JPH0783626B2 - Induction motor controller - Google Patents
Induction motor controllerInfo
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- JPH0783626B2 JPH0783626B2 JP60144768A JP14476885A JPH0783626B2 JP H0783626 B2 JPH0783626 B2 JP H0783626B2 JP 60144768 A JP60144768 A JP 60144768A JP 14476885 A JP14476885 A JP 14476885A JP H0783626 B2 JPH0783626 B2 JP H0783626B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はデイジタル制御装置を用いて誘導電動機のベク
トル制御を行う誘導電動機の制御装置に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an induction motor control device that performs vector control of an induction motor using a digital control device.
誘導電動機を高応答に速度制御するためにベクトル制御
が用いられる。ベクトル制御では磁束軸を基準にして、
それと平行な励磁電流成分と垂直なトルク電流成分の制
御を別個に行つて精度のよいトルク制御を行うので、制
御の基準となる磁束軸を精度よく把握する必要がある。
このために、すべり周波数形ベクトル制御で行うすべり
周波数と回転速度の和から１次周波数を求める際に、一
般にマイクロコンピユータで行う演算のビツト精度を増
加させたり、特公昭59-10157号公報にあるように電動機
軸の回転位置を検出する位置検出器を用いてすべり周波
数角との和から求める方法が考えられている。Vector control is used to control the speed of the induction motor with high response. In vector control, the magnetic flux axis is used as a reference,
Since the excitation current component parallel to this and the perpendicular torque current component are separately controlled to perform accurate torque control, it is necessary to accurately grasp the magnetic flux axis that is the reference of control.
For this reason, when the primary frequency is obtained from the sum of the slip frequency and the rotational speed performed by the slip frequency type vector control, the bit precision of the operation generally performed by the micro computer is increased, and it is disclosed in Japanese Patent Publication No. 59-10157. As described above, a method of obtaining the sum from the slip frequency angle using a position detector that detects the rotational position of the motor shaft has been considered.
しかし、速度変化が大きな場合には後述のように上記演
算のサンプリング時間による遅れのために、制御側で演
算する基準軸の精度が低下する欠点がある。このため
に、トルク変動を生じるおそれがある。However, when the speed change is large, there is a drawback that the accuracy of the reference axis calculated on the control side is reduced due to the delay due to the sampling time of the above-mentioned calculation as described later. For this reason, torque fluctuation may occur.
本発明は前記欠点に対してなされたもので、その目的と
するところは、簡単な方法によつて精度のよい磁束基準
軸を演算し、高精度，高応答のトルク制御を行える誘導
電動機の制御装置を提供することにある。The present invention has been made to solve the above-mentioned drawbacks, and an object of the present invention is to control an induction motor capable of calculating a highly accurate magnetic flux reference axis by a simple method and performing highly accurate and highly responsive torque control. To provide a device.
本発明は、誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流を供
給する周波数変換器と、前記誘導電動機の回転側に設け
られ該電動機の回転速度に比例した検出信号を出力する
速度検出器と、前記周波数変換器を制御するマイクロコ
ンピュータとを具備し、該マイクロコンピュータはそれ
ぞれのサンプリング周期毎に、前記速度検出器から出力
される検出信号より前記誘導電動機の回転速度を演算し
その演算値を出力する回転速度演算手段、該回転速度演
算手段で演算した速度演算値がその指令になるようにト
ルク電流指令を出力する速度制御手段、該トルク電流指
令に基づいてすべり周波数指令を演算するすべり周波数
演算手段、該すべり周波数指令と前記速度検出信号より
１次周波数指令を演算する１次周波数演算手段、該１次
周波数指令より前記誘導電動機をベクトル制御すべく基
準位相信号を演算し、該基準位相信号に基づいて前記周
波数変換器を制御する手段を実行するプログラムを備え
てなる誘導電動機の制御装置において、前記マイクロコ
ンピュータの前記回転速度演算手段、前記すべり周波数
演算手段及び前記１次周波数演算手段におけるサンプリ
ング周期を、前記誘導電動機の回転速度が大きくなるに
つれて短くなるように設定するサンプリング制御手段を
備えたことを特徴とする。The present invention relates to a frequency converter that supplies an alternating voltage of a variable voltage and a variable frequency to an induction motor, a speed detector that is provided on the rotation side of the induction motor and that outputs a detection signal proportional to the rotation speed of the motor, and the frequency. A microcomputer for controlling the converter, wherein the microcomputer calculates the rotation speed of the induction motor from the detection signal output from the speed detector at each sampling cycle and outputs the calculated value. Speed calculation means, speed control means for outputting a torque current command so that the speed calculation value calculated by the rotation speed calculation means becomes the command, slip frequency calculation means for calculating a slip frequency command based on the torque current command, A primary frequency calculating means for calculating a primary frequency command from the slip frequency command and the speed detection signal, before the primary frequency command In a controller for an induction motor, which comprises a program for calculating a reference phase signal for vector control of the induction motor and executing means for controlling the frequency converter based on the reference phase signal, the rotation of the microcomputer. The present invention is characterized by including sampling control means for setting the sampling cycle in the speed calculation means, the slip frequency calculation means, and the primary frequency calculation means so as to become shorter as the rotation speed of the induction motor increases.
本発明の一実施例を第１図に示す。 One embodiment of the present invention is shown in FIG.
第１図において、周波数変換器１の出力は誘導電動機２
に接続される。周波数変換器１としてはサイクロコンバ
ータ、PWMインバータ、電流形インバータなどが用いら
れる。誘導電動機２の回転角はロータリエンコーダ３に
よつて検出される。誘導電動機２の制御は周波数変換器
１を通して、マイクロコンピユータ51によつて行われ
る。ここでは、第１図は理解を容易にするために、アナ
ログ構成のものとして示してある。誘導電動機２の回転
速度は速度指令手段11によつて速度指令信号ωｒ ＊とし
て指令され、その出力は速度制御手段13に入力される。
一方、エンコーダ３の出力はカウンタ31を介して速度検
出手段12に入力される。カウンタ31と速度検出手段12に
よつて所定時間内にエンコーダ３からくるパルスの数を
数えることによつて誘導電動機２の回転速度ωｒを検出
する。速度検出手段12の出力は速度制御手段13に接続さ
れる。速度制御手段13は速度指令手段11の指令信号ωｒ
＊と速度検出手段12の速度検出信号ωｒとの偏差に応じ
て働き、誘導電動機２のトルク電流指令It ＊を出力す
る。速度制御手段13の出力はすべり周波数演算手段15と
電流指令演算手段18に入力される。速度検出手段12の出
力は励磁電流指令演算手段14にも入力される。励磁電流
指令演算手段14は速度検出信号ωｒに応じて、誘導電動
機２の磁束が弱められる制御を行うために、励磁電流指
令Im ＊と磁束Φ２を演算し出力する。励磁電流指令信号
Im ＊は電流指令演算手段18に入力される。また、磁束信
号Φ２はすべり周波数演算手段15に入力される。すべり
周波数演算手段15はトルク電流指令信号It ＊と磁束信号
Φ２からすべり周波数指令信号ωＳ ＊を演算する。すべ
り周波数演算段15の出力信号ωＳ ＊と速度検出手段12の
出力信号ωｒはさらに加算手段16入力にされる。加算手
段16では信号ωＳ ＊を加算し、１次周波数信号ω１を
得、発振手段17に入力する。発振手段17は加算手段16の
出力信号ω１に応じて発振し、sinω１ｔ、cosω１ｔに
比例する信号を出力する。発振手段17の出力信号は電流
指令演算手段18に入力される。電流指令演算手段18では
信号It ＊，Im ＊に従つて、信号sinω１t,cosω１ｔを基
準として交流の電流指令信号ｉ＊を演算する。電流指令
演算手段18の出力は電流制御手段20に入力される。電流
制御手段20は電流指令演算手段18からの電流指令信号ｉ
＊と電流検出器19の電流検出信号ｉの偏差に応じて働
き、変換器１を制御する。なお、ここで、電流検出器19
の出力信号をマイクロコンピユータ51に入力するには当
然ながらA/D変換器が必要であるが図形を省略してあ
る。サンプリング時間制御手段21はカウンタ32で検出し
たエンコーダ３の出力パルスの周期に基づいて、速度検
出手段12、すべり周波数演算手段15及び加算手段16で行
う演算のサンプリング周期を決めその起動指令信号を出
力する。また、速度制御手段13、励磁電流指令演算手段
14、発振手段17、電流指令演算手段18、電流制御手段20
の演算を行うためにも演算を起動する信号が必要である
が省略している。In FIG. 1, the output of the frequency converter 1 is the induction motor 2
Connected to. As the frequency converter 1, a cycloconverter, a PWM inverter, a current source inverter or the like is used. The rotation angle of the induction motor 2 is detected by the rotary encoder 3. The induction motor 2 is controlled by the microcomputer 51 through the frequency converter 1. Here, FIG. 1 is shown as having an analog configuration for easy understanding. The rotation speed of the induction motor 2 is commanded by the speed command means 11 as a speed command signal ω r * , and its output is input to the speed control means 13.
On the other hand, the output of the encoder 3 is input to the speed detecting means 12 via the counter 31. The counter 31 and the speed detecting means 12 detect the rotational speed ω r of the induction motor 2 by counting the number of pulses coming from the encoder 3 within a predetermined time. The output of the speed detection means 12 is connected to the speed control means 13. The speed control means 13 uses the command signal ω r of the speed command means 11.
It works in accordance with the deviation between * and the speed detection signal ω r of the speed detection means 12, and outputs the torque current command I t * for the induction motor 2. The output of the speed control means 13 is input to the slip frequency calculation means 15 and the current command calculation means 18. The output of the speed detecting means 12 is also input to the exciting current command calculating means 14. The exciting current command calculating means 14 calculates and outputs an exciting current command I m * and a magnetic flux Φ 2 in order to perform control for weakening the magnetic flux of the induction motor 2 in accordance with the speed detection signal ω r . Excitation current command signal
I m * is input to the current command calculation means 18. Further, the magnetic flux signal Φ 2 is input to the slip frequency calculation means 15. Slip frequency calculation means 15 calculates the slip frequency command signal omega S * from the torque current command signal I t * and the magnetic flux signal [Phi 2. The output signal ω S * of the slip frequency calculation stage 15 and the output signal ω r of the speed detecting means 12 are further input to the adding means 16. The adding means 16 adds the signals ω S * to obtain the primary frequency signal ω 1 and inputs it to the oscillating means 17. The oscillating means 17 oscillates in accordance with the output signal ω 1 of the adding means 16 and outputs a signal proportional to sin ω 1 t and cos ω 1 t. The output signal of the oscillator 17 is input to the current command calculator 18. Current command calculation unit 18 the signal I t *, follow the I m * connexion, signal sin .omega 1 t, and calculates the AC current command signal i * in reference to the cos .omega 1 t. The output of the current command calculation means 18 is input to the current control means 20. The current control means 20 uses the current command signal i from the current command calculation means 18.
It operates according to the deviation between * and the current detection signal i of the current detector 19 to control the converter 1. Here, the current detector 19
An A / D converter is, of course, required to input the output signal of the above into the microcomputer 51, but the figure is omitted. The sampling time control means 21 determines the sampling cycle of the calculation performed by the speed detection means 12, the slip frequency calculation means 15 and the addition means 16 based on the cycle of the output pulse of the encoder 3 detected by the counter 32, and outputs its start command signal. To do. Also, the speed control means 13, the exciting current command computing means
14, oscillating means 17, current command computing means 18, current control means 20
A signal for activating the calculation is also required to perform the calculation, but it is omitted.
速度制御手段13からは誘導電動機２の磁束に直交する成
分であるトルク電流指令信号It ＊が出力される。一方、
励磁電流指令演算手段14からは速度検出信号ωｒに応じ
て誘導電動機２の磁束信号Φ２とそれを作る成分である
励磁電流指令信号Im ＊が出力される。The speed control means 13 outputs a torque current command signal I t * which is a component orthogonal to the magnetic flux of the induction motor 2. on the other hand,
The exciting current command calculating means 14 outputs a magnetic flux signal Φ 2 of the induction motor 2 and an exciting current command signal I m * which is a component for producing the magnetic flux signal Φ 2 according to the speed detection signal ω r .
第２図に励磁電流指令演算手段14の具体例を示す。第２
図において、関数発生器141によつて速度検出信号ωｒ
に対応する磁束指令信号Φ２ ＊を決定する。磁束指令信
号Φ２ ＊と磁束演算手段142で演算される磁束信号Φ２
とは励磁電流制御手段143に入力される。励磁電流制御
手段143は信号Φ２ ＊とΦ２の偏差に応じて動作し、励
磁電流指令信号Im ＊を出力する。磁束演算手段142は信
号Im ＊の１次遅れ演算として磁束信号Φ２を演算する。
ここで、Ｍは誘導電動機１の励磁インダクタンス、T2は
２次時定数、ｓはラプラス演算子である。このようにし
て、信号It ＊，Im ＊，Φ２は演算される。FIG. 2 shows a concrete example of the exciting current command calculating means 14. Second
In the figure, the speed detection signal ω r is generated by the function generator 141.
To determine the magnetic flux command signal Φ 2 * . The magnetic flux command signal Φ 2 * and the magnetic flux signal Φ 2 calculated by the magnetic flux calculating means 142.
Are input to the excitation current control means 143. The exciting current control means 143 operates according to the deviation between the signals Φ 2 * and Φ 2 , and outputs the exciting current command signal I m * . The magnetic flux calculation means 142 calculates the magnetic flux signal Φ 2 as the first-order delay calculation of the signal I m * .
Here, M is the exciting inductance of the induction motor 1, T 2 is the secondary time constant, and s is the Laplace operator. In this way, the signals I t * , I m * , Φ 2 are calculated.
第１図に戻り、すべり周波数演算手段15ではトルク電流
指令信号It ＊と磁束信号Φ２によりすべり周波数指令信
号ωＳ ＊を演算する。Returning to FIG. 1, it calculates a frequency command signal omega S * slip by slip frequency the arithmetic unit 15 torque current command signal I t * and the magnetic flux signal [Phi 2.
第３図にすべり周波数演算手段15の具体例を示す。割算
手段151と１次遅れ手段152とにより次式の演算を行い、
すべり周波数指令信号ωＳ ＊が求められる。FIG. 3 shows a concrete example of the slip frequency calculating means 15. The following formula is calculated by the dividing means 151 and the first-order delay means 152,
The slip frequency command signal ω S * is obtained.
（１）式において、ｋは定数、Ｔはトルク電流指令It ＊
に対する実トルク電流Itの応答時定数である。すべり周
波数指令信号ωＳ ＊が得られると、加算手段16において
信号ωＳ ＊と速度検出信号ωｒが加算され、１次周波数
信号ω１が得られる。発振手段17は信号ω１に応じて発
振し、正弦波信号sinω１t,cosω１ｔを出力する。電流
指令演算手段18はたとえば第４図のように構成される。
第４図において、掛算手段181,182、加算手段183により
次式の演算を行い、交流の電流指令信号ｉ＊を出力す
る。 In the equation (1), k is a constant, T is a torque current command I t *
Is the response time constant of the actual torque current I t with respect to. When the slip frequency command signal ω S * is obtained, the signal ω S * and the speed detection signal ω r are added by the adding means 16 to obtain the primary frequency signal ω 1 . The oscillating means 17 oscillates in response to the signal ω 1 and outputs a sine wave signal sin ω 1 t, cos ω 1 t. The current command calculation means 18 is constructed, for example, as shown in FIG.
In FIG. 4, the multiplying means 181, 182 and the adding means 183 perform the calculation of the following equation to output an alternating current command signal i * .
ｉ＊＝It ＊cosω１ｔ＋Im ＊sinω１ｔ ＝I1sin（ω１ｔ＋θ） ………（２） ここで 第４図では交流の１相分の指令信号だけの演算を行うよ
うになつているが、誘導電動機２が３相の場合は３相分
の電流指令信号が必要である。この演算は公知なので省
略する。 i * = I t * cosω 1 t + I m * sinω 1 t = I 1 sin (ω 1 t + θ) ......... (2) here In FIG. 4, only the command signal for one phase of AC is calculated, but when the induction motor 2 has three phases, current command signals for three phases are required. Since this calculation is known, it is omitted.
このようにして電流指令信号ｉ＊が得られると、電流制
御手段20は信号ｉ＊と電流検出信号ｉの偏差に応じて働
き、周波数変換器１を制御する。こうして、電動機２に
流れる電流は電流指令信号ｉ＊に比例して制御される。When the current command signal i * is obtained in this way, the current control means 20 operates according to the deviation between the signal i * and the current detection signal i, and controls the frequency converter 1. Thus, the current flowing through the electric motor 2 is controlled in proportion to the current command signal i * .
以上のようにして、誘導電動機３の回転速度はその指令
に見合つて制御される。このとき、電動機の磁束はある
基底速度以上では弱めるように制御されるので、いわゆ
る定トルク領域、定出力領域にわけた運転が高精度で行
え、かつベクトル制御を採用しているので高応答な速度
制御を行うことができる。As described above, the rotation speed of the induction motor 3 is controlled according to the command. At this time, the magnetic flux of the electric motor is controlled so as to be weakened above a certain base speed, so that the operation divided into the so-called constant torque region and constant output region can be performed with high accuracy, and since vector control is adopted, a high response is obtained. Speed control can be performed.
ところで、以上の制御をマイクロコンピユータ51を用い
てデイジタル制御をする場合、その演算時間を考慮する
必要がある。そのために、従来は速度制御系と電流制御
系とにわけてそれぞれ独立のサンプリング時間で制御さ
れる。速度制御系のサンプリング時間TSは速度検出信号
ωｒを求めそして、トルク電流指令信号It ＊、励磁電流
指令信号Im ＊、１次周波数信号ω１を求める演算の処理
時間とその系の応答時間を考慮して決められる。さら
に、電流制御系のサンプリング時間TCは信号ω１に基づ
いて発振手段17から正弦波信号を出し、電流指令信号ｉ
＊を求め、電流制御手段20の演算を行い、周波数変換器
１を制御する信号を出力すまでの処理時間とその系の応
答時間を考慮して決められる。By the way, when the above control is digitally controlled by using the microcomputer 51, it is necessary to consider the calculation time. Therefore, conventionally, the speed control system and the current control system are separately controlled with independent sampling times. The sampling time T S of the speed control system determines the speed detection signal ω r, and calculates the torque current command signal I t * , the exciting current command signal I m * , and the primary frequency signal ω 1 and the processing time of the system. It is decided by considering the response time. Further, the sampling time T C of the current control system outputs a sine wave signal from the oscillating means 17 based on the signal ω 1 , and the current command signal i
It is determined in consideration of the processing time required to obtain * , calculate the current control means 20 and output a signal for controlling the frequency converter 1, and the response time of the system.
いま、誘導電動機が加減速状態にある場合を考える。加
減速状態にあるときは刻々と回転速度ωｒが変化する
が、このときにも（２）式によつて演算するθは実際の
電動機での値θとよく一致させておかなければならな
い。これらの値がわずかにでも異なると、トルク電流指
令信号It ＊が変化したときに、トルク応答が設計したと
おりにならず、応答が遅れてしまう。とくに、高速度領
域では界磁弱め制御をしているために角度θが大きくな
るので、この影響は大きくなる。制御系で決定する角度
θを実際の電動機の角度θと一致させるには、電流指令
信号ｉ＊を求める基準信号となるsinω１t,cosω１ｔ信
号を精度よく求める、すなわち、１次周波数信号ω１を
実際の電動機の加減速にあわせて精度よく演算する必要
がある。従来のように、１次周波数ω１の演算サンプリ
ング時間Ｔωを速度制御系のサンプリング時間TSに合わ
せて出力すると、時間TSの間は１次周波数ω１は一定と
なる。しかしながら、加減速中は実際の回転速度が時間
TSの間に変化するので周波数ω１は本来得たい値とはな
らない。これを解決するために１次周波数信号ω１の演
算のサンプリング信号Ｔωを短くすれば、精度よくω１
を演算できる。特に、角度θが大きくなる高速度領域で
は効果がある。しかしながら、逆に、低速度領域ではサ
ンプリング時間Ｔωを短くすると、エンコーダ３の時間
Ｔω内に入るパルス数が少なくなるために、速度検出手
段12で検出する速度検出信号ωｒの演算精度が悪くな
り、周波数ω１の演算精度は低下してしまう。そこで本
発明は、サンプリング時間制御手段21により、１次周波
数信号を演算するサンプリング時間Ｔωを低速度領域で
は長く、高速度領域では短くなるように制御してこの問
題を解決する。すなわち、速度検出回路12で検出する速
度検出信号ωｒ、すべり周波数演算手段15で演算するす
べり周波数指令信号ωＳ ＊、及び信号ωｒとωＳ ＊とを
加算し、１次周波数信号ω１を出力する加算器16のサン
プリング時間Ｔωを速度に応じて、低速度領域では長
く、高速度領域では短くするとよい。Now, consider a case where the induction motor is in an acceleration / deceleration state. In the acceleration / deceleration state, the rotation speed ω r changes every moment, and at this time also, θ calculated by the equation (2) must match the actual value θ of the electric motor. If these values differ even slightly, when a * is torque current command signal I t has changed, not as the torque response is designed, in response is delayed. In particular, in the high speed region, since the field weakening control is performed, the angle θ becomes large, and this influence becomes large. To the angle theta that determined by the control system to coincide with the actual angle of the motor theta, sin .omega 1 t as a reference signal for determining the current command signal i *, accurately obtain cos .omega 1 t signal, i.e., primary frequency signal It is necessary to accurately calculate ω 1 according to the actual acceleration / deceleration of the electric motor. When the calculation sampling time T ω of the primary frequency ω 1 is output in accordance with the sampling time T S of the speed control system as in the conventional case, the primary frequency ω 1 becomes constant during the time T S. However, during acceleration / deceleration, the actual rotation speed is
Since it changes during T S, the frequency ω 1 does not reach the value originally desired. The shorter the sampling signal T omega primary frequency signals omega 1 of the operation in order to solve this problem, accurately omega 1
Can be calculated. Especially, it is effective in a high speed region where the angle θ becomes large. However, conversely, when the sampling time T ω is shortened in the low speed region, the number of pulses entering the time T ω of the encoder 3 decreases, so that the calculation accuracy of the speed detection signal ω r detected by the speed detecting means 12 is reduced. It deteriorates, and the calculation accuracy of the frequency ω 1 decreases. Therefore, the present invention solves this problem by controlling the sampling time T ω for calculating the primary frequency signal to be long in the low speed region and short in the high speed region by the sampling time control means 21. That is, the speed detection signal ω r detected by the speed detection circuit 12, the slip frequency command signal ω S * calculated by the slip frequency calculation means 15, and the signals ω r and ω S * are added, and the primary frequency signal ω 1 It is preferable that the sampling time T ω of the adder 16 that outputs ω is long in the low speed region and short in the high speed region according to the speed.
第５図に速度ωｒに対するサンプリング時間Ｔωの例を
示す。第５図（ａ）は速度ωｒとともにサンプリング時
間Ｔωを小さくした例を示す。Ｔωの最大値は速度制御
系のサンプリング時間ＴＳとし、最小値は電流制御系の
サンプリング時間TCとすることが望ましい。第５図
（ｂ）は零速度及び最高速度ωrmax付近にリミツタ状態
を設けた例を示す。第５図（ｃ）はサンプリング時間を
二値的に高速度域と低速度域に切換えるようにした例を
示す。この例は二段階の切換えとしているが、さらに何
段階かに切換えるようにしてもよい。また、速度ωｒに
対して（ａ），（ｂ）の例のように、直線的にＴωを変
えるだけでなく、曲線状に変えてもよい。さらに、サン
プリング時間Ｔωは速度ωｒの関数としたが、１次周波
数ω１の関数にしても等価である。FIG. 5 shows an example of the sampling time T ω with respect to the speed ω r . FIG. 5A shows an example in which the sampling time T ω is shortened together with the speed ω r . It is desirable that the maximum value of T ω be the sampling time T S of the speed control system and the minimum value be the sampling time T C of the current control system. FIG. 5 (b) shows an example in which a limiter state is provided near the zero speed and the maximum speed ω rmax . FIG. 5 (c) shows an example in which the sampling time is binaryly switched between the high speed region and the low speed region. In this example, the switching is performed in two stages, but the switching may be performed in several stages. Further, T ω may not only be linearly changed with respect to the speed ω r as in the examples of (a) and (b), but may be changed into a curved shape. Further, although the sampling time T ω is a function of the speed ω r , it is equivalent to a function of the primary frequency ω 1 .
第６図にサンプリング時間Ｔωを決め、１次周波数信号
ω１を演算する処理を起動する部分の具体例を示す。FIG. 6 shows a specific example of the part that determines the sampling time T ω and activates the process of calculating the primary frequency signal ω 1 .
第６図において、第１図と同一記号のものは相当物を表
わす。カウンタ32はエンコーダ３の出力パルスを入力す
る。カウンタ32によつてエンコーダ３のパルス間隔を定
め、これに応じて時間決定手段211によつてサンプリン
グ時間Ｔωを定める。時間Ｔωに比例した値はタイマ21
2にセツトされる。タイマ212はサンプリング周期の時間
Ｔωの時間信号を出力する。タイマ212の出力信号によ
つて１次周波数ω１を演算する処理ルーチン33、すなわ
ち、速度検出手段12、すべり周波数演算手段15および加
算手段16の演算が起動される。In FIG. 6, the same symbols as those in FIG. 1 represent the equivalents. The counter 32 inputs the output pulse of the encoder 3. The pulse interval of the encoder 3 is determined by the counter 32, and the sampling time T ω is determined by the time determining means 211 accordingly. The value proportional to the time T ω is the timer 21
Set to 2. The timer 212 outputs a time signal of the sampling cycle time T ω . The processing routine 33 for calculating the primary frequency ω 1 according to the output signal of the timer 212, that is, the calculation of the speed detecting means 12, the slip frequency calculating means 15, and the adding means 16 is started.
以上のように制御したときの処理フローは次のようにな
る。すなわち、第７図は電流制御系（発振手段17、電流
指令演算手段18、電流制御手段20で行う演算）の処理フ
ローで、一定のサンプリング時間TC毎に処理が実行され
る。The processing flow when the above control is performed is as follows. That is, FIG. 7 is a processing flow of the current control system (calculation performed by the oscillating means 17, the current command calculating means 18, and the current controlling means 20), and the processing is executed at constant sampling time T C.
第８図は１次周波数ω１を求める処理フロー（速度検出
手段12、すべり周波数演算手段15、加算手段16で行う演
算）で、速度ωｒに応じて変わるサンプリング時間Ｔω
毎に処理される。ここで、すべり周波数指令信号ωＳ ＊
は（１）式で演算するが、時定数Ｔは時間Ｔωに比較し
て無視できる程長くないのでωＳ ＊の演算だけは第７図
に示す電流制御系の処理ルーチンで行うようにしてもよ
い。さらにまた、このようにしたとき加算手段16で行う
１次周波数ω１の出力演算も電流制御系の処理ルーチン
で行う必要がある。すなわち、このときは速度ωｒの検
出演算だけが第８図のルーチンで処理される。第９図は
速度制御系の処理フロー（速度制御手段13、励磁電流指
令演算手段14で行う演算）で、一定のサンプリング時間
TS毎に処理が実行される。FIG. 8 is a processing flow for calculating the primary frequency ω 1 (calculation performed by the speed detecting means 12, the slip frequency calculating means 15, and the adding means 16), and the sampling time T ω that changes according to the speed ω r.
It is processed for each. Here, the slip frequency command signal ω S *
Is calculated by the equation (1), but the time constant T is not so long as to be ignored as compared with the time T ω , so only ω S * should be calculated by the processing routine of the current control system shown in FIG. Good. Furthermore, in this case, the output calculation of the primary frequency ω 1 performed by the adding means 16 also needs to be performed by the processing routine of the current control system. That is, at this time, only the detection calculation of the speed ω r is processed by the routine of FIG. FIG. 9 is a processing flow of the speed control system (calculation performed by the speed control means 13 and the exciting current command calculation means 14), and a constant sampling time.
The process is executed for each T S.
なお、第７図の処理はソフトで行うようにしたが、第１
図に示すシステムをサーボに応用し、特に高応答が要求
されるときには電流制御系の処理をアナログ回路を中心
とするデイスクリート回路で構成してもよい。また、速
度ωｒの検出は第８図に示すフローで処理したものを利
用するようにしている。このようにすると速度制御を行
うときにその時点の最新の速度情報で制御ができるが、
これとは別に速度制御のためだけに、一定のサンプリン
グ時間TS毎に検出してもよい。Although the processing of FIG. 7 is performed by software,
The system shown in the figure may be applied to a servo, and the processing of the current control system may be configured by a discrete circuit centered on an analog circuit when particularly high response is required. The velocity ω r is detected by using the one processed by the flow shown in FIG. By doing this, when performing speed control, you can control with the latest speed information at that time,
Apart from this, detection may be performed at constant sampling time T S only for speed control.
このように制御して加減速したとき、速度ωｒに対して
磁束と１次電流のなす角θの演算値と実際のモータにお
ける値の差Δθは第10図のようになる。破線は従来のよ
うに１次周波数ω１演算のサンプリング時間Ｔωを速度
制御系のサンプリング時間TSと同じに一定としたとき、
実線は本発明の時間Ｔωを可変したときを示す。界磁弱
め制御をする関係から角度θの精度が要求される高速度
領域でΔθが小さくなるので、高速度領域においても精
度のよいトルク制御が行える。FIG. 10 shows the difference Δθ between the calculated value of the angle θ formed by the magnetic flux and the primary current with respect to the speed ω r and the value in the actual motor when the vehicle is accelerated and decelerated by controlling in this way. The broken line indicates that when the sampling time T ω for the primary frequency ω 1 calculation is fixed to be the same as the sampling time T S of the speed control system as in the conventional case,
The solid line shows the case where the time T ω of the present invention is varied. Since Δθ becomes small in the high speed region where the accuracy of the angle θ is required due to the field weakening control, accurate torque control can be performed even in the high speed region.
第11図に本発明の他の実施例を示す。FIG. 11 shows another embodiment of the present invention.
第11図は交流の電流検出信号ｉの２軸成分Id,Iqを求
め、直流レベルでの電流制御系を追加したものである。FIG. 11 shows a structure in which the biaxial components I d and I q of the AC current detection signal i are obtained and a current control system at the DC level is added.
第11図において、第１図と同一符号をつけたものは第１
図と相当物を表わす。すべり周波数演算手段22は磁束信
号Φ２と磁束と直交するｑ軸分の電流成分Iqにより次式
によつてすべり周波数指令信号ωＳ ＊を演算する。In FIG. 11, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the first
Shows figures and equivalents. The slip frequency calculating means 22 calculates the slip frequency command signal ω S * by the following equation using the magnetic flux signal Φ 2 and the q-axis current component I q orthogonal to the magnetic flux.
実電流成分Iqを用いてωＳ ＊を演算することに特徴があ
る。また、磁束信号Φ２は磁束と同一方向の電流成分検
出信号Idを用いて（５）式のように演算してもよい。 The feature is that ω S * is calculated using the real current component I q . Further, the magnetic flux signal Φ 2 may be calculated as in Expression (5) using the current component detection signal I d in the same direction as the magnetic flux.
なお、第11図の実施例においても、すべり周波数指令信
号ωＳ ＊の演算には第１図におけるすべり周波数演算手
段15を用いることもできる。電流成分検出手段23は電流
検出信号ｉの電流成分IdとIqを演算する。この演算方法
は公知なので説明を省略する。信号Idはｄ軸電流制御手
段25に入力され、信号Iqはｑ軸電流制御手段24とすべり
周波数演算手段22に入力される。ｑ軸電流制御手段24は
トルク電流指令信号It ＊とｑ軸の電流成分Iqの偏差に応
じて作動する。一方、ｄ軸電流制御手段25は励磁電流指
令信号Im ＊とｄ軸の電流成分Idの偏差に応じて作動す
る。 In the embodiment of FIG. 11 as well, the slip frequency calculating means 15 in FIG. 1 can be used to calculate the slip frequency command signal ω S * . The current component detecting means 23 calculates the current components I d and I q of the current detection signal i. Since this calculation method is publicly known, its explanation is omitted. The signal I d is input to the d-axis current control means 25, and the signal I q is input to the q-axis current control means 24 and the slip frequency calculation means 22. The q-axis current control means 24 operates according to the deviation between the torque current command signal I t * and the q-axis current component I q . On the other hand, the d-axis current control means 25 operates according to the deviation between the exciting current command signal I m * and the d-axis current component I d .
以上のように、電流の成分を検出して指令との偏差をと
り、そのマイナループとして交流の電流制御を行うよう
にすると、交流電流の波形を正弦波状に制御できるとと
もに、その成分をも常に所定値にでき、精度のよい電流
制御が行える。このような制御を行うとき、本発明のよ
うに１次周波数を精度よく演算すると、トルク制御精度
の向上に効果がある。なお、第11図において、d,q軸電
流制御手段25,24の制御ゲインを大きくとれる場合、ま
たはd,q軸電流制御手段24,25の出力間の干渉防止手段が
ある場合は交流の電流制御手段20は省略することができ
る。As described above, if the current component is detected and the deviation from the command is taken, and the AC current control is performed as the minor loop, the waveform of the AC current can be controlled in a sine wave shape, and the component is always specified. The value can be set and accurate current control can be performed. When performing such control, if the primary frequency is accurately calculated as in the present invention, it is effective in improving the torque control accuracy. In FIG. 11, if the control gain of the d, q-axis current control means 25, 24 can be made large, or if there is a means for preventing interference between the outputs of the d, q-axis current control means 24, 25, the alternating current The control means 20 can be omitted.
以上述べたように、本発明によればベクトル制御上の基
準信号を簡単な方法により精度よく演算できるので、高
精度かつ高応答のトルク制御を行うことができる。As described above, according to the present invention, the reference signal for vector control can be accurately calculated by a simple method, so that highly accurate and highly responsive torque control can be performed.
なお、本発明は電流のフイードバツク制御系を持たず、
トルク指令から回転速度に応じて直接に電圧を指令する
方式においても、トルク指令（すなわち前記実施例のト
ルク電流指令に対応する）に応じて、すべり周波数指令
を定め、回転速度との和をとつて１次周波数を求める演
算においても本発明が適用できる。また、本発明は電動
機の磁束制御を行わないときにも適用できる。The present invention does not have a current feedback control system,
Even in the method of directly instructing the voltage from the torque command according to the rotation speed, the slip frequency command is determined in accordance with the torque command (that is, corresponding to the torque current command of the above embodiment), and the sum of the slip frequency command and Therefore, the present invention can be applied to the calculation for obtaining the primary frequency. The present invention can also be applied when the magnetic flux control of the electric motor is not performed.
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図、第３
図、第４図は第１図に示す演算手段の具体的な構成例、
第５図は第１図の演算手段の動作特性図、第６図は第１
図の演算手段の構成例、第７図、第８図、第９図は第１
図の制御のフローチヤート、第10図は制御特性図、第11
図は本発明の他の実施例を示す構成図である。 １……周波数変換器、２……誘導電動機、３……エンコ
ーダ、12……速度検出手段、15……すべり周波数演算手
段、16……加算手段、17……発振手段、21……サンプリ
ング時間制御手段。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2, and FIG.
FIG. 4 and FIG. 4 are concrete configuration examples of the arithmetic means shown in FIG.
FIG. 5 is an operation characteristic diagram of the calculating means of FIG. 1, and FIG.
FIG. 7, FIG. 8, FIG. 9 and FIG.
Fig. 10 Flowchart of control, Fig. 10 is control characteristic diagram, 11
The figure is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 1 ... Frequency converter, 2 ... Induction motor, 3 ... Encoder, 12 ... Speed detection means, 15 ... Slip frequency calculation means, 16 ... Addition means, 17 ... Oscillation means, 21 ... Sampling time Control means.
Claims (1)
供給する周波数変換器と、前記誘導電動機の回転側に設
けられ該電動機の回転速度に比例した検出信号を出力す
る速度検出器と、前記周波数変換器を制御するマイクロ
コンピュータとを具備し、該マイクロコンピュータはそ
れぞれのサンプリング周期毎に、前記速度検出器から出
力される検出信号より前記誘導電動機の回転速度を演算
しその演算値を出力する回転速度演算手段、該回転速度
演算手段で演算した速度演算値がその指令になるように
トルク電流指令を出力する速度制御手段、該トルク電流
指令に基づいてすべり周波数指令を演算するすべり周波
数演算手段、該すべり周波数指令と前記速度検出信号よ
り１次周波数指令を演算する１次周波数演算手段、該１
次周波数指令より前記誘導電動機をベクトル制御すべく
基準位相信号を演算し、該基準位相信号に基づいて前記
周波数変換器を制御する手段を実行するプログラムを備
えてなる誘導電動機の制御装置において、 前記マイクロコンピュータの前記回転速度演算手段、前
記すべり周波数演算手段及び前記１次周波数演算手段に
おけるサンプリング周期を、前記誘導電動機の回転速度
が大きくなるにつれて短くなるように設定するサンプリ
ング制御手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制
御装置。1. A frequency converter for supplying an alternating current of a variable voltage and a variable frequency to an induction motor, a speed detector which is provided on a rotation side of the induction motor and outputs a detection signal proportional to a rotation speed of the motor, A microcomputer for controlling the frequency converter, wherein the microcomputer calculates the rotation speed of the induction motor from the detection signal output from the speed detector and outputs the calculated value for each sampling period. Rotation speed calculation means, speed control means for outputting a torque current command so that the speed calculation value calculated by the rotation speed calculation means becomes the command, and slip frequency calculation means for calculating a slip frequency command based on the torque current command A primary frequency calculating means for calculating a primary frequency command from the slip frequency command and the speed detection signal;
A control device for an induction motor, comprising a program for calculating a reference phase signal to vector control the induction motor from a next frequency command, and executing a means for controlling the frequency converter based on the reference phase signal, The microcomputer is provided with sampling control means for setting a sampling cycle in the rotation speed calculation means, the slip frequency calculation means, and the primary frequency calculation means so as to become shorter as the rotation speed of the induction motor increases. Characteristic induction motor control device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60144768A JPH0783626B2 (en) | 1985-07-03 | 1985-07-03 | Induction motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60144768A JPH0783626B2 (en) | 1985-07-03 | 1985-07-03 | Induction motor controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627383A JPS627383A (en) | 1987-01-14 |
| JPH0783626B2 true JPH0783626B2 (en) | 1995-09-06 |
Family
ID=15369962
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60144768A Expired - Lifetime JPH0783626B2 (en) | 1985-07-03 | 1985-07-03 | Induction motor controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0783626B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5389101B2 (en) * | 2011-04-26 | 2014-01-15 | 三菱電機株式会社 | Motor control device |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5953505A (en) * | 1982-09-21 | 1984-03-28 | Mitsubishi Rayon Co Ltd | Manufacture of novel polymer composition |
-
1985
- 1985-07-03 JP JP60144768A patent/JPH0783626B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS627383A (en) | 1987-01-14 |
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