JPH08103078A - Current resonance switching power supply - Google Patents

Abstract

PURPOSE: To avoid degrading of constant voltage characteristics at output side by constituting a resonance circuit by connecting a capacitor in parallel to a self-inductance coil of a coupling transformer and by inserting the self- inductance coil to a charging line of a smoothing capacitor. CONSTITUTION: A third winding N3 is provided in the passage of a current supplied to a primary winding N1 of an insulation transformer PIT, and a magnetic coupling transformer MCT is formed by a self-inductance coil Ni magnetically coupled to the third winding N3 . A full-wave rectified voltage is overlapped with a switching voltage induced to a self-inductance coil Ni and then charged to a smoothing capacitor Ci. A resonance frequency of a parallel resonance circuit of a capacitor C2 and a self-inductance coil Ni is set almost equal to the resonance frequency of switching power supply and, by this parallel resonance circuit, specially the rise in operating power supply (smoothened voltage) during light load can be suppressed and power supply fluctuation can be reduced.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特に電源の力率および電圧変動率を改善した電
流共振型のスイッチング電源回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit, and more particularly to a current resonance type switching power supply circuit with improved power factor and voltage fluctuation rate.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、商用電源を整流した電圧を高周波
の比較的大きい電流および電流に耐えることができるス
イッチング素子によってスイッチングし、そのスイッチ
ング出力を整流して所定の電圧を得るスイッチング方式
の電源装置が主流となっている。このようなスイッチン
グ電源はスイッチング周波数を高くすることによりトラ
ンス、その他のデバイスを小型にすると共に、スイッチ
ング周波数を可変することにより定電圧特性を持たせる
ことができるように構成される。2. Description of the Related Art In recent years, a power supply device of a switching system in which a voltage obtained by rectifying a commercial power supply is switched by a switching element capable of withstanding a relatively large current and a high frequency current and the switching output is rectified to obtain a predetermined voltage. Is the mainstream. Such a switching power supply is configured so that the transformer and other devices can be downsized by increasing the switching frequency, and can have constant voltage characteristics by changing the switching frequency.

【０００３】ところで一般に商用電源をコンデンサイン
プット方式で整流すると、平滑回路に流れる充電電流は
歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損な
われるという問題が生じる。また、歪み電流波形となる
ことによって発生する高調波を抑圧するための対策が必
要とされている。電源の力率を改善するためには、例え
ば平滑回路にチョークインプット方式の整流回路を使用
すること知られている。図５はこのようなスイッチング
電源の回路例を示したもので、商用電源ＡＣをコモンド
フィルタＣＭＣを介してブリッジ整流回路Ｄ１に供給
し、その整流出力をチョークコイルＬを介して平滑用の
コンデンサＣｉに充電するようにしている。Ｑ１、Ｑ２
は直列に接続されているスイッチングトランジスタで、
その中間点からドライブトランスＰＲＴの１次巻線Ｎ
Ｄ、共振コンデンサＣ１を介して出力用の絶縁トランス
ＰＩＴの１次巻線Ｎ１に電流を流すようにする。そし
て、絶縁トランスの２次巻線Ｎ２の出力を整流ダイオー
ドＤ０で整流して直流出力Ｅ０を得る。Generally, when a commercial power source is rectified by a capacitor input method, a charging current flowing in a smoothing circuit has a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the utilization efficiency of the power source is impaired. In addition, there is a need for measures to suppress harmonics generated by the distorted current waveform. In order to improve the power factor of the power supply, it is known to use a choke input type rectifier circuit for a smoothing circuit, for example. FIG. 5 shows a circuit example of such a switching power supply, in which a commercial power supply AC is supplied to a bridge rectifier circuit D1 via a common filter CMC, and its rectified output is smoothed via a choke coil L. I am trying to charge Ci. Q1, Q2
Is a switching transistor connected in series,
From the intermediate point, the primary winding N of the drive transformer PRT
A current is caused to flow through the primary winding N1 of the output insulating transformer PIT via the resonance capacitor C1. Then, the output of the secondary winding N2 of the insulation transformer is rectified by the rectifier diode D0 to obtain the DC output E0.

【０００４】ドライブトランスＰＲＴは制御巻線ＮＣを
有する直交型のトランスとされ、その２次巻線ＮＢ、Ｎ
Ｂから前記スイッチングトランジスタをオン／オフする
駆動信号を形成する。このドライブトランスＰＲＴの制
御巻線ＮＣには前記出力電圧Ｅ０が制御回路を介して供
給され、この電圧でドライブトランスＰＲＴの磁気飽和
特性を変化させることによって、スイッチング周波数を
制御している。つまり、直流出力Ｅ０が低くなると、ス
イッチング周波数が共振コンデンサＣ１と絶縁トランス
ＰＩＴのリーケージインダクタンスより形成される共振
周波数に近づくように制御（アッパサイド制御）し、出
力電圧が一定になるようにしている。なお、ＲＢ、ＣＢ
は駆動信号のレベルを設定するイピーダンス、Ｄ２、Ｄ
３はダンパーダイオードを示す。The drive transformer PRT is an orthogonal type transformer having a control winding NC, and its secondary windings NB and N.
A drive signal for turning on / off the switching transistor is formed from B. The output voltage E0 is supplied to the control winding NC of the drive transformer PRT via a control circuit, and the switching frequency is controlled by changing the magnetic saturation characteristic of the drive transformer PRT by this voltage. That is, when the DC output E0 becomes low, the switching frequency is controlled so as to approach the resonance frequency formed by the leakage inductance of the resonance capacitor C1 and the insulation transformer PIT (upper side control) so that the output voltage becomes constant. . RB, CB
Is the impedance that sets the level of the drive signal, D2, D
Reference numeral 3 represents a damper diode.

【０００５】このようなスイッチング電源は、チョーク
コイルＬによって充電電流の歪み波形が抑圧され、高調
波歪みを除去する回路としては最も簡単であり、電磁ノ
イズを抑圧する対策（ＥＭＩ）の上でも好ましいが、こ
の方式はチョークコイルとして商用電源周波数に対応す
る大きなインピーダンスを呈するインダクタが必要にな
り、電子機器の小型化を阻害すると共に、コストアップ
を招くことになる。Such a switching power supply is the simplest circuit for removing harmonic distortion by suppressing the distortion waveform of the charging current by the choke coil L, and is also preferable as a measure (EMI) for suppressing electromagnetic noise. However, this method requires an inductor exhibiting a large impedance corresponding to a commercial power supply frequency as a choke coil, which hinders downsizing of electronic devices and increases cost.

【０００６】そこで 整流回路の出力を直接断続してス
イッチング電源を動作させるコンデンサレス方式や、整
流回路の出力を高周波で断続して歪み電流波形を改善す
るアクティブフィルタ、又は部分整流方式の平滑回路が
使用されている。コンデンサレス方式はスイッチング電
源を駆動する電源用の平滑コンデンサが省略（小さい値
のコンデンサを付ける）されたものであって、力率の改
善効果は高いが商用電源の周波数の２倍のリップル電圧
が２次側の出力に重畳され、レギュレーションが悪くな
ると共に、入力電圧の瞬断に耐えることが困難で大容量
の電源装置とした使用することができない。また、部分
平滑回路はコンデンサの充電電流をスイッチングして整
流素子の導通角を広げるものであるが、そのために平滑
コンデンサのリップル電圧が高くなり、後続するスイッ
チング電源のレギュレーションが劣化するという問題が
ある。Therefore, there are a capacitorless system for directly switching the output of the rectifier circuit to operate the switching power supply, an active filter for intermittently switching the output of the rectifier circuit at high frequency to improve the distortion current waveform, or a smoothing circuit of the partial rectification system. in use. In the capacitorless system, the smoothing capacitor for the power supply that drives the switching power supply is omitted (a capacitor with a small value is attached), and the power factor improvement effect is high, but the ripple voltage twice the frequency of the commercial power supply is generated. It cannot be used as a large-capacity power supply device because it is superimposed on the output of the secondary side, the regulation is deteriorated, and it is difficult to withstand instantaneous interruption of the input voltage. Further, the partial smoothing circuit switches the charging current of the capacitor to widen the conduction angle of the rectifying element, but this causes the ripple voltage of the smoothing capacitor to become high, which causes a problem that the regulation of the subsequent switching power supply deteriorates. .

【０００７】[0007]

【発明が解決しようとする課題】そこで近年、スイッチ
ング電圧をトランスを介して整流回路側に帰還し、平滑
コンデンサの充電電流の導通角を広げるＭＳ方式の電源
が開発されている。図６は本出願人が先に提案したＭＳ
方式のスイッチング電源を示したもので、交流電源側に
ノーマルフィルタＬＮとＣＮが設けられている。そし
て、図５のチョークコイルに代えて磁気結合トランスＭ
ＣＴが設けられ、このＭＣＴを介してスイッチング電圧
が平滑コンデンサＣｉの充電回路に重畳されるようにな
されている。なお、そのスイッチング動作は図５と同一
の符号を付加し、その詳細な動作説明を省略する。Therefore, in recent years, an MS type power supply has been developed in which the switching voltage is fed back to the rectifier circuit side through a transformer to widen the conduction angle of the charging current of the smoothing capacitor. Figure 6 shows the MS that the applicant previously proposed.
The switching power supply of the type is shown, and normal filters LN and CN are provided on the AC power supply side. Then, instead of the choke coil of FIG. 5, a magnetic coupling transformer M
CT is provided, and the switching voltage is superimposed on the charging circuit of the smoothing capacitor Ci via this MCT. Note that the same reference numerals as those in FIG. 5 are added to the switching operation, and the detailed description of the operation is omitted.

【０００８】このスイッチング電源は第３巻線Ｎ３に誘
起されたスイッチング電圧が自己インダクタンスコイル
Ｎｉに出力され、整流電圧に重畳されることによって、
交流電圧Ｖａｃを整流する整流回路Ｄ１より流出する電
流は図７（ａ）のＩａｃに示すように、交流電圧のほぼ
全サイクル期間にわたって充電電流が断続して流れ、力
率を向上することになる。しかし、スイッチング電源の
負荷によってＩａｃの値が実線から点線で示されている
ように大きく変化し、平滑コンデンサＣｉの最大負荷時
（Ｐｏｍａｘ）の電圧Ｖｍ’と無負荷時（Ｐｏｍｉｎ）
の平滑コンデンサＣｉの電圧Ｖｍ”の電位差ΔＶｍが大
きく、同図（ｂ）に示すように、特に交流電圧Ｖａｃが
高い場合は平滑コンデンサの端子電圧Ｖ４が異状に高く
なり、平滑コンデンサＣｉの耐圧及び整流ダイオードの
耐圧を高く設定する必要があり、部品コストが増加する
と共に出力側の定電圧特性が損なわれるという問題があ
る。In this switching power supply, the switching voltage induced in the third winding N3 is output to the self-inductance coil Ni and superposed on the rectified voltage,
The current flowing out of the rectifier circuit D1 that rectifies the AC voltage Vac, as shown by Iac in FIG. 7A, causes the charging current to intermittently flow over almost the entire cycle period of the AC voltage, thereby improving the power factor. . However, the value of Iac varies greatly depending on the load of the switching power supply as shown by the solid line to the dotted line, and the voltage Vm ′ at the maximum load (Pomax) and the no load (Pomin) of the smoothing capacitor Ci.
The potential difference ΔVm of the voltage Vm ″ of the smoothing capacitor Ci is large, and as shown in FIG. 7B, especially when the AC voltage Vac is high, the terminal voltage V4 of the smoothing capacitor becomes abnormally high, and the withstand voltage of the smoothing capacitor Ci and Since it is necessary to set the breakdown voltage of the rectifier diode to be high, there are problems that the cost of parts increases and the constant voltage characteristic on the output side is impaired.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
解決するためになされたもので、商用電源を整流する整
流手段と、該整流手段の出力を平滑する平滑コンデンサ
からなる平滑手段と、該平滑手段より出力される電圧を
断続して絶縁トランスの１次側に供給するスイッチング
素子とを備え、上記絶縁トランスの１次側に流れる共振
電流の共振周波数を制御して、絶縁トランスの２次巻線
から所定の交番電圧が得られるようにした電流共振型ス
イッチング電源回路において、上記絶縁トランスの１次
側に供給される共振電流が供給されている第３巻線と、
この第３巻線と磁気結合される自己インダクタンスコイ
ルからなる結合トランスを設け、この結合トランスの自
己インダクタンスコイルに並列に所定の値のコンデンサ
を接続して共振回路を構成し、前記自己インダクタンス
コイルが前記平滑コンデンサの充電路に挿入さるように
したものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and includes rectifying means for rectifying a commercial power source, and smoothing means including a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifying means. A switching element that intermittently supplies the voltage output from the smoothing means to the primary side of the insulation transformer, and controls the resonance frequency of the resonance current flowing to the primary side of the insulation transformer to control the resonance frequency of the insulation transformer. In a current resonance type switching power supply circuit in which a predetermined alternating voltage is obtained from the next winding, a third winding to which a resonance current supplied to the primary side of the insulation transformer is supplied,
A coupling transformer including a self-inductance coil magnetically coupled to the third winding is provided, and a capacitor having a predetermined value is connected in parallel to the self-inductance coil of the coupling transformer to form a resonance circuit. The smoothing capacitor is inserted in the charging path.

【００１０】上記磁気結合トランスの第３巻線には絶縁
トランスの２次側巻線から電圧が供給されるようにして
もよく、結合トランスに並置されるコンデンサはこの第
３巻線側に接続してもよい。また、上記整流手段は交流
電圧を倍電圧で整流するような回路構成とされている場
合でも適応される。A voltage may be supplied to the third winding of the magnetic coupling transformer from the secondary winding of the isolation transformer, and a capacitor arranged in parallel with the coupling transformer is connected to the third winding. You may. Further, the rectifying means is applicable even when the circuit configuration is such that an alternating voltage is rectified by a double voltage.

【００１１】[0011]

【作用】本発明の電流共振型のスイッチング電源は、直
流出力を得る絶縁トランス又はスイッチング電流が供給
されている結合トランスからスイッチング周期の電圧を
取出し、このスイッチング周期の電圧を平滑コンデンサ
の充電路に挿入することによって交流信号のほぼ全サイ
クルで充電電流が流れるように構成し、簡単な構成で力
率の改善を行うことができる。The current resonance type switching power supply of the present invention takes out the voltage of the switching cycle from the insulating transformer for obtaining the DC output or the coupling transformer to which the switching current is supplied, and supplies the voltage of the switching cycle to the charging path of the smoothing capacitor. The insertion allows the charging current to flow in almost all cycles of the AC signal, and the power factor can be improved with a simple structure.

【００１２】特に本発明の実施例では、スイッチング周
期の電圧を取り出すコイルに並列接続されたコンデンサ
を設けて共振回路を構成し、スイッチング電源の負荷変
動に係わらず作動電源の直流変動が少なくなるようにし
ているため、整流用のダイオードの耐圧及び平滑コンデ
ンサ（電解コンデンサ）の耐圧を小さい値に設定するこ
とができる。したがって、電源のレギュレーションの改
善が容易になり、かつ部品の小型化、低コストを計るこ
とができる。In particular, in the embodiment of the present invention, a resonance circuit is constructed by providing a capacitor connected in parallel with a coil for taking out a voltage of a switching cycle, so that the DC fluctuation of the operating power supply is reduced regardless of the load fluctuation of the switching power supply. Therefore, the withstand voltage of the rectifying diode and the withstand voltage of the smoothing capacitor (electrolytic capacitor) can be set to small values. Therefore, it is easy to improve the regulation of the power supply, and it is possible to reduce the size and cost of parts.

【００１３】[0013]

【実施例】図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイ
ッチング電源回路であって、前記した図６に示すよう
に、ＡＣは交流電源、ＬＮ、ＣＮはスイッチング周波数
の信号を阻止するローパスフィルタ、Ｄ１はブリッジ型
の整流素子を示す。Ｑ１、Ｑ２はハーフブリッジ型のス
イッチング回路を形成するスイッチング素子（トランジ
スタ）であり、その出力は磁気結合トランスＭＣＴの第
３巻線Ｎ３及び共振コンデンサＣ１を介して絶縁トラン
スＰＩＴ（Power Isolation Trasnsformer) の１次巻線
Ｎ１に供給されている。そして、絶縁トランスＰＩＴの
２次巻線Ｎ２に誘起される誘起電圧が整流素子Ｄ０を介
して直流電圧に変換され、出力電圧Ｅ０とされる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a current resonance type switching power supply circuit according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, AC is an AC power supply and LN and CN are low-pass for blocking signals of a switching frequency. A filter, D1, is a bridge type rectifying element. Q1 and Q2 are switching elements (transistors) that form a half-bridge type switching circuit, and the output of the switching element (transistor) of the isolation transformer PIT (Power Isolation Trasnsformer) is passed through the third winding N3 of the magnetic coupling transformer MCT and the resonance capacitor C1. It is supplied to the primary winding N1. Then, the induced voltage induced in the secondary winding N2 of the insulating transformer PIT is converted into a DC voltage via the rectifying element D0, and becomes the output voltage E0.

【００１４】上記絶縁トランスＰＩＴの１次巻線Ｎ１に
供給される電流の経路には上記した第３巻線Ｎ３が設け
られ、この第３巻線と磁気結合されている自己インダク
タンスコイルＮｉによって磁気結合トランスＭＣＴが形
成されている。そして、自己インダクタンスコイルＮｉ
に誘起されるスイッチング電圧が平滑コンデンサＣｉの
充電回路に注入されている。したがって、整流された全
波整流電圧はスイッチング電圧が重畳され平滑用のコン
デンサＣｉに充電されることになる。The above-mentioned third winding N3 is provided in the path of the current supplied to the primary winding N1 of the insulation transformer PIT. The self-inductance coil Ni magnetically coupled to the third winding N3 magnetically controls the magnetic field. A coupling transformer MCT is formed. And the self-inductance coil Ni
The switching voltage induced in the charging circuit is injected into the charging circuit of the smoothing capacitor Ci. Therefore, the rectified full-wave rectified voltage is superimposed on the switching voltage and charged in the smoothing capacitor Ci.

【００１５】Ｃ２は自己インダクタンスコイルＮｉと並
列に接続されているコンデンサであり、このコンデンサ
Ｃ２と自己インダクタンスコイルＮｉで並列共振回路が
構成されるようになされている。この並列共振回路の共
振周波数はスイッチング電源の共振周波数とほぼ同じ周
波数に設定され、後で述べるようにこの並列共振回路に
よって、特に軽負荷時に作動電源（平滑電圧）の上昇が
抑圧され、電源変動が少なくなるようにする。C2 is a capacitor connected in parallel with the self-inductance coil Ni, and the capacitor C2 and the self-inductance coil Ni constitute a parallel resonance circuit. The resonance frequency of this parallel resonance circuit is set to be approximately the same as the resonance frequency of the switching power supply. As will be described later, this parallel resonance circuit suppresses the rise of the operating power supply (smoothing voltage), especially at light loads, and fluctuations in the power supply occur. So that there is less.

【００１６】なお、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互
に断続するスイッチング周期は、上記したように直交型
のドライブトランスＰＲＴの制御巻線ＮＣに供給されて
いる出力電圧Ｅ０に対応して制御電流によってドライブ
トランスＰＲＴ（Power Regulatio Transfomer) の磁気
特性を可変し、ドライブコイルＮＢ、ＮＢのインダクタ
ンスを変化することによりスイッチング周波数が変化す
るように構成している。したがって、制御巻線ＮＣに対
して、出力電圧Ｅ０に対応した電流を供給することによ
り出力の安定化を計ることができる。The switching cycle in which the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off is driven by a control current corresponding to the output voltage E0 supplied to the control winding NC of the orthogonal drive transformer PRT as described above. The magnetic characteristics of a transformer PRT (Power Regulatio Transfomer) are varied and the switching frequency is changed by changing the inductance of the drive coils NB, NB. Therefore, the output can be stabilized by supplying a current corresponding to the output voltage E0 to the control winding NC.

【００１７】本発明のスイッチング電源回路は上記した
ような構成とされているので、平滑コンデンサＣｉの端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスの１
次側コイルＮ１に共振電流波形に近いドライブ電流を供
給し、２次側のコイルＮ２に交番出力を得る。２次側の
直流出力電圧が低下した時は、上記した制御回路を介し
てドライブトランスＰＲＴが制御されスイッチング周波
数が低くなるよう（共振周波数に近くなるように）に制
御され、１次コイルに流すドライブ電流が増加するよう
に制御している。Since the switching power supply circuit of the present invention is configured as described above, the switching elements Q1 and Q2 are alternately opened and closed by using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, and thereby the isolation transformer 1
A drive current close to the resonance current waveform is supplied to the secondary coil N1 to obtain an alternating output to the secondary coil N2. When the DC output voltage on the secondary side decreases, the drive transformer PRT is controlled via the above-mentioned control circuit so that the switching frequency becomes low (close to the resonance frequency) and the current is passed to the primary coil. The drive current is controlled to increase.

【００１８】従来の電源回路では、平滑コンデンサＣｉ
にはその端子電圧が整流電圧より低い時にのみ充電電流
が供給されるため、整流素子の導通角は小さく力率が
０．６程度になっている。しかしながら、本発明のスイ
ッチング電源回路の場合は磁気結合トランスＭＣＴの自
己インダクタンスコイルＮｉに誘起されるスイッチング
電圧（例えば、１００ＫＨｚ）が、平滑用コンデンサＣ
ｉの充電路に注入されており、図２に示すように交流電
圧Ｖａｃの各サイクル毎（１０ｍＳ）にスイッチング周
期の交番電圧Ｖ２がブリッジ整流回路Ｄ１の整流電圧に
重畳され、図２のＶ１に示されている整流電圧を形成す
る。In the conventional power supply circuit, the smoothing capacitor Ci
Since the charging current is supplied only to the terminal when the terminal voltage is lower than the rectified voltage, the conduction angle of the rectifying element is small and the power factor is about 0.6. However, in the case of the switching power supply circuit of the present invention, the switching voltage (for example, 100 KHz) induced in the self-inductance coil Ni of the magnetic coupling transformer MCT is equal to the smoothing capacitor C.
2, the alternating voltage V2 of the switching cycle is superposed on the rectified voltage of the bridge rectifier circuit D1 for each cycle (10 mS) of the AC voltage Vac as shown in FIG. Form the rectified voltage shown.

【００１９】したがって、この整流電圧Ｖ１と平滑コン
デンサの端子電圧Ｖ４の差に対応する電流Ｉ２が平滑コ
ンデンサＣｉの充電電流として流れる。Ｉ１は整流回路
Ｄ１に流出する電流を示し、その流通角がｔ１〜ｔ２に
なり、その平均値は正弦波に近い充電電流となる。その
結果、商用交流電源から供給される交流電流は、図２の
Ｉａｃにみられるように高調波歪みが少なくなり、力率
が向上することになる。なお、整流回路Ｄ１から流出す
る電流Ｉ１はスイッチング周期で寸断され不連続的に流
れることになるから、ブリッジ整流回路Ｄ１の整流素子
も例えば高速リカバリ型のダイオードを使用することが
要請される。Therefore, a current I2 corresponding to the difference between the rectified voltage V1 and the smoothing capacitor terminal voltage V4 flows as a charging current for the smoothing capacitor Ci. I1 represents a current flowing out to the rectifier circuit D1, the distribution angle thereof is t1 to t2, and the average value thereof is a charging current close to a sine wave. As a result, the AC current supplied from the commercial AC power source has less harmonic distortion as seen in Iac of FIG. 2 and the power factor is improved. Since the current I1 flowing out of the rectifier circuit D1 is discontinuous in the switching cycle and flows discontinuously, it is required that the rectifier element of the bridge rectifier circuit D1 also use, for example, a fast recovery type diode.

【００２０】図２の（ｂ）はスイッチング周期（１０μ
Ｓ）で電流Ｉ１及び電圧Ｖ２を示したものであり、スイ
ッチング素子Ｑ１に流れ込む電流がＩ３によって示され
ている。電流Ｉ３の負の部分はコンデンサＣ１から平滑
コンデンサＣｉに逆流する電流を示し、この電流はダン
パーダイオードＤｄ１（Ｄｄ２）からＱ１（Ｑ２）のベ
ースーコレクタを介して休止期間ｔ０からｔ１（ｔ２か
らｔ４）の間に平滑コンデンサＣｉを充電することにな
る。FIG. 2B shows a switching cycle (10 μm).
S) shows the current I1 and the voltage V2, and the current flowing into the switching element Q1 is shown by I3. The negative part of the current I3 represents the current flowing back from the capacitor C1 to the smoothing capacitor Ci, and this current passes through the base-collector of the damper diodes Dd1 (Dd2) to Q1 (Q2) and the rest period t0 to t1 (t2 to t4. During this period, the smoothing capacitor Ci will be charged.

【００２１】この休止期間ｔ２〜ｔ４は第３巻線Ｎ３の
誘起電圧よって設定され、この期間に平滑コンデンサＣ
ｉの電位が低下することを補償するため、リップル電圧
を抑圧させる作用がある。なお、休止期間を適当に設定
すると力率が０．７５〜０．９０程度の設定され、これ
を長くすると力率が低下するが、この力率を０．８程度
に維持するとＥＭＩ規制をクリアすることができると同
時に、電源効率を数％向上させることができる。The rest periods t2 to t4 are set by the induced voltage of the third winding N3, and the smoothing capacitor C is set in this period.
Since it compensates for the decrease in the potential of i, it has the effect of suppressing the ripple voltage. Note that the power factor is set to about 0.75 to 0.90 when the rest period is set appropriately, and the power factor decreases when it is set longer, but if this power factor is maintained at about 0.8, the EMI regulation is cleared. At the same time, the power supply efficiency can be improved by several percent.

【００２２】磁気結合トランスＭＣＴの自己インダクタ
ンスコイル側に接続されているコンデンサＣ２は、この
スイッチング電源の負荷が軽くなったときに帰還される
スイッチング電圧を抑圧し、平滑コンデンサＣｉの端子
電圧Ｖ４が軽負荷時に上昇することを抑圧する。すなわ
ち、電源負荷が低下するとスイッチング周波数が高くな
るように制御されるが、この時にコンデンサＣ２によっ
て充電回路側に戻されるスイッチング電圧が抑圧され端
子電圧の上昇を阻止する。また、電源負荷が大きくなる
とスイッチング周波数が低下し、自己インダクタンスコ
イルとコンデンサＣ２の共振周波数に接近し、磁気結合
トランスＭＣＴを介して帰還されるスイッチング電圧を
増加させるように作用する。The capacitor C2 connected to the self-inductance coil side of the magnetic coupling transformer MCT suppresses the switching voltage fed back when the load of this switching power source becomes light, and the terminal voltage V4 of the smoothing capacitor Ci becomes light. It suppresses the rise under load. That is, the switching frequency is controlled to increase as the power supply load decreases, but at this time, the switching voltage returned to the charging circuit side by the capacitor C2 is suppressed and the terminal voltage rise is prevented. Further, when the power supply load increases, the switching frequency decreases, approaches the resonance frequency of the self-inductance coil and the capacitor C2, and acts to increase the switching voltage fed back via the magnetic coupling transformer MCT.

【００２３】したがって、本発明の実施例では電源負荷
によって平滑コンデンサの端子電圧が変動する電圧変動
率が減少し、直流出力Ｅ０の定電圧化が容易になる。図
２の（ｃ）はＬＮ＝１００μＨ、ＣＮ＝１μＦ、自己イ
ンダクタンスＬｉ＝４７μＨ、第３巻線のインダクタン
スＬ３＝３０μＨ、Ｃ１＝０．０１５μＦ、絶縁トラン
スＰＩＴのフエライト磁心をＥＥー２８とし、巻線Ｎ１
＝Ｎ２＝２５Ｔ、Ｖａｃ＝１００±１５Ｖ、重負荷時＝
１００Ｗ、軽負荷時＝０Ｗの時の電圧変動を示したもの
である。実線が重負荷時の交流電圧（ＡＣ）と平滑電圧
（Ｖ４）の関係を示したもので、一点鎖線Ｘはコンデン
サＣ２がない場合、二点鎖線ＹはコンデンサＣ２の容量
が０．０３３μＦ、三点鎖線Ｚは０．０４７μＦであっ
て軽負荷時の傾向を示している。この図から理解される
ように、コンデンサＣ２の容量を所定の値に設定すると
重負荷時（Ｐｍａｘ）と軽負荷時（Ｐｍｉｎ）の電圧変
動を接近させることができる。但し、Ｃ２＝０．０４７
の時は力率が０．９０から０．８０に低下し、Ｃ２＝
０．０３３の時は力率が０．９０から０．８９となり、
この場合は殆ど変化しなかった。Therefore, in the embodiment of the present invention, the voltage fluctuation rate at which the terminal voltage of the smoothing capacitor fluctuates due to the power supply load is reduced, and it becomes easy to make the DC output E0 a constant voltage. 2C shows LN = 100 μH, CN = 1 μF, self-inductance Li = 47 μH, inductance L3 = 30 μH of the third winding, C1 = 0.015 μF, and the ferrite magnetic core of the insulating transformer PIT is EE-28. Line N1
= N2 = 25T, Vac = 100 ± 15V, heavy load =
The graph shows the voltage fluctuation when 100 W and light load = 0 W. The solid line shows the relationship between the AC voltage (AC) and the smoothing voltage (V4) under heavy load. The one-dot chain line X does not have the capacitor C2, and the two-dot chain line Y shows the capacitance of the capacitor C2 is 0.033 μF. The dashed line Z is 0.047 μF, which shows a tendency at the time of light load. As can be understood from this figure, when the capacitance of the capacitor C2 is set to a predetermined value, the voltage fluctuations during heavy load (Pmax) and light load (Pmin) can be brought close to each other. However, C2 = 0.047
, The power factor decreases from 0.90 to 0.80, and C2 =
When 0.033, the power factor changes from 0.90 to 0.89,
In this case, there was almost no change.

【００２４】図３は、上記図１の実施例の要部を示した
ものである。すなわち、磁気結合トランスＭＣＴの第３
巻線Ｎ３を絶縁トランスＰＩＴの２次巻線の出力に直接
接続したときの回路例を示したもので、ＭＣＴの第３巻
線Ｎ３にコンデンサＣ２が接続されている。また、この
コンデンサＣ２を点線で示すように自己インダクタンス
コイル側に接続しても、上記した電圧特性で説明した図
２（ｃ）の場合と同様な効果を得ることができる。FIG. 3 shows a main part of the embodiment shown in FIG. That is, the third of the magnetic coupling transformer MCT
This is a circuit example in which the winding N3 is directly connected to the output of the secondary winding of the insulating transformer PIT, and the capacitor C2 is connected to the third winding N3 of the MCT. Further, even if this capacitor C2 is connected to the self-inductance coil side as shown by the dotted line, the same effect as in the case of FIG. 2C described in the above voltage characteristics can be obtained.

【００２５】図４は本発明のスイッチング電源を倍電圧
整流した電源によって駆動する時の実施例を示したもの
で、Ｄ２、Ｄ３は倍電圧整流ダイオードを示す。また、
この実施例の場合は絶縁トランスとして制御巻線ＮＣを
有する直交型のトランス（ＰＲＴ）が使用され、直流出
力Ｅ０に対応する電圧が制御回路を介してこの制御巻線
に制御電流を供給するようにしている。そして、この制
御電流によって絶縁トランスの磁気飽和特性を制御し、
回路の共振周波数を可変することによって出力電圧の定
電圧化を行うようにしたものである。FIG. 4 shows an embodiment in which the switching power supply of the present invention is driven by a power supply that has been subjected to voltage doubler rectification, and D2 and D3 are voltage doubler rectifier diodes. Also,
In the case of this embodiment, a quadrature transformer (PRT) having a control winding NC is used as an insulating transformer, and a voltage corresponding to the DC output E0 supplies a control current to this control winding via a control circuit. I have to. Then, the magnetic saturation characteristic of the insulation transformer is controlled by this control current,
The output voltage is made constant by changing the resonance frequency of the circuit.

【００２６】この実施例の場合も、磁気結合トランスＭ
ＣＴの自己インダクタンスコイルコイルＮｉにはコンデ
ンサＣ２が結合され、このコンデンサＣ２によって軽負
荷時の平滑電圧の上昇を抑圧するようにしている。な
お、他の回路素子は図１と同一部分は同一符号として、
その詳細な説明を省略する。Also in the case of this embodiment, the magnetic coupling transformer M is used.
A capacitor C2 is coupled to the CT self-inductance coil Ni of the CT, and the capacitor C2 suppresses an increase in the smoothing voltage during a light load. The other circuit elements are the same as those in FIG.
Detailed description thereof will be omitted.

【００２７】上記各実施例に記載されている磁気結合ト
ランスは、２つのコイル（Ｎｉ、Ｎ３）の間隔を磁気的
に離間して配置することによりリーケージインダクタン
スを生じるから、このリーケージインダクタンスを充電
回路側のチョークコイルとして作用させることにより力
率の変動を少なくすることができる。In the magnetic coupling transformer described in each of the above embodiments, the leakage inductance is generated by magnetically separating the two coils (Ni, N3) from each other. Therefore, this leakage inductance is used for the charging circuit. By acting as a choke coil on the side, fluctuations in power factor can be reduced.

【００２８】[0028]

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電流共振
型スイッチング電源は、絶縁トランスに供給されるスイ
ッチング電流によって誘起されるスイッチング電圧を平
滑コンデンサの充電回路側に帰還して、充電電流の導通
角が広がるようにしているから、力率の改善がワンコン
バータ方式で行われる。特に、この磁気結合トランスの
巻線に対してコンデンサを並列に接続し、共振回路が構
成されるようになされているため、スイッチング周波数
を可変して直流出力を制御する電流共振型スイッチング
電源に採用することにより、電源負荷に対する電圧の変
動を小さくすることができるという効果がある。As described above, the current resonance type switching power supply of the present invention feeds back the switching voltage induced by the switching current supplied to the insulation transformer to the charging circuit side of the smoothing capacitor, and Since the conduction angle is widened, the power factor is improved by the one converter method. Especially, because a resonance circuit is configured by connecting a capacitor in parallel to the winding of this magnetic coupling transformer, it is used in a current resonance type switching power supply that controls the DC output by varying the switching frequency. By doing so, there is an effect that the fluctuation of the voltage with respect to the power supply load can be reduced.

【００２９】平滑された電圧の変動が小さくなると、平
滑コンデンサの耐圧を小さくすることが可能になり、同
時に高速で断続される整流ダイオードの耐圧も下げ、そ
のスイッチング損失を低下させることができるから、特
に交流電圧が１００Ｖから２２０Ｖに対応するようなワ
イドレンジのスイッチング電源に対して電源効率及び小
型化の点で有利になる。When the fluctuation of the smoothed voltage becomes small, the withstand voltage of the smoothing capacitor can be reduced, and at the same time, the withstand voltage of the rectifying diode which is intermittently connected at high speed can be lowered, and the switching loss thereof can be reduced. In particular, it is advantageous in terms of power supply efficiency and miniaturization with respect to a wide range switching power supply corresponding to an AC voltage of 100V to 220V.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明のスイッチングで電源回路の基本的な概
要を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic outline of a switching power supply circuit of the present invention.

【図２】図１における各部の電流、電圧波形を示す波形
図、および電圧変動特性を示す図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing current and voltage waveforms of each part in FIG. 1 and a diagram showing voltage fluctuation characteristics.

【図３】本発明の他の実施例を示すスイッチングで電源
の主要部の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a main part of a switching power supply showing another embodiment of the present invention.

【図４】本発明を倍電圧整流電源で駆動する場合の電流
共振型スイッチングで電源の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a current resonance switching power supply when the present invention is driven by a voltage doubler rectification power supply.

【図５】力率改善としてチョークコイルを使用したスイ
ッチング電源の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a switching power supply using a choke coil for power factor improvement.

【図６】力率改善策としてＭＳ方式を採用したスイッチ
ング電源の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply adopting an MS method as a power factor improving measure.

【図７】負荷が変動したときのＭＳ方式における平滑コ
ンデンサの電圧の傾向を示す波形図とグラフである。FIG. 7 is a waveform diagram and a graph showing the tendency of the voltage of the smoothing capacitor in the MS method when the load changes.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

ＬＮ、ＣＮ 高調波抑圧用のローパスフィルタ Ｄ１ ブリッジ型整流回路 Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子 ＭＣＴ 磁気結合トランス Ｃｉ 平滑コンデンサ Ｃ１ 共振コンデンサ ＰＩＴ 絶縁トランス ＰＲＴ 直交型のドライブトランス LN, CN Harmonic suppression low pass filter D1 Bridge type rectifier circuit Q1, Q2 Switching element MCT Magnetic coupling transformer Ci Smoothing capacitor C1 Resonance capacitor PIT Isolation transformer PRT Quadrature drive transformer

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 商用電源を整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑コンデンサからなる平
滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続して絶縁トランス
の１次側に供給するスイッチング素子とを備え、 上記絶縁トランスの１次側に流れる共振電流の共振周波
数を制御して、絶縁トランスの２次巻線から所定の交番
電圧が得られるようにした電流共振型スイッチング電源
回路において、 上記絶縁トランスの１次側に供給される共振電流が供給
されている第３巻線と、この第３巻線と磁気結合される
自己インダクタンスコイルからなる結合トランスを設
け、この結合トランスの自己インダクタンスコイルに並
列にコンデンサを接続して共振回路を構成し、上記自己
インダクタンスコイルが上記平滑コンデンサの充電路に
挿入されていることを特徴とする電流共振型スイッチン
グ電源。1. A rectifying means for rectifying a commercial power source, a smoothing means comprising a smoothing capacitor for smoothing an output of the rectifying means, and a voltage output from the smoothing means is intermittently supplied to a primary side of an insulating transformer. And a switching element for controlling the resonance frequency of the resonance current flowing through the primary side of the insulation transformer so that a predetermined alternating voltage can be obtained from the secondary winding of the insulation transformer. In the above, a coupling transformer including a third winding to which a resonance current is supplied to the primary side of the isolation transformer and a self-inductance coil magnetically coupled to the third winding is provided. A capacitor is connected in parallel with the self-inductance coil to form a resonance circuit, and the self-inductance coil is inserted into the charging path of the smoothing capacitor. Current resonance type switching power supply, characterized by being. 【請求項２】 上記コンデンサが上記第３巻線に対して
並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載
の電流共振型スイッチング電源。2. The current resonance type switching power supply according to claim 1, wherein the capacitor is connected in parallel to the third winding. 【請求項３】 上記第３巻線には上記絶縁トランスの２
次巻線の出力が供給されていることを特徴とする請求項
１、または２に記載の電流共振型スイッチング電源。3. The insulating transformer is provided on the third winding.
The current resonance type switching power supply according to claim 1 or 2, wherein the output of the secondary winding is supplied. 【請求項４】 商用電源を倍電圧整流する整流手段と、 該整流手段の出力を平滑する平滑コンデンサからなる平
滑手段と、 該平滑手段より出力される電圧を断続して直交型の絶縁
トランスの１次側に供給するスイッチング素子とを備
え、 上記直交型の絶縁トランスの制御巻線に直流出力電圧に
対応する電流を供給することによって、上記絶縁トラン
スの２次巻線から所定の交番電圧が得られるようにした
電流共振型スイッチング電源回路において、 上記直交型の絶縁トランスの１次側に供給される共振電
流が供給されている第３巻線と、この第３巻線と磁気結
合される自己インダクタンスコイルからなる結合トラン
スを設け、この結合トランスの自己インダクタンスコイ
ル又は上記第３巻線に所定のコンデンサを接続して共振
回路を構成し、上記自己インダクタンスコイルが上記平
滑コンデンサの充電路に挿入されていることを特徴とす
る電流共振型スイッチング電源。4. A rectification means for rectifying a voltage of a commercial power source, a smoothing means comprising a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectification means, and a voltage output from the smoothing means for intermittently connecting an orthogonal type insulation transformer. By providing a current corresponding to the DC output voltage to the control winding of the orthogonal type insulation transformer, a predetermined alternating voltage is supplied from the secondary winding of the insulation transformer. In the current resonance type switching power supply circuit thus obtained, the third winding to which the resonance current is supplied to the primary side of the orthogonal type insulation transformer is supplied, and the third winding is magnetically coupled. A coupling transformer composed of a self-inductance coil is provided, and a predetermined capacitor is connected to the self-inductance coil of the coupling transformer or the third winding to form a resonance circuit. The self-inductance coil, characterized in that it is inserted in the charging path of the smoothing capacitor current resonance type switching power supply.