスイッチ
ング電源回路においては、先の図４にて説明したよう
に、絶縁トランスに対して制御巻線Ｎ_C が設けられた可
飽和リアクトルのＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）とされ、直列共振周波数制御方式により定電圧化が
図られる。従って、本実施例の力率改善作用は図６の回
路と同様であり、レギュレーション範囲の下限が力率改
善前のスイッチング電源回路と同程度にまで拡大され、
力率改善特性及び直流出力電圧のリップル成分の抑圧特
性も向上されると共に、重負荷時の電力損失が低減され
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. In the switching power supply circuit in this figure, as described above with reference to FIG. 4, the saturable reactor control winding N _C is provided to the insulating transformer PRT (Power Regulating Transform
er), and a constant voltage is achieved by the series resonance frequency control method. Therefore, the power factor improving action of the present embodiment is the same as that of the circuit of FIG. 6, and the lower limit of the regulation range is expanded to the same level as the switching power supply circuit before the power factor is improved.
The power factor improvement characteristic and the suppression characteristic of the ripple component of the DC output voltage are improved, and the power loss under heavy load is reduced.

【００５５】図８は、本発明の更に他の実施例のスイッ
チング電源回路を示す回路図であり、上記図６及び図７
と同一部分は同一符号を付している。この実施例は、図
６及び図７に示した力率改善のための構成に対して、図
８にて説明した他励式による電流共振形コンバータを適
用したものとされ、従って、上記図６及び図７の実施例
と同様の効果を得ることができる。FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention.
The same parts as in FIG. In this embodiment, the separately excited current resonance type converter described with reference to FIG. 8 is applied to the configuration for improving the power factor shown in FIG. 6 and FIG. The same effect as the embodiment of FIG. 7 can be obtained.

【００５６】図９の回路図は、本発明の更に他の実施例
のスイッチング電源回路の構成を示している。この場合
には、倍電圧整流回路が備えられた電流共振形のスイッ
チングコンバータによる構成とされ、先に先行技術とし
て示した図１５の構成と同一部分は同一符号を付して、
スイッチング動作、倍電圧動作及び定電圧制御等につい
ては説明を省略する。この実施例では、先ずフィルタコ
ンデンサＣ_N が交流電源ＡＣに対して並列に設けられて
おり、例えば図１５と比べた場合、ＬＣローパスフィル
タにおけるフィルタチョークコイルＬ_N 及びフィルタコ
ンデンサＣ_N の接続が逆となる。FIG. 9 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit according to still another embodiment of the present invention. In this case, it is configured by a current resonance type switching converter provided with a voltage doubler rectifier circuit, and the same parts as those of the configuration of FIG.
Descriptions of the switching operation, the voltage doubler operation, the constant voltage control, and the like are omitted. In this embodiment, the filter capacitor C _N is provided in parallel with the AC power supply AC. For example, when compared with FIG. 15, the connection of the filter choke coil L _N and the filter capacitor C _{N in} the LC low-pass filter is reversed. Becomes

【００５７】そして、本実施例における第２の直列共振
回路は、直列共振コイルＬｉ_A （チョークコイルＣＨ）
側がスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタ
の接続点と接続され、第２直列共振コンデンサＣ_1A側は
整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂のアノード−カソードの接続
点に対して接続されて、倍電圧整流ラインの電流経路に
スイッチング出力を重畳するようにされている。The second series resonance circuit in this embodiment is a series resonance coil Li _A (choke coil CH).
Side is connected to the emitter-collector connection point of the switching elements Q ₁ and Q ₂ , and the second series resonance capacitor C _1A side is connected to the anode-cathode connection point of the rectifier diodes D ₁₁ and D ₁₂ , The switching output is superimposed on the current path of the voltage rectification line.

【００５８】図１０は、上記図９の構成によるスイッチ
ング電源回路の動作を示す波形図であり、例えば、図１
０（ａ）に示すように交流入力電圧Ｖ_ACが供給されてい
る場合、フィルタコンデンサＣ_N には図１０（ｂ）に示
すように、休止期間（τ期間以外の期間）において、ス
イッチング周期の正弦波である高周波電流Ｉ₁ がわずか
に流れる。また、フィルタチョークコイルＬ_N を流れる
電流Ｉ₂ は、図１０（ｃ）に示すように、交流入力電流
を整流して得られた波形に対して休止期間において高周
波電流が僅かに重畳された波形となり、この場合も図２
にて説明したようにＡＣラインへ流入しようとする高周
波のノーマルモードのノイズは、フィルタコンデンサＣ
_N によってバイパスされている。また、整流ダイオード
Ｄ₁₁、Ｄ₁₂にそれぞれ流れる高周波の整流電流Ｉ₃ 、Ｉ
₄ は、図１０（ｄ）（ｅ）に示すように、交流入力電圧
Ｖ_ACが正あるいは負の反サイクルごとに、τ期間におい
てスイッチング周期により断続される電流波形が得られ
る。また、第２の直列共振回路の共振電流Ｉ_OAは、図１
０（ｆ）に示すように、τ期間に増加してτ期間以外で
は減少して僅かなレベルとなるような波形が得られ、こ
の電流波形が全波整流ラインに供給される。FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit having the configuration of FIG. 9 described above.
0 when the AC input voltage V _AC as shown in (a) is supplied, the filter capacitor C _N as shown in FIG. 10 (b), in the rest period (a period other than τ period), the switching period flowing through the high-frequency current I ₁ slightly is sinusoidal. Further, as shown in FIG. 10C, the current I ₂ flowing through the filter choke coil L _N has a waveform in which a high-frequency current is slightly superimposed on a waveform obtained by rectifying the AC input current during the idle period. In this case as well, FIG.
As described in the above, the high frequency normal mode noise which is going to flow into the AC line is
_Bypassed by _N. High-frequency rectified currents I ₃ and I ₃ flowing through rectifier diodes D ₁₁ and D ₁₂ , respectively.
_4, as shown in FIG. 10 (d) (e), the AC input voltage V _AC is for each positive or negative reaction cycle, the current waveform is intermittently by switching period in τ period is obtained. Also, the resonance current I _OA of the second series resonance circuit is shown in FIG.
As shown by 0 (f), a waveform is obtained which increases during the τ period and decreases and becomes a small level outside the τ period, and this current waveform is supplied to the full-wave rectification line.

【００５９】また、図１０（ｇ）は本実施例の回路にお
ける直流出力電圧Ｅ_O のリップル成分ΔＥ_O を実線で、
図１５の回路のリップル電圧成分ΔＥ_O を破線で示して
おり、本実施例の回路のほうがリップル成分が抑制され
ていることがわかる。交流電源ＡＣに流れる交流入力電
流Ｉ_ACの平均的な波形は、図１０（ｈ）に示す波形とさ
れ、実際には、所要の各素子の選定に応じて力率改善が
図られるようにτ期間が拡大されている。FIG. 10 (g) shows the ripple component ΔE _O of the DC output voltage E _O in the circuit of this embodiment by a solid line.
The ripple voltage component ΔE _O of the circuit of FIG. 15 is indicated by a broken line, and it can be seen that the ripple component is suppressed in the circuit of this embodiment. The average waveform of the _AC input current I _AC flowing to the AC power supply AC is the waveform shown in FIG. 10 (h). In practice, τ is set so that the power factor can be improved in accordance with the selection of required elements. The period has been extended.

【００６０】次に、図１１（ａ）は、上記図９に示した
本実施例のスイッチング電源回路の交流入力電圧Ｖ_ACに
対する交流入力電力Ｐｉｎの特性を、図１５に示したス
イッチング電源回路と比較して示す図であり、負荷電力
Ｐ_O がパラメータとされている。なお、ここでは、図９
の回路においてはＬ_N ＝２２０μＨ、Ｃ_N ＝１μＦ、Ｌ
ｉ_A ＝４４０μＨ，Ｃ₁ ＝Ｃ_1A＝０．０２２μＦが選定
され、図１５の回路においてはＬ_N ＝２２０μＨ、Ｃ_N
＝１μＦ、Ｌｉ_A ＝２００μＨ，Ｃ₁ ＝０．０２２μＦ
が選定されている場合が示されており、従って、この場
合には図１と図１４の回路でＣ₁ 、Ｎ₁ が同一条件とな
るようにされている。Next, FIG. 11 (a), the characteristics of the AC input power Pin for the AC input voltage V _AC switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 9, a switching power supply circuit shown in FIG. 15 It is a figure shown in comparison, and load electric power _PO is made into a parameter. Here, FIG.
In the circuit of _{L N = 220μH, C N =} 1μF, L
i _A = 440 μH, C ₁ = C _1A = 0.022 μF are selected. In the circuit of FIG. 15, L _N = 220 μH, C _N
= 1 μF, Li _A = 200 μH, C ₁ = 0.022 μF
Is selected. Therefore, in this case, C ₁ and N ₁ are set to have the same condition in the circuits of FIG. 1 and FIG.

【００６１】この図によれば、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ
の重負荷時には例えば、図９に示した回路（実線）のほ
うが、図１５に示した回路（破線）よりも交流入力電圧
Ｖ_AC＝１００Ｖ以下の範囲での曲線の傾きが小さくなっ
ており、この場合も図１に示した回路と同様に、レギュ
レーション範囲が交流入力電圧Ｖ_AC＝９０Ｖから８０Ｖ
までに拡大されていることがわかる。According to this figure, the load power P _O = 120 W
When the load is heavy, for example, the slope of the curve in the range of _AC input voltage V _AC = 100 V or less is smaller in the circuit (solid line) shown in FIG. 9 than in the circuit (dashed line) shown in FIG. In this case, as in the circuit shown in FIG. 1, the regulation range is from AC input voltage V _AC = 90V to 80V.
It can be seen that it has been expanded by.

【００６２】また、図１１（ｂ）は交流入力電圧Ｖ_ACに
対する力率の特性を、図１（実線）と図１４（破線）の
回路で比較して示す図であり、部品の選定条件は上記図
１１（ａ）で述べたと同様とされる。この図では、負荷
電力Ｐ_O ＝１２０Ｗの重負荷時において、図１５の回路
の特性が右下がりであるのに対して図９の回路では右上
りの特性が得られており、交流入力電圧Ｖ_AC＝８０Ｖ〜
１４０Ｖの広い範囲で安定して高い力率が得られてい
る。また、負荷電力Ｐ_O ＝０の無負荷時においても、図
１５の回路の場合と比較すると、交流入力電圧Ｖ_AC＝８
０Ｖ〜１４０Ｖの範囲でより高い力率特性が得られてい
る。[0062] Moreover, the characteristic of FIG. 11 (b) power factor for the AC input voltage V _AC, is a graph showing by comparison with the circuit of FIG. 1 (solid line) and FIG. 14 (dashed line), selection condition parts This is the same as described with reference to FIG. In this figure, at the time of a heavy load of load power P _O = 120 W, the characteristic of the circuit of FIG. _AC = 80V ~
A high power factor is stably obtained in a wide range of 140V. Further, even when there is no load with the load power P _O = 0, the AC input voltage V _AC = 8 as compared with the circuit of FIG.
Higher power factor characteristics are obtained in the range of 0 V to 140 V.

【００６３】図１１（ｃ）は、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ
の重負荷時における、交流入力電圧Ｖ_ACに対する直流出
力電圧Ｅ_O のリップル電圧成分Ｅ_O のレベル特性を、図
９（実線）と図１５（破線）の回路で比較して示す図で
あり、図１の本実施例の回路のほうが、交流入力電圧Ｖ
_AC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲にわたってリップル電圧成
分Ｅ_O が抑制されていることが分かる。FIG. 11C shows that the load power P _O = 120 W
Of the heavy load, the level characteristics of the ripple voltage component E _O of the DC output voltage E _O for the AC input voltage V _AC, is a graph showing by comparison with the circuit of FIG. 9 (solid line) and FIG. 15 (dashed line), The circuit of the present embodiment shown in FIG.
It can be seen that the ripple voltage component E _O is suppressed over the range of _AC = 80 V to 140 V.

【００６４】次に、図１２の回路図は、本発明による倍
電圧整流回路を備えたスイッチング電源回路の他の実施
例を示しており、図９と同一部分は同一符号を付して説
明を省略する。先ずこの実施例においては、絶縁トラン
スが制御巻線Ｎ_C が設けられた可飽和リアクトルのＰＲ
Ｔ（Power Regulating Transformer）とされ、図４によ
り説明した直列共振周波数制御方式により定電圧化が図
られている。また、この場合には、先に図４の実施例で
説明した磁気結合トランスＭＣＴにより、第２の直列共
振回路の直列共振コイルＬｉ_A に得られるスイッチング
周期の電圧を、自己インダクタンスコイルＬｉに励起さ
せるようにして全波整流ラインにスイッチング出力を重
畳して力率改善を図るようにしている。このような構成
によっても、先の図９の回路において説明したような効
果を同様に得ることができる。Next, a circuit diagram of FIG. 12 shows another embodiment of the switching power supply circuit provided with the voltage doubler rectifier circuit according to the present invention, and the same parts as those of FIG. Omitted. First, in this embodiment, PR saturable reactors which the insulating transformer is provided with control winding N _C
T (Power Regulating Transformer), and a constant voltage is achieved by the series resonance frequency control method described with reference to FIG. In this case, the voltage of the switching cycle obtained in the series resonance coil Li _A of the second series resonance circuit is excited by the self-inductance coil Li by the magnetic coupling transformer MCT described in the embodiment of FIG. In this way, the switching output is superimposed on the full-wave rectification line to improve the power factor. With such a configuration, the effect as described in the circuit of FIG. 9 can be obtained similarly.

【００６５】図１３は、本発明による倍電圧整流回路を
備えたスイッチング電源回路の更に他の実施例を示す回
路図である。このスイッチング電源回路においては、先
の実施例として図５及び図８に示したように、スイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にＭＯＳ−ＦＥＴを用いた他励式に
よるスイッチングコンバータが備えられている。FIG. 13 is a circuit diagram showing still another embodiment of the switching power supply circuit provided with the voltage doubler rectifier circuit according to the present invention. In this switching power supply circuit, as shown in FIGS. 5 and 8 as the previous embodiment, a separately-excited switching converter using MOS-FETs for the switching elements Q ₁ and Q ₂ is provided.

【００６６】また、この回路では先に図６の構成として
説明したように、第２直列共振共振コンデンサＣ_1Aが２
本のコンデンサＣ_1B、Ｃ_1Bに分割する（静電容量はＣ_1A
＝２Ｃ_1Bとされる）ようにして設けられる。これら２つ
のコンデンサＣ_1B、Ｃ_1Bの一方の極は共通にチョークコ
イルＣＨ（直列共振コイルＬｉ_A ）に対して接続される
が、コンデンサＣ_1B、Ｃ_1Bの他方の極は、それぞれ図の
ように、整流ダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂のアノード−カソー
ドの接続点と、交流電源の負極側のライン（平滑コンデ
ンサＣｉ_A とＣｉ_B の接続点）に対して接続される。こ
れにより、直列共振コイルＬｉ_A からコンデンサＣ_1B、
Ｃ_1Bの静電容量結合を介して、倍電圧整流ラインの電流
経路に対してスイッチング出力が重畳されることにな
る。[0066] Further, as described above as the configuration of FIG. 6 in this circuit, a second series resonant resonant capacitor C _1A 2
Divided into two capacitors C _1B and C _1B (the capacitance is C _1A
= 2C _1B ). One pole of these two capacitors C _1B , C _1B is commonly connected to a choke coil CH (series resonance coil Li _A ), while the other poles of the capacitors C _1B , C _1B are as shown in the figure. Are connected to the anode-cathode connection point of the rectifier diodes D ₁₁ and D ₁₂ and to the negative line of the AC power supply (connection point of the smoothing capacitors Ci _A and Ci _B ). Thus, the capacitor C _1B series resonant coil Li _A,
The switching output is superimposed on the current path of the voltage doubler rectification line via the capacitive coupling of C _1B .

【００６７】この実施例の構成では、図９の場合と同様
にして交流入力電圧の変動に対する下限のレギュレーシ
ョン範囲が力率改善前のスイッチング電源回路と同程度
にまで拡大され、力率改善特性及び直流出力電圧のリッ
プル成分の抑圧特性も向上される。In the configuration of this embodiment, as in the case of FIG. 9, the lower limit regulation range with respect to the fluctuation of the AC input voltage is expanded to the same level as the switching power supply circuit before the power factor improvement, and the power factor improvement characteristics and The suppression characteristic of the ripple component of the DC output voltage is also improved.

【００６８】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、倍電圧整流方式のも
のも含め、電流共振形スイッチング電源回路としての自
励発振形／他励発振形、スイッチング周波数制御方式
（ドライブトランスを直交形のＰＲＴとする）／直列共
振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴとす
る）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ／
フルブリッジ結合タイプなどの各種方式・タイプの組み
合わせパターンにより構成される電源回路に対して適用
が可能であって、上記各図に実施例として示した組み合
わせのパターンに限定されるものでないことはいうまで
もない。It should be noted that the power factor improving method of the present invention described so far in each of the above embodiments includes a self-excited oscillation type / other excitation oscillation type as a current resonance type switching power supply circuit including a voltage doubler rectification type. , Switching frequency control method (drive transformer is orthogonal PRT) / series resonance frequency control method (insulation transformer is orthogonal PRT), half-bridge coupling type of switching element /
It can be applied to a power supply circuit configured by a combination pattern of various types and types such as a full bridge coupling type, and it is not limited to the combination pattern shown as an embodiment in each of the above drawings. Not even.

【００６９】[0069]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、倍電圧整
流回路によるものを含め、各種タイプの電流共振形のス
イッチング電源回路において、絶縁トランスの一次側に
スイッチングによる交番出力を得るための第１の直列共
振回路と、スイッチング出力を整流ラインに重畳するた
めの第２の直列共振回路が設けられるが、この構成によ
って、交流入力電圧の下限のレギュレーション範囲を、
力率改善前のスイッチング電源回路と同程度にまで拡大
されるという効果を有している。また、第２の直列共振
回路が設けられることで、第１の直列共振回路に重畳さ
れる商用周期のリップル電圧成分が減少する結果、二次
側直流電圧に現れるリップル電圧成分が抑制されるとい
う効果も得られる。このため、定電圧化のための制御回
路のゲインを向上させなくとも、充分なリップル成分の
抑圧が実現される。さらに、本発明では高力率特性が得
られており、特に重負荷時には広い交流入力電圧範囲に
わたって安定して高力率が得られる。As described above, according to the present invention, in various types of current resonance type switching power supply circuits, including those using a voltage doubler rectifier circuit, a primary power supply for obtaining an alternating output by switching on the primary side of an insulating transformer. One series resonance circuit and a second series resonance circuit for superimposing the switching output on the rectification line are provided. With this configuration, the lower limit regulation range of the AC input voltage is reduced.
This has the effect that the switching power supply circuit before power factor improvement is expanded to the same extent as the switching power supply circuit. Further, by providing the second series resonance circuit, the ripple voltage component of the commercial cycle superimposed on the first series resonance circuit is reduced, so that the ripple voltage component appearing in the secondary DC voltage is suppressed. The effect is also obtained. Therefore, sufficient suppression of the ripple component can be realized without increasing the gain of the control circuit for constant voltage. Further, in the present invention, a high power factor characteristic is obtained, and particularly at a heavy load, a high power factor can be obtained stably over a wide AC input voltage range.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit as one embodiment of the present invention.

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。FIG. 2 is a waveform chart showing an operation of the switching power supply circuit in the embodiment.

【図３】実施例におけるスイッチング電源回路の各種特
性を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating various characteristics of the switching power supply circuit according to the embodiment.

【図４】他の実施例のスイッチング電源回路の動作を示
す波形図である。FIG. 4 is a waveform chart showing an operation of the switching power supply circuit of another embodiment.

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図６】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図７】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図８】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図９】倍電圧整流回路を備えた実施例としてのスイッ
チング電源回路を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as an embodiment including a voltage doubler rectifier circuit.

【図１０】図９に示す実施例のスイッチング電源回路の
動作を示す波形図である。FIG. 10 is a waveform chart showing an operation of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG.

【図１１】図９に示す実施例の各種特性を示す図であ
る。11 is a diagram showing various characteristics of the embodiment shown in FIG.

【図１２】倍電圧整流回路を備えた更に他の実施例とし
てのスイッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment provided with a voltage doubler rectifier circuit.

【図１３】倍電圧整流回路を備えた他の実施例としての
スイッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as another embodiment provided with a voltage doubler rectifier circuit.

【図１４】先行技術としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.

【図１５】先行技術としての倍電圧整流回路を備えたス
イッチング電源回路を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit including a voltage doubler rectifier circuit as a prior art.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 制御回路 ２ 発振ドライブ回路 ３ 起動回路 Ｌ_N フィルタチョークコイル Ｃ_N フィルタコンデンサ Ｄ₁ ブリッジ整流回路 Ｄ₂ ，Ｄ_F1〜Ｄ_F4 高速リカバリ型ダイオード Ｄ₁₁，Ｄ₁₂ 整流ダイオード（高速リカバリ型） ＣＨ チョークコイル ＭＣＴ 磁気結合トランス ＰＩＴ（ＰＲＴ） 絶縁トランス ＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランス Ｑ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子 Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ₁ 直列共振コンデンサ Ｃ_1A 第２直列共振コンデンサ Ｃ_1B コンデンサ Ｌｉ_A 直列共振コイル Ｎ₁ 一次巻線DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control circuit 2 Oscillation drive circuit 3 Starting circuit L _N filter choke coil C _N filter capacitor D ₁ bridge rectifier circuit D ₂ , DF _{1 to} DF ₄ Fast recovery type diode D ₁₁ , D ₁₂ rectifier diode (high speed recovery type) CH choke coil MCT magnetically-coupled transformer PIT (PRT) insulating transformer CDT (PRT) drive transformer Q _1, Q ₂ switching elements Ci smoothing capacitor C ₁ series resonant capacitor C _1A second series resonant capacitor C _1B capacitor Li _A series resonance coil N ₁ primary Winding

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/217 Ｈ０２Ｍ 7/217 7/48 7/48 Ｙ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/06 H02J 3/01 H02M 1/14 H02M 3/28 H02M 3/335 H02M 7/217 H02M 7/48 ──────────────────────────────────────────────────の Continuing on the front page (51) Int.Cl. ⁷ identification symbol FI H02M 7/217 H02M 7/217 7/48 7/48 Y (58) Investigated field (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02M 7/06 H02J 3/01 H02M 1/14 H02M 3/28 H02M 3/335 H02M 7/217 H02M 7/48

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ型のスイッチング手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、高速リカバリ型整流素子と、 上記フィルタチョークコイルと共にＬＣローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサと、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 該チョークコイルと共に、第２の直列共振回路を形成
し、チョークコイルに供給されるスイッチング出力を、
上記フィルタチョークコイル及び高速リカバリ型整流素
子の接続点に対して供給するように設けられる直列共振
フィルムコンデンサとを備え、上記第１の直列共振回路の共振周波数（ｆ0）に対して
上記第２の直列共振回路の共振周波数（ｆ0ａ）が小さ
くなるように設定し、 力率改善がなされるように構成さ
れていることを特徴とするスイッチング電源回路。1. A rectifier for rectifying a commercial power supply, a smoother for smoothing an output of the rectifier, and a half bridge for intermittently outputting a voltage output from the smoother.
A first series resonance circuit formed by a di-type switching means, a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, to which a switching output of the switching means is supplied; a positive electrode of the rectification means; A filter choke coil inserted in series in a line between the positive electrodes of the capacitor, a high-speed recovery type rectifier, a filter capacitor provided to form an LC low-pass filter together with the filter choke coil, and connection to an output of the switching means And a choke coil, forming a second series resonance circuit together with the choke coil, and switching output supplied to the choke coil,
A series resonance film capacitor provided to supply to a connection point between the filter choke coil and the fast recovery type rectifying element, wherein a resonance frequency (f0) of the first series resonance circuit is provided .
The resonance frequency (f0a) of the second series resonance circuit is small.
A switching power supply circuit characterized in that the power supply circuit is set so that the power factor is improved. 【請求項２】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ型のスイッチング手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記整流手段の正極と上記平滑手段の平滑コンデンサの
正極間のラインに直列に挿入されるフィルタチョークコ
イルと、高速リカバリ型整流素子と、インダクタンスコ
イルと、 上記フィルタチョークコイルと共にＬＣローパスフィル
タを形成するように設けられるフィルタコンデンサと、 チョークコイルと直列共振フィルムコンデンサにより形
成され、上記スイッチング出力が供給される第２の直列
共振回路と、 上記チョークコイルを一次巻線とし、上記インダクタン
スコイルを二次巻線として磁気結合した磁気結合トラン
スと、 を備え、上記第１の直列共振回路の共振周波数（ｆ0）に対して
上記第２の直列共振回路の共振周波数（ｆ0ａ）が小さ
くなるように設定し て力率改善がなされるように構成さ
れていることを特徴とするスイッチング電源回路。2. A rectifier for rectifying a commercial power supply, a smoother for smoothing an output of the rectifier, and a half bridge for intermittently outputting a voltage output from the smoother.
A first series resonance circuit formed by a di-type switching means, a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, to which a switching output of the switching means is supplied; a positive electrode of the rectification means; A filter choke coil inserted in series in a line between the positive electrodes of the capacitor, a fast recovery rectifier, an inductance coil, a filter capacitor provided to form an LC low-pass filter together with the filter choke coil, and a choke coil. A second series resonance circuit formed by a series resonance film capacitor and supplied with the switching output; and a magnetic coupling transformer magnetically coupled with the choke coil as a primary winding and the inductance coil as a secondary winding. provided, the first series resonance times With respect to the resonance frequency (f0)
The resonance frequency (f0a) of the second series resonance circuit is small.
A switching power supply circuit characterized in that the power supply factor is set so as to improve the power factor. 【請求項３】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ型のスイッチング手段と、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記商用電源のラインに挿入されるフィルタチョークコ
イルと、 上記整流手段の正／負の交流入力間に対して直列に接続
されると共に、その中間点が整流出力と接続されている
２つのフィルムコンデンサと、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 上記チョークコイルと第２の直列共振回路を形成すると
共に、チョークコイルに供給されたスイッチング出力
を、上記ブリッジ整流回路の正／負の交流入力に対して
供給するように設けられる２つの直列共振フィルムコン
デンサと、 を備え、上記第１の直列共振回路の共振周波数（ｆ0）に対して
上記第２の直列共振回路の共振周波数（ｆ0ａ）が小さ
くなるように設定し て力率改善がなされるように構成さ
れていることを特徴とするスイッチング電源回路。3. A rectifier formed of a high-speed recovery type rectifier, rectifying a commercial power supply, a smoother for smoothing an output of the rectifier, and a half bridge for interrupting a voltage output from the smoother.
A first series resonance circuit formed by a di-shaped switching means, a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, to which a switching output of the switching means is supplied; and a filter choke inserted into the line of the commercial power supply A coil, two film capacitors connected in series between a positive / negative AC input of the rectifier and an intermediate point connected to the rectified output, and connected to an output of the switching means; A choke coil, a second series resonance circuit formed with the choke coil, and a switching output supplied to the choke coil provided to supply a positive / negative AC input to the bridge rectifier circuit. And a series resonance film capacitor, wherein the resonance frequency (f0) of the first series resonance circuit is hand
The resonance frequency (f0a) of the second series resonance circuit is small.
A switching power supply circuit characterized in that the power supply factor is set so as to improve the power factor. 【請求項４】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手段と、 該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ型のスイッチング手段と、 フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサにより
形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣロー
パスフィルタと、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 上記スイッチング手段の出力と接続されるチョークコイ
ルと、 該チョークコイルと共に第２の直列共振回路を形成し、
チョークコイルに供給されるスイッチング出力を、上記
倍電圧整流手段の整流経路に供給するように設けられる
直列共振フィルムコンデンサと、 を備え、上記第１の直列共振回路の共振周波数（ｆ0）に対して
上記第２の直列共振回路の共振周波数（ｆ0ａ）が小さ
くなるように設定し て力率改善がなされるように構成さ
れていることを特徴とするスイッチング電源回路。4. A voltage doubler rectifier formed by a high-speed recovery type rectifier, for voltage doubler rectification of a commercial power supply, a smoother for smoothing an output of the voltage doubler rectifier, and a voltage output from the smoother. Intermittent half bridge
A low-pass filter formed of a dichroic switching means, a filter choke coil and a filter capacitor, provided for a commercial power supply line, and a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, and a switching output of the switching means. And a choke coil connected to the output of the switching means, and a second series resonance circuit is formed together with the choke coil.
A series resonance film capacitor provided to supply the switching output supplied to the choke coil to the rectification path of the voltage doubler rectifier .
The resonance frequency (f0a) of the second series resonance circuit is small.
A switching power supply circuit characterized in that the power supply factor is set so as to improve the power factor. 【請求項５】 上記直列共振フィルムコンデンサは、静
電容量を分割するようにして２つ設けられ、 分割された一方の直列共振フィルムコンデンサは上記倍
電圧整流手段の整流素子の接続点に対して接続され、他
方の直列共振フィルムコンデンサは、商用電源ラインに
対して接続されていることを特徴とする請求項４に記載
のスイッチング電源回路。5. The series resonance film capacitor is provided in two to divide capacitance, and one of the divided series resonance film capacitors is connected to a connection point of a rectifying element of the voltage doubler rectifier. The switching power supply circuit according to claim 4, wherein the connected series resonance film capacitor is connected to a commercial power supply line. 【請求項６】 高速リカバリ型整流素子により形成さ
れ、商用電源を倍電圧整流する倍電圧整流手段と、 該倍電圧整流手段の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続するハーフブリッ
ジ型のスイッチング手段と、 フィルタチョークコイル及びフィルタコンデンサにより
形成され、商用電源ラインに対して設けられるＬＣロー
パスフィルタと、 絶縁トランスの一次巻線及び直列共振コンデンサにより
形成され、上記スイッチング手段のスイッチング出力が
供給される第１の直列共振回路と、 チョークコイルと直列共振フィルムコンデンサにより形
成され、上記スイッチング出力が供給される第２の直列
共振回路と、 上記チョークコイルを一次巻線とし、上記インダクタン
スコイルを二次巻線として磁気結合した磁気結合トラン
スと、 を備え上記第１の直列共振回路の共振周波数（ｆ0）に
対して上記第２の直列共振回路の共振周波数（ｆ0ａ）
が小さくなるように設定して力率改善がなされるように
構成されていることを特徴とするスイッチング電源回
路。6. A voltage doubler rectifier formed by a high-speed recovery type rectifier, for voltage doubler rectification of a commercial power supply, a smoother for smoothing an output of the voltage doubler rectifier, and a voltage output from the smoother. Intermittent half bridge
A low-pass filter formed of a dichroic switching means, a filter choke coil and a filter capacitor, provided for a commercial power supply line, and a primary winding of an insulating transformer and a series resonance capacitor, and a switching output of the switching means. A first series resonance circuit, which is provided with a choke coil and a series resonance film capacitor, and a second series resonance circuit, to which the switching output is supplied; And a magnetic coupling transformer magnetically coupled as a secondary winding, and the resonance frequency (f0) of the first series resonance circuit
On the other hand, the resonance frequency (f0a) of the second series resonance circuit
A switching power supply circuit characterized in that the power factor is improved by setting so as to be smaller . 【請求項７】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１〜請求項
６のいずれかに記載のスイッチング電源回路。 7. A straight line obtained on the secondary side of the insulating transformer.
Based on the current output voltage.
Constant voltage control is performed by changing the
Claim 1 characterized by the following configuration:
7. The switching power supply circuit according to any one of 6. 【請求項８】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直8. A direct current obtained on a secondary side of the insulating transformer.
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁気特性をBased on the current output voltage, the magnetic characteristics of
可変して定電圧制御を行うように構成されていることをThat the variable voltage control is performed.
特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイThe switch according to any one of claims 1 to 6,
ッチング電源回路。Switching power supply circuit. 【請求項９】 上記スイッチング手段は他励式とされ、
上記絶縁トランスの二次側で得られる直流出力電圧に基
づいて、スイッチング駆動信号を可変させることにより
定電圧制御を行うように構成されていることを特徴とす
る請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング
電源回路 。 9. The switching means is separately excited,
Based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer
By changing the switching drive signal
It is configured to perform constant voltage control.
Switching according to any one of claims 1 to 6
Power circuit .