JPH05199753A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】 スイッチング電源の構成部品の低減を図って
低コストにするとともに、電力損失を低減してトランジ
スタの放熱板を小型化する。 【構成】 スイッチング電源を縦続接続して前段で力率
改善を行い、後段で定電圧化する電源装置において、前
段のスイッチング電源システムにおける力率改善用コン
バータトランス６０に、各４組のスイッチングトランジ
スタ７、１３、７４、７７のそれぞれを駆動するドライ
ブ巻線６０ｃ〜６０ｆを４組巻回し、２組の力率改善用
スイッチングトランジスタ７、１３のベースドライブ回
路は、ドライブ巻線６０ｃ、６０ｄの他にそれぞれ抵抗
９、１５、コンデンサ１０、１６およびインダクタ６
２、６３を含んだ駆動回路によって構成し、２組の定電
圧化用スイッチングトランジスタ７４、７７のベースド
ライブ回路は、ドライブ巻線６０ｅ、６０ｆの他に抵抗
７５、７８のみを含んだ駆動回路によって構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電源装置に係わり、特
にスイッチング周波数固定直列共振周波数制御方式のス
イッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】力率改善と定電圧化を意図した従来のス
イッチング電源回路としては、例えば図４に示すような
ものが知られている。同図において、１は交流電源であ
り、Ｖａｃ＝ＡＣ８０〜１４４Ｖの電圧をブリッジ回路
に供給する。なお、Ｉａｃはブリッジ回路を流れる電流
である。ブリッジ回路は４つのダイオード２〜５をブリ
ッジ接続して構成される。ブリッジ回路の出力側にはコ
ンデンサ６が接続されるとともに、スイッチングトラン
ジスタ７、８を含むハーフブリッジ共振コンバータに接
続される。なお、コンデンサ６の両端の電圧をＥ_iとす
る。第１のハーフブリッジ共振コンバータはスイッチン
グトランジスタ７、抵抗８、９、コンデンサ１０、ダイ
オード１１およびコンバータドライブトランス（ＣＤ
Ｔ）１２の一部の巻線１２ａによって構成される。ま
た、第２のハーフブリッジ共振コンバータはスイッチン
グトランジスタ１３、抵抗１４、１５、コンデンサ１
６、ダイオード１７およびコンバータドライブトランス
（ＣＤＴ）１２の一部の巻線１２ｂによって構成され
る。

【０００３】コンバータドライブトランス１２は１次、
２次とも分割ボビンによって絶縁を確保している。そし
て、トランジスタ７は巻線１２ａ、抵抗９およびコンデ
ンサ１０からなる直列共振回路によって駆動され、同様
にトランジスタ１３は巻線１２ｂ、抵抗１５およびコン
デンサ１６からなる直列共振回路によって駆動される。
コンバータドライブトランス１２の２次側は、その巻線
を含んで同じくハーフブリッジ共振コンバータを構成し
ている。

【０００４】すなわち、第３のハーフブリッジ共振コン
バータはスイッチングトランジスタ２１、抵抗２２、コ
ンデンサ２３、ダイオード２４およびコンバータドライ
ブトランス１２の一部の巻線１２ｃによって構成され
る。また、第４のハーフブリッジ共振コンバータはスイ
ッチングトランジスタ２５、抵抗２６、コンデンサ２
７、ダイオード２８およびコンバータドライブトランス
１２の一部の巻線１２ｄによって構成される。トランジ
スタ２１は巻線１２ｃ、抵抗２２およびコンデンサ２３
からなる直列共振回路によって駆動され、同様にトラン
ジスタ２５は巻線１２ｄ、抵抗２６およびコンデンサ２
７からなる直列共振回路によって駆動される。なお、各
トランジスタ７、１３、２１、２５を流れるコレクタ電
流をそれぞれＩ_Q1〜Ｉ_Q4とする。

【０００５】コンバータドライブトランス１２の一部の
巻線１２ｅはコンデンサ２９を介して直交形パワーレギ
ュレーショントランス（ＰＲＴ）３０の１次巻線に接続
されている。なお、巻線１２ｅを流れる電流をＩ 1とす
る。パワーレギュレーショントランス３０の２次巻線は
ダイオード３１を介してコンデンサ３２に接続され、こ
こから１５Ｖの直流電圧が取り出される。また、パワー
レギュレーショントランス３０の２次巻線はダイオード
３３、３４を介してコンデンサ３５に接続され、ここか
ら直流出力Ｅ 0が取り出されるとともに、さらに制御回
路３６に接続されている。制御回路３６はトランジスタ
４１、４２、抵抗４３〜４６、コンデンサ４７、ツェナ
ーダイオード４８およびパワーレギュレーショントラン
ス３０の制御巻線３０ｃによって構成され、制御巻線３
０ｃを流れる制御電流をコントロールする。なお、パワ
ーレギュレーショントランス３０の巻線比はＮ 1／Ｎ 2／
Ｎｃ（Ｎｃは制御巻線３０ｃに相当）である。

【０００６】第３のハーフブリッジ共振コンバータにお
けるスイッチングトランジスタ２１のコレクタはコンデ
ンサ３５に接続され、第４のハーフブリッジ共振コンバ
ータにおけるスイッチングトランジスタ２５のコレクタ
はコンデンサ４９を介して第２の直交形パワーレギュレ
ーショントランス（ＰＲＴ）５０の１次巻線に接続され
ている。パワーレギュレーショントランス５０の２次巻
線はダイオード５１、５２を介してコンデンサ５３に接
続され、ここから１５Ｖ／１Ａの直流出力が取り出され
る。また、パワーレギュレーショントランス５０の２次
巻線はダイオード５４、５５を介してコンデンサ５６に
接続され、ここから１３５Ｖ／１Ａの直流出力Ｅ₁₃5が
取り出されるとともに、さらに同様の制御回路５７に接
続されている。制御回路５７はパワーレギュレーション
トランス５０の制御巻線５０ｃを流れる制御電流をコン
トロールする。なお、パワーレギュレーショントランス
５０の巻線比はＮ 1’／Ｎ₂₁’、Ｎ₂₂’／Ｎｃ’（Ｎ
ｃ’は制御巻線５０ｃに相当）である。

【０００７】このような電源回路は、スイッチング周波
数固定直列共振周波数制御方式の電流共振形コンバータ
回路によるスイッチング電源（Ｆ−Ｚ電源）２組が縦接
続され、その前段で力率改善、後段で定電圧の目的で動
作する。また、パワーレギュレーショントランスの１
次、２次間の絶縁は前段のパワーレギュレーショントラ
ンス３０で確保されるため、後段のパワーレギュレーシ
ョントランス５０は非絶縁でよく、スイッチング周波数
は前段と後段とで同期を取るためにコンバータドライブ
トランス１２は１次、２次とも分割ボビンで絶縁を確保
している。

【０００８】図５は力率改善スイッチング電源（Ｆ−Ｚ
電源）の動作波形を示しており、このアクティブフィル
タ回路では入力される交流電源１の電圧Ｖａｃ＝１００
Ｖ、ブリッジ回路を流れる電流Ｉａｃ、ブリッジ回路の
出力電圧Ｅ_iに対して直交形パワーレギュレーショント
ランス３０の２次巻線３０ｅを流れる電流Ｉ 1、直流出
力電圧Ｅ 0の変化が表されている。この場合、直流出力
電圧Ｅ 0には商用周波数の２倍の交流リップル電圧が重
畳し、平均値Ｅ 0＝１８０Ｖが一定値として取り出され
ている。また、図６は後段のスイッチング電源（Ｆ−Ｚ
電源）についての動作波形であり、交流リップル電圧が
抑制されてＥ₁₃5＝１３５Ｖの安定化直流出力電圧とな
っている。なお、パワーレギュレーショントランス５０
の１次巻線を流れる電流をＩ 1’とする。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電源回路は、力率改善および定電圧化を行う
スイッチング電源を２組のＦ−Ｚ電源の組合わせで構成
しているが、２組のＦ−Ｚ電源を同一のコンバータドラ
イブトランス（ＣＤＴ）によって駆動しているために、
以下の理由から次のような問題点があった。

【００１０】すなわち、２組の共振コンバータ回路への
スイッチングトランジスタのドライブ用として同期が取
れた同一のスイッチング周波数で動作するように、同一
のコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）１２から力率
改善用と定電圧用の各スイッチングトランジスタ７、１
３、２１、２５に、それぞれのドライブ巻線のインダク
タンスＬｂ（各巻線１２ａ〜１２ｄのインダクタンスに
相当）と、時定数コンデンサＣｂ（コンデンサ１０、１
６、２３、２７に相当）と、ダンピング抵抗Ｒｂ（抵抗
９、１５、２２、２６に相当）とからなる直列共振回路
によって正弦波状の電流波形で供給していることから、
次の問題点がある。

【００１１】（ａ）力率改善のＦ−Ｚ電源システムで１
次、２次の絶縁がとられる場合、コンバータドライブト
ランス１２のボビンを１次、２次で分割したセパレート
ボビンタイプのによるコンバータドライブトランスとな
り、トランスが中型化してコストアップとなる。 （ｂ）４個のスイッチングトランジスタは正弦波状の動
作波形であるため、トランジスタのオン／オフ時の負電
流が十分でなく、スイッチング損失が大きい。その結
果、電力損失に伴うトランジスタの発熱が大きくなって
放熱板が大型化する。なお、スイッチングトランジスタ
のベース電流は、理想的には矩形波状となるのがよく、
この場合は飽和抵抗損失や電流の下降時間によるスイッ
チング損失が低い。

【００１２】本発明は上述した事情に鑑みてなされたも
ので、構成部品の低減を図って低コストにするととも
に、電力損失を低減してトランジスタの放熱板を小型化
できる電源装置を提供することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上述した問題点を解決す
るために、本発明によるスイッチング電源装置は、スイ
ッチング周波数固定直列共振周波数制御方式の電流共振
形コンバータ回路によるスイッチング電源（Ｆ−Ｚ電
源）を縦続接続して２組設け、前段のスイッチング電源
で力率改善を行い、後段のスイッチング電源で電圧を定
電圧化するとともに、前段および後段のスイッチング電
源は、力率改善用スイッチングトランジスタおよび定電
圧化用スイッチングトランジスタをそれぞれ有し、後段
のスイッチング電源システムで定電圧化した電圧をパワ
ートランスに供給し、その後、整流器で整流して所定容
量の電子機器に直流出力電圧を供給するスイッチング電
源装置において、前記前段のスイッチング電源は、力率
改善用コンバータトランスを有し、力率改善用コンバー
タトランスに、力率改善用スイッチングトランジスタお
よび定電圧化用スイッチングトランジスタのそれぞれを
駆動するドライブ巻線を４組巻回し、２組の力率改善用
スイッチングトランジスタのベースドライブ回路は、前
記ドライブ巻線の他にそれぞれ抵抗、コンデンサおよび
インダクタを含んだ駆動回路によって構成し、２組の定
電圧化用スイッチングトランジスタのベースドライブ回
路は、前記ドライブ巻線の他に抵抗のみを含んだ駆動回
路によって構成したことを特徴とする。

【００１４】

【作用】本発明では、コンバータドライブトランス（Ｃ
ＤＴ）が削除され、この面からのコストダウンンが可能
になる。その代りに、力率改善用コンバータトランスに
４組のスイッチングトランジスタのそれぞれを駆動する
ドライブ巻線が巻回され、そのうち２組の力率改善用ス
イッチングトランジスタは従来と同様に作動し、そのス
イッチング損失は変らないが、２組の定電圧化用スイッ
チングトランジスタには理想的な矩形波状のベース電流
が供給される。したがって、ベースドライブ回路は飽和
抵抗損失が低減するとともに、さらに電流の下降時間に
よるスイッチング損失が低減してトランジスタの放熱板
を小型化できる。

【００１５】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明の一実施例の構成を示す図で
ある。図１の説明に当り、従来例として示した図４と同
一構成部分には同一符号を付して、重複説明を省略す
る。本実施例が図４の構成と異なるのは、コンバータド
ライブトランス（ＣＤＴ）が削除され、力率改善用絶縁
コンバータトランス（ＰＩＴ）６０が設けられている点
である。力率改善用絶縁コンバータトランス６０には１
次巻線６０ａ、２次巻線６０ｂおよび４組のドライブ巻
線６０ｃ〜６０ｆが巻回されている。なお、これらの巻
線比はＮ 1（巻線６０ａ）／Ｎ 2（巻線６０ｂ）／Ｎｂ
（ドライブ巻線６０ｃ〜６０ｆ）である。

【００１６】力率改善用絶縁コンバータトランス６０の
１次巻線６０ａは、その一端が力率改善用共振形コンバ
ータ回路に接続され、他端がコンデンサ６１を介して接
地されている。この１次巻線６０ａを流れる電流をＩ 1
とする。また、各ドライブ巻線６０ｃ〜６０ｆを流れる
電流をＩ_B1〜Ｉ_B4とする。

【００１７】力率改善用共振形コンバータ回路は２組の
ハーフブリッジ共振コンバータを有しており、各ハーフ
ブリッジ共振コンバータは従来例と同様にスイッチング
トランジスタ７、１３を含んで構成されるが、そのドラ
イブ回路が異なっている。すなわち、第１のハーフブリ
ッジ共振コンバータはスイッチングトランジスタ７、抵
抗８、９、コンデンサ１０、ダイオード１１および力率
改善用絶縁コンバータトランス６０のドライブ巻線６０
ｃの他に、さらにインダクタ６２を含んで構成される。
また、第２のハーフブリッジ共振コンバータはスイッチ
ングトランジスタ１３、抵抗１４、１５、コンデンサ１
６、ダイオード１７および力率改善用絶縁コンバータト
ランス６０のドライブ巻線６０ｄの他に、さらにインダ
クタ６３を含んで構成される。ここで、スイッチングト
ランジスタ７のベースを流れる電流をＩ_B1’とする。

【００１８】スイッチングトランジスタ７はドライブ巻
線６０ｃ、抵抗９、コンデンサ１０およびインダクタ６
２からなる直列共振回路（ベースドライブ回路に相当）
によって駆動され、その自励発振周波数はコンデンサ１
０およびインダクタ６２の値に基づく時定数によって決
定される。言い換えれば、自励発振周波数を決定するた
めにインダクタ６２が設けられている。同様に、スイッ
チングトランジスタ１３はドライブ巻線６０ｄ、抵抗１
５、コンデンサ１６およびインダクタ６３からなる直列
共振回路（ベースドライブ回路に相当）によって駆動さ
れ、その自励発振周波数はコンデンサ１６およびインダ
クタ６３の値に基づく時定数によって決定される。

【００１９】一方、力率改善用絶縁コンバータトランス
６０の２次側はダイオード７１、７２を介してコンデン
サ７３に接続され、ここから直流出力Ｅ 0が取り出され
るとともに、さらに定電圧化用共振形コンバータ回路の
一部であるスイッチングトランジスタ７４のコレクタに
接続されている。定電圧化用共振形コンバータ回路は２
組のハーフブリッジ共振コンバータからなっている。す
なわち、第３のハーフブリッジ共振コンバータはスイッ
チングトランジスタ７４、ダンピング抵抗７５、クラン
プダイオード７６および力率改善用絶縁コンバータトラ
ンス６０のドライブ巻線６０ｅによって構成される。ま
た、第４のハーフブリッジ共振コンバータはスイッチン
グトランジスタ７７、ダンピング抵抗７８、クランプダ
イオード７９および力率改善用絶縁コンバータトランス
６０のドライブ巻線６０ｆによって構成される。なお、
スイッチングトランジスタ７７のベースを流れる電流を
Ｉ_B4’とする。

【００２０】スイッチングトランジスタ７４は力率改善
用絶縁コンバータトランス６０のドライブ巻線６０ｄ、
抵抗７５からなるベースドライブ回路によって駆動さ
れ、同様にスイッチングトランジスタ７７は力率改善用
絶縁コンバータトランス６０のドライブ巻線６０ｅ、抵
抗７８からなるベースドライブ回路によって駆動され
る。従来例との違いは、何れもベースドライブ回路にコ
ンデンサが介挿されていないことであり、これらのベー
スドライブ回路では力率改善用絶縁コンバータトランス
６０のドライブ巻線６０ｅ、６０ｆからの矩形波状の交
流誘起電圧をダンピング抵抗７５、７８をそれぞれ介し
てベース電極に供給する。また、エミッタ・ベース間に
介挿されているクランプダイオード７６、７９はドライ
ブ巻線６０ｅ、６０ｆからの矩形波状の交流誘起電圧の
逆回復時間によってスイッチングトランジスタ７４、７
７が同時にオン状態にならないように接続されている。

【００２１】スイッチングトランジスタ７４のエミッタ
とスイッチングトランジスタ７７のコレクタとの接続点
は、コンデンサ８０を介してパワーレギュレーショント
ランス３０の１次巻線に接続されている。パワーレギュ
レーショントランス５０の２次巻線以降は従来例と同様
である。

【００２２】以上の構成において、一般にスイッチング
周波数固定直列共振周波数制御方式の電流共振形コンバ
ータ回路によるスイッチング電源（Ｆ−Ｚ電源）は直交
形パワーレギュレーショントランスの１次、２次巻線間
で絶縁が可能で、巻数比の選定によって任意の直流出力
電圧の選定ができ、高能率、低ノイズ、低コストで設計
が可能である。但し、欠点として直流出力電圧に商用周
波数の２倍のリップル電圧が重畳し、交流入力電圧、負
荷の急変に対して直流出力電圧の応答が遅い等があるこ
とから、リップル電圧の抑制と高速過渡応答の改善のた
めに、スイッチング電源を２組縦接続して設け、前段に
力率改善、後段に定電圧化の機能を持たせている。とこ
ろが、従来例では、直交形パワーレギュレーショントラ
ンスとコンバータドライブトランスの２組のトランスが
絶縁形であり、回路構成が複雑であるため、構成部品点
数が多く、大型化し高コストになったり、スイッチング
トランジスタの電力損失に伴うトランジスタの発熱が大
きくなって放熱板が大型化していた。

【００２３】これに対して、本実施例の動作は図２、図
３のタイミングチャートで示される。図２は主に交流入
力から前段の力率改善用共振形コンバータ回路を通して
直流出力電圧Ｅ 0を得るまでのタイミングチャートであ
る。入力される交流電源１の電圧Ｖａｃの変化に伴っ
て、力率改善用絶縁コンバータトランス６０の１次巻線
６０ａを流れる電流Ｉ 1および直流出力電圧Ｅ 0の変化が
表されている。そして、後段の定電圧化用共振形コンバ
ータ回路によって直流入力電圧の変化、交流リップル電
圧の抑制、負荷変動に対して直流出力電圧をＥ 0＝１３
５Ｖに安定化している。また、図３は力率改善用絶縁コ
ンバータトランス６０の１次巻線６０ａを流れる電流を
Ｉ 1、各ドライブ巻線６０ｃ〜６０ｆを流れる電流Ｉ_B1
〜Ｉ_B4、ベース電流等を含む各電流変化が表されてい
る。

【００２４】この場合、力率改善用と定電圧化用の共振
形コンバータ回路は非絶縁の構成になっており、コンバ
ータドライブトランス（ＣＤＴ）を削除した代りに、力
率改善用絶縁コンバータトランス（ＰＩＴ）６０が設け
られ、４組のドライブ巻線６０ｃ〜６０ｆが各スイッチ
ングトランジスタ７、１３、７４、７７のベースドライ
ブ回路の一部を構成している。そのうち２組の力率改善
用スイッチングトランジスタ７、１３、は従来例と同様
に作動し、そのスイッチング損失は変らない。すなわ
ち、スイッチングトランジスタ７のコレクタ電流Ｉ_Q1を
流すためのベースドライブ電流Ｉ_B1’は抵抗９とコンデ
ンサ１０とを含む直列共振回路の電流から供給されるた
め、このトランジスタ７がターンオフするときに負電流
が少なく、電流の下降時間によるスイッチング損失が多
い。

【００２５】一方、２組の定電圧化用スイッチングトラ
ンジスタ７４、７７には力率改善用絶縁コンバータトラ
ンス（ＰＩＴ）６０のドライブ巻線６０ｅ、６０ｆから
理想的な矩形波状の交流誘起電圧がダンピング抵抗７
６、７８を介してそれぞれのベース電極に供給される。
このとき、各エミッタ・ベース間に介挿されているクラ
ンプダイオード７６、７９によりドライブ巻線６０ｅ、
６０ｆからの矩形波状の交流誘起電圧の逆回復時間によ
ってスイッチングトランジスタ７４、７７が同時にオン
状態になることはない。すなわち、スイッチングトラン
ジスタ７７のコレクタ電流Ｉ_Q4を流すためのベースドラ
イブ電流Ｉ_B4’は矩形波状の波形であるため、順方向の
ベース電流、逆方向のベース電流共に最適なレベルとな
り、各スイッチングトランジスタ７４、７７がターンオ
フするときに負電流が多く、電流の下降時間によるスイ
ッチング損失を少なくすることができる。その結果、電
力損失を低減することができ、トランジスタの放熱板を
小型化することができる。また、コンバータドライブト
ランス（ＣＤＴ）を削除したので、従来と比較して構成
部品についてのコストダウンを図ることができる。

【００２６】実験によると、負荷電力１５０Ｗ時に、ス
イッチング周波数１００ＫＨｚで従来例と比較した場
合、本実施例では入力電力で２Ｗの電力損失の低減が図
られ、しかもスイッチングトランジスタ７４、７７の発
熱がそれぞれ１０℃ほど低下したことが確認されてお
り、放熱板を小型化することができた。

【００２７】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、コンバータドライブトランスを削除することがで
き、構成部品についてのコストダウンを図ることができ
る。また、スイッチングトランジスタのスイッチング損
失を少なくすることができ、電力損失を低減してトラン
ジスタの放熱板を小型化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。

【図２】同実施例の前段側の動作のタイミングチャート
である。

【図３】同実施例の後段側の動作のタイミングチャート
である。

【図４】従来の電源回路の回路図である。

【図５】従来の電源回路の前段側の動作のタイミングチ
ャートである。

【図６】従来の電源回路の後段側の動作のタイミングチ
ャートである。

【符号の説明】

１：交流電源 ７、１３、７４、７７：スイッチングトランジスタ ９、１５：ダンピング抵抗 １０、１６：時定数コンデンサ ５０：パワーレギュレーショントランス（ＰＲＴ） ６０：力率改善用絶縁コンバータトランス（ＰＩＴ） ６０ｃ〜６０ｆ：ドライブ巻線 ６２、６３：インダクタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング周波数固定直列共振周波数
   制御方式の電流共振形コンバータ回路によるスイッチン
   グ電源（Ｆ−Ｚ電源）を縦続接続して２組設け、前段の
   スイッチング電源で力率改善を行い、後段のスイッチン
   グ電源で電圧を定電圧化するとともに、前段および後段
   のスイッチング電源は、力率改善用スイッチングトラン
   ジスタおよび定電圧化用スイッチングトランジスタをそ
   れぞれ有し、後段のスイッチング電源で定電圧化した電
   圧をパワートランスに供給し、その後、整流器で整流し
   て所定容量の電子機器に直流出力電圧を供給する電源装
   置において、 前記前段のスイッチング電源は、力率改善用コンバータ
   トランスを有し、 力率改善用コンバータトランスに、力率改善用スイッチ
   ングトランジスタおよび定電圧化用スイッチングトラン
   ジスタのそれぞれを駆動するドライブ巻線を４組巻回
   し、 ２組の力率改善用スイッチングトランジスタのベースド
   ライブ回路は、前記ドライブ巻線の他にそれぞれ抵抗、
   コンデンサおよびインダクタを含んだ駆動回路によって
   構成し、 ２組の定電圧化用スイッチングトランジスタのベースド
   ライブ回路は、前記ドライブ巻線の他に抵抗のみを含ん
   だ駆動回路によって構成したことを特徴とするスイッチ
   ング電源装置。