JP2003125582A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、力率改善機能を有する電源装置の
大幅なノイズの低減を可能とするものである。 【解決手段】 力率改善コンバータＰＦＣ５は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６への出力電圧に現れる交流電源の周波
数におけるリップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上に設定する
ことで、ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、力率改善コンバー
タＰＦＣ５からの直流電圧に含まれるリップル電圧に応
じて発振周波数が変動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善機能を有
する電源装置に関し、特に、大幅なノイズの低減を可能
とする電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電源装置としては、図１５に示す
ように、交流電源を入力して直流を出力するアクティブ
型力率改善コンバータと、このアクティブ型力率改善コ
ンバータからの直流出力を入力して別の直流を出力する
ＤＣ−ＤＣコンバータとを備えたものが知られている。

【０００３】ここで、図１５に示す従来の電源装置の動
作について説明する。交流電源１が電源装置に印加され
ると、交流電源１から供給される正弦波電圧がフィルタ
２を通過し、整流器３で全波整流されてフィルタ４を通
過し、力率改善コンバータＰＦＣ５に全波整流波形が供
給される。このとき、フィルタ２，４は、電源装置から
交流電源１側に漏洩するノイズ成分を除去している。

【０００４】初めに、臨界検出用巻線６１ｂの一端がＧ
ＮＤに接続されており、その他端が抵抗６０を介してコ
ンパレータ５４の＋入力端子に入力され、同時に、コン
パレータ５４の−入力端子に第１の基準電圧５３が入力
されている。コンパレータ５４では、両入力電圧が比較
され、コンパレータ５４からローレベルのセット信号が
フリップフロップ５９に出力される。フリップフロップ
５９はコンパレータ５４からのセット信号に応じてセッ
トされ、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力さ
れてスイッチング素子６２がオン制御される。スイッチ
ング素子６２がオンすると、フィルタ４から主巻線６１
ａ，スイッチング素子６２のドレイン−ソース、電流検
出用抵抗６３を介してＧＮＤへとスイッチング電流が流
れ、チョークコイル６１にエネルギーが蓄えられる。

【０００５】このとき、スイッチング素子６２に流れる
スイッチング電流は、スイッチング素子６２のソース−
ＧＮＤ間に設けられた電流検出用抵抗６３により電圧に
変換されてコンパータ５６の＋入力端子に入力され、コ
ンパータ５６で乗算器５５から出力される電流目標値Ｖ
ｍと比較される。

【０００６】スイッチング電流が電流目標値Ｖｍに達す
ると、コンパレータ５６からハイレベルのリセット信号
がフリップフロップ５９に出力される。フリップフロッ
プ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に応じて
リセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハイレベ
ルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチング素
子６２がオフ制御される。スイッチング素子６２がオフ
すると、チョークコイル６１に蓄えられていたエネルギ
ーとフィルタ４から供給される電圧とが合成され、整流
ダイオード６４を通して出力コンデンサ６５に充電され
る。この結果、出力コンデンサ６５には、フィルタ４か
ら供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧され
た電圧が出力される。

【０００７】コンデンサ６５からの電圧は抵抗６６，６
７によって分圧されてオペアンプ５７に入力され、オペ
アンプ５７により第２の基準電圧５８と比較され、この
誤差信号が乗算器５５に供給される。フィルタ４からの
全波整流波形は抵抗５１，５２により分圧されて乗算器
５５に入力され、乗算器５５により全波整流波形とこの
誤差信号が乗算され、スイッチング電流の電流目標値Ｖ
ｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給される。

【０００８】次に、チョークコイル６１に蓄えられてい
たエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線６１
ｂの電圧が反転する。この電圧は第１の基準電圧５３と
コンパレータ５４により比較され、コンパレータ５４か
らローレベルのセット信号がフリップフロップ５９に出
力される。この結果、コンパレータ５４からのセット信
号に応じてフリップフロップ５９がセットされ、再び駆
動信号がスイッチング素子６２に入力されてオン制御さ
れる。以後、このような動作の繰り返しにより力率改善
コンバータＰＦＣ５の出力コンデンサ６５の出力電圧は
一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流電源
１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、力率
改善機能を有する電源装置では、力率改善コンバータＰ
ＦＣ５の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータ６が接続されて
いる。このため、１つの電源装置でありながら２つのス
イッチング電源回路が直列に接続されていることにな
る。それぞれのスイッチング電源回路は、その扱うエネ
ルギー量が大きくスイッチングノイズが発生し易い。

【００１０】しかも、この種の電源装置では、スイッチ
ング電源回路が２回路も存在するので、電源装置の全体
が発生するノイズが大きくなるので、各国のノイズ規格
に準拠するために多くのノイズ対策を行う必要がある。
個々のノイズ対策としては、入出力端子の直前にフィル
タを追加したり、スイッチングスピードを遅くて電圧変
化率ｄｖ／ｄｔを緩やかにするなどの対策が行われてい
る。

【００１１】従来の電源装置は、このようなノイズ対策
を実施していたので、部品の追加がコストアップの要因
になっていた。同時に、スイッチング損失の増大を招
き、変換効率の低下や装置の大型化を強いていた。本発
明は、上記に鑑みてなされたもので、その目的として
は、力率改善機能を有する電源装置の大幅なノイズの低
減を可能とするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、交流電源を入力して直流電圧
に変換して出力する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータへの出力電圧に現れる交流電源の周波数における
リップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上に設定するリップル電
圧設定手段を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記
力率改善コンバータからの直流電圧に含まれるリップル
電圧に応じて発振周波数が変動することを要旨とする。

【００１３】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、交流電源からの全波整流波形をチョークコイル
を介して入力してスイッチング素子によりオンオフして
直流電圧に変換する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記ＤＣ−ＤＣコン
バータへの出力電圧と基準電圧との差からなる誤差信号
の増幅ゲインを設定して出力する誤差信号増幅手段と、
前記交流電源からの全波整流波形と前記誤差信号増幅手
段からの誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目
標値を生成する電流目標値生成手段と、前記スイッチン
グ素子のオン期間に流れるスイッチング電流を検出して
電流検出値として出力するスイッチング電流検出手段
と、前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング
電流の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電
流目標値に達したときに前記スイッチング素子をオフす
るオフ制御手段とを備え、前記誤差信号増幅手段は、前
記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れる前記交流
電源の周波数におけるリップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上
になるように前記増幅ゲインを設定し、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータは、前記力率改善コンバータからの直流電圧
に含まれるリップル電圧に応じて発振周波数が変動する
ことを要旨とする。

【００１４】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、交流電源からの全波整流波形をチョークコイル
を介して入力してスイッチング素子によりオンオフして
直流電圧に変換する力率改善コンバータと、この力率改
善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧に変換して
出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であ
って、前記力率改善コンバータは、前記チョークコイル
に設けられた臨界検出用巻線に発生するリンギング電圧
が第１の基準電圧に達したときにセット信号を発生する
セット信号発生手段と、前記セット信号発生手段からの
セット信号に応じて前記スイッチング素子をオンするオ
ン制御手段と、前記セット信号発生手段からのセット信
号に応じて起動して所定の周波数を有する三角波信号を
発振する三角波発振手段と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
への出力電圧と基準電圧との差からなる誤差信号の増幅
ゲインを設定して出力する誤差信号増幅手段と、前記三
角波発振手段からの三角波信号の電圧値が、前記誤差信
号増幅手段からの誤差信号に達したときに前記スイッチ
ング素子をオフするオフ制御手段とを備え、前記誤差信
号増幅手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧
に現れる前記交流電源の周波数におけるリップル電圧を
１０Ｖｐ−ｐ以上になるように前記増幅ゲインを設定
し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善コンバ
ータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて発
振周波数が変動することを要旨とする。

【００１５】請求項４記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、自励発振型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、電圧擬似共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の周波数制御型
ＤＣ−ＤＣコンバータであることを要旨とする。

【００１６】請求項５記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、周波数変調機能
を有したＤＣ−ＤＣコンバータあることを要旨とする。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態に係る電源装置の構成を示す図である。図１を参照し
て、電源装置の構成について説明する。

【００１８】図１において、交流電源１からフィルタ２
に正弦波電圧が供給されており、フィルタ２を通過した
正弦波電圧は整流器３で全波整流されてフィルタ４を通
過し、フィルタ４からの全波整流波形が力率改善コンバ
ータＰＦＣ５に供給される。フィルタ２，４は、電源装
置から交流電源１側に漏洩するノイズ成分を除去する。

【００１９】力率改善コンバータＰＦＣ５の直流出力
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６に入力されており、ＤＣ−
ＤＣコンバータ６は力率改善コンバータＰＦＣ５から入
力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子７
ａ、７ｂから出力する。また、フィルタ２，４は、図２
に示すπ型ノーマルモードフィルタ、図３に示す最も簡
単なノーマルモードフィルタ、図４に示すノーマルモー
ドフィルタ＋コモンモードフィルタなどから構成されて
いて、省略することも可能である。

【００２０】次に、力率改善コンバータＰＦＣ５の構成
について詳細に説明する。

【００２１】力率改善コンバータＰＦＣ５は、チョーク
コイル６１の主巻線６１ａ、スイッチング素子６２、整
流ダイオード６４、出力コンデンサ６５からなる昇圧チ
ョッパ回路を基本的な構成として有している。チョーク
コイル６１には、主巻線６１ａと臨界検出用巻線６１ｂ
が設けられている。主巻線６１ａの一端はフィルタ４の
一方の出力端子と抵抗５１に接続されており、主巻線６
１ａの他端はスイッチング素子６２のドレインと整流ダ
イオード６４のアノードに接続されている。また、臨界
検出用巻線６１ｂの一端は抵抗６０を介してコンパレー
タ５４の＋入力端子に接続されており、臨界検出用巻線
６１ｂの他端はＧＮＤに接続されている。上述した整流
ダイオード６４のカソードは出力コンデンサ６５の一端
とＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力端子５ａに接続されて
いる。

【００２２】次に、力率改善コンバータＰＦＣ５の制御
系の構成について説明する。コンパレータ５４の＋入力
端子は、抵抗６０、臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮ
Ｄに接続されている。また、コンパレータ５４の−入力
端子には第１の基準電圧５３が入力されている。このコ
ンパレータ５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端
子に入力されている臨界検出用巻線６１ｂに生じた電圧
が第１の基準電圧５３よりも低い場合に、ローレベルの
セット信号をフリップフロップ５９のセット端子に出力
する。

【００２３】フリップフロップ５９のセット入力端子に
は、コンパレータ５４の出力端子が接続されており、リ
セット入力端子にはコンパレータ５６の出力端子が接続
されており、さらに、Ｑ出力端子にはスイッチング素子
６２のゲート端子が接続されている。このフリップフロ
ップ５９では、ローレベルのセット信号がコンパレータ
５４から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号をＱ出
力端子に出力する。また、ハイレベルのリセット信号が
コンパレータ５６から入力した場合に、Ｑ出力端子にロ
ーレベルを出力する。

【００２４】オペアンプ５７の−入力端子にはコンデン
サ６５の端子間電圧が抵抗６６，６７によって分圧され
て入力されており、＋入力端子には第２の基準電圧５８
が入力されており、さらに、オペアンプ５７の−入力端
子と出力端子との間に可変抵抗６８が接続されている。
オペアンプ５７は、抵抗６６，６７，可変抵抗６８によ
り増幅ゲインが設定されており、コンデンサ６５の出力
電圧に対応する分圧電圧と第２の基準電圧５８との差か
らなる誤差信号の増幅ゲインを設定して増幅し、乗算器
５５に供給される。

【００２５】乗算器５５の一方の入力端子にはフィルタ
４からの全波整流波形が抵抗５１，５２により分圧され
た電圧が入力され、他方の入力端子にはオペアンプ５７
からの誤差信号が入力され、乗算器５５により全波整流
波形とこの誤差信号が乗算され、全波整流波形と連動し
た電流目標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子
へ供給される。

【００２６】コンパレータ５６の−入力端子には乗算器
５５からスイッチング電流の電流目標値Ｖｍが供給さ
れ、コンパレータ５６の＋入力端子には電流検出用抵抗
６３が接続されており、スイッチング素子６２がオン期
間にあるときのドレイン−ソース電流に対応する電圧が
電流検出値として入力されている。スイッチング電流が
全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍに達すると、コ
ンパレータ５６からハイレベルのリセット信号がフリッ
プフロップ５９に出力される。

【００２７】次に、本発明の第１の実施の形態に係る電
源装置の動作について説明する。交流電源１が電源装置
に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧
がフィルタ２を通過し、整流器３で全波整流されてフィ
ルタ４を通過し、力率改善コンバータＰＦＣ５に全波整
流波形が供給される。

【００２８】（１）起動時の動作 初めに、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、
臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮＤに接続された状態
になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子
に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ
５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の
方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベ
ルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されてい
る。フリップフロップ５９は、コンパレータ５４からの
セット信号に応じてセットされ、図５に示すタイミング
ｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が
出力されてスイッチング素子６２がオン制御される。

【００２９】スイッチング素子６２がオンすると、図５
に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子６２
のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、フ
ィルタ４から主巻線６１ａ，スイッチング素子６２のド
レイン−ソース、電流検出用抵抗６３を介してＧＮＤへ
とスイッチング電流が流れ、チョークコイル６１にエネ
ルギーが蓄えられる。このとき、スイッチング素子６２
に流れるスイッチング電流は、図５に示すように、スイ
ッチング素子６２のソース−ＧＮＤ間に設けられた電流
検出用抵抗６３により電圧Ｖｓに変換されてコンパータ
５６の＋入力端子に入力され、コンパータ５６で乗算器
５５から出力される全波整流波形と連動した電流目標値
Ｖｍと比較される。

【００３０】（２）電流目標値Ｖｍ オペアンプ５７の−入力端子と出力端子の間には可変抵
抗６８が設けられ、出力コンデンサ６５からの出力電圧
は、抵抗６６，６７によって分圧されてオペアンプ５７
の−入力端子に入力され、出力電圧の分圧値と第２の基
準電圧５８との差からなる誤差信号に対して増幅ゲイン
を設定して増幅し、オペアンプ５７から出力された誤差
信号が乗算器５５に供給される。なお、図６に示す波形
Ｂは、オペアンプ５７から出力された誤差信号を示して
いる。ここで、オペアンプ５７の−入力端子と出力端子
の間に接続された可変抵抗６８により力率改善コンバー
タＰＦＣ５の出力電圧の増幅ゲイン（フィードバックゲ
イン）が低下するように誤差信号の振幅レベルが調整さ
れる。

【００３１】一方、フィルタ４からの全波整流波形は抵
抗５１，５２により分圧されて乗算器５５に入力され
る。なお、図６に示す波形Ａは、フィルタ４から出力さ
れる全波整流波形を示しており、商用電源の周波数の２
倍の周期となっている。乗算器５５では、オペアンプ５
７からの誤差信号とフィルタ４からの全波整流波形を乗
算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目
標値Ｖｍとしてコンパレータ５６の−入力端子へ供給さ
れる。

【００３２】（３）スイッチング素子のオフ制御 図５に示すタイミングｔ２のように、スイッチング電流
の電流検出値が全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍ
に達すると、コンパレータ５６からハイレベルのリセッ
ト信号がフリップフロップ５９に出力される。フリップ
フロップ５９はコンパレータ５６からのリセット信号に
応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていたハ
イレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッチ
ング素子６２がオフ制御される。

【００３３】スイッチング素子６２がオフすると、チョ
ークコイル６１に蓄えられていたエネルギーとフィルタ
４から供給される電圧とが合成され、整流ダイオード６
４を通して出力コンデンサ６５に充電される。この結
果、出力コンデンサ６５には、フィルタ４から供給され
た全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出
力される。図７及び図６に示す波形Ｃは、力率改善コン
バータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５ｂ間の出力電圧の様
子を示す図である。この図のように、従来の力率改善コ
ンバータＰＦＣからの出力電圧にはリップル電圧がなか
ったのに対して、本実施の形態における力率改善コンバ
ータＰＦＣ５からの出力電圧には略１０Ｖｐ−ｐのリッ
プル電圧となっている。

【００３４】（４）スイッチング素子のオン制御 次に、チョークコイル６１に蓄えられていたエネルギー
の放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギン
グ電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転す
る。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４
により比較され、タイミングｔ３において、コンパレー
タ５４からローレベルのセット信号がフリップフロップ
５９に出力される。この結果、コンパレータ５４からの
セット信号に応じてフリップフロップ５９がセットさ
れ、図５に示すタイミングｔ３のように、再び駆動信号
がスイッチング素子６２に入力されてオン制御される。

【００３５】（５）増幅ゲイン（フィードバックゲイ
ン） 本実施の形態では、オペアンプ５７の−入力端子と出力
端子の間に増幅ゲインを調整するための可変抵抗６８を
接続しておき、出力コンデンサ６５からの出力電圧は抵
抗６６，６７によって分圧されてオペアンプ５７の−入
力端子に入力され、オペアンプ５７により第２の基準電
圧５８と比較される。オペアンプ５７は、可変抵抗６８
の調整値に応じて増幅ゲインが決まるので、オペアンプ
５７の増幅ゲイン低下に応じて誤差信号が小さくなる。
交流電源の周波数がＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧
に現れるリップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上になるように
可変抵抗６８を調整して増幅ゲインを設定し、小さい増
幅レベルの誤差信号が乗算器５５に供給される。

【００３６】一方、乗算器５５では誤差信号と全波整流
波形を乗算して全波整流波形と連動した電流目標値Ｖｍ
を生成しているので、電流目標値Ｖｍには商用電源の周
波数の２倍の周期の電圧が必ず生じている。この結果、
力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧に、従来の電源
装置と比較して大きなリップル電圧が発生する。以後、
このような動作の繰り返しにより、力率改善コンバータ
ＰＦＣ５の出力コンデンサ６５における出力電圧は、リ
ップル電圧を有しながら平均電圧が一定に保たれる。同
時に、交流電源１の電流が交流電源１の電圧に追従した
正弦波電流波形となる。

【００３７】次に、本発明の第１の実施の形態に係る電
源装置による効果について説明する。本実施の形態によ
れば、オペアンプ５７の−入力端子と出力端子の間に可
変抵抗６８を設けて力率改善コンバータＰＦＣ５の出力
電圧の増幅ゲイン（フィードバックゲイン）を大幅に下
げ、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧に大きなリ
ップル電圧を発生させているので、可変抵抗６８を程よ
く調整することで、出力電圧リップルを１０Ｖｐ−ｐ以
上に設定することができ、この結果、次のような効果が
現れる。

【００３８】ＤＣ−ＤＣコンバータ６として、例えば図
８に示すように、入力電圧に応じてスイッチング周波数
が変動する自励フライバック方式のコンバータを用いる
こととする。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧が
上述したようなリップル電圧を有しているため、すなわ
ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力電圧が変化している
ため、このＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチング周波
数は大きく変動する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ
６から発生されるノイズの周波数成分が特定の周波数に
集中せずに分散される。

【００３９】ところで、電子機器から発生するノイズ
は、国際規格のＣＩＳＰＲにより規制されており、特
に、ノイズ測定の際に用いられるレシーバーの帯域幅
は、９ｋＨｚと決められている。そこで、力率改善コン
バータＰＦＣ５の出力電圧にリップル電圧を発生させ、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６の入力電圧を変化させること
で、ＤＣ−ＤＣコンバータ６のスイッチング周波数の変
動帯域を９ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズを
大幅に削減することができる。

【００４０】（適用例１）図８は、本発明の第１の実施
の形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用
可能な自励フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１
６を示す図である。ここで、図８を参照して、自励フラ
イバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１６の動作につい
て説明する。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５
ａ，５ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端子１６
ａ，１６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバータＰ
ＦＣ５の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電
圧Ｖｉとなって供給される。

【００４１】まず、入力電圧Ｖｉから起動用抵抗Ｒ６、
抵抗Ｒ７、コンデンサＣ４、補助巻線Ｐ２、電流検出抵
抗Ｒ３の経路でコンデンサＣ４に充電電流が流れる。コ
ンデンサＣ４の電圧がスイッチング素子Ｑ１の閾値Ｖｔ
ｈに達すると、スイッチング素子Ｑ１がオンして１次巻
線Ｐ１に電圧が印加される。１次巻線Ｐ１に電圧が印加
されると、補助巻線Ｐ２に帰還電圧が発生してコンデン
サＣ４の電圧に足され、スイッチング素子Ｑ１を急速に
ターンオンさせる。

【００４２】１次巻線Ｐ１の電流は時間経過とともに上
昇してトランスＴ１にエネルギーが蓄えられる。電流検
出抵抗Ｒ３で検出された電圧とコンデンサＣ３のバイア
ス電圧の合成値が制御トランジスタＱ２のＶｂｅ（Ｖｔ
ｈ）電圧に達すると制御トランジスタＱ２がオンしてス
イッチング素子Ｑ１をターンオフさせる。

【００４３】スイッチング素子Ｑ１がターンオフする
と、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーが２次巻線Ｓ
からダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１により整流平
滑されて出力される。トランスＴ１に蓄えられたエネル
ギーの放出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリン
ギング電圧が発生する。そして、補助巻線Ｐ２に発生し
たこのリンギング電圧で再びスイッチング素子Ｑ１がタ
ーンオンする。以後、この動作の繰り返しにより発振動
作が継続する。

【００４４】出力電圧Ｖｏは、２次側の電圧検出回路１
７により検出され、フォトカプラＰＣ１によりその誤差
信号が１次側に伝えられる。この誤差信号によりフォト
カプラＰＣ１のトランジスタ側が制御されて、コンデン
サＣ３の電圧が調整される。コンデンサＣ３に充電され
る電圧によってスイッチング素子Ｑ１がオフするタイミ
ングが制御されて出力電圧が一定になる。

【００４５】さて、このＤＣ−ＤＣコンバータ１６で
は、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓの巻き数
比と入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏによって固有の発振周
波数が決定される。一般的な自励フライバック方式のコ
ンバータでも、入力電圧が１０Ｖ変動することにより、
スイッチング周波数が数ｋＨｚ変動する。そして、スイ
ッチング周波数の帯域幅は、一般に１０ｋＨｚ程度の帯
域幅を持っているため、スイッチング周波数の帯域が９
ｋＨｚより広がり、ノイズ測定に用いるレシーバのフィ
ルタの帯域外に出ることになり、ノイズの周波数成分を
このレシーバの測定帯域外に分散することができる。

【００４６】従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出
力電圧を入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ１６
においては、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じ
てスイッチング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ１６のスイッチング周波数の変動帯域を９
ｋＨｚ以上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な
効果が得られる。

【００４７】（適用例２）図９は、本発明の第１の実施
の形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用
可能な電圧擬似共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ２６を示
す図である。ここで、図９を参照して、電圧擬似共振型
のＤＣ−ＤＣコンバータ２６の動作について説明する。
力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５ｂが、
ＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力端子２６ａ，２６ｂに
それぞれ接続され、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力
電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ２６の入力電圧Ｖｉとなっ
て供給される。

【００４８】まず、発振器ＯＳＣから出力されるパルス
によりフリップフロップＦＦがセットされスイッチング
素子Ｑ１がターンオンする。スイッチング素子Ｑ１がオ
ンすると、スイッチング電流は時間の経過とともに増加
する。スイッチング電流は、電流検出抵抗Ｒ２により電
圧変換され、２次側からの誤差信号と抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１により合成され基準電圧ＥＳ１とコンパレータ
ＣＯＭＰ１にて比較される。

【００４９】スイッチング電流と誤差信号の合成値が基
準電圧ＥＳ１に達すると、コンパレータＣＯＭＰ１の出
力がハイレベルになりフリップフロップＦＦをリセット
して出力Ｑ１をターンオフする。フリップフロップＦＦ
の出力Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１に蓄えら
れたエネルギーが２次巻線ＳからダイオードＤ２１、コ
ンデンサＣ２１により整流平滑されて出力される。

【００５０】トランスＴ１に蓄えられたエネルギーの放
出が終了すると、トランスＴ１の各巻線にリンギング電
圧が発生する。補助巻線Ｐ２に発生したこのリンギング
電圧をコンパレータＣＯＭＰ２で基準電圧ＥＳ２と比較
する。すなわち、リンギング電圧の発生を検知してフリ
ップフロップＦＦをセットし、スイッチング素子Ｑ１を
再びターンオンさせる。以後、この動作の繰り返しによ
り発振動作が継続する。出力電圧は、２次側の電圧検出
回路２７により検出され、フォトカプラＰＣ１によりそ
の誤差信号が１次側に伝えられる。この誤差信号により
フォトカプラＰＣ１のトランジスタ側が制御されて、抵
抗Ｒ１、コンデンサＣ１によりスイッチング電流の検出
電圧と合成されて、スイッチング素子Ｑ１のオフタイミ
ングが制御され出力電圧が一定になる。

【００５１】さて、このＤＣ−ＤＣコンバータ２６で
も、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓの巻き数
比と入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏ、および、トランスＴ
１のインダクタンスＬとコンデンサＣ２による擬似共振
周波数によって固有の発振周波数が決定される。従っ
て、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧を入力電圧
ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ２６においては、入力
電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じてスイッチング周
波数が大きく変化するので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２６
のスイッチング周波数の変動帯域を９ｋＨｚ以上に分散
することができ、ノイズ低減に大幅な効果が得られる。

【００５２】（適用例３）図１０は、本発明の第１の実
施の形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適
用可能な周波数変調機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ
３６を示す図である。ここで、図１０を参照して、周波
数変調機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３６の動作に
ついて説明する。力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端
子５ａ，５ｂが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の入力端子
３６ａ，３６ｂにそれぞれ接続され、力率改善コンバー
タＰＦＣ５の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ３６の入
力電圧Ｖｉとなって供給される。

【００５３】まず、発振器ＯＳＣから出力されるパルス
により常にスイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを決
定する。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、スイッチ
ング電流は時間の経過とともに増加する。スイッチング
電流は、電流検出抵抗Ｒ６により電圧変換され、２次側
からの誤差信号とコンパレータＣＯＭＰ１により比較さ
れる。

【００５４】スイッチング電流がこの誤差信号の値に達
すると、ＣＯＭＰ１の出力がハイレベルになりフリップ
フロップＦＦをリセットしＱ１をターンオフする。スイ
ッチング素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴ１に
蓄えられたエネルギーが２次巻線ＳからダイオードＤ２
１、コンデンサＣ２１により整流平滑されて出力され
る。やがて、トランスＴ１に蓄えられたエネルギーの全
ての放出の終了の有無に関わらず、発振器ＯＳＣの出力
によりスイッチング素子Ｑ１が再びターンオンする。

【００５５】さて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３６の発振周
波数は、コンデンサＣ１の充放電周期により決定され
る。コンデンサＣ１の充電は、基準電圧ＥＳ２から抵抗
Ｒ２を介して流れる電流と、入力電圧Ｖｉから抵抗Ｒ１
を介して流れる電流により決定される。一般には、抵抗
Ｒ２の電流比率を高く設定し、その充電周期は主に抵抗
Ｒ２で決定される。コンデンサＣ１の放電は発振器ＯＳ
Ｃ内部の放電回路により行われる。ここで、入力電圧Ｖ
ｉが変動すると抵抗Ｒ１の電流も変動し、わずかに充電
周期を変動させる。このため、入力電圧Ｖｉが変動する
と抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の比率により発振周波数が変動す
る。従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧を
入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ３６において
は、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じてスイッ
チング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３６のスイッチング周波数の変動帯域を９ｋＨｚ以
上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な効果が得
られる。

【００５６】（適用例４）図１１は、本発明の第１の実
施の形態に係る電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータ６に適
用可能な電流共振型のＤＣ−ＤＣコンータ４６を示す図
である。ここで、図１１を参照して、電流共振型のＤＣ
−ＤＣコンバータ４６の動作について説明する。力率改
善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５ｂが、ＤＣ−
ＤＣコンバータ４６の入力端子４６ａ，４６ｂにそれぞ
れ接続され、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧が
ＤＣ−ＤＣコンバータ４６の入力電圧Ｖｉとなって供給
される。

【００５７】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御回路
４７から出力される２つのゲート制御信号によりデッド
タイムが設けられて交互にオンオフする。スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２により交互にオンされることで、トラン
スＴ１のリーケージインダクタンスＬｒとコンデンサＣ
３による共振電流が流れる。

【００５８】同時に、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１のイ
ンダクタンスＬｐ１に励磁電流が流れる。この励磁電流
は、負荷電流に関係なくコンデンサＣ３を充放電する。
出力電圧を調整するには、この励磁電流によるコンデン
サＣ３の充放電を制御してコンデンサＣ３の振幅電圧を
変える必要がある。これらは、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の交互にオンオフする発振周波数を可変することに
より可能であり、いわゆる周波数制御することによって
出力電圧を調整できる。

【００５９】さて、出力電圧を定電圧とするこのＤＣ−
ＤＣコンバータ４６では、負荷が一定の場合は、その発
振周波数も一定となる。また、入力電圧が変化すると発
振周波数が変動して出力電圧を一定にするように動作す
る。従って、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧を
入力電圧ＶｉとするＤＣ−ＤＣコンバータ４６において
は、入力電圧Ｖｉのリップル電圧の変動に応じてスイッ
チング周波数が大きく変化するので、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４６のスイッチング周波数の変動帯域を９ｋＨｚ以
上に分散することができ、ノイズ低減に大幅な効果が得
られる。

【００６０】（第２の実施の形態）図１２は、本発明の
第２の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１２を参照して、電源装置の構成について説明す
る。第１の実施の形態においては、図１を参照し、フリ
ップフロップ５９のセット信号は、チョークコイル６１
に蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出
用巻線６１ｂの電圧の反転によってなされている。すな
わち、図１は、電流不連続モードによる力率改善コンバ
ータＰＦＣであり、チョークコイル６１に流れる電流は
ゼロにまで減少する。

【００６１】これに対して、第２の実施の形態における
特徴は、電流連続モードによる力率改善コンバータＰＦ
Ｃであり、発振器７１から出力される例えば矩形波をセ
ット信号としてフリップフロップ５９に入力することに
ある。すなわち、発振器７１から出力される矩形波がロ
ーレベルになる毎にセット信号がフリップフロップ５９
に入力されるので、チョークコイル６１に流れる電流は
ゼロにまで減少せずに連続的に流れることなる。

【００６２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置
の動作については、発振器７１から出力される例えば矩
形波がセット信号としてフリップフロップ５９に入力さ
れ、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されて
スイッチング素子６２がオン制御される点にあり、他の
動作については第１の実施の形態と同様であるので、そ
の説明を省略する。さらに、本発明の第２の実施の形態
に係る電源装置による効果、（適用例１）〜（適用例
４）についても同様であるので、その説明を省略する。

【００６３】（変形例１〜３）図１３は、本発明の第１
および第２の実施の形態に係る電源装置に適用可能な誤
差信号増幅回路の変形例を示す図である。図１３を参照
して、誤差信号増幅回路の構成について説明する。第１
および第２の本実施の形態では、可変抵抗６８により直
流ゲインを調整することを示した。

【００６４】これに対して、変形例１では、図１３
（Ａ）に示すように、オペアンプ５７の−入力端子と出
力端子の間にコンデンサ８１を設けて力率改善コンバー
タＰＦＣ５の出力電圧の交流ゲイン（フィードバックゲ
イン）を大幅に下げ、力率改善コンバータＰＦＣ５の出
力電圧に大きなリップル電圧を発生させている。

【００６５】ここで、コンデンサ８１の容量を程よく調
整するようにして交流ゲインを調整することで、出力電
圧リップルを１０Ｖｐ−ｐ以上に設定することができ
る。また、変形例２では、図１３（Ｂ）に示すように、
オペアンプ５７の−入力端子と出力端子の間に、コンデ
ンサ８３と抵抗８５を直列接続して力率改善コンバータ
ＰＦＣ５の出力電圧の交流ゲイン（フィードバックゲイ
ン）を大幅に下げ、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力
電圧に大きなリップル電圧を発生させている。ここで、
コンデンサ８３の容量と抵抗８５の抵抗値を程よく調整
するようにして交流ゲインおよびカットオフ周波数を調
整することで、出力電圧リップルを１０Ｖｐ−ｐ以上に
設定することができる。

【００６６】さらに、変形例３では、図１３（Ｃ）に示
すように、オペアンプ５７の−入力端子と出力端子の間
に、コンデンサ８１と抵抗８７を並列接続して力率改善
コンバータＰＦＣ５の出力電圧の直流ゲインを調整する
とともに交流ゲイン（フィードバックゲイン）を大幅に
下げ、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力電圧に大きな
リップル電圧を発生させている。ここで、コンデンサ８
１の容量と抵抗８７の抵抗値を程よく調整するようにし
て交流ゲインを調整することで、出力電圧リップルを１
０Ｖｐ−ｐ以上に設定することができる。

【００６７】（第３の実施の形態）図１４は、本発明の
第３の実施の形態に係る電源装置の構成を示す図であ
る。図１４を参照して、電源装置の構成について説明す
る。第３の実施の形態における特徴は、交流電源１の周
波数の半周期内でスイッチング素子６２のオン期間の幅
を変えない三角波電流を用いた力率改善コンバータＰＦ
Ｃであり、昇圧型の力率改善コンバータＰＦＣに、擬似
共振型ボルテージモードで動作する制御回路を用いてフ
ィードバック回路を形成している。

【００６８】すなわち、第１の実施の形態において設け
られていた乗算器５５と電流検出用抵抗６３を削除し、
さらに、コンパレータ５４から出力されるセット信号に
応じてトリガが掛かり三角波を発振する三角波発振器９
１と、オペアンプ５７から出力される増幅後の誤差信号
の電圧値が三角波発振器９１から出力される三角波の電
圧値に達したときにリセット信号をフリップフロップ５
９に出力するコンパレータ５６を設けたことにある。な
お、オペアンプ５７から出力される増幅後の誤差信号の
電圧値は、可変抵抗６８とコンデンサ９３により十分応
答が遅くなるため、交流電源１の周波数の半周期以上ほ
ぼ一定の値となる。

【００６９】ここで、チョークコイル６１に流れる電流
が必ず三角波になるように、チョークコイル６１のイン
ダクタンス値（Ｌ値）を選んでおき、フィードバック応
答時間を交流電源の周波数の半周期以上にすることで、
半周期内のスイッチング素子６２のオン期間の幅がほぼ
固定される。

【００７０】さらに、スイッチング素子６２のオン期間
の幅が固定されることによりスイッチング電流Ｉｐは、
ＴとＬが固定されることで、

【数１】Ｉｐ＝Ｅ×Ｔ／Ｌ ・・・（１） 入力電圧Ｅに比例した値が決まる。

【００７１】このため、チョークコイル６１に流れる電
流は、昇り勾配の三角波と下り勾配の三角波で満たされ
るため、ピーク電流の１／２が入力電流となる。すなわ
ち、入力電流波形に比例した正弦波電流波形となる。

【００７２】次に、本発明の第３の実施の形態に係る電
源装置の動作について説明する。交流電源１が電源装置
に印加されると、交流電源１から供給される正弦波電圧
がフィルタ２を通過し、整流器３で全波整流されてフィ
ルタ４を通過し、力率改善コンバータＰＦＣ５に全波整
流波形が供給される。

【００７３】（１）起動時の動作 初めに、コンパレータ５４の＋入力端子は、抵抗６０、
臨界検出用巻線６１ｂを介してＧＮＤに接続された状態
になっており、同時に、コンパレータ５４の−入力端子
に第１の基準電圧５３が入力されている。コンパレータ
５４では、両入力電圧が比較され、＋入力端子の電圧の
方が低電位であるので、コンパレータ５４からローレベ
ルのセット信号がフリップフロップ５９に出力されてい
る。フリップフロップ５９は、コンパレータ５４からの
セット信号に応じてセットされ、図５に示すタイミング
ｔ１のように、Ｑ出力端子からハイレベルの駆動信号が
出力されてスイッチング素子６２がオン制御される。

【００７４】スイッチング素子６２がオンすると、図５
に示すタイミングｔ１のように、スイッチング素子６２
のドレイン電圧Ｖｄは０Ｖ近くに低下する。そして、フ
ィルタ４から主巻線６１ａ，スイッチング素子６２のド
レイン−ソースを介してＧＮＤへとスイッチング電流が
流れ、チョークコイル６１にエネルギーが蓄えられる。

【００７５】（２）誤差信号 オペアンプ５７の−入力端子と出力端子の間には可変抵
抗６８とコンデンサ９３とが並列接続され、出力コンデ
ンサ６５からの出力電圧は、抵抗６６，６７によって分
圧されてオペアンプ５７の−入力端子に入力され、出力
電圧の分圧値と第２の基準電圧５８との差からなる誤差
信号に対して増幅ゲインを設定して増幅し、オペアンプ
５７から出力された誤差信号がコンパレータ５６の−入
力端子に供給される。なお、図６に示す波形Ｂは、オペ
アンプ５７から出力された誤差信号を示している。

【００７６】ここで、オペアンプ５７の−入力端子と出
力端子の間に接続された可変抵抗６８により力率改善コ
ンバータＰＦＣ５の出力電圧の増幅ゲイン（フィードバ
ックゲイン）が低下するように誤差信号の振幅レベルが
調整され、コンパレータ５６の−入力端子へ供給され
る。

【００７７】（３）スイッチング素子のオフ制御 起動時に、コンパレータ５４からローレベルのセット信
号がフリップフロップ５９に出力されると、同時に、こ
のセット信号は三角波発振器９１に入力されてトリガが
掛かり三角波が発振される。三角波発振器９１から出力
された三角波は、コンパレータ５６の＋入力端子に入力
される。なお、三角波発振器９１では、コンパレータ５
４から次のセット信号が入力されるまで、例えば約１０
０ｋＨｚの周波数で三角波を発振している。

【００７８】コンパレータ５６は、オペアンプ５７から
出力される増幅後の誤差信号の電圧値が三角波発振器９
１から出力される三角波の電圧値に達したときに、リセ
ット信号をフリップフロップ５９に出力する。フリップ
フロップ５９は、コンパレータ５６からのリセット信号
に応じてリセットされ、Ｑ出力端子から出力されていた
ハイレベルの駆動信号がローレベルに切り替わりスイッ
チング素子６２がオフ制御される。

【００７９】スイッチング素子６２がオフすると、チョ
ークコイル６１に蓄えられていたエネルギーとフィルタ
４から供給される電圧とが合成され、整流ダイオード６
４を通して出力コンデンサ６５に充電される。

【００８０】この結果、出力コンデンサ６５には、フィ
ルタ４から供給された全波整流波形のピーク値より高く
昇圧された電圧が出力される。図７及び図６に示す波形
Ｃは、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力端子５ａ，５
ｂ間の出力電圧の様子を示す図である。この図のよう
に、従来の力率改善コンバータＰＦＣからの出力電圧に
はリップル電圧がなかったのに対して、本実施の形態に
おける力率改善コンバータＰＦＣ５からの出力電圧には
略１０Ｖｐ−ｐのリップル電圧となっている。

【００８１】（４）スイッチング素子のオン制御 次に、チョークコイル６１に蓄えられていたエネルギー
の放出が終了すると、臨界検出用巻線６１ｂにリンギン
グ電圧が発生し、臨界検出用巻線６１ｂの電圧が反転す
る。この電圧は第１の基準電圧５３とコンパレータ５４
により比較され、コンパレータ５４からローレベルのセ
ット信号がフリップフロップ５９に出力される。この結
果、コンパレータ５４からのセット信号に応じてフリッ
プフロップ５９がセットされ、再び駆動信号がスイッチ
ング素子６２に入力されてオン制御される。同時に、こ
のセット信号は三角波発振器９１に入力されてトリガが
掛かり三角波の発振がセット信号に同期が取られる。

【００８２】（５）増幅ゲイン（フィードバックゲイ
ン） 本実施の形態では、オペアンプ５７の−入力端子と出力
端子の間に増幅ゲインを調整するための可変抵抗６８と
コンデンサ９３を並列接続しておき、出力コンデンサ６
５からの出力電圧は抵抗６６，６７によって分圧されて
オペアンプ５７の−入力端子に入力され、オペアンプ５
７により第２の基準電圧５８と比較される。オペアンプ
５７は、可変抵抗６８の調整値とコンデンサ９３に応じ
て増幅ゲインが決まるので、オペアンプ５７の増幅ゲイ
ン低下に応じて誤差信号が小さくなる。

【００８３】交流電源の周波数がＤＣ−ＤＣコンバータ
への出力電圧に現れるリップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上
になるように可変抵抗６８を調整して増幅ゲインを設定
し、小さい増幅レベルの誤差信号がコンパレータ５６に
供給される。ここで、オペアンプ５７から出力される増
幅後の誤差信号の電圧値は、可変抵抗６８とコンデンサ
９３により十分応答が遅くなるため、交流電源１の周波
数の半周期以上ほぼ一定の値となる。一方、チョークコ
イル６１に流れる電流が必ず三角波になるので、フィー
ドバック応答時間を交流電源の周波数の半周期以上にす
ることができ、半周期内のスイッチング素子６２のオン
期間の幅がほぼ固定されるようになる。

【００８４】さらに、スイッチング素子６２のオン期間
の幅が固定されることによりスイッチング電流Ｉｐは、
ＴとＬが固定されることで、上記（１）式により入力電
圧Ｅに比例した値が決まる。この結果、チョークコイル
６１に流れる電流は、昇り勾配の三角波と下り勾配の三
角波で満たされるため、ピーク電流の１／２が入力電流
となり、入力電流波形に比例した正弦波電流波形とな
る。

【００８５】この結果、力率改善コンバータＰＦＣ５の
出力電圧に、従来の電源装置と比較して大きなリップル
電圧が発生する。以後、このような動作の繰り返しによ
り、力率改善コンバータＰＦＣ５の出力コンデンサ６５
における出力電圧は、リップル電圧を有しながら平均電
圧が一定に保たれる。同時に、交流電源１の電流が交流
電源１の電圧に追従した正弦波電流波形となる。

【００８６】なお、図１４にはオペアンプ５７に可変抵
抗６８とコンデンサ９３が接続されている誤差信号増幅
回路の一例を示したが、本実施の形態はこのような場合
に限定されるものではなく、図１３に示すような誤差信
号増幅回路の変形例１〜３を適用することができる。

【００８７】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、力率改善コンバータの出力電圧に商用電源の周波数
の２倍の１０Ｖｐ−ｐ以上の大きなリップル電圧が発生
するため、供給される電源電圧で周波数が変わるＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数も、これらのリッ
プル電圧に応じて周波数変調される。このため、ＤＣ−
ＤＣコンバータのスイッチング周波数におけるノイズレ
ベルは、周波数変調により分散されノイズレベルの大幅
な低減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置の構
成を示す図である。

【図２】フィルタ２，４に適用可能なπ型ノーマルモー
ドフィルタの回路である。

【図３】フィルタ２，４に適用可能なノーマルモードフ
ィルタの回路である。

【図４】フィルタ２，４に適用可能なノーマルモードフ
ィルタ＋コモンモードフィルタの回路である。

【図５】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ためのタイミングチャートである。

【図６】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ための各所の波形Ａ，Ｂ，Ｃである。

【図７】力率改善コンバータＰＦＣ５の動作を説明する
ための波形である。

【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な自励フラ
イバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ１６の回路であ
る。

【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な電圧擬似
共振型のＤＣ−ＤＣコンバータ２６の回路である。

【図１０】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な周波数
変調機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータ３６の回路であ
る。

【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータ６に適用可能な電流共
振型のＤＣ−ＤＣコンバータ４６の回路である。

【図１２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１３】本発明の第１および第２の実施の形態に係る
電源装置に適用可能な誤差信号増幅回路の変形例１〜３
を示す図（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）である。

【図１４】本発明の第３の実施の形態に係る電源装置の
構成を示す図である。

【図１５】従来の電源装置の回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２，４ フィルタ ３ 整流器 ５ 力率改善コンバータＰＦＣ ６ ＤＣ−ＤＣコンバータ ５４、５６ コンパレータ ５５ 乗算器 ５９ フリップフロップ ５７ オペアンプ ６１ チョークコイル ６２ スイッチング素子 ６４ 整流ダイオード ６５ 出力コンデンサ ６６，６７，８５，８７ 抵抗 ６８ 可変抵抗 ７１ 発振器 ８１，８３、９３ コンデンサ ９１ 三角波発振器

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を入力して直流電圧に変換して
   出力する力率改善コンバータと、この力率改善コンバー
   タからの直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧に現れる交流電
   源の周波数におけるリップル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上に
   設定するリップル電圧設定手段を備え、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改善コンバータ
   からの直流電圧に含まれるリップル電圧に応じて発振周
   波数が変動することを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源からの全波整流波形をチョーク
   コイルを介して入力してスイッチング素子によりオンオ
   フして直流電圧に変換する力率改善コンバータと、 この力率改善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧
   に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電
   源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧と基準電圧との
   差からなる誤差信号の増幅ゲインを設定して出力する誤
   差信号増幅手段と、 前記交流電源からの全波整流波形と前記誤差信号増幅手
   段からの誤差信号とから全波整流波形と連動した電流目
   標値を生成する電流目標値生成手段と、 前記スイッチング素子のオン期間に流れるスイッチング
   電流を検出して電流検出値として出力するスイッチング
   電流検出手段と、 前記スイッチング電流検出手段からのスイッチング電流
   の電流検出値が、前記電流目標値生成手段からの電流目
   標値に達したときに前記スイッチング素子をオフするオ
   フ制御手段とを備え、 前記誤差信号増幅手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ
   の出力電圧に現れる前記交流電源の周波数におけるリッ
   プル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上になるように前記増幅ゲイ
   ンを設定し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改
   善コンバータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に
   応じて発振周波数が変動することを特徴とする電源装
   置。
3. 【請求項３】 交流電源からの全波整流波形をチョーク
   コイルを介して入力してスイッチング素子によりオンオ
   フして直流電圧に変換する力率改善コンバータと、 この力率改善コンバータからの直流電圧を別の直流電圧
   に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電
   源装置であって、 前記力率改善コンバータは、 前記チョークコイルに設けられた臨界検出用巻線に発生
   するリンギング電圧が第１の基準電圧に達したときにセ
   ット信号を発生するセット信号発生手段と、 前記セット信号発生手段からのセット信号に応じて前記
   スイッチング素子をオンするオン制御手段と、 前記セット信号発生手段からのセット信号に応じて起動
   して所定の周波数を有する三角波信号を発振する三角波
   発振手段と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの出力電圧と基準電圧との
   差からなる誤差信号の増幅ゲインを設定して出力する誤
   差信号増幅手段と、 前記三角波発振手段からの三角波信号の電圧値が、前記
   誤差信号増幅手段からの誤差信号に達したときに前記ス
   イッチング素子をオフするオフ制御手段とを備え、 前記誤差信号増幅手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへ
   の出力電圧に現れる前記交流電源の周波数におけるリッ
   プル電圧を１０Ｖｐ−ｐ以上になるように前記増幅ゲイ
   ンを設定し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記力率改
   善コンバータからの直流電圧に含まれるリップル電圧に
   応じて発振周波数が変動することを特徴とする電源装
   置。
4. 【請求項４】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 自励発振型ＤＣ−ＤＣコンバータ、電圧擬似共振型ＤＣ
   −ＤＣコンバータ、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ等
   の周波数制御型ＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴
   とする請求項１，２，３の何れか１つに記載の電源装
   置。
5. 【請求項５】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、 周波数変調機能を有したＤＣ−ＤＣコンバータあること
   を特徴とする請求項１，２，３の何れか１つに記載の電
   源装置。