JPH08111978A

JPH08111978A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH08111978A
Application number: JP27178194A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-11
Filing date: 1994-10-11
Publication date: 1996-04-30

Abstract

(57)【要約】【目的】例えば少なくとも力率改善対応と非対応の２
種類のタイプに分ける必要があるようなスイッチング電
源装置において、生産管理が容易でコスト的にも有利な
ものを得ることを目的とする。【構成】力率改善対応と非対応とでそれぞれ必要とさ
れる変更部品が実装された変更回路基板Ｋ₁ 、あるいは
Ｋ₂ を差換えて装着するだけで、力率改善対応と非対応
のスイッチング電源装置を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源装置に
関わり、例えば力率改善回路の装備の有無を選択して構
成するようなスイッチング電源装置に適用して好適なも
のとされる。

【０００２】

【従来の技術】近年、高周波の比較的大きい電流及び電
圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によっ
て、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源装置
としては、大部分がスイッチング方式の電源装置になっ
ている。スイッチング電源はスイッチング周波数を高く
することによりトランスその他のデバイスを小型にする
と共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電
子機器の電源として使用される。

【０００３】ところで、一般に商用電源を整流すると平
滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用
効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。ま
た、歪み電流波形となることによって発生する高調波を
抑圧するための対策が必要とされている。電源の力率を
改善するためには、例えばチョークインプット方式の整
流回路を使用すること知られており、この場合には最も
簡単な方法とされ、電磁ノイズの対策（ＥＭＩ）の上で
も好ましい。また、スイッチング電源の断続電圧を利用
して、平滑コンデンサの平均的な充電電圧を低下し、整
流素子の導通角を広げて力率の改善を図るようにしたＭ
ａｇｎｅｔ−Ｓｗｉｔｃｈ方式（以下、ＭＳ方式とい
う）が考えられている。

【０００４】そして、先に本出願人により、絶縁型のコ
ンバータトランス（以降、絶縁トランスという）の一次
側あるいは二次側からスイッチング出力に応じた電圧を
チョークコイルに励起するようにした磁気結合トランス
を設けて、これによりブリッジ整流回路の整流出力にス
イッチング周期の電圧を重畳することで力率改善を図る
ようにされたスイッチング電源回路が提案されており、
（特願平６−１９２７３７）。これによれば、通常のＭ
Ｓ方式により力率改善を図っているスイッチング電源回
路よりも整流平滑電圧Ｖｉの変動を容易に抑制すること
が可能となる。

【０００５】図５は上記磁気結合トランスを備えて構成
されるスイッチング電源回路の一例を示す回路図であ
る。この図においてＡＣは商用の交流電源を示し、この
交流電源ＡＣに対して設けられるＣＭＣはコモンモード
チョークコイルとされ、その前段の両極ライン間に挿入
されルＣ_L はアクロスコンデンサを示している。また、
この交流電源ＡＣに対しては、コモンモードチョークコ
イルＣＭＣの後段に、フィルタチョークコイルＬ_N 及び
フィルタコンデンサＣ_N のインピーダンス素子より構成
されるＬＣローパスフィルタが設けられており、これは
スイッチング周波数の高周波ノイズがＡＣラインに流入
するのを阻止するためのものとされる。Ｄ₁ は４本のダ
イオードからなるブリッジ整流回路とされ、入力された
交流電源ＡＣについて全波整流を行う。なお、破線で示
す２本の整流ダイオードについては、いわゆる高速リカ
バリ型（Ｄ_FRとして示す）が用いられており、これは後
述するように全波整流出力ラインにスイッチング周期の
高周波電流が流れることから、これに対応して、ブリッ
ジ整流回路を形成するダイオードのうち、少なくともい
ずれか２本を高速リカバリ型とすることが必要とされる
ことによる。この全波整流出力は、突入電流制限抵抗Ｒ
ｉ、後述する磁気結合トランスＭＣＴを介して平滑コン
デンサＣｉに充電される。ここで、突入電流制限抵抗Ｒ
ｉは電源オン時のサージ電流を抑制して回路を保護する
ために挿入されているもので、交流電源ＡＣのラインに
対して設けられても良い。

【０００６】Ｑ₁ 、Ｑ₂ はハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路を形成するスイッチング素子で、これらスイッ
チング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ は、平滑コンデンサＣｉの正極側
の接続点とアース間に対してそれぞれのコレクタ、エミ
ッタを介して接続される。また、抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ は起動
抵抗を、またスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤ_D1、Ｄ_D2はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗Ｒ₅ 、Ｒ₅ はそれぞれ、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ドライブ電
流）調整用抵抗を示している。そして、Ｃ₅ 、Ｃ₅ は共
振用のコンデンサであり、次に説明するドライブトラン
スＰＲＴの駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B と共に、自励発振用の共
振回路を形成している。

【０００７】ＰＲＴは、この場合スイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング周波数を可変制御するドライブ
トランスを示し、この図の場合には駆動巻線Ｎ_B 、Ｎ_B
及び共振電流検出巻線Ｎ_D が巻回され、更にこれらの各
巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交する方向に巻回された
直交型の可飽和リアクトルとされている。このドライブ
トランスＰＲＴのスイッチング素子Ｑ₁ 側の駆動巻線Ｎ
_B の一端はコンデンサＣ₅ に、他端はスイッチング素子
Ｑ₁ のエミッタに接続される。また、スイッチング素子
Ｑ₂ 側の駆動巻線Ｎ_B の一端はアースに接地され、他端
はコンデンサＣ₅ と接続されて、スイッチング素子Ｑ₁
の前記駆動巻線Ｎ_B と逆の極性の電圧が出力されるよう
になされている。また、電流検出巻線Ｎ_D はその一端が
磁気結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ と接続され、他
端は共振コンデンサＣ₁ を介して絶縁トランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ₁ に対して接続される。

【０００８】ＰＩＴはスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のス
イッチング出力を二次側に伝送するための絶縁トランス
で、この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ の一端は共
振コンデンサＣ₁ を介して電流検出巻線Ｎ_D と直列に接
続され、他端はアースに対して接地されている。そし
て、これら共振コンデンサＣ₁ 及び一次巻線Ｎ₁ を含む
絶縁トランスＰＩＴのインダクタンス成分により共振回
路を形成している。二次側では、一次巻線Ｎ₁ に流れる
スイッチング出力により、二次巻線Ｎ₂ に誘起される誘
起電圧が、ブリッジ整流回路Ｄ₄ 及び平滑コンデンサＣ
₃ により直流電圧に変換されて出力電圧Ｅ₀ として出力
される。制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力Ｅ
_O と、基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を
制御電流Ｉ_C としてドライブトランスＰＲＴの制御巻線
Ｎ_C に供給する。

【０００９】この図において、ＭＣＴが磁気結合トラン
スとされる。この磁気結合トランスＭＣＴは、通常のＭ
Ｓ方式においては平滑コンデンサＣｉへの充電ラインに
挿入されるチョークコイルに相当する巻線Ｎｉ（Ｌｉは
自己インダクタンスを示す）を、スイッチング電圧が伝
送される二次巻線としている。また、通常のＭＳ方式で
は絶縁トランスＰＩＴの三次巻線に相当する巻線Ｎ₃
（インダクタンスＬ₃ ）を一次巻線としており、フェラ
イトコアによって両巻線を例えば１：１の巻線比で密結
合したものである。ここでは、磁気結合トランスＭＣＴ
の一次巻線Ｎ₃ は、その一端がスイッチング素子Ｑ₁ 、
Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点と接続され、他端は
絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ に対して、電流検出
巻線Ｎ_D 、共振コンデンサＣ₁ を介して直列接続されて
いる。

【００１０】上記構成のスイッチング電源のスイッチン
グ動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例
えば起動抵抗Ｒ₆ 、Ｒ₆ を介してスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ のベースにベース電流が供給されることになる
が、例えばスイッチング素子Ｑ₁ が先にオンとなったと
すれば、スイッチング素子Ｑ₂ はオフとなるように制御
される。そしてスイッチング素子Ｑ₁ の出力として、磁
気結合トランスＭＣＴの二次巻線Ｎ₃ →電流検出巻線Ｎ
_D →コンデンサＣ₁ →一次巻線Ｎ₁ と共振電流が流れる
が、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ
₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなるように制
御される。そして、スイッチング素子Ｑ₂を介して先と
は逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子
Ｑ₁ 、Ｑ₂が交互にオンとなる自励式のスイッチング動
作が開始される。このように、平滑コンデンサＣ_i の端
子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ が
交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁トランスの一
次側巻線Ｎ₁ に共振電流波形に近いドライブ電流を供給
し、二次側の巻線Ｎ₂ に交番出力を得る。

【００１１】また、二次側の直流出力電圧（Ｅ_O ）が低
下した時は制御回路１によって制御巻線Ｎ_C に流れる電
流が制御され、スイッチング周波数が低くなるよう（共
振周波数に近くなるように）にされて、一次巻線Ｎ₁ に
流すドライブ電流が増加するように制御して定電圧化を
図っている。

【００１２】そして、力率改善動作としては磁気結合ト
ランスＭＣＴにより、絶縁トランスＰＩＴに流れる共振
電流に対応するスイッチング電圧を、磁気結合トランス
ＭＣＴ一次巻線Ｎ₃ により、その二次巻線Ｎｉの自己イ
ンダクタンスＬｉに励起するようにしている。したがっ
てブリッジ整流回路で整流された全波整流電圧は、自己
インダクタンスＬｉの巻線Ｎｉでスイッチング電圧が重
畳されて平滑用のコンデンサＣｉに充電されることにな
り、このスイッチング電圧の重畳分によって、平滑コン
デンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げる
ことになる。すると、ブリッジ整流回路の整流電圧レベ
ルよりコンデンサＣｉの端子電圧が低下している期間に
充電電流が流れるようになり、この期間がゼロボルト近
傍にまでおよぶように、上記磁気結合トランスＭＣＴの
巻数あるいは巻線比等を設定することによって力率が１
に近い値を示すことになる。すなわち、平均的な交流入
力電流がＡＣ電圧波形と同様になって力率改善が図られ
る。

【００１３】そして、磁気結合トランスを用いた電源回
路では、軽負荷時に絶縁トランスＰＩＴのドライブ電流
が小さくなるから、このドライブ電流によって磁気結合
トランスＭＣＴの二次側に誘起されるスイッチング信号
も小さいものになる。したがって、軽負荷時には充電電
流のレベルが小さくなり、重負荷時には充電電流が大き
くなるため、特に軽負荷時に平滑コンデンサＣｉの端子
電圧が異常に上昇する現象を解消し、通常のＭＳ方式で
は困難だったレギュレーションの改善を行うことができ
る。このため、例えば交流入力電圧Ｖ_AC±２０％の変動
に対しても整流平滑電圧Ｖｉの変動は抑制されるので、
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ および平滑コンデンサＣｉ
等の耐圧向上を図る必要はなくなる。

【００１４】また、ＭＳ方式の力率改善手段を電流共振
形コンバータによるスイッチング電源回路に応用した発
明が、先に本出願人により提案されている（特願平６−
２１０７４０）。そして、図６の回路図にこの発明に基
づいて構成されるスイッチング電源回路の一例を示す。

【００１５】この場合にはハーフブリッジによる自励式
の電流共振形コンバータとされていると共に、更に倍電
圧整流回路により交流入力電圧の二倍程度の整流平滑電
圧が得られるように構成されることで、例えば重負荷時
の使用にも対応可能とされている。なお、図５と同一部
分は同一符号を付して説明を省略することとする。

【００１６】ＭＳ方式においては、絶縁トランスＰＲＴ
に設けられた三次巻線Ｎ₃ と、この三次巻線Ｎ₃ と直列
に接続されるチョークコイルＣＨとにより後述するよう
にして力率改善を行うが、この図の回路では、これらの
チョークコイルＣＨ及び三次巻線Ｎ₃ は交流ラインに設
けられている。この場合、突入電流制限抵抗Ｒｉも交流
ラインに挿入されている。

【００１７】Ｄ_A 及びＤ_B は整流ダイオードであり、こ
こで両者は破線Ｄ_FRとして示しているように共に高速リ
カバリ型を用いている。ダイオードＤ_A のアノードとダ
イオードＤ_B のカソードとの接続点はチョークコイルＣ
Ｈの一端に対して接続されており、ダイオードＤ_A のカ
ソードは平滑コンデンサＣｉ₁ の正極と接続され、ダイ
オードＤ_B のアノードはアースに接地される。また、図
のように平滑コンデンサはＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ が直列接続さ
れて、ダイオードＤ_B を介するようにして交流ラインの
正極側に接続されている。また、平滑コンデンサＣｉ
₁ ，Ｃｉ₂ の接続点に対して交流ラインの負極側に接続
されている。

【００１８】また、この回路ではスイッチング素子Ｑ
₁ 、Ｑ₂ はドライブトランスＣＤＴ（Converter Drive
Transformer ）により駆動されて、スイッチング周波数
は固定とされる。そして、制御巻線Ｎ_C を絶縁トランス
に対して他の巻線に直交するように設けることで、この
絶縁トランスがＰＲＴ（Power Regulation Transforme
r）とされる。したがって、この回路の定電圧制御とし
ては、制御回路２が直流出力電圧Ｅ_O の変動に応じたレ
ベルの電流を制御巻線Ｎ_C に流すことで、絶縁トランス
ＰＲＴの漏洩磁束をコントロールする、いわゆる直列共
振周波数制御方式とされる。

【００１９】この回路における倍電圧動作としては、交
流電源ＡＣが正の期間の充電経路は、ＡＣ→ＣＭＣ（正
極側）→フィルタチョークコイルＬ_N →突入電流制限抵
抗Ｒｉ→三次巻線Ｎ₃ →チョークコイルＣＨ→ダイオー
ドＤ_A →平滑コンデンサＣｉ₁ →ＣＭＣ（負極側）→Ａ
Ｃとなり、平滑コンデンサＣｉ₁ に対して充電が行われ
る。また、交流電源ＡＣが負の期間の充電経路は、ＡＣ
→ＣＭＣ（負極側）→平滑コンデンサＣｉ₂ →ダイオー
ドＤ_B →チョークコイルＣＨ→三次巻線Ｎ₃ →突入電流
制限抵抗Ｒｉ→フィルタチョークコイルＬ_N →ＣＭＣ
（正極側）→ＡＣとなって、平滑コンデンサＣｉ₂ に充
電される。このような充電動作により、直列接続される
平滑コンデンサＣｉ₁ ，Ｃｉ₂ の両端に交流入力電圧の
ほぼ２倍に相当する整流平滑電圧が得られることにな
る。

【００２０】また、この回路では前述のように絶縁トラ
ンスＰＲＴは三次巻線Ｎ₃ が巻回されており、この三次
巻線Ｎ₃ に誘起されるスイッチング電圧Ｖ₃ がチョーク
コイルＣＨ及び平滑コンデンサＣ_i 間に供給される。す
なわち平滑コンデンサＣ_i の充電路にスイッチング電圧
が供給されるように構成されている。したがって整流さ
れた全波整流電圧は、チョークコイルＣＨを通過した
後、スイッチング電圧が重畳され平滑用のコンデンサＣ
_i に充電される。したがって、この場合にも平滑コンデ
ンサＣｉの端子電圧をスイッチング周期で引き下げる作
用が得られ、整流回路側から流出する電流の流通角が拡
大して、その平均値は正弦波に近い充電電流になってい
き、交流電流の高調波歪みが少なくなって力率が向上す
る。

【００２１】図７は、図５の回路図と同様に、磁気結合
トランスを備えて力率改善を図ったスイッチング電源回
路例とされ、図５と同一部分は同一符号を付して説明を
省略する。この回路においては、絶縁トランスＰＩＴの
二次側にさらに二次巻線Ｎ_2Aが設けられて、この二次巻
線Ｎ_2Aの両端にそれぞれ設けられる整流ダイオードＤ
₅ 、Ｄ₆ と平滑コンデンサＣ₄ によって直流出力電圧Ｅ
₁ を得るようにしている。そし、この場合、磁気結合ト
ランスＭＣＴの一次側巻線Ｎ₃ の両端が二次巻線Ｎ_2Aの
両端に接続されて、二次巻線Ｎ_2Aに励起されるスイッチ
ング電圧が磁気結合トランスＭＣＴの一次側巻線Ｎ₃ に
得られるようにしている。

【００２２】さらに、この図に示す回路では、磁気結合
トランスＭＣＴについて制御巻線Ｎ_C が巻線Ｎｉ，Ｎ₃
に対して直交するように設けられた可飽和リアクトルと
して構成している。この制御巻線Ｎ_C は一方の端部がア
ースに接地され、他端は次に説明するトランジスタＱ₃
のコレクタと接続されている。Ｑ₃ は制御巻線Ｎ_C に制
御電流Ｉ_C を供給するためのトランジスタであり、エミ
ッタに接続されている抵抗Ｒ₃ と共にＡ級増幅器を形成
している。ベースは、整流平滑電圧Ｖｉを抵抗Ｒ₁ 、Ｒ
₂ により分圧した分圧点に対して接続されている。ま
た、エミッタは抵抗Ｒ₃ を介して、整流ダイオードＤ₇
と平滑コンデンサＣ₂ の接続点に対して接続される。上
記整流ダイオードＤ₇ と平滑コンデンサＣ₂ からなる整
流平滑回路は、絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₄ を巻
上げて形成されている巻線Ｎ₄ に現れた交流電圧を直流
に変換して、抵抗Ｒ₃ を介してトランジスタＱ₃ のエミ
ッタに供給する。

【００２３】このような回路構成の場合には、抵抗Ｒ
₁ 、Ｒ₂ により整流平滑電圧Ｖｉを検出して、整流平滑
電圧Ｖｉのレベルに応じたトランジスタＱ₃ のベース電
流を流すようにされる。例えば、整流平滑電圧Ｖｉが上
昇するとトランジスタＱ₃ のベース電流が増加してコレ
クタ電流、つまり制御電流Ｉ_C は減少する。これによっ
て、磁気結合トランスＭＣＴの巻線Ｎｉ，Ｎ₃ の各イン
ダクタンスＬ₃ ，Ｌｉは増加するが、これによって磁気
結合トランスＭＣＴの一次巻線Ｎ₃ から二次巻線Ｎｉへ
の伝送効率が上がる。例えば、磁気結合トランスＭＣＴ
を直交型の可飽和リアクトルとして構成しない場合に
は、負荷電力が一定であれば交流入力電圧の上昇に伴っ
て力率は低下していくような性質を有するが、この図の
回路の場合には交流入力電圧の変化に関わらず力率を一
定に保つことができる。従って、この図の回路構成は交
流入力電圧１００Ｖ系〜２００Ｖ系に対応する、いわゆ
るワイドレンジ対応のスイッチング電源装置として有効
なものとなる。このように、各種タイプのスイッチング
電源に力率改善手段を施してスイッチング電源装置を構
成することが行われている。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ある一機種
に対してスイッチング電源装置を搭載する場合、例えば
コンバータ形式や定電圧制御方式、さらには整流方式な
どが同一タイプの電源回路であっても、スイッチング電
源装置に力率改善手段を施す必要がある場合と、特に力
率改善を必要としない場合とに別れるような場合があ
る。そして、力率改善が必要なければ、重量やコストの
観点から、例えば上記図５〜図７に示したような力率改
善のための回路部品は省略したほうが好ましい。

【００２５】そこで、上記のような事情に対応する方策
として、例えば同じタイプで構成された電源回路につい
て、力率改善に対応して構成した回路部品が実装された
ものと、力率改善に対応しない回路構成が実装されたも
のとで、少なくとも２種類の異なる実装基板を用意し、
力率改善の必要の有無に応じてこれらの実装基板のいず
れかを選んで機器に搭載するようにして、余計なコスト
が掛からないようにしている、ところが、実際には同一
機種に対して異なる複数種の実装基板が存在するために
管理が複雑になってしまい、製品化までのプロセスにお
いて支障をきたすという問題があり、コスト的にも特に
有利とはいえない場合がある。

【００２６】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た問題点を考慮して、例えば少なくとも力率改善対応と
非対応の２種類のタイプに分ける必要があるようなスイ
ッチング電源装置において、生産管理が容易でコスト的
にも有利なものを得ることを目的とする。

【００２７】このため、交流入力電圧を整流回路及び平
滑回路により整流平滑化した整流平滑電圧を断続してコ
ンバータトランスの一次側に供給するスイッチング回路
部を備えたスイッチング電源装置において、電源回路
を、力率改善対応／非対応に関わらず固定可能な部品群
よりなる固定回路部と、力率改善対応の電源回路とする
ための構成部品の一部又は全ての部品群よりなる第１の
変更回路部と、力率改善非対応の電源回路とするための
部品群よりなる第２の変更回路部とに分割し、固定回路
部に対して第１の変更回路部と第２の変更回路部のみを
替えることにより力率改善対応と非対応の電源回路を形
成可能に構成することとした。

【００２８】そして、固定回路部と第１及び第２の変更
回路部は、それぞれ別体の実装基板として構成し、これ
ら第１及び第２の変更回路部の実装基板は、それぞれ固
定回路部の基板に対して差し替え可能に構成することと
した。また、第１及び第２の変更回路部の実装基板は、
共通の基板部を用いることとした。

【００２９】また、スイッチング回路部としては、自励
式あるいは他励式の電流共振形コンバータにより構成す
ることとした。

【００３０】また、固定回路部に対して第２の変更回路
部を組み合わせて構成される力率改善回路は、平滑コン
デンサへの充電経路に設けられるチョークコイルが、ス
イッチング回路部のスイッチング動作に基づいて得られ
る交番電流が供給されるコイルと磁気結合されていると
共に、交流入力電圧ラインあるいは整流回路の出力側に
対してノーマルモードのローパスフィルタを設け、この
ローパスフィルタのフィルタチョークコイルとチョーク
コイルを直列に接続して構成することとした。

【００３１】また、固定回路部に対して第２の変更回路
部を組み合わせて構成される力率改善回路は、交流入力
電圧ラインあるいは整流回路の出力側に対して設けられ
るノーマルモードのローパスフィルタとチョークコイ
ル、及びコンバータトランスに設けられた三次巻線を備
え、これらローパスフィルタのフィルタチョークコイ
ル、チョークコイル及び三次巻線を、平滑コンデンサに
対する充電経路に直列に接続して構成することとし、ま
た、フィルタチョークコイルと直列接続される高速リカ
バリ型のダイオードを設けることとした。さらに、ロー
パスフィルタのフィルタコンデンサは、フィルタチョー
クコイルの一端と平滑コンデンサの正極間に対して接続
することとした。

【００３２】また、定電圧制御としては、自励式による
電流共振形とされる場合には、コンバータトランスの二
次側で得られる直流出力電圧に基づいて、スイッチング
回路部のスイッチング周波数を可変することにより行
う、あるいは絶縁トランスの二次側で得られる直流出力
電圧に基づいて、絶縁トランスの磁束を可変して行うよ
うに構成することとした。また、他励式の場合には、出
力電圧に対応して変化する駆動信号を発生する制御回路
により駆動することとした。上記構成のスイッチング電
源装置において、倍電圧整流回路を備えて構成すること
とした。

【００３３】

【作用】上記構成によると、例えば同一な電源回路の基
板に対して、力率改善対応と非対応とでそれぞれ必要と
される変更部品を差し替えて実装するだけで、力率改善
対応と非対応のスイッチング電源装置を構成することが
できる。あるいは、固定回路部の部品が実装された基板
に対して、力率改善対応の変更部品が実装された変更回
路基板と、非対応の変更部品を実装した変更回路基板と
を用意し、これら変更基板を固定回路基板に対して差し
替えて取り付けるようにして、力率改善対応と非対応の
スイッチング電源装置を構成することができる。この
際、力率改善対応と非対応の変更回路の基板に共通のも
のを用いれば、複数種の変更回路に対してこれを実装す
る基板は１種類で済むことになる。

【００３４】

【実施例】図１は本発明のスイッチング電源装置の一実
施例を示す回路図であり、ここでは力率改善に対応する
場合の回路構成が示されている。この実施例のスイッチ
ング電源回路は、自励式による電流共振形コンバータを
備えると共に、磁気結合トランスを備えて力率改善を図
る回路構成とされる。また、ドライブトランスが制御巻
線を有する直交型トランスＰＲＴとされてスイッチング
周波数制御方式により定電圧制御がなされる。なお、図
５と同一とされる構成部分は同一符号を付して説明を省
略する。

【００３５】この回路においては、先ずブリッジ整流回
路Ｄ₁ を形成するダイオードはすべて低速リカバリ型を
用いている。このためブリッジ整流回路Ｄ₁ としては１
パッケージの部品を用いて回路サイズの小型化及び低コ
スト化を図ることが可能である。また、フィルタチョー
クコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N からなるＬＣ
ローパスフィルタ回路を、ブリッジ整流回路Ｄ₁ の整流
出力側に設けるようにしている。つまり、ブリッジ整流
回路の整流出力端子と磁気結合トランスＭＣＴの二次巻
線Ｎｉの間のラインに対してピン端子Ｔ₁ を介して（な
お、ピン端子Ｔ₁〜Ｔ₄ については後述する）ダイオー
ドＤ₂ と直列に接続されたフィルタチョークコイルＬ_N
が挿入されると共に、フィルタコンデンサＣ_N の一方の
端部はフィルタチョークコイルＬ_N とダイオードＤ₂ の
接続点に接続され、他端は（ピン端子Ｔ₂ を介して）平
滑コンデンサＣｉの正極の間に挿入される。

【００３６】ここで、破線で括って示すダイオードＤ₂
は高速リカバリ型のダイオードとされ、スイッチング周
期の高周波がＡＣライン側に流入するのを阻止するもの
であるが、ここでは高速リカバリ型のダイオード素子を
２つ並列接続して形成される、いわゆる高速リカバリ型
のツインダイオード（以下このタイプのダイオードを高
速ツインダイオードという）とされ、例えば１パッケー
ジの部品として構成されている。ここでダイオードＤ₂
をツインタイプとするのは、後述する耐サージ電流特性
を向上させるためであり、例えばツインダイオードのう
ち１つのダイオード素子の耐サージ電流特性Ｉ_FSM ＝６
０Ａであるとすれば、高速ツインダイオードＤ₂ は１２
０Ａの耐サージ電流特性を有することになる。

【００３７】このような回路構成によれば、ブリッジ整
流ダイオードの正極側の出力端子と平滑コンデンサＣｉ
間のラインに、フィルタチョークコイルＬ_N 、高速ツイ
ンダイオードＤ₂ 、磁気結合トランスＭＣＴの二次巻線
Ｎｉが直列に接続されて挿入されていることになるが、
これら素子の各抵抗成分を合成して得られる値を、電源
オン時の突入電流を所要のレベルにまで抑制することの
できるように設定して、これによって、電流経路のダイ
オード等の素子が壊れないように構成することで、この
図のように、突入電流制限抵抗Ｒｉを省略することが可
能となる。例えば前述のように高速ツインダイオードＤ
₂ の耐サージ電流特性が１２０Ａであれば、上記各素子
の合成抵抗によりサージ電流が１２０Ａ以内に抑制され
るように、上記各素子を選定すればよい。また、電力消
費が上記各素子の抵抗成分により分散されるため、発熱
も抑えられることになる。

【００３８】また、フィルタコンデンサＣ_N の一端は直
接アースに接地せずに、図のように平滑コンデンサＣｉ
の正極に接続しているが、これによりフィルタコンデン
サＣ_N 両端にかかる電圧はＡＣライン側に挿入されてい
る場合よりも非常に低いものとすることができるため、
例えば安全規格取得品を採用する必要がなくなり通常の
部品を採用すれば充分対応可能となりサイズ、コストの
点でも有利となる。

【００３９】この回路構成では、図５により説明したと
同様の動作により力率改善が図られるが、例えば本実施
例では、力率改善に関わるとされる磁気結合トランスＭ
ＣＴ、ＬＣローパスフィルタ（フィルタチョークコイル
Ｌ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N ）、高速ツインダイオ
ードＤ₂ を力率改善対応の変更回路部とし、残りの回路
部分を固定回路部とする。そして、この図において上記
変更回路部を一点鎖線で括ったＫ₁ は、力率改善対応の
変更回路基板とされ、実際には、例えば図２（ａ）の斜
視図に示すように所定サイズのフェノールのプリント基
板Ｓ₁ に対して、上記力率改善対応の変更回路部品を実
装して構成される。そして、プリント基板Ｓ₁ の下側に
設けられるＴ₁ 〜Ｔ₄ はそれぞれピン端子とされ、これ
らのピン端子Ｔ₁ 〜Ｔ₄ が例えば固定回路基板側に設け
られたターミナル等に接続されて固定されることで、図
１に示すと等価の力率改善に対応するスイッチング電源
装置が構成されるものである。

【００４０】そして、本実施例のスイッチング電源装置
を力率改善非対応とするには、上記変更回路基板Ｋ₁ の
かわりに、図１の右上側に示す力率改善非対応の変更回
路基板Ｋ₂ を固定回路側に対して装着すればよい。この
力率改善非対応の変更回路基板Ｋ₂ は、図１（右上側）
及び図２（ｂ）の斜視図に示すように、プリント基板Ｓ
₂ に対してピン端子Ｔ₁ 、Ｔ₂ 間に突入電流制限抵抗Ｒ
ｉ（セメント抵抗とされる）を接続すると共に、ピン端
子Ｔ₃ 、Ｔ₄ をジャンパ線Ｊで短絡して構成される。な
お、図２（ａ）（ｂ）のそれぞれに示したプリント基板
Ｓ₁ 、Ｓ₂ については、同一のものを用いてそのサイズ
や配線パターンなどを共通化すれば、変更回路部用のプ
リント基板は１種類で済むため、コストの削減が図れる
と共に生産管理も簡略にすることができる。

【００４１】そして、上記力率改善非対応の変更回路基
板Ｋ₂ を、図１の固定回路部に装着した場合には、ブリ
ッジ整流回路Ｄ₁ の正極側の出力ラインが突入電流制限
抵抗Ｒｉを介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され
ると共に、絶縁トランスＰＩＴの一次側の直列共振回路
（絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ₁ 及び共振コンデン
サＣ₁ は、電流検出巻線Ｎ_D のみを介してスイッチング
素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のエミッタ−コレクタの接続点と接続さ
れることになり、力率改善が施されない自励式電流共振
形によるスイッチング電源装置が構成されることにな
る。

【００４２】このように、本実施例では固定回路部が実
装された基板に対して、力率改善対応の変更回路基板Ｋ
₁ あるいは、非対応の変更回路基板Ｋ₂ を装着するだけ
で、力率改善対応又は非対応のスイッチング電源装置を
得ることができるため、生産管理も容易となる。また、
製品製造後もオプションとして変更回路基板を交換し
て、例えば、新たに力率改善対応としたりする作業が容
易に行える。なお、図２（ａ）（ｂ）のそれぞれに示し
たプリント基板Ｓ₁ 、Ｓ₂ については、同一のものを用
いてそのサイズや配線パターンなどを共通化すれば、変
更回路部用のプリント基板は１種類で済むため、コスト
の削減が図れると共に生産管理もさらに簡略にすること
ができる。

【００４３】また、上記実施例では固定回路部の基板に
対し、この基板とは別体の変更回路基板を設けるように
しているが、例えば固定回路部と変更回路部を同一基板
上に形成して、この基板に対して力率改善対応の場合に
は磁気結合トランスＭＣＴ、ＬＣローパスフィルタ、高
速ツインダイオードＤ₂ を所要の位置に装填し、非対応
の場合には突入電流制限抵抗Ｒｉ、及びジャンパ線Ｊを
所要の位置に装填すると、力率改善対応／非対応の電源
回路基板が形成されるように構成してもよい。

【００４４】図３は、本発明の他の実施例を示すスイッ
チング電源装置の回路図であり、自励式の電流共振形と
されると共に倍電圧整流平滑回路を備えている、また、
絶縁トランスに制御巻線Ｎ_C を設けた直交型トランスＰ
ＲＴとすることで、直列共振周波数制御による定電圧制
御方式を採っている。なお、この図において図１及び図
６に示した構成と同一部分は同一符号を付して説明を省
略する。

【００４５】この回路図における力率改善対応の変更回
路基板Ｋ₁ には、先ず５つのピン端子Ｔ₁ 〜Ｔ₅ が設け
られる。そして、この変更回路基板Ｋ₁ 上においては、
端子Ｔ₁ に対してフィルタチョークコイルＬ_N が接続さ
れ、その他端には、図のように互いの順方向が逆となる
ようにして並列に設けられた２つの高速ツインダイオー
ドＤ₂ 、Ｄ_2Aの一方の接続点が接続される。そして、高
速ツインダイオードＤ ₂ 、Ｄ_2Aの他方の接続点はピン端
子Ｔ₃ と接続される。また、チョークコイルＣＨはピン
端子Ｔ₂ とピン端子Ｔ₄ 間に接続される。そして、ピン
端子Ｔ₅ にはフィルタコンデンサＣ_N の一端が接続さ
れ、フィルタコンデンサＣ_N の他端はフィルタチョーク
コイルＬ_N と高速ツインダイオードＤ₂ 、Ｄ_2Aの接続点
に対して接続される。この高速ツインダイオードＤ₂ 、
Ｄ_2Aは、交流入力電流に重畳されるスイッチング周期の
電流に対応して設けるものであり、また、双方向に導通
可能なように互いに逆方向に設けているのは、倍電圧整
流のために形成される充電経路に対応するためである。

【００４６】そして、変更回路基板Ｋ₁ が固定回路部側
に対して装着されると、ピン端子Ｔ₁ はコモンモードチ
ョークコイルＣＭＣの正極側の端部と接続され、ピン端
子Ｔ₂ は後述する整流ダイオードＤ₃ の接続端子Ｔ_B 及
びＴ_D と接続される。ピン端子Ｔ₃ 、Ｔ₄ は絶縁トラン
スＰＲＴの三次巻線Ｎ₃ の両端とそれぞれ接続される。
またピン端子Ｔ₅ はコモンモードチョークコイルＣＭＣ
の負極側の端部と接続される。

【００４７】またこの実施例では、整流回路Ｄ₃ は低速
リカバリ型の４本のダイオード（Ｄ_A1、Ｄ_A2、Ｄ_B1、Ｄ
_B2）による１パッケージのブリッジ整流素子を流用して
おり、その接続端子Ｔ_A はアースに接地され、接続端子
Ｔ_C は平滑コンデンサＣｉ₁の正極、つまり整流平滑ラ
インと接続され、接続端子Ｔ_B 、Ｔ_D はチョークコイル
ＣＨの一端と接続されて交流電源が入力される。ここ
で、整流回路Ｄ₃ をこのようなブリッジ整流素子とする
のは、例えば本実施例では高速ツインダイオードＤ₂ 、
Ｄ_2Aが交流ラインに設けられることから、特に、整流回
路Ｄ₃ を高速リカバリ型で構成する必要がなくなり、１
つのブリッジ整流素子で構成したほうがコスト的に有利
になるためである。

【００４８】そして、例えば本実施例の構成による電源
回路において、力率改善対応の変更回路基板Ｋ₁ が装着
されて、図のような回路構成とされているときの倍電圧
整流動作としての充電経路においては、交流電源ＡＣが
正の期間には、ブリッジ整流回路Ｄ₃ において同時に２
本のダイオードＤ_A1、Ｄ_A2を充電電流が流れ、交流電源
ＡＣが負の期間にはダイオードＤ_B1、Ｄ_B2に同時に充電
電流が流れるようにされる。

【００４９】また、力率改善動作としてはフィルタチョ
ークコイルＬ_N 及びフィルタコンデンサＣ_N によるＬＣ
ローパスフィルタと、チョークコイルＣＨと、三次巻線
Ｎ₃及び高速ツインダイオードＤ₂ 、Ｄ_2Aが交流ライン
に設けられることで、図６により説明したと同様の作用
による力率改善動作となる。更に、この場合にはフィル
タチョークコイルＬ_N 、チョークコイルＣＨ、三次巻線
Ｎ₃ 及び高速ツインダイオードＤ₂ あるいはＤ_2Aが有す
る抵抗成分の合成により、高速ツインダイオードＤ₂ 、
Ｄ_2Aが壊れない程度の所要のレベルにまで電源オン時の
突入電流を抑制するようにして、突入電流制限抵抗Ｒｉ
を省略した構成としている。

【００５０】また、この図３の右上に示すＫ₂ が本実施
例における力率改善非対応の変更回路基板とされる。力
率改善非対応の変更回路基板Ｋ₂ は、例えば先の実施例
同様にそのプリント基板が力率改善対応の変更回路基板
Ｋ₁ と共通のものが用いられて、差換え可能に構成され
ているものとされる。あるいは、固定回路部と両変更回
路部は同一基板上とされて部品の差換えが行われるよう
に構成されていてもよい。

【００５１】この実施例での力率改善非対応の変更回路
基板Ｋ₂ においては、ピン端子Ｔ₁とピン端子Ｔ₂ の間
に、突入電流制限抵抗Ｒｉを挿入するように設けてい
る。そして、力率改善対応の変更回路基板Ｋ₁ に替えて
力率改善非対応の変更回路基板Ｋ₂ を固定回路部側の基
板に対して装着した場合には、ＡＣラインにおいて、フ
ィルタチョークコイルＬ_N 、チョークコイルＣＨ、三次
巻線Ｎ₃ が削除され、代わりに、正極側のコモンモード
チョークコイルＣＭＣと整流回路Ｄ₃ の入力端子（Ｔ
_D 、Ｔ_B ）間に抵抗Ｒｉのみが挿入される。また、絶縁
トランスＰＲＴ三次巻線Ｎ₃ の両端が開放されること
で、この三次巻線Ｎ₃ も削除されたと同等となる。これ
により、力率改善のための回路が省略され力率改善非対
応の倍電圧整流タイプのスイッチング電源装置が構成さ
れることになる。

【００５２】次に、図４は本発明の更に他の実施例を示
す回路図とされ、先の図７、図１、及び図３に示す回路
と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。

【００５３】この電源回路においては、２つのスイッチ
ング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタによ
る他励式の電流共振形コンバータが用いられる。従っ
て、定電圧制御はフォトカプラ３を介して制御回路１に
得られた直流電圧Ｅ_O のレベルに基づいて、例えばスイ
ッチング周波数を制御することにより行われる。また、
この場合、巻線Ｎ₄ に励起された交流電圧をコンデンサ
Ｃ₂ 、整流ダイオードＤ₅ で直流変換して得られる電圧
は、後述するトランジスタＱ₃ のエミッタに供給する
他、制御回路１及び起動回路２への駆動電源としても供
給される。なお、スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ にそれぞ
れ並列に設けられるＤ_CL、Ｄ_CLはスイッチオフ時の逆方
向電流を流すためのクランプダイオードとされる。

【００５４】そして、本実施例の力率改善対応の変更回
路基板Ｋ₁ にはＬＣローパスフィルタと、高速ツインダ
イオードＤ₂ 、また、制御巻線Ｎ_C を備えて可飽和リア
クトルとして構成された磁気結合トランスＭＣＴ、ま
た、制御巻線Ｎ_C に流す制御電流をコントロールするト
ランジスタＱ₃ 及び抵抗Ｒ₃ から成るＡ級増幅器、抵抗
Ｒ₁ 、Ｒ₂ が実装される。このような、変更回路基板Ｋ
₁ に設けられたＴ₁ 〜Ｔ₆ のピン端子を介して、固定回
路部側と変更回路基板Ｋ₁ を接続した場合には、力率改
善のための回路部の構成が先に図７に示した構成と同様
となって力率改善対応のスイッチング電源装置が構成さ
れる。ただし、図１の実施例で説明したと同様に、高速
リカバリ型ダイオードＤ₂ と共に、ブリッジ整流回路Ｄ
₁ の正極出力ライン側にＬＣローパスフィルタを設ける
ことで、突入電流制限抵抗Ｒｉを省略し、フィルタコン
デンサＣ_N に通常品を用いることができる。

【００５５】そして、本実施例における力率改善非対応
の変更回路基板Ｋ₂ においては、図４の右上に示すよう
に、ピン端子Ｔ₁ とＴ₂ の間に抵抗Ｒｉを挿入するよう
に実装すると共に、ピン端子Ｔ₃ 、Ｔ₄ をジャンパ線Ｊ
で短絡して構成される。この力率改善非対応の変更回路
基板Ｋ₂ を固定回路部側に差換えると、ブリッジ整流回
路Ｄ₁ の正極の出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極側
に抵抗Ｒｉのみが挿入されて接続され、絶縁トランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ₁ が共振コンデンサＣ₁ のみを介して
スイッチング素子Ｑ₁ 、Ｑ₂ のソース−ドレインの接続
点に接続される。これによって、本実施例の電源回路は
力率改善非対応の他励式電流共振形コンバータを備えた
スイッチング電源装置として構成されることになる。

【００５６】なお、上記各実施例においてこれまで説明
してきた本発明の力率改善方法は、スイッチング電源回
路としてのコンバータの形式、スイッチング周波数制御
方式（ドライブトランスを直交形のＰＲＴとする）／直
列共振周波数制御方式（絶縁トランスを直交形のＰＲＴ
とする）、スイッチング素子のハーフブリッジ結合タイ
プ／フルブリッジ結合タイプ、倍電圧整流回路などの各
種組み合わせパターンにより構成される電源回路に対し
て適用が可能であって、上記各図に実施例として示した
組み合わせのパターンに限定されるものでないことはい
うまでもない。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、力率改善
対応と非対応とでそれぞれ必要とされる変更部品が実装
された基板を差し替えて装着するだけで、力率改善対応
と非対応のスイッチング電源装置を構成することができ
るため、生産管理が容易となり、また、コストを低減す
ることも可能となる。また、力率改善対応と非対応の変
更回路基板に共通なものを用いるようにすれば、複数種
の変更回路に対してこれを実装する基板は１種類で済む
ため、更に生産管理面及びコスト的に有利となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としてのスイッチング電源装
置の回路図である。

【図２】実施例における変更回路基板の構造を示す斜視
図である。

【図３】他の実施例としてのスイッチング電源装置を示
す回路図である。

【図４】更に他の実施例のスイッチング電源装置の動作
を示す波形図である。

【図５】従来例としてのスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図６】従来例としてのスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図７】従来例としてのスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【符号の説明】

１制御回路２起動回路３フォトカプラＬ_N フィルタチョークコイルＣ_N フィルタコンデンサＤ₁ ブリッジ整流回路Ｄ₂ 高速リカバリ型ツインダイオードＤ₃ 整流回路ＣＨチョークコイルＰＩＴ絶縁トランスＰＲＴ制御トランスＣＤＴドライブトランスＭＣＴ磁気結合トランスＱ₁ ，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃｉ，Ｃｉ₁ ，Ｃｉ₂ 平滑コンデンサＣ₁ 共振コンデンサＮ₁ 一次巻線

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力電圧を整流回路及び平滑回路に
より整流平滑化した整流平滑電圧を断続してコンバータ
トランスの一次側に供給するスイッチング手段を備えた
スイッチング電源装置において、電源回路を、力率改善対応／非対応に関わらず固定可能
な部品群よりなる固定回路部と、力率改善対応の電源回
路とするための構成部品の一部又は全ての部品群よりな
る第１の変更回路部と、力率改善非対応の電源回路とす
るための部品群よりなる第２の変更回路部とに分割し、上記固定回路部に対して上記第１の変更回路部と上記第
２の変更回路部のみを替えることにより力率改善対応と
非対応の電源回路を形成可能にしたことを特徴とするス
イッチング電源装置。
【請求項２】上記固定回路部と上記第１及び第２の変
更回路部は、それぞれ別体の実装基板とされ、上記第１及び第２の変更回路部の実装基板は、それぞれ
上記固定回路部の実装基板に対して差し替え可能に構成
されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項３】上記第１及び第２の変更回路部の実装基
板は、共通の基板部が用いられていることを特徴とする
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】上記スイッチング手段は、自励式あるい
は他励式の電流共振形コンバータとされていることを特
徴とする請求項１又は請求項２又は請求項３に記載のス
イッチング電源装置。
【請求項５】上記固定回路部に対して上記第２の変更
回路部を組み合わせて構成される上記力率改善回路は、上記平滑コンデンサへの充電経路に設けられるチョーク
コイルが、上記スイッチング手段のスイッチング動作に
基づいて得られる交番電流が供給されるコイルと磁気結
合されていると共に、交流入力電圧ラインあるいは上記
整流回路の出力側に対してノーマルモードのローパスフ
ィルタを設け、該ローパスフィルタのフィルタチョーク
コイルと上記チョークコイルが直列に接続されているこ
とを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項６】上記固定回路部に対して上記第２の変更
回路部を組み合わせて構成される上記力率改善回路は、交流入力電圧ラインあるいは上記整流回路の出力側に対
して設けられるノーマルモードのローパスフィルタとチ
ョークコイル、及び上記コンバータトランスに設けられ
た三次巻線を備え、上記ローパスフィルタのフィルタチ
ョークコイル、上記チョークコイル及び上記三次巻線
が、上記平滑コンデンサに対する充電経路に直列に接続
されて構成されていることを特徴とする請求項１乃至請
求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】上記フィルタチョークコイルと直列接続
される高速リカバリ型のダイオードが設けられているこ
とを特徴とする請求項５又は請求項６に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項８】上記ローパスフィルタのフィルタコンデ
ンサは、上記フィルタチョークコイルの一端と上記平滑
コンデンサの正極間に対して接続されていることを特徴
とする請求項５又は請求項６又は請求項７に記載のスイ
ッチング電源装置。
【請求項９】上記コンバータトランスの二次側で得ら
れる直流出力電圧に基づいて、上記スイッチング手段の
スイッチング周波数を可変することにより定電圧制御を
行うように構成されていることを特徴とする請求項１乃
至請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】上記絶縁トランスの二次側で得られる
直流出力電圧に基づいて、上記絶縁トランスの磁束を可
変して定電圧制御を行うように構成されていることを特
徴とする請求項１乃至請求項８に記載のスイッチング電
源装置。
【請求項１１】上記スイッチング手段は他励式として
構成され、出力電圧に対応して変化する駆動信号を発生
する制御回路により駆動されていることを特徴とする請
求項１乃至請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】倍電圧整流回路を備えて構成されてい
ることを特徴とする請求項１乃至請求項１１に記載のス
イッチング電源装置。