JPH08289553A - Current-resonance-type switching power source circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To reduce the cost, size, and weight of a power source circuit together with the improvement of a power factor. CONSTITUTION: A noise filter constituted of a common-mode choke coil CMC and an across capacitor CL is inserted in an AC line. Two capacitors CN1 , CN2 are inserted between an AC input line and an earth and a small-size, lead inductor LN1 of a low inductance is inserted in a rectified output line. A power factor is improved by feeding the switching output back to a rectified current line through divided series resonance capacitors C1 A, C1 B and thereby the number of components is reduced and the size of a circuit is reduced, too, and a degree of freedom of layout on a substrate is increased.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、例えば力率改善が図ら
れている電流共振形のスイッチング電源回路に関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current resonance type switching power supply circuit for improving power factor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。2. Description of the Related Art In recent years, by developing a switching element capable of withstanding a relatively large current and voltage of high frequency, most of the power supplies of a switching system are used as a power supply device for rectifying a commercial power supply to obtain a desired DC voltage. It is a device. The switching power supply is used as a power supply for various electronic devices as a high-power DC-DC converter, while increasing the switching frequency to downsize transformers and other devices.

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。By the way, in general, when a commercial power supply is rectified, the current flowing through the smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the utilization efficiency of the power supply is impaired. In addition, there is a need for measures to suppress harmonics generated by the distorted current waveform.

【０００４】そこで、力率改善がなされたスイッチング
電源回路の１つとして、図７の回路図に示すようなスイ
ッチング電源回路が、先に本出願人により提案されてい
る。この電源回路は、ハーフブリッジによる自励式の電
流共振形コンバータとされている。Therefore, as one of the switching power supply circuits with improved power factor, a switching power supply circuit as shown in the circuit diagram of FIG. 7 has been previously proposed by the present applicant. This power supply circuit is a self-excited current resonance type converter using a half bridge.

【０００５】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、商用交流電源ＡＣに対してコモンモードのノイズ
を除去するノイズフィルタとしてコモンモードチョーク
コイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L が設けられてい
る。また、ＡＣラインには突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入
して、電源オン時に生じる突入電流を抑制するようにし
ている。この場合には、ＡＣラインに対してフィルタチ
ョークコイルＬ_N が直列に挿入されると共に、フィルタ
コンデンサＣ_N が並列に挿入されており、これらの素子
によってノーマルモードのＬＣローパスフィルタを形成
している。In the switching power supply circuit shown in this figure, a common mode choke coil CMC and an across capacitor C _L are provided as a noise filter for removing common mode noise from the commercial AC power supply AC. In addition, an inrush current limiting resistor Ri is inserted in the AC line to suppress an inrush current generated when the power is turned on. In this case, the filter choke coil L _N is inserted in series with respect to the AC line, and the filter capacitor C _N is inserted in parallel, and these elements form a normal mode LC low-pass filter. .

【０００６】ブリッジ整流回路Ｄ₁ は商用交流電源ＡＣ
を全波整流する。このブリッジ整流回路Ｄ₁ は、後述す
るようにして整流電流の経路に流れるスイッチング周期
の高周波電流に対応するため、図のように４本の高速リ
カバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ によって形成され
る。その整流出力は平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れて平滑コンデンサＣｉに充電されることになる。The bridge rectifier circuit D ₁ is a commercial AC power supply AC
Full-wave rectify. This bridge rectifier circuit D ₁ is formed of _four fast recovery type diodes DF _{1 to} DF 4 as shown in the figure, because it corresponds to a high frequency current of a switching cycle that flows in the path of the rectified current as will be described later. The rectified output is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and charged in the smoothing capacitor Ci.

【０００７】また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極側の２
本の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ 及びＤＦ₂ の各両
端に対しては、例えばフィルムコンデンサからなる並列
共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bが並列に設けられてそれぞれ
並列回路を形成している。さらにこの場合、後述する絶
縁トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ と直列接続されて直列
共振回路を形成する直列共振コンデンサは、その静電容
量を等分するように分割した２つの分割直列共振コンデ
ンサＣ_1A、Ｃ_1Bとされ、それぞれ一次巻線Ｎ₁ とブリッ
ジ整流回路Ｄ₁ の入力段である交流入力ラインとの間に
挿入される。即ち、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1B
の一端は共に一次巻線Ｎ₁ の端部と接続されると共に、
分割直列共振コンデンサＣ_1Aの他端は高速リカバリ型ダ
イオードＤＦ₃ （カソード）とＤＦ₁ （アノード）との
接点に接続され、分割直列共振コンデンサＣ_1Bの他端は
高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ （カソード）とＤＦ₂
（アノード）との接点に接続される。なお、分割直列共
振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bには例えばフィルムコンデンサ
が用いられる。In addition, the positive side of the bridge rectifier circuit D ₁
Parallel resonant capacitors C _2A and C _2B made of, for example, film capacitors are provided in parallel to both ends of each of the fast recovery type diodes DF ₁ and DF ₂ to form parallel circuits. Further, in this case, the series resonance capacitor, which is connected in series with the primary winding N _{1 of} the insulation transformer PRT described later to form a series resonance circuit, has two divided series resonance capacitors C divided so as to equally divide the capacitance thereof. _1A and C _1B , which are respectively inserted between the primary winding N ₁ and the AC input line which is the input stage of the bridge rectifier circuit D ₁ . That is, the split series resonance capacitors C _1A and C _1B
Both ends of which are connected to the end of the primary winding N ₁ ,
The other end of the split series resonant capacitor C _1A is connected to the contact point of the fast recovery type diode DF ₃ (cathode) and DF ₁ (anode), and the other end of the split series resonant capacitor C _1B is fast recovery type diode DF ₄ (cathode). ) And DF ₂
It is connected to the contact with (anode). For example, film capacitors are used as the split series resonance capacitors C _1A and C _1B .

【０００８】そして、上述のようにして設けられる各素
子によって、図に破線で囲むように力率改善回路１１が
形成される。なお、その力率改善動作については後述す
る。The power factor correction circuit 11 is formed by the elements provided as described above so as to be surrounded by a broken line in the drawing. The power factor improving operation will be described later.

【０００９】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のようにハーフブリッジ結合された２つのスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が備えられ、平滑コンデンサＣｉ
の正極側の接続点と一次側アース間に対してそれぞれの
コレクタ、エミッタを介して接続されている。このスイ
ッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース間には、
それぞれ起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S が挿入され、抵抗Ｒ_B 、Ｒ
_B によりスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂のベース電流（ド
ライブ電流）を調整する。また、スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂の各ベース−エミッタ間にはそれぞれダンパー
ダイオードＤ_D 、Ｄ_D が挿入される。そして、共振用コ
ンデンサＣ_B 、Ｃ_B は次に説明するドライブトランスＰ
ＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の直列共
振回路を形成している。The switching converter of this power supply circuit is equipped with _two switching elements Q ₁ and Q _{2 which} are half-bridge coupled as shown in the figure, and is provided with a smoothing capacitor Ci.
Is connected between the connection point on the positive electrode side and the ground on the primary side through respective collectors and emitters. Between each collector and base of the switching elements Q ₁ and Q ₂ ,
Starting resistors R _S and R _S are inserted respectively, and resistors R _B and R _S are inserted.
_B adjusts the base current (drive current) of the switching elements Q ₁ and Q ₂ . In addition, the switching element Q
Damper diodes D _D and D _D are inserted between the base and emitter of ₁ and Q ₂ , respectively. The resonance capacitors C _B and C _B are the drive transformer P described below.
Together with the RT drive windings N _B and N _B , a series resonance circuit for self-excited oscillation is formed.

【００１０】ドライブトランスＰＲＴ（Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を可変制御するもので、この図の場合に
は駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B 及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回
され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交
する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされ
ている。このドライブトランスＰＲＴのスイッチング素
子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端は共振用コンデンサＣ_B
を介して抵抗Ｒ_B に、他端はスイッチング素子Ｑ₁ のエ
ミッタに接続される。また、スイッチング素子Ｑ₂ 側の
駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地されると共に、他端
は共振用コンデンサＣ_B 介して抵抗Ｒ_B と接続されてス
イッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧
が出力されるようになされている。Drive transformer PRT (Power Regulati
ng Transformer) variably controls the switching frequency of the switching elements Q ₁ and Q ₂ , and in the case of this figure, the drive windings N _B and N _B and the resonance current detection winding N _D are wound. control winding N _C is the orthogonal saturable reactor is wound in a direction orthogonal to the windings. _One end of the drive winding N _B on the switching element Q ₁ side of the drive transformer PRT has a resonance capacitor C _B.
To the resistor R _B , and the other end is connected to the emitter of the switching element Q ₁ . Further, one end of the drive winding N _B on the switching element Q ₂ side is grounded to the ground, and the other end is connected to the resistor R _B via the resonance capacitor C _{B so} that the drive winding N _B on the switching element Q ₁ side is connected. A voltage with the opposite polarity to _B is output.

【００１１】絶縁トランスＰＩＴ（Power Isolation Tr
ansformer)はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂ のスイッチン
グ出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ の一端は、共振電流検出巻線Ｎ_D を介して
スイッチング素子Ｑ₁ のエミッタとスイッチング素子Ｑ
₂ のコレクタの接点（即ちスイッチング出力点）に接続
されることで、スイッチング出力が得られるようにされ
る。この一次巻線Ｎ₁の他端は、前述の分割された直列
共振コンデンサＣ_1A及びＣ_1Bに分岐して接続される。こ
れにより、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bを介して
一次巻線Ｎ₁ に供給されるスイッチング出力を整流ライ
ンに帰還するようにしている。そして、上記分割直列共
振コンデンサ（Ｃ_1A、Ｃ_1B）を総計したキャパシタンス
及び一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランスＰＩＴのインダク
タンス成分により、スイッチング電源回路を電流共振形
とするための共振回路を形成している。このスイッチン
グ電源回路の場合、絶縁トランスＰＩＴの二次側では一
次巻線Ｎ₁ により二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘起電圧
が、ブリッジ整流回路Ｄ₃ 及び平滑コンデンサＣ₃ によ
り直流電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ とされる。Isolation transformer PIT (Power Isolation Tr
The ansformer transmits the switching outputs of the switching elements Q ₁ and Q _{2 to} the secondary side. One end of the primary winding N ₁ of the insulating transformer PIT is connected to the emitter of the switching element Q ₁ and the switching element Q via the resonance current detection winding N _D.
The switching output is obtained by connecting to the contact of the _second collector (that is, the switching output point). The other end of the primary winding N ₁ is branched and connected to the above-mentioned divided series resonance capacitors C _1A and C _1B . As a result, the switching output supplied to the primary winding N ₁ via the divided series resonance capacitors C _1A and C _1B is fed back to the rectification line. A resonant circuit for making the switching power supply circuit a current resonant type is formed by the total capacitance of the divided series resonant capacitors (C _1A , C _1B ) and the inductance component of the insulating transformer PIT including the primary winding N _1. ing. In the case of this switching power supply circuit, on the secondary side of the insulation transformer PIT, the induced voltage induced in the secondary winding N ₂ by the primary winding N ₁ is converted into a DC voltage by the bridge rectifier circuit D ₃ and the smoothing capacitor C _3. The output voltage E ₀ is obtained.

【００１２】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力Ｅ_O と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流
を、制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御
巻線Ｎ_C に供給する誤差増幅器である。The control circuit 1 compares the DC voltage output E _O on the secondary side with a reference voltage, and supplies a DC current corresponding to the error to the control winding N _C of the drive transformer PRT as a control current I _C. Error amplifier.

【００１３】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ_S 、Ｒ_S を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、共
振電流検出巻線Ｎ_D から一次巻線Ｎ₁ を介して分割直列
共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bに分岐して共振電流が流れる
が、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ
₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように制
御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂を介して先と
は逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂が交互にオンとなる自励式のスイッチング動
作が開始される。このように、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスの一
次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給
し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。In the switching operation of the switching power supply having the above structure, when a commercial AC power supply is first turned on, for example, the switching element Q is activated via the starting resistors R _S and R _{S.
Although the} base current is supplied to the bases of ₁ and Q ₂ , if the switching element Q ₁ is turned on _first , the switching element Q ₂ is controlled to be turned off. Then, as the output of the switching element Q ₁ , the resonance current flows by branching from the resonance current detection winding N _D to the divided series resonance capacitors C _1A and C _1B via the primary winding N ₁ , but this resonance current is 0. Switching element Q near
₂ is turned on and the switching element Q ₁ is turned off. Then, a resonance current in the opposite direction to the above flows through the switching element Q ₂ . After that, the self-excited switching operation in which the switching elements Q ₁ and Q ₂ are alternately turned on is started. As described above, the switching elements Q ₁ and Q ₂ are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, thereby supplying the drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N ₁ of the insulation transformer. , An alternating output is obtained at the secondary winding N ₂ .

【００１４】また、二次側の直流出力電圧Ｅ_O が低下し
た時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電流が
制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共振周
波数に近くなるように）に制御され、一次巻線Ｎ₁ に流
すドライブ電流が増加するように制御して、定電圧化を
図っている（スイッチング周波数制御方式）。Further, when the DC output voltage E _O on the secondary side decreases, the control circuit 1 controls the current flowing through the control winding N _C so that the switching frequency becomes low (close to the resonance frequency). Is controlled to increase the drive current flowing through the primary winding N ₁ to achieve a constant voltage (switching frequency control method).

【００１５】そして、力率改善動作は次のようになる。
この図の力率改善回路１１の構成によると、絶縁トラン
スＰＩＴの一次巻線に流れる直列共振電流は分割直列共
振コンデンサＣ_1A及びＣ_1Bで分岐され、直列共振コンデ
ンサＣ_1Aを介した電流は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₁ と並列共振コンデンサＣ_2Aの並列回路を介して平滑コ
ンデンサＣｉに流れ、分割直列共振コンデンサＣ_1Bを介
した電流は高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ と並列共振
コンデンサＣ_2Bの並列回路を介して平滑コンデンサＣｉ
に流れるようにされる。これによって、全波整流電圧に
はスイッチング電圧が重畳された状態で平滑用コンデン
サＣｉに充電されることになるが、このスイッチング電
圧の重畳分によって、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を
スイッチング周期で引き下げることになる。すると、ブ
リッジ整流回路Ｄ₁ の整流電圧レベルよりコンデンサＣ
ｉの端子電圧が低下している期間に充電電流が流れるよ
うになり、平均的な交流入力電流がＡＣ電圧波形に近付
くことによって力率改善が図られることになる。なお、
コモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデン
サＣ_L からなるノイズフィルタと、フィルタチョークコ
イルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N からなるノーマル
モードのローパスフィルタの作用により、商用交流電源
ＡＣにはスイッチング周期の高周波成分は流入しないこ
とになる。The power factor improving operation is as follows.
According to the configuration of the power factor correction circuit 11 in this figure, the series resonance current flowing in the primary winding of the insulation transformer PIT is branched by the split series resonance capacitors C _1A and C _1B , and the current through the series resonance capacitor C _1A is high speed. Recovery type diode DF
₁ flows into the smoothing capacitor Ci through the parallel circuit of the parallel resonant capacitor C _2A and the current through the divided series resonant capacitor C _1B is smoothed through the parallel circuit of the fast recovery diode DF ₁ and the parallel resonant capacitor C _2B. Ci
Is made to flow. As a result, the smoothing capacitor Ci is charged with the switching voltage superimposed on the full-wave rectified voltage, and the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci is reduced in the switching cycle by the superimposed amount of this switching voltage. become. Then, from the rectified voltage level of the bridge rectifier circuit D ₁ , the capacitor C
The charging current starts flowing while the terminal voltage of i is decreasing, and the average AC input current approaches the AC voltage waveform, so that the power factor is improved. In addition,
Due to the action of the noise filter composed of the common mode choke coil CMC and the across capacitor C _L , and the normal mode low-pass filter composed of the filter choke coil L _N and the filter capacitor C _N , the high frequency component of the switching period flows into the commercial AC power supply AC. Will not do.

【００１６】例えば具体的には、交流入力電圧Ｖ_AC＝１
００Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件に
おいて力率を０．８０程度に改善しようとすれば、分割
直列共振コンデンサＣ_1A＝Ｃ_1B＝０．０１μＦとされ、
並列共振コンデンサＣ_2A＝Ｃ_2B＝０．０４７μＦ／２０
０Ｖ、フィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ／２００Ｖ、フ
ィルタチョークコイルＬ_N ＝２２０μＨとなるようにさ
れる。For example, specifically, the AC input voltage V _AC = 1
If the power factor is to be improved to about 0.80 under the condition of 00V (50 Hz) and load power P _O = 120 W, the split series resonance capacitor C _1A = C _1B = 0.01 μF,
Parallel resonance capacitor C _2A = C _2B = 0.047 μF / 20
0 V, filter capacitor C _N = 1 μF / 200 V, and filter choke coil L _N = 220 μH.

【００１７】ここで、上記図７の回路において実際に用
いられるフィルタチョークコイルＬ_N を図８に示す。フ
ィルタチョークコイルＬ_N は、例えばこの図のようにド
ラム型のフェライトコアＤに対してボビンを介さず直接
に単線を巻装して構成され、例えば、０．４ｍｍφのポ
リウレタン銅線を５０Ｔ巻装して、上記２２０μＨのイ
ンダクタンスを得るようにしている。FIG. 8 shows the filter choke coil L _N actually used in the circuit of FIG. The filter choke coil L _N is constructed by winding a single wire directly on a drum-shaped ferrite core D without a bobbin as shown in this figure. For example, a 0.4 mmφ polyurethane copper wire is wound for 50 T. Then, the inductance of 220 μH is obtained.

【００１８】[0018]

【発明が解決しようとする課題】ところで、機器のサイ
ズやコストなどの観点によれば、スイッチング電源回路
においてもできるだけ部品点数を削減したり小型や安価
な部品を使用するなどして、小型・軽量化及び低コスト
を化を図ることが好ましい。例えば、上記図７に示した
スイッチング電源回路の場合、ノーマルモードのＬＣロ
ーパスフィルタを形成している開磁路のフィルタチョー
クコイルＬ_N にはスイッチング周期の高周波電流が常時
流れているために、これによる高周波の漏洩磁束がコモ
ンモードチョークコイルＣＭＣに結合するとそれだけ商
用交流電源に高周波が漏洩して電源妨害レベルが悪化す
る。このため、実装基板上においてはフィルタチョーク
コイルＬ_N とコモンモードチョークコイルＣＭＣの距離
を離して実装する必要があり、これが基板サイズの小型
化の促進を妨げる要因ともなっている。また、高速リカ
バリ型ダイオードＤＦ₁ 、ＤＦ₂ に対して並列に設けら
れる並列コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bも、それなりの耐圧を考
慮して選定する必要があるため比較的大型化する。In view of the size and cost of equipment, the switching power supply circuit can be made small and lightweight by reducing the number of parts as much as possible and using small and inexpensive parts. It is preferable to reduce the cost and the cost. For example, in the case of the switching power supply circuit shown in FIG. 7, the high frequency current of the switching cycle is constantly flowing through the filter choke coil L _N of the open magnetic path forming the normal mode LC low pass filter. When the leakage magnetic flux of high frequency due to is coupled to the common mode choke coil CMC, the high frequency is leaked to the commercial AC power source and the power disturbance level is deteriorated. Therefore, it is necessary to separate the filter choke coil L _N and the common mode choke coil CMC from each other on the mounting board, which is also a factor that hinders promotion of downsizing of the board size. Further, the parallel capacitors C _2A and C _2B provided in parallel with the fast recovery type diodes DF ₁ and DF ₂ also need to be selected in consideration of their withstand voltage, so that they are relatively large.

【００１９】[0019]

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を考慮して、電流共振形のスイッチング電源回路
において、商用電源ラインに流入するノイズ成分を除去
するノイズ除去回路を設けたうえで、直列共振コンデン
サをその静電容量を分割するようにして２つ設け、整流
回路の交流入力ラインの両極にそれぞれ接続すると共
に、交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入する２つのコンデンサと、整流回路の整流
出力と平滑コンデンサの間に挿入される低インダクタン
スのインダクタと、を備えて構成することとした。In view of the above-mentioned problems, the present invention provides a current resonance type switching power supply circuit with a noise removing circuit for removing a noise component flowing into a commercial power supply line. , Two series resonance capacitors are provided so as to divide the electrostatic capacitance, are connected to both poles of the AC input line of the rectifier circuit, and are inserted between both poles of the AC input line and the primary side ground. It is configured to include two capacitors and a low-inductance inductor inserted between the rectified output of the rectifier circuit and the smoothing capacitor.

【００２０】[0020]

【作用】上記構成によれば、電流共振形のスイッチング
電源回路において、ＡＣラインにノイズ除去回路を設け
たうえで、それぞれ整流回路の交流入力ラインの両極に
接続される２分割した直列共振コンデンサと、交流ライ
ンの両極と一次側アース間にそれぞれ挿入される２つの
コンデンサ及び整流回路の出力と平滑コンデンサの間に
挿入される低インダクタンスによる小型のインダクタを
備え、スイッチング出力が整流経路に重畳されるように
して力率改善を図ることとなるが、この場合、高速リカ
バリ型ダイオードに並列接続した２つの並列共振コンデ
ンサを省略することが可能となる。また、開磁路型のチ
ョークコイルが低インダクタンスのリードインダクタと
なったことで、コモンモードチョークコイルへの高周波
漏洩磁束の結合度が大幅に減少する。According to the above structure, in the current resonance type switching power supply circuit, the noise eliminating circuit is provided in the AC line, and the series resonance capacitor divided into two is connected to both poles of the AC input line of the rectifying circuit. , Equipped with two capacitors respectively inserted between both poles of the AC line and the ground on the primary side and a small inductor with low inductance inserted between the output of the rectifier circuit and the smoothing capacitor, and the switching output is superimposed on the rectifier path. Although the power factor is improved in this way, in this case, it is possible to omit the two parallel resonance capacitors connected in parallel to the fast recovery diode. Further, since the open magnetic circuit type choke coil is a low-inductance lead inductor, the coupling degree of the high-frequency leakage magnetic flux to the common mode choke coil is significantly reduced.

【００２１】[0021]

【実施例】図１は本発明によるスイッチング電源回路の
一実施例を示すものであり、この場合には、ハーフブリ
ッジ結合による自励式の電流共振形コンバータとされて
いることから、図７と同一部分は同一符号を付してスイ
ッチング動作及び定電圧制御などについては説明を省略
する。この実施例のスイッチング電源回路の力率改善回
路１０においては、高速リカバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜
ＤＦ₄ により形成されるブリッジ整流回路Ｄ₁ が設けら
れる。また、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bは、そ
れぞれ絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ と直列共振回
路を形成するのに必要なキャパシタンスを２分割するよ
うに設けられ、これら分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ
_1Bの一端は共通に一次巻線Ｎ₁ と接続される。そして、
分割直列共振コンデンサＣ_1A側の他端は、ブリッジ整流
回路の入力段である交流入力ラインの正極側、即ち高速
リカバリ型ダイオードＤＦ₃ とＤＦ₁ の接続点と接続さ
れ、分割直列共振コンデンサＣ_1Bの他端は、交流入力ラ
インの負極側の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ とＤＦ
₂の接続点と接続されている。また、交流入力ラインの
正極側と一次側アース間に対して、即ちブリッジ整流回
路Ｄ₁ の高速リカバリ型ダイオードＤＦ₃ に対して並列
になるよう並列コンデンサＣ_N1が挿入され、高速リカバ
リ型ダイオードＤＦ₄ に対して並列となる交流ラインの
負極側と一次側アース間には、並列コンデンサＣ_N2が挿
入される。これら並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2には例えば
フィルムコンデンサが用いられる。FIG. 1 shows an embodiment of a switching power supply circuit according to the present invention. In this case, since it is a self-excited current resonance type converter by half bridge coupling, it is the same as FIG. The parts are denoted by the same reference numerals and the description of the switching operation and the constant voltage control is omitted. In the power factor correction circuit 10 of the switching power supply circuit of this embodiment, the fast recovery type diodes DF ₁ to
A bridge rectifier circuit D ₁ formed by DF ₄ is provided. Further, the split series resonance capacitors C _1A and C _1B are provided so as to divide the capacitance required to form a series resonance circuit with the primary winding N _{1 of the} insulating transformer PIT into two parts, respectively. _1A , C
One end of _1B is commonly connected to the primary winding N ₁ . And
The other end of the split series resonance capacitor C _1A side is connected to the positive side of the AC input line which is the input stage of the bridge rectifier circuit, that is, the connection point of the fast recovery type diodes DF ₃ and DF ₁ , and the split series resonance capacitor C _1B. The other end is a fast recovery type diode DF ₄ and DF on the negative side of the AC input line.
Connected with ₂ connection points. Further, the parallel capacitor C _N1 is inserted between the positive side of the AC input line and the primary side ground, that is, in parallel with the fast recovery diode DF ₃ of the bridge rectifier circuit D ₁ , and the fast recovery diode DF is inserted. _A parallel capacitor C _N2 is inserted between the negative side of the AC line parallel to ₄ and the primary side ground. For example, film capacitors are used as the parallel capacitors C _N1 and C _N2 .

【００２２】さらに、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の正極出力
端子と平滑コンデンサＣｉの間にはリードインダクタＬ
_N1が挿入される。このリードインダクタＬ_N1は、図７に
示した力率改善回路１１におけるフィルタチョークコイ
ルＬ_N を低インダクタンス化したものに相当し、例え
ば、前述のようにフィルタチョークコイルＬ_N が２００
μＨとされていたのに対して、リードインダクタＬ_N1は
３．３μＨの低インダクタンス値を有するようにされ
る。そして、その構造としては、例えば図６の斜視図に
示すように、フェライトビーズによる小型の略立方体形
状のコアＣｒに対してＵ字形状のリード線Ｒｄを貫通さ
せるようにして挿入したものとして形成され、そのサイ
ズは図８に示したフィルタチョークコイルＬ_N よりも、
更に小型なものとる。Further, a lead inductor L is provided between the positive output terminal of the bridge rectifying circuit D ₁ and the smoothing capacitor Ci.
_N1 is inserted. This lead inductor L _N1 corresponds to the filter choke coil L _N in the power factor correction circuit 11 shown in FIG. 7, which has a reduced inductance. For example, as described above, the filter choke coil L _N is 200
While the lead inductor L _N1 has a low inductance value of 3.3 μH, the lead inductor L _N1 has a low inductance value of 3.3 μH. As its structure, for example, as shown in the perspective view of FIG. 6, it is formed by inserting a U-shaped lead wire Rd through a small substantially cubic core Cr made of ferrite beads. And its size is smaller than that of the filter choke coil L _N shown in FIG.
Take a smaller one.

【００２３】このような力率改善回路１０の場合、絶縁
トランスＰＲＴの一次巻線Ｎ₁ に共振電流検出巻線Ｎ_D
を介して供給されたスイッチング出力は、分割直列共振
コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bの静電容量結合を介して整流経路
のラインにスイッチング出力を帰還するようにされるこ
とになる。In the case of such a power factor correction circuit 10, the resonance current detection winding N _{D is connected} to the primary winding N ₁ of the insulation transformer PRT.
The switching output supplied via the switch is fed back to the line of the rectification path via the capacitive coupling of the divided series resonance capacitors C _1A and C _1B .

【００２４】図２は、上記のようにして構成されるスイ
ッチング電源回路の各部の動作を商用電源周期により示
す波形図とされる。例えば、図２（ａ）に示すように交
流入力電圧Ｖ_ACが供給されている場合、本実施例では、
図７の力率改善回路１１に示されるようなフィルタチョ
ークコイルＬ_N とフィルタコンデンサＣ_N によるＬＣロ
ーパスフィルタの構成が省略されたことから、ブリッジ
整流回路Ｄ₁ に流入する交流ライン電流Ｉ₁ としては、
交流入力電圧Ｖ_ACの絶対値が平滑コンデンサＣｉの両端
電圧Ｅｉよりも高いとされるτ期間において、アクロス
コンデンサＣ_L にスイッチング周期の高周波成分が流れ
ることにより、図２（ｄ）に示す波形となる。ただし、
この高周波成分はコモンモードチョークコイルＣＭＣで
キャンセルされるため交流電源ＡＣに流れる交流入力電
流Ｉ_AC（図２（ｉ））には、高周波成分は含まれない。
即ち、図７の回路では通常スイッチング電源回路に搭載
されるコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコ
ンデンサＣ_L によるノイズフィルタと、主として整流ラ
インに帰還されるスイッチング周期の高周波成分を抑制
するために設けたＬＣローパスフィルタの両者によって
電源妨害を抑制するようにしていたが、実際にはノイズ
対策として過剰であり、本実施例のようにコモンモード
チョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣ_L による
ノイズフィルタのみによって充分にＡＣラインに流入す
るスイッチング周期の高周波成分までも抑制することが
可能であり、電源妨害に対応できるものである。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of each part of the switching power supply circuit configured as described above in a commercial power supply cycle. For example, when the AC input voltage V _AC is supplied as shown in FIG.
Since the structure of the LC low-pass filter is omitted by the filter choke coil L _N and filter capacitor C _N as shown in the power factor improving circuit 11 of FIG. 7, as the AC line current I ₁ flowing in the bridge rectifier D ₁ Is
During the τ period when the absolute value of the _AC input voltage V _AC is higher than the voltage Ei across the smoothing capacitor Ci, a high frequency component of the switching cycle flows in the across capacitor C _L , resulting in the waveform shown in FIG. Become. However,
Since this high frequency component is canceled by the common mode choke coil CMC, the high frequency component is not included in the _AC input current I _AC (FIG. 2 (i)) flowing through the AC power supply AC.
That is, provided in order to suppress the noise filter according to a common mode choke coil CMC and across capacitors C _L to be mounted to a normal switching power supply circuit in the circuit of FIG. 7, the high frequency components of the switching period that is fed back to the primarily rectified line LC Although the power supply interference is suppressed by both of the low-pass filters, it is actually excessive as a noise countermeasure, and the AC filter is sufficiently AC only by the noise filter by the common mode choke coil CMC and the across capacitor C _L as in this embodiment. It is possible to suppress even the high frequency component of the switching cycle flowing into the line, and it is possible to cope with the power supply disturbance.

【００２５】また、直列共振電流Ｉ_O （動作波形は図示
しない）は、分割直列共振コンデンサＣ_1A、Ｃ_1Bを介し
て分岐してそれぞれ図２（ｆ）に示す電流Ｉ₄ 、Ｉ₅ と
して流れる。そして、交流ライン電流Ｉ₁ が流れるτ期
間では、上記電流Ｉ₄ は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₁ 及び並列コンデンサＣ_N1に分流して、電流Ｉ₅ は高速
リカバリ型ダイオードＤＦ₂ 及び並列コンデンサＣ_N2に
分流することになり、一方、τ期間以外の期間では電流
Ｉ₄ 、Ｉ₅ はそれぞれ並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2に流れ
る。このことから、並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2から一次
側アースに流入する電流Ｉ₂ 、Ｉ₃ は、図２（ｅ）に示
すようにスイッチング周期の高周波が重畳された波形と
なる。また、交流ライン電圧（ここでは高速リカバリ型
ダイオードＤＦ₄ とＤＦ₂ の接続点とアース間の電位）
Ｖ₁ は図２（ｂ）に示すように交流電圧波形に対して高
周波が重畳された波形とされ、整流出力電圧Ｖ₂ は図２
（ｃ）に示すようにτ期間において図の波形となるよう
な高周波電圧が重畳されたものとなる。Further, the series resonance current I _O (operating waveform is not shown) is branched through the divided series resonance capacitors C _1A and C _1B and flows as currents I ₄ and I ₅ shown in FIG. 2 (f), respectively. . Then, during the τ period when the AC line current I ₁ flows, the current I ₄ is the fast recovery type diode DF.
_The current I ₅ is shunted to the fast recovery diode DF ₂ and the parallel capacitor C _N2 by shunting it to the parallel capacitor C _N1 and the parallel capacitor C _N1 , while the currents I ₄ and I ₅ are parallel to each other in the period other than the τ period. It flows to the capacitors C _N1 and C _N2 . Therefore, the currents I ₂ and I ₃ flowing from the parallel capacitors C _N1 and C _N2 into the primary side ground have a waveform in which the high frequency of the switching cycle is superimposed as shown in FIG. 2 (e). In addition, AC line voltage (potential between the connection point of fast recovery diodes DF ₄ and DF ₂ and ground)
V ₁ is a waveform in which a high frequency is superimposed on the AC voltage waveform as shown in FIG. 2B, and the rectified output voltage V ₂ is shown in FIG.
As shown in (c), a high frequency voltage having the waveform shown in the figure is superimposed in the τ period.

【００２６】そして、τ期間における初めと終りの期間
では並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2の静電容量とリードイン
ダクタＬ_N1のインダクタンスにより、整流電流経路にお
いて比較的小レベルの共振が生じることから、リードイ
ンダクタＬ_N1に流れる電流Ｉ₆ は図２（ｇ）に示す波形
によってτ期間のみ高周波が重畳された電流が流れ、ま
た、図２（ｄ）の交流ライン電流Ｉ₁ は略凸字状の波形
となる。そして、平滑コンデンサＣｉの充放電電流Ｉ₇
についても、図２（ｈ）にτ期間のプラス側で略凸字状
の波形となるようにして高周波電流が流れる。これに対
応して、交流入力電流Ｉ_ACは図２（ｉ）に示すように、
τ期間の初めと終りの期間で突起状に電流が流れること
になり、これによって交流入力電流の平均が交流入力電
圧波形に近付くこととなって、実際には力率改善が図ら
れる程度に導通角が拡大されることになる。なお、この
ような動作波形となることにより、交流入力電流として
は電源周期における９次〜１５次の好調波電流のレベル
が高くなることから、例えば、実際には電源好調波電流
規制値のクラスＡ、Ｂ、Ｃの規制値をクリアするスイッ
チング電源回路が得られることとなる。At the beginning and end of the τ period, the capacitances of the parallel capacitors C _N1 and C _N2 and the inductance of the lead inductor L _N1 cause a relatively small level resonance in the rectified current path. The current I ₆ flowing through the inductor L _N1 is a current in which a high frequency is superposed only during the τ period according to the waveform shown in FIG. 2 (g), and the AC line current I _{1 in} FIG. 2 (d) has a substantially convex waveform. Becomes Then, the charging / discharging current I ₇ of the smoothing capacitor Ci is
2 (h), the high frequency current flows so as to have a substantially convex waveform on the plus side of the τ period. Corresponding to this, the AC input current I _AC is as shown in FIG.
The current flows in a protruding shape at the beginning and end of the τ period, which causes the average of the AC input current to approach the waveform of the AC input voltage. The corners will be enlarged. With such an operation waveform, the level of the 9th to 15th harmonic current in the power cycle increases as the AC input current. Therefore, for example, in practice, the power harmonic current regulation value class A switching power supply circuit that clears the regulation values of A, B, and C can be obtained.

【００２７】例えば具体的に、図１に示す本実施例のス
イッチング電源回路において、交流入力電圧Ｖ_AC＝１０
０Ｖ（５０Hz）、負荷電力Ｐ_O ＝１２０Ｗ時の条件にお
いて、力率を０．８０程度に改善するためには、分割直
列共振コンデンサＣ_1A＝Ｃ_1B＝０．０１μＦとされて、
並列コンデンサＣ_N1＝Ｃ_N2＝０．０４７μＦ／２００
Ｖ、リードインダクタＬ_N1＝３．３μＨとなるように各
素子が選定される。For example, specifically, in the switching power supply circuit of this embodiment shown in FIG. 1, an AC input voltage V _AC = 10
Under the conditions of 0 V (50 Hz) and load power P _O = 120 W, in order to improve the power factor to about 0.80, the split series resonance capacitor C _1A = C _1B = 0.01 μF is set.
Parallel capacitor C _N1 = C _N2 = 0.047 μF / 200
Each element is selected so that V and the lead inductor L _N1 = 3.3 μH.

【００２８】そこで、本実施例の力率改善回路１０と先
行例として図７に示した力率改善回路１１とについて比
較すると、先ず本実施例では２つの並列共振コンデンサ
Ｃ_2A、Ｃ_2B（０．０４７μＦ）が削除されたことにな
る。これら並列共振コンデンサＣ_2A、Ｃ_2Bは、例えば交
流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ系の場合には２００Ｖ耐圧品
を選定し、交流入力電圧Ｖ_AC＝２００Ｖ系の場合には４
００Ｖ耐圧品を選定する必要があって比較的大型で高価
であったたため、それだけ基板サイズの小型化とコスト
の削減を図ることができる。また、図７の力率改善回路
１１においてはフィルタチョークコイルＬ_N は２２０μ
Ｈのインダクタンスを得るために図８にて説明したよう
な構造とされて、同様に体積・重量が増加していたが、
本実施例ではこのフィルタチョークコイルＬ_N が図６に
示したような小型のリードインダクタＬ_N1とされ、より
小型／軽量かつ安価なものにかわることとなった。さら
に、本実施例のリードインダクタＬ_N1は、前述のように
開磁路型ではあるものの低インダクタンス（３．３μ
Ｈ）とされていることから、リードインダクタＬ_N1とコ
モンモードチョークコイルＣＭＣを比較的隣接してレイ
アウトしても高周波漏洩磁束の結合の問題が解消されて
基板上の実装位置の自由度が増し、それだけ基板サイズ
を縮小することが可能になる。なお、本実施例の２つの
並列コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2（０．０４７μＦ／２００
Ｖ）は、図７に示したフィルタコンデンサＣ_N ＝１μＦ
／２００Ｖに置き換わるものとして、回路構成上とらえ
ることができるが、この場合、並列コンデンサＣ_N1、Ｃ
_N2のキャパシタンスを総計したものがフィルタコンデン
サＣ_N のキャパシタンスとほぼ等しくなることから、部
品サイズの点ではほぼ同等となる。このように本実施例
のスイッチング電源回路は、図７に示したスイッチング
電源回路と比較して小型・軽量化及び低コスト化が大幅
に促進されることとなる。Therefore, comparing the power factor correction circuit 10 of this embodiment with the power factor correction circuit 11 shown in FIG. 7 as a prior example, first, in this embodiment, two parallel resonance capacitors C _2A and C _2B (0 0.047 μF) has been deleted. For the parallel resonance capacitors C _2A and C _2B , for example, a 200V withstand voltage product is selected when the _AC input voltage V _AC = 100V system, and 4 when the _AC input voltage V _AC = 200V system.
Since it was necessary to select a 00V withstand voltage product, which was relatively large and expensive, it is possible to reduce the size of the substrate and reduce the cost. Further, in the power factor correction circuit 11 of FIG. 7, the filter choke coil L _N is 220 μm.
In order to obtain the inductance of H, the structure as described in FIG. 8 was adopted, and the volume and weight were also increased.
In the present embodiment, the filter choke coil L _N is a small lead inductor L _N1 as shown in FIG. 6, which replaces a smaller, lighter and cheaper one. Further, although the lead inductor L _N1 of the present embodiment is an open magnetic circuit type as described above, it has a low inductance (3.3 μm).
Therefore, even if the lead inductor L _N1 and the common mode choke coil CMC are laid out relatively adjacent to each other, the problem of coupling of high frequency leakage magnetic flux is solved and the degree of freedom of the mounting position on the board is increased. Therefore, it becomes possible to reduce the board size. The two parallel capacitors C _N1 and C _N2 (0.047 μF / 200) of this embodiment are used.
V) is the filter capacitor C _N = 1 μF shown in FIG.
It can be regarded as a substitute for / 200V in terms of the circuit configuration. In this case, the parallel capacitors C _N1 and C
_{Since the} sum of the capacitances of _N2 is almost equal to the capacitance of the filter capacitor C _N , they are almost equal in terms of component size. As described above, the switching power supply circuit of the present embodiment is greatly promoted to be smaller, lighter, and lower in cost than the switching power supply circuit shown in FIG.

【００２９】ところで、これまでの説明による本実施例
のスイッチング電源回路においては、ブリッジ整流回路
Ｄ₁ について図１に示すように高速リカバリ型ダイオー
ドＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ により形成していたが、これをすべて
通常の安価な低速リカバリ型ダイオードによって形成し
てもよい。例えば、交流入力電力１００Ｗ以下の場合
に、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型ダイオード
で形成した場合には電力損失（交流入力電力）は図７の
回路と比較すると増加することになるが、高速リカバリ
型ダイオードを採用する場合に比べてコストダウンを図
ることができる。なお、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を高速リ
カバリ型ダイオードＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ により形成している
場合には、図７の回路とほぼ同等の交流入力電力特性と
なる。By the way, in the switching power supply circuit of the present embodiment described above, the bridge rectifier circuit D _{1 is} formed of the fast recovery type diodes DF _{1 to} DF _{4 as} shown in FIG. All may be formed by an ordinary low speed recovery type diode. For example, when the AC input power is 100 W or less, if the bridge rectifier circuit D ₁ is formed of a low speed recovery type diode, the power loss (AC input power) will increase as compared with the circuit of FIG. The cost can be reduced as compared with the case where the recovery type diode is adopted. When the bridge rectifier circuit D ₁ is formed by the fast recovery type diodes DF _{1 to} DF ₄ , the AC input power characteristics are almost the same as those of the circuit of FIG. 7.

【００３０】次に、図３の回路図に本発明の他の実施例
であるスイッチング電源回路の構成を示しており、図１
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。この実
施例の力率改善回路１０は、先に図１の実施例に示した
力率改善回路と同様の構成であり、リードインダクタＬ
_N1も図６にて説明したと同様の構造でよいものとされる
ことから、先の実施例と同様の作用によって力率改善が
行われ、電源回路の小型／軽量化及び低コスト化が図ら
れることになる。なお、この場合もブリッジ整流回路Ｄ
₁ を低速リカバリ型ダイオードによって形成してさらに
コストダウンを図ることが可能である。Next, the circuit diagram of FIG. 3 shows the configuration of a switching power supply circuit which is another embodiment of the present invention.
The same parts as those in FIG. The power factor correction circuit 10 of this embodiment has the same configuration as the power factor correction circuit shown in the embodiment of FIG.
_{Since N1} may have the same structure as that described with reference to FIG. 6, the power factor is improved by the same operation as that of the previous embodiment, and the power supply circuit can be reduced in size / weight and cost. Will be done. In this case also, the bridge rectifier circuit D
It is possible to further reduce the cost by forming ₁ as a low-speed recovery type diode.

【００３１】この場合、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ を
自励発振させるドライブトランスＣＤＴ（Converter Dr
ive Transformer)は制御巻線Ｎ_C が設けられておらず、
従って、スイッチング周波数は固定とされている。そし
て、絶縁トランスＰＲＴ（Power Regulating Transform
er）が、一次及び二次巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ に対して制御巻線
Ｎ_C が直交して設けられる直交型とされ、制御回路１が
直流出力電圧Ｅ_O に基づいて制御巻線Ｎ_C に流す制御電
流Ｉ_C を可変して絶縁トランスＰＲＴの漏洩磁束をコン
トロールし、直列共振回路に流れる共振電流を変化させ
て定電圧制御を行う、いわゆる直列共振周波数制御方式
が採られている。In this case, a drive transformer CDT (Converter Dr) for self-oscillating the switching elements Q ₁ and Q ₂ is used.
ive Transformer) has no control winding N _C ,
Therefore, the switching frequency is fixed. And insulation transformer PRT (Power Regulating Transform)
er) is an orthogonal type in which the control winding N _C is provided orthogonal to the primary and secondary windings N ₁ and N ₂ , and the control circuit 1 controls the control winding N _C based on the DC output voltage E _{O. A} so-called series resonance frequency control method is adopted in which the control current I _C flowing through _C is varied to control the leakage flux of the insulating transformer PRT and the resonance current flowing through the series resonance circuit is changed to perform constant voltage control.

【００３２】次に、図４の回路図に更に他の実施例のス
イッチング電源回路の構成を示し、図１及び図２と同一
部分は同一符号を付して説明を省略する。この図の実施
例における電流共振形コンバータは、スイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂に例えばＭＯＳ−ＦＥＴを用いた、ハーフブ
リッジ接続による他励式とされる。この場合には、制御
回路１が直流出力電圧Ｅ_O に基づいて発振ドライブ回路
２を制御し、発振ドライブ回路２からスイッチング素子
Ｑ₁₁、Ｑ₁₂の各ゲートに供給するスイッチング駆動電圧
を変化させる（例えば駆動電圧のパルス幅可変制御を行
う）ことで、定電圧制御を行うようにされる。なお、各
スイッチング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のドレイン−ソース間に対
して図に示す方向に接続されるＤ_CL、Ｄ_CLは、スイッチ
ング素子Ｑ₁₁、Ｑ₁₂のオフ時に帰還される電流の経路を
形成するダンパーダイオードとされる。また、起動回路
３は電源始動時に整流平滑ラインに得られる電圧あるい
は電流を検出して、発振ドライブ回路２を起動させるた
めに設けられており、この起動回路３には、絶縁トラン
スＰＩＴに設けられた三次巻線Ｎ₃ と整流ダイオードＤ
₄ により供給される低圧直流電圧が供給される。この実
施例で用いられるような、電界効果型のスイッチング素
子は電圧駆動であり自励発振が困難になるため、この図
のように発振ドライブ回路２と起動回路３を設けること
が好ましい。Next, the circuit diagram of FIG. 4 shows the configuration of a switching power supply circuit according to still another embodiment. The same parts as those of FIGS. 1 and 2 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. The current resonant converter in the embodiment of FIG was used in the switching element Q _11, Q ₁₂ and MOS-FET for example, it is separately excited by the half-bridge connection. In this case, the control circuit 1 controls the oscillation drive circuit 2 based on the DC output voltage E _O , and changes the switching drive voltage supplied from the oscillation drive circuit 2 to the gates of the switching elements Q ₁₁ and Q ₁₂ ( For example, the constant voltage control is performed by performing the pulse width variable control of the drive voltage. In addition, D _CL and D _CL connected between the drain and the source of each switching element Q ₁₁ and Q _{12 in} the direction shown in the figure are the paths of the current fed back when the switching elements Q ₁₁ and Q ₁₂ are off. It is a damper diode to be formed. Further, the starting circuit 3 is provided to detect the voltage or current obtained in the rectifying and smoothing line at the time of starting the power source to start the oscillation drive circuit 2, and the starting circuit 3 is provided to the insulating transformer PIT. Tertiary winding N ₃ and rectifier diode D
_The low voltage DC voltage supplied by ₄ is supplied. Since the field effect type switching element used in this embodiment is driven by voltage and self-excited oscillation becomes difficult, it is preferable to provide the oscillation drive circuit 2 and the starting circuit 3 as shown in this figure.

【００３３】この実施例においても、力率改善回路１０
の構成は先に図１に示したものと同様とされており、図
１により説明したようにして力率改善が図られることに
なる。従って、例えばこの図のような他励式によるスイ
ッチングコンバータの構成においても、図７に示したよ
うな力率改善回路１１により力率改善を図る場合に比
べ、電源回路の小型／軽量化及び低コスト化が促進され
る。また、ブリッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型とし
て、先の各実施例と同様に低コスト化することができ
る。Also in this embodiment, the power factor correction circuit 10
The configuration is similar to that shown in FIG. 1, and the power factor can be improved as described with reference to FIG. Therefore, for example, even in the configuration of the separately-excited switching converter as shown in this figure, the power supply circuit can be made smaller and lighter and the cost can be reduced as compared with the case where the power factor is improved by the power factor improving circuit 11 as shown in FIG. Is promoted. Further, the bridge rectifier circuit D ₁ is of the low speed recovery type, and the cost can be reduced as in the previous embodiments.

【００３４】図５は更に他の実施例としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図であり、この場合にはハ
ーフブリッジ接続による自励式のスイッチングコンバー
タとされ、定電圧制御方式としてはスイッチング周波数
制御方式とされていることから図１と同一部分は同一符
号を付して説明を省略する。FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply circuit as still another embodiment. In this case, a self-excited switching converter with a half bridge connection is used, and a switching frequency control is used as a constant voltage control method. Since this is a system, the same parts as those in FIG.

【００３５】先ず、本実施例の場合には絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ と１つの直列共振コンデンサＣ₁ が
直列接続されて、上記一次巻線Ｎ₁ を含む絶縁トランス
ＰＩＴのインダクタンスと直列共振コンデンサＣ₁ とに
よって、スイッチング電源回路を電流共振形とするため
の直列共振回路を形成している。なお、ここではこの直
列共振回路を、後述する「第２の直列共振回路」と区別
するため「第１の直列共振回路」ということにする。第
１の直列共振回路は、直列共振コンデンサＣ₁ 側の端部
が共振電流検出巻線Ｎ_D を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接点に対して接続さ
れ、一次巻線Ｎ₁ 側の端部が一次側アースに接地される
ことで、スイッチング出力が供給されるようになってい
る。First, in the case of this embodiment, the insulating transformer P is used.
The primary winding N _{1 of} IT and one series resonant capacitor C ₁ are connected in series, and the inductance of the insulating transformer PIT including the primary winding N ₁ and the series resonant capacitor C ₁ form a current resonance type switching power supply circuit. To form a series resonance circuit. Here, this series resonance circuit is referred to as a "first series resonance circuit" in order to distinguish it from a "second series resonance circuit" described later. In the first series resonance circuit, the end on the side of the series resonance capacitor C ₁ is connected to the switching element Q via the resonance current detection winding N _D.
The switching output is supplied by connecting to the emitter-collector contacts of ₁ and Q ₂ and grounding the end on the primary winding N ₁ side to the primary side ground.

【００３６】次に、この図に示す力率改善回路１０Ａに
おいては、上記各実施例で説明したブリッジ整流回路Ｄ
₁ と交流入力ラインと一次側アース間に挿入される並列
コンデンサＣ_N1、Ｃ_N2およびブリッジ整流回路Ｄ₁ の整
流出力ラインに挿入されるリードインダクタＬ_N1（図６
に示したと同様の構造でよい）を備えた構成に対して、
図のようにチョークコイルＣＨと例えばフィルムコンデ
ンサよりなる２つの直列共振／結合コンデンサＣ_11A 、
Ｃ_11B が設けられる。Next, in the power factor correction circuit 10A shown in this figure, the bridge rectifier circuit D described in each of the above embodiments is used.
₁ and the parallel capacitors C _N1 , C _N2 inserted between the AC input line and the primary side ground and the lead inductor L _N1 inserted in the rectified output line of the bridge rectifier circuit D ₁ (see FIG. 6).
A structure similar to that shown in FIG.
As shown in the figure, two series resonance / coupling capacitors C _11A composed of a choke coil CH and a film capacitor, for example,
C _11B is provided.

【００３７】この場合、チョークコイルＣＨの一端はス
イッチング出力点に対して接続されると共に、他端は直
列共振／結合コンデンサＣ_11A 、Ｃ_11B を介して交流入
力ラインの両極に接続される。つまり、直列共振／結合
コンデンサＣ_11A 側は高速リカバリ型ダイオードＤＦ
₃ 、ＤＦ₁ の接続点と接続され、直列共振／結合コンデ
ンサＣ_11B 側は高速リカバリ型ダイオードＤＦ₄ 、ＤＦ
₂ の接続点と接続されている。このような接続形態によ
って、本実施例では直列共振／結合コンデンサＣ_11A、
Ｃ_11B の静電容量とチョークコイルＣＨの自己インダク
タンスＬｓにより第２の直列共振回路を形成するように
され、かつ、スイッチング出力はチョークコイルＣＨか
ら、この第２の直列共振回路の直列共振／結合コンデン
サＣ_11A 、Ｃ_{11 B} の静電容量結合を介して整流電流経路
に帰還するようにされる。In this case, one end of the choke coil CH is connected to the switching output point, and the other end is connected to both poles of the AC input line via the series resonance / coupling capacitors C _11A and C _11B . That is, the series resonance / coupling capacitor C _11A side is a high-speed recovery type diode DF
₃ , connected to the connection point of DF ₁ , and the series resonance / coupling capacitor C _11B side is a fast recovery type diode DF ₄ , DF
Connected with ₂ connection points. With this connection configuration, in this embodiment, the series resonance / coupling capacitor C _11A ,
The capacitance of C _11B and the self-inductance Ls of the choke coil CH form a second series resonance circuit, and the switching output is from the choke coil CH to the series resonance / coupling of the second series resonance circuit. capacitor C _11A, is through the capacitive coupling C _{11 B} to be fed back to the rectified current path.

【００３８】なお、第２の直列共振回路の共振周波数ｆ
_O(A)としては、第１の直列共振回路の共振周波数をｆ_O
とすると、ｆ_O(A)＜ｆ_Oの関係が得られるように、上記
自己インダクタンスＬｓと直列共振／結合コンデンサＣ
_1Aの静電容量が選定されている。The resonance frequency f of the second series resonance circuit is
_{As O (A)} , the resonance frequency of the first series resonance circuit is f _O
When, f O _(A) <way relationship f _O is obtained, the self-inductance Ls and the series resonance / coupling capacitor C
A capacitance of _1A is selected.

【００３９】この場合の特徴として、力率改善は先の各
実施例にて説明したと同様の作用により行われるが、先
の各実施例に示したスイッチング出力の帰還方法と比
べ、本実施例では、第２の直列共振回路により電力帰還
をするようにしたことで、第１の直列共振回路側に重畳
される商用電源周期のリップル電圧成分が減少すること
になり、これによって、二次側の直流出力電圧に現れる
リップル成分を減少させることができる。また、先の各
実施例の場合には負荷電力１２０Ｗ程度の重負荷時で、
かつ、交流入力電圧Ｖ_AC＝１００Ｖ以下のような条件で
のレギュレーション範囲の下限が狭くなることが分かっ
ているが、本実施例のように第２の直列共振回路が設け
られることによって、例えばレギュレーション範囲の下
限を力率改善前と同程度にまで拡大することができる。
なお、本実施例においても図１にて説明したようにブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ を低速リカバリ型ダイオードにより形
成してさらにコストダウンすることも可能である。As a feature of this case, the power factor is improved by the same operation as described in each of the above embodiments, but this embodiment is different from the switching output feedback method shown in each of the above embodiments. Then, since the power is fed back by the second series resonance circuit, the ripple voltage component of the commercial power supply cycle superimposed on the first series resonance circuit side is reduced, and as a result, the secondary side The ripple component appearing in the DC output voltage can be reduced. Further, in the case of each of the above-described embodiments, when the load power is about 120 W and the load is heavy,
Moreover, it is known that the lower limit of the regulation range is narrowed under the condition that the _AC input voltage V _AC = 100 V or less. However, by providing the second series resonance circuit as in the present embodiment, for example, the regulation is performed. The lower limit of the range can be expanded to the same level as before power factor improvement.
Also in this embodiment, as described in FIG. 1, the bridge rectifier circuit D ₁ can be formed by a low speed recovery type diode to further reduce the cost.

【００４０】また、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、電流共振形スイッチ
ング電源回路としての自励発振形／他励発振形、スイッ
チング周波数制御方式（ドライブトランスを直交形のＰ
ＲＴ（Power Regulating Transformer）とする）／直列
共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴと
する）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイプ
／フルブリッジ結合タイプ、更には倍電圧整流回路など
の各種方式・タイプの組み合わせパターンにより構成さ
れる電源回路に対して適用が可能であって、上記各図に
実施例として示した組み合わせのパターンに限定される
ものでないことはいうまでもない。Further, the power factor improving method of the present invention described so far in each of the above embodiments is the self-excited oscillation type / other-excited oscillation type as the current resonance type switching power supply circuit, the switching frequency control method (the drive transformer Orthogonal P
Various methods such as RT (Power Regulating Transformer) / series resonance frequency control method (isolation transformer is orthogonal PRT), switching element half bridge coupling type / full bridge coupling type, and double voltage rectifier circuit It is needless to say that the present invention can be applied to a power supply circuit configured by a combination pattern of types and is not limited to the combination pattern shown as an embodiment in each of the above figures.

【００４１】[0041]

【発明の効果】以上説明したように本発明は、各種タイ
プの電流共振形のスイッチング電源回路において、ＡＣ
ラインにノイズ除去用の回路（コモンモードチョークコ
イル、アクロスコンデンサ）を設けた上で、交流入力ラ
インとアース間に挿入される２つのコンデンサと、整流
出力ラインに挿入されるインダクタとを備え、２分割さ
れた直列共振コンデンサを介して整流電流経路にスイッ
チング出力を帰還するようにして力率改善を図ることが
可能とされる。これにより、ブリッジ整流回路のダイオ
ードと並列回路を形成するための並列共振コンデンサは
削除され、インダクタも小型化されるために、コストの
削減及び小形／軽量化が更に実現されるという効果を有
することとなった。また、この際インダクタが低インダ
クタンスとされることから、コモンモードチョークコイ
ルとの高周波漏洩磁束の結合の問題が解消され、基板上
のレイアウトの自由度が向上するため、更に小型化に有
利になる。As described above, according to the present invention, in various types of current resonance type switching power supply circuits, AC
A circuit for removing noise (common mode choke coil, across capacitor) is provided on the line, and then two capacitors inserted between the AC input line and the ground and an inductor inserted in the rectified output line are provided. It is possible to improve the power factor by feeding the switching output back to the rectified current path via the divided series resonance capacitor. As a result, the parallel resonant capacitor for forming a parallel circuit with the diode of the bridge rectifier circuit is deleted, and the inductor is also downsized, so that it is possible to further reduce the cost and reduce the size and weight. Became. Further, at this time, since the inductor has a low inductance, the problem of coupling the high frequency leakage magnetic flux with the common mode choke coil is solved, and the degree of freedom in layout on the substrate is improved, which is advantageous for further miniaturization. .

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源回
路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit as an embodiment of the present invention.

【図２】実施例におけるスイッチング電源回路の動作を
示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the switching power supply circuit in the example.

【図３】他の実施例としてのスイッチング電源回路を示
す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as another embodiment.

【図４】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図５】さらに他の実施例としてのスイッチング電源回
路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as still another embodiment.

【図６】実施例におけるリードインダクタの構造を示す
斜視図である。FIG. 6 is a perspective view showing the structure of the lead inductor in the example.

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路を示す
回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply circuit as a prior art.

【図８】フィルタチョークコイルの構造を示す斜視図で
ある。FIG. 8 is a perspective view showing the structure of a filter choke coil.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 制御回路 ２ 発振ドライブ回路 ３ 起動回路 １０、１０Ａ 力率改善回路 Ｌ_N1 リードインダクタ Ｃ_N1、Ｃ_N2 並列コンデンサ Ｄ₁ ブリッジ整流回路 ＤＦ₁ 〜ＤＦ₄ 高速リカバリ型ダイオード ＰＩＴ（ＰＲＴ） 絶縁トランス ＣＤＴ（ＰＲＴ）ドライブトランス Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₁₁，Ｑ₁₂ スイッチング素子 Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ_1A、Ｃ_1B 分割直列共振コンデンサ Ｎ₁ 一次巻線 Ｃ₁ 直列共振コンデンサ ＣＨ チョークコイル Ｃ_11A 、Ｃ_11B 直列共振／結合コンデンサ1 Control circuit 2 Oscillation drive circuit 3 Start-up circuit 10, 10A Power factor improvement circuit L _N1 Lead inductor C _N1 , C _N2 Parallel capacitor D ₁ Bridge rectifier circuit DF _{1 to} DF ₄ Fast recovery diode PIT (PRT) Isolation transformer CDT ( PRT) drive transformer _{Q 1, Q 2, Q 11} , Q 12 switching elements Ci smoothing capacitor C _1A, C _1B divided series resonance capacitor N ₁ primary winding C ₁ series resonant capacitor CH choke coil C _11A, C _11B series resonance / Coupling capacitor

Claims (14)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、 商用電源を整流する整流手段と、 該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より供給される電圧を断続するスイッチング
手段と、 該スイッチング手段によって断続されたスイッチング出
力が一次巻線に供給するようにされた絶縁トランスと、 上記絶縁トランスの一次巻線のインダクタンスと直列共
振回路を形成する直列共振コンデンサと、 を備えて上記絶縁トランスの二次側から直流出力を得る
ようにされた電流共振形スイッチング電源回路におい
て、 上記直列共振コンデンサは、その静電容量を分割するよ
うにして２つ設けられて上記整流手段の交流入力ライン
の両極にそれぞれ接続されると共に、 上記交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入される２つのコンデンサと、 上記整流手段の整流出力と上記平滑手段の間に挿入され
る低インダクタンスのインダクタと、 を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。1. A noise removing means for removing a noise component flowing into a commercial power supply line, a rectifying means for rectifying a commercial power supply, a smoothing means for smoothing an output of the bridge rectifying circuit, and a smoothing means for supplying the same. Switching means for connecting and disconnecting a voltage, an insulating transformer for supplying a switching output intermittently by the switching means to a primary winding, and a series resonance forming a series resonance circuit with an inductance of the primary winding of the insulating transformer. In a current resonance type switching power supply circuit comprising a capacitor and a direct current output from the secondary side of the insulation transformer, two series resonance capacitors are provided so as to divide the capacitance thereof. Are connected to both poles of the AC input line of the rectifying means, respectively, and are connected to both poles of the AC input line. And a low-inductance inductor which is inserted between the rectified output of the rectifying means and the smoothing means. Current resonance type switching power supply circuit. 【請求項２】 上記整流手段は、高速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項１に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。2. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 1, wherein the rectifying means is formed by a high-speed recovery type rectifying element. 【請求項３】 上記整流手段は、低速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項１に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。3. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 1, wherein the rectifying means is formed by a low speed recovery type rectifying element. 【請求項４】 上記インダクタは、ビーズ型のコアに対
してリード線が挿入されて形成されていることを特徴と
する請求項１又は請求項２又は請求項３に記載の電流共
振形スイッチング電源回路。4. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the inductor is formed by inserting a lead wire into a bead type core. circuit. 【請求項５】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイッ
チング周波数を可変することにより定電圧制御を行うよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求
項４の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回
路。5. The constant voltage control is performed by varying the switching frequency of the switching means based on the DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The current resonance type switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4. 【請求項６】 上記絶縁トランスの二次側で得られる直
流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可変
して定電圧制御を行うように構成されていることを特徴
とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電流共振
形スイッチング電源回路。6. The constant voltage control is performed by changing the magnetic flux of the insulation transformer based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. 5. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 4. 【請求項７】 上記スイッチング手段は他励式による電
流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次側
で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆動
信号を可変させることにより定電圧制御を行うように構
成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項４の
何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。7. The switching means is a separately excited current resonance type converter, and constant voltage control is performed by changing a switching drive signal based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The current resonance type switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein 【請求項８】 商用電源ラインに流入するノイズ成分を
除去するノイズ除去手段と、 商用電源を整流する整流手段と、 該ブリッジ整流回路の出力を平滑する平滑手段と、 該平滑手段より供給される電圧を断続するスイッチング
手段と、 該スイッチング手段によって断続されたスイッチング出
力が一次巻線に供給するようにされた絶縁トランスと、 上記絶縁トランスの一次巻線のインダクタンスと直列共
振回路を形成する直列共振コンデンサと、 を備えて上記絶縁トランスの二次側から直流出力を得る
ようにされた電流共振形スイッチング電源回路におい
て、 上記スイッチング手段のスイッチング出力が供給される
チョークコイルと、 該チョークコイルと他の直列共振回路を形成すると共
に、上記整流手段の交流入力ラインの両極にそれぞれ接
続される２つの共振コンデンサと、 上記交流入力ラインの両極と一次側アース間のそれぞれ
に対して挿入される２つのコンデンサと、 上記整流手段の整流出力と上記平滑手段の間に挿入され
る低インダクタンスのインダクタと、 を備えて構成されていることを特徴とする電流共振形ス
イッチング電源回路。8. A noise removing means for removing a noise component flowing into a commercial power supply line, a rectifying means for rectifying a commercial power supply, a smoothing means for smoothing an output of the bridge rectifier circuit, and a smoothing means for supplying the same. Switching means for connecting and disconnecting a voltage, an insulating transformer for supplying a switching output intermittently by the switching means to a primary winding, and a series resonance forming a series resonance circuit with an inductance of the primary winding of the insulating transformer. In a current resonance type switching power supply circuit comprising a capacitor and a DC output from the secondary side of the isolation transformer, a choke coil to which the switching output of the switching means is supplied, and the choke coil and other A series resonance circuit is formed, and each of the two poles of the AC input line of the rectifying means is individually formed. Two resonant capacitors connected to each other, two capacitors respectively inserted between both poles of the AC input line and the primary side ground, and a low-voltage capacitor inserted between the rectified output of the rectifying means and the smoothing means. A current resonance type switching power supply circuit comprising: an inductor having an inductance. 【請求項９】 上記整流手段は、高速リカバリ型整流素
子によって形成されていることを特徴とする請求項８に
記載の電流共振形スイッチング電源回路。9. The current resonance type switching power supply circuit according to claim 8, wherein the rectifying means is formed by a high-speed recovery type rectifying element. 【請求項１０】 上記整流手段は、低速リカバリ型整流
素子によって形成されていることを特徴とする請求項８
に記載の電流共振形スイッチング電源回路。10. The rectifying means is formed by a low speed recovery type rectifying element.
The current resonance type switching power supply circuit described in. 【請求項１１】 上記インダクタは、ビーズ型のコアに
対してリード線が挿入されて形成されていることを特徴
とする請求項８又は請求項９又は請求項１０に記載の電
流共振形スイッチング電源回路。11. The current resonance type switching power supply according to claim 8, 9 or 10, wherein the inductor is formed by inserting a lead wire into a bead type core. circuit. 【請求項１２】 上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することにより定電圧制御を行う
ように構成されていることを特徴とする請求項８乃至請
求項１１の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源
回路。12. A constant voltage control is performed by varying a switching frequency of the switching means based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. The current resonance type switching power supply circuit according to any one of claims 8 to 11. 【請求項１３】 上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成されていることを特
徴とする請求項８乃至請求項１１の何れかに記載の電流
共振形スイッチング電源回路。13. A constant voltage control is performed by varying a magnetic flux of the insulation transformer based on a DC output voltage obtained on the secondary side of the insulation transformer. A current resonance type switching power supply circuit according to claim 11. 【請求項１４】 上記スイッチング手段は他励式による
電流共振形コンバータとされ、上記絶縁トランスの二次
側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング駆
動信号を可変させることにより定電圧制御を行うように
構成されていることを特徴とする請求項８乃至請求項１
１の何れかに記載の電流共振形スイッチング電源回路。14. The switching means is a separately excited current resonance type converter, and constant voltage control is performed by varying a switching drive signal based on a DC output voltage obtained at the secondary side of the insulation transformer. 8. The invention according to claim 8 to claim 1, characterized in that
1. The current resonance type switching power supply circuit according to any one of 1.