JPH0783626B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はデイジタル制御装置を用いて誘導電動機のベク
トル制御を行う誘導電動機の制御装置に関する。

〔発明の背景〕

誘導電動機を高応答に速度制御するためにベクトル制御
が用いられる。ベクトル制御では磁束軸を基準にして、
それと平行な励磁電流成分と垂直なトルク電流成分の制
御を別個に行つて精度のよいトルク制御を行うので、制
御の基準となる磁束軸を精度よく把握する必要がある。
このために、すべり周波数形ベクトル制御で行うすべり
周波数と回転速度の和から１次周波数を求める際に、一
般にマイクロコンピユータで行う演算のビツト精度を増
加させたり、特公昭59-10157号公報にあるように電動機
軸の回転位置を検出する位置検出器を用いてすべり周波
数角との和から求める方法が考えられている。

しかし、速度変化が大きな場合には後述のように上記演
算のサンプリング時間による遅れのために、制御側で演
算する基準軸の精度が低下する欠点がある。このため
に、トルク変動を生じるおそれがある。

〔発明の目的〕

本発明は前記欠点に対してなされたもので、その目的と
するところは、簡単な方法によつて精度のよい磁束基準
軸を演算し、高精度，高応答のトルク制御を行える誘導
電動機の制御装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明は、誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流を供
給する周波数変換器と、前記誘導電動機の回転側に設け
られ該電動機の回転速度に比例した検出信号を出力する
速度検出器と、前記周波数変換器を制御するマイクロコ
ンピュータとを具備し、該マイクロコンピュータはそれ
ぞれのサンプリング周期毎に、前記速度検出器から出力
される検出信号より前記誘導電動機の回転速度を演算し
その演算値を出力する回転速度演算手段、該回転速度演
算手段で演算した速度演算値がその指令になるようにト
ルク電流指令を出力する速度制御手段、該トルク電流指
令に基づいてすべり周波数指令を演算するすべり周波数
演算手段、該すべり周波数指令と前記速度検出信号より
１次周波数指令を演算する１次周波数演算手段、該１次
周波数指令より前記誘導電動機をベクトル制御すべく基
準位相信号を演算し、該基準位相信号に基づいて前記周
波数変換器を制御する手段を実行するプログラムを備え
てなる誘導電動機の制御装置において、前記マイクロコ
ンピュータの前記回転速度演算手段、前記すべり周波数
演算手段及び前記１次周波数演算手段におけるサンプリ
ング周期を、前記誘導電動機の回転速度が大きくなるに
つれて短くなるように設定するサンプリング制御手段を
備えたことを特徴とする。

〔発明の実施例〕

本発明の一実施例を第１図に示す。

第１図において、周波数変換器１の出力は誘導電動機２
に接続される。周波数変換器１としてはサイクロコンバ
ータ、PWMインバータ、電流形インバータなどが用いら
れる。誘導電動機２の回転角はロータリエンコーダ３に
よつて検出される。誘導電動機２の制御は周波数変換器
１を通して、マイクロコンピユータ51によつて行われ
る。ここでは、第１図は理解を容易にするために、アナ
ログ構成のものとして示してある。誘導電動機２の回転
速度は速度指令手段11によつて速度指令信号ω_ｒ ^＊とし
て指令され、その出力は速度制御手段13に入力される。
一方、エンコーダ３の出力はカウンタ31を介して速度検
出手段12に入力される。カウンタ31と速度検出手段12に
よつて所定時間内にエンコーダ３からくるパルスの数を
数えることによつて誘導電動機２の回転速度ω_ｒを検出
する。速度検出手段12の出力は速度制御手段13に接続さ
れる。速度制御手段13は速度指令手段11の指令信号ω_ｒ
^＊と速度検出手段12の速度検出信号ω_ｒとの偏差に応じ
て働き、誘導電動機２のトルク電流指令I_t ^＊を出力す
る。速度制御手段13の出力はすべり周波数演算手段15と
電流指令演算手段18に入力される。速度検出手段12の出
力は励磁電流指令演算手段14にも入力される。励磁電流
指令演算手段14は速度検出信号ω_ｒに応じて、誘導電動
機２の磁束が弱められる制御を行うために、励磁電流指
令I_m ^＊と磁束Φ_２を演算し出力する。励磁電流指令信号
I_m ^＊は電流指令演算手段18に入力される。また、磁束信
号Φ_２はすべり周波数演算手段15に入力される。すべり
周波数演算手段15はトルク電流指令信号I_t ^＊と磁束信号
Φ_２からすべり周波数指令信号ω_Ｓ ^＊を演算する。すべ
り周波数演算段15の出力信号ω_Ｓ ^＊と速度検出手段12の
出力信号ω_ｒはさらに加算手段16入力にされる。加算手
段16では信号ω_Ｓ ^＊を加算し、１次周波数信号ω_１を
得、発振手段17に入力する。発振手段17は加算手段16の
出力信号ω_１に応じて発振し、sinω_１ｔ、cosω_１ｔに
比例する信号を出力する。発振手段17の出力信号は電流
指令演算手段18に入力される。電流指令演算手段18では
信号I_t ^＊，I_m ^＊に従つて、信号sinω_１t,cosω_１ｔを基
準として交流の電流指令信号ｉ^＊を演算する。電流指令
演算手段18の出力は電流制御手段20に入力される。電流
制御手段20は電流指令演算手段18からの電流指令信号ｉ
^＊と電流検出器19の電流検出信号ｉの偏差に応じて働
き、変換器１を制御する。なお、ここで、電流検出器19
の出力信号をマイクロコンピユータ51に入力するには当
然ながらA/D変換器が必要であるが図形を省略してあ
る。サンプリング時間制御手段21はカウンタ32で検出し
たエンコーダ３の出力パルスの周期に基づいて、速度検
出手段12、すべり周波数演算手段15及び加算手段16で行
う演算のサンプリング周期を決めその起動指令信号を出
力する。また、速度制御手段13、励磁電流指令演算手段
14、発振手段17、電流指令演算手段18、電流制御手段20
の演算を行うためにも演算を起動する信号が必要である
が省略している。

速度制御手段13からは誘導電動機２の磁束に直交する成
分であるトルク電流指令信号I_t ^＊が出力される。一方、
励磁電流指令演算手段14からは速度検出信号ω_ｒに応じ
て誘導電動機２の磁束信号Φ_２とそれを作る成分である
励磁電流指令信号I_m ^＊が出力される。

第２図に励磁電流指令演算手段14の具体例を示す。第２
図において、関数発生器141によつて速度検出信号ω_ｒ
に対応する磁束指令信号Φ_２ ^＊を決定する。磁束指令信
号Φ_２ ^＊と磁束演算手段142で演算される磁束信号Φ_２
とは励磁電流制御手段143に入力される。励磁電流制御
手段143は信号Φ_２ ^＊とΦ_２の偏差に応じて動作し、励
磁電流指令信号I_m ^＊を出力する。磁束演算手段142は信
号I_m ^＊の１次遅れ演算として磁束信号Φ_２を演算する。
ここで、Ｍは誘導電動機１の励磁インダクタンス、T₂は
２次時定数、ｓはラプラス演算子である。このようにし
て、信号I_t ^＊，I_m ^＊，Φ_２は演算される。

第１図に戻り、すべり周波数演算手段15ではトルク電流
指令信号I_t ^＊と磁束信号Φ_２によりすべり周波数指令信
号ω_Ｓ ^＊を演算する。

第３図にすべり周波数演算手段15の具体例を示す。割算
手段151と１次遅れ手段152とにより次式の演算を行い、
すべり周波数指令信号ω_Ｓ ^＊が求められる。

（１）式において、ｋは定数、Ｔはトルク電流指令I_t ^＊
に対する実トルク電流I_tの応答時定数である。すべり周
波数指令信号ω_Ｓ ^＊が得られると、加算手段16において
信号ω_Ｓ ^＊と速度検出信号ω_ｒが加算され、１次周波数
信号ω_１が得られる。発振手段17は信号ω_１に応じて発
振し、正弦波信号sinω_１t,cosω_１ｔを出力する。電流
指令演算手段18はたとえば第４図のように構成される。
第４図において、掛算手段181,182、加算手段183により
次式の演算を行い、交流の電流指令信号ｉ^＊を出力す
る。

ｉ^＊＝I_t ^＊cosω_１ｔ＋I_m ^＊sinω_１ｔ ＝I₁sin（ω_１ｔ＋θ） ………（２） ここで 第４図では交流の１相分の指令信号だけの演算を行うよ
うになつているが、誘導電動機２が３相の場合は３相分
の電流指令信号が必要である。この演算は公知なので省
略する。

このようにして電流指令信号ｉ^＊が得られると、電流制
御手段20は信号ｉ^＊と電流検出信号ｉの偏差に応じて働
き、周波数変換器１を制御する。こうして、電動機２に
流れる電流は電流指令信号ｉ^＊に比例して制御される。

以上のようにして、誘導電動機３の回転速度はその指令
に見合つて制御される。このとき、電動機の磁束はある
基底速度以上では弱めるように制御されるので、いわゆ
る定トルク領域、定出力領域にわけた運転が高精度で行
え、かつベクトル制御を採用しているので高応答な速度
制御を行うことができる。

ところで、以上の制御をマイクロコンピユータ51を用い
てデイジタル制御をする場合、その演算時間を考慮する
必要がある。そのために、従来は速度制御系と電流制御
系とにわけてそれぞれ独立のサンプリング時間で制御さ
れる。速度制御系のサンプリング時間T_Sは速度検出信号
ω_ｒを求めそして、トルク電流指令信号I_t ^＊、励磁電流
指令信号I_m ^＊、１次周波数信号ω_１を求める演算の処理
時間とその系の応答時間を考慮して決められる。さら
に、電流制御系のサンプリング時間T_Cは信号ω_１に基づ
いて発振手段17から正弦波信号を出し、電流指令信号ｉ
^＊を求め、電流制御手段20の演算を行い、周波数変換器
１を制御する信号を出力すまでの処理時間とその系の応
答時間を考慮して決められる。

いま、誘導電動機が加減速状態にある場合を考える。加
減速状態にあるときは刻々と回転速度ω_ｒが変化する
が、このときにも（２）式によつて演算するθは実際の
電動機での値θとよく一致させておかなければならな
い。これらの値がわずかにでも異なると、トルク電流指
令信号I_t ^＊が変化したときに、トルク応答が設計したと
おりにならず、応答が遅れてしまう。とくに、高速度領
域では界磁弱め制御をしているために角度θが大きくな
るので、この影響は大きくなる。制御系で決定する角度
θを実際の電動機の角度θと一致させるには、電流指令
信号ｉ^＊を求める基準信号となるsinω_１t,cosω_１ｔ信
号を精度よく求める、すなわち、１次周波数信号ω_１を
実際の電動機の加減速にあわせて精度よく演算する必要
がある。従来のように、１次周波数ω_１の演算サンプリ
ング時間Ｔ_ωを速度制御系のサンプリング時間T_Sに合わ
せて出力すると、時間T_Sの間は１次周波数ω_１は一定と
なる。しかしながら、加減速中は実際の回転速度が時間
T_Sの間に変化するので周波数ω_１は本来得たい値とはな
らない。これを解決するために１次周波数信号ω_１の演
算のサンプリング信号Ｔ_ωを短くすれば、精度よくω_１
を演算できる。特に、角度θが大きくなる高速度領域で
は効果がある。しかしながら、逆に、低速度領域ではサ
ンプリング時間Ｔ_ωを短くすると、エンコーダ３の時間
Ｔ_ω内に入るパルス数が少なくなるために、速度検出手
段12で検出する速度検出信号ω_ｒの演算精度が悪くな
り、周波数ω_１の演算精度は低下してしまう。そこで本
発明は、サンプリング時間制御手段21により、１次周波
数信号を演算するサンプリング時間Ｔ_ωを低速度領域で
は長く、高速度領域では短くなるように制御してこの問
題を解決する。すなわち、速度検出回路12で検出する速
度検出信号ω_ｒ、すべり周波数演算手段15で演算するす
べり周波数指令信号ω_Ｓ ^＊、及び信号ω_ｒとω_Ｓ ^＊とを
加算し、１次周波数信号ω_１を出力する加算器16のサン
プリング時間Ｔ_ωを速度に応じて、低速度領域では長
く、高速度領域では短くするとよい。

第５図に速度ω_ｒに対するサンプリング時間Ｔ_ωの例を
示す。第５図（ａ）は速度ω_ｒとともにサンプリング時
間Ｔ_ωを小さくした例を示す。Ｔ_ωの最大値は速度制御
系のサンプリング時間Ｔ_Ｓとし、最小値は電流制御系の
サンプリング時間T_Cとすることが望ましい。第５図
（ｂ）は零速度及び最高速度ω_rmax付近にリミツタ状態
を設けた例を示す。第５図（ｃ）はサンプリング時間を
二値的に高速度域と低速度域に切換えるようにした例を
示す。この例は二段階の切換えとしているが、さらに何
段階かに切換えるようにしてもよい。また、速度ω_ｒに
対して（ａ），（ｂ）の例のように、直線的にＴ_ωを変
えるだけでなく、曲線状に変えてもよい。さらに、サン
プリング時間Ｔ_ωは速度ω_ｒの関数としたが、１次周波
数ω_１の関数にしても等価である。

第６図にサンプリング時間Ｔ_ωを決め、１次周波数信号
ω_１を演算する処理を起動する部分の具体例を示す。

第６図において、第１図と同一記号のものは相当物を表
わす。カウンタ32はエンコーダ３の出力パルスを入力す
る。カウンタ32によつてエンコーダ３のパルス間隔を定
め、これに応じて時間決定手段211によつてサンプリン
グ時間Ｔ_ωを定める。時間Ｔ_ωに比例した値はタイマ21
2にセツトされる。タイマ212はサンプリング周期の時間
Ｔ_ωの時間信号を出力する。タイマ212の出力信号によ
つて１次周波数ω_１を演算する処理ルーチン33、すなわ
ち、速度検出手段12、すべり周波数演算手段15および加
算手段16の演算が起動される。

以上のように制御したときの処理フローは次のようにな
る。すなわち、第７図は電流制御系（発振手段17、電流
指令演算手段18、電流制御手段20で行う演算）の処理フ
ローで、一定のサンプリング時間T_C毎に処理が実行され
る。

第８図は１次周波数ω_１を求める処理フロー（速度検出
手段12、すべり周波数演算手段15、加算手段16で行う演
算）で、速度ω_ｒに応じて変わるサンプリング時間Ｔ_ω
毎に処理される。ここで、すべり周波数指令信号ω_Ｓ ^＊
は（１）式で演算するが、時定数Ｔは時間Ｔ_ωに比較し
て無視できる程長くないのでω_Ｓ ^＊の演算だけは第７図
に示す電流制御系の処理ルーチンで行うようにしてもよ
い。さらにまた、このようにしたとき加算手段16で行う
１次周波数ω_１の出力演算も電流制御系の処理ルーチン
で行う必要がある。すなわち、このときは速度ω_ｒの検
出演算だけが第８図のルーチンで処理される。第９図は
速度制御系の処理フロー（速度制御手段13、励磁電流指
令演算手段14で行う演算）で、一定のサンプリング時間
T_S毎に処理が実行される。

なお、第７図の処理はソフトで行うようにしたが、第１
図に示すシステムをサーボに応用し、特に高応答が要求
されるときには電流制御系の処理をアナログ回路を中心
とするデイスクリート回路で構成してもよい。また、速
度ω_ｒの検出は第８図に示すフローで処理したものを利
用するようにしている。このようにすると速度制御を行
うときにその時点の最新の速度情報で制御ができるが、
これとは別に速度制御のためだけに、一定のサンプリン
グ時間T_S毎に検出してもよい。

このように制御して加減速したとき、速度ω_ｒに対して
磁束と１次電流のなす角θの演算値と実際のモータにお
ける値の差Δθは第10図のようになる。破線は従来のよ
うに１次周波数ω_１演算のサンプリング時間Ｔ_ωを速度
制御系のサンプリング時間T_Sと同じに一定としたとき、
実線は本発明の時間Ｔ_ωを可変したときを示す。界磁弱
め制御をする関係から角度θの精度が要求される高速度
領域でΔθが小さくなるので、高速度領域においても精
度のよいトルク制御が行える。

第11図に本発明の他の実施例を示す。

第11図は交流の電流検出信号ｉの２軸成分I_d,I_qを求
め、直流レベルでの電流制御系を追加したものである。

第11図において、第１図と同一符号をつけたものは第１
図と相当物を表わす。すべり周波数演算手段22は磁束信
号Φ_２と磁束と直交するｑ軸分の電流成分I_qにより次式
によつてすべり周波数指令信号ω_Ｓ ^＊を演算する。

実電流成分I_qを用いてω_Ｓ ^＊を演算することに特徴があ
る。また、磁束信号Φ_２は磁束と同一方向の電流成分検
出信号I_dを用いて（５）式のように演算してもよい。

なお、第11図の実施例においても、すべり周波数指令信
号ω_Ｓ ^＊の演算には第１図におけるすべり周波数演算手
段15を用いることもできる。電流成分検出手段23は電流
検出信号ｉの電流成分I_dとI_qを演算する。この演算方法
は公知なので説明を省略する。信号I_dはｄ軸電流制御手
段25に入力され、信号I_qはｑ軸電流制御手段24とすべり
周波数演算手段22に入力される。ｑ軸電流制御手段24は
トルク電流指令信号I_t ^＊とｑ軸の電流成分I_qの偏差に応
じて作動する。一方、ｄ軸電流制御手段25は励磁電流指
令信号I_m ^＊とｄ軸の電流成分I_dの偏差に応じて作動す
る。

以上のように、電流の成分を検出して指令との偏差をと
り、そのマイナループとして交流の電流制御を行うよう
にすると、交流電流の波形を正弦波状に制御できるとと
もに、その成分をも常に所定値にでき、精度のよい電流
制御が行える。このような制御を行うとき、本発明のよ
うに１次周波数を精度よく演算すると、トルク制御精度
の向上に効果がある。なお、第11図において、d,q軸電
流制御手段25,24の制御ゲインを大きくとれる場合、ま
たはd,q軸電流制御手段24,25の出力間の干渉防止手段が
ある場合は交流の電流制御手段20は省略することができ
る。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によればベクトル制御上の基
準信号を簡単な方法により精度よく演算できるので、高
精度かつ高応答のトルク制御を行うことができる。

なお、本発明は電流のフイードバツク制御系を持たず、
トルク指令から回転速度に応じて直接に電圧を指令する
方式においても、トルク指令（すなわち前記実施例のト
ルク電流指令に対応する）に応じて、すべり周波数指令
を定め、回転速度との和をとつて１次周波数を求める演
算においても本発明が適用できる。また、本発明は電動
機の磁束制御を行わないときにも適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図、第３
図、第４図は第１図に示す演算手段の具体的な構成例、
第５図は第１図の演算手段の動作特性図、第６図は第１
図の演算手段の構成例、第７図、第８図、第９図は第１
図の制御のフローチヤート、第10図は制御特性図、第11
図は本発明の他の実施例を示す構成図である。 １……周波数変換器、２……誘導電動機、３……エンコ
ーダ、12……速度検出手段、15……すべり周波数演算手
段、16……加算手段、17……発振手段、21……サンプリ
ング時間制御手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流を
   供給する周波数変換器と、前記誘導電動機の回転側に設
   けられ該電動機の回転速度に比例した検出信号を出力す
   る速度検出器と、前記周波数変換器を制御するマイクロ
   コンピュータとを具備し、該マイクロコンピュータはそ
   れぞれのサンプリング周期毎に、前記速度検出器から出
   力される検出信号より前記誘導電動機の回転速度を演算
   しその演算値を出力する回転速度演算手段、該回転速度
   演算手段で演算した速度演算値がその指令になるように
   トルク電流指令を出力する速度制御手段、該トルク電流
   指令に基づいてすべり周波数指令を演算するすべり周波
   数演算手段、該すべり周波数指令と前記速度検出信号よ
   り１次周波数指令を演算する１次周波数演算手段、該１
   次周波数指令より前記誘導電動機をベクトル制御すべく
   基準位相信号を演算し、該基準位相信号に基づいて前記
   周波数変換器を制御する手段を実行するプログラムを備
   えてなる誘導電動機の制御装置において、 前記マイクロコンピュータの前記回転速度演算手段、前
   記すべり周波数演算手段及び前記１次周波数演算手段に
   おけるサンプリング周期を、前記誘導電動機の回転速度
   が大きくなるにつれて短くなるように設定するサンプリ
   ング制御手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制
   御装置。