JPH0759157B2 - Induction motor vector controller - Google Patents
Induction motor vector controllerInfo
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- JPH0759157B2 JPH0759157B2 JP60298436A JP29843685A JPH0759157B2 JP H0759157 B2 JPH0759157 B2 JP H0759157B2 JP 60298436 A JP60298436 A JP 60298436A JP 29843685 A JP29843685 A JP 29843685A JP H0759157 B2 JPH0759157 B2 JP H0759157B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION A. Field of Industrial Application The present invention relates to a vector controller for an induction motor.
B.発明の概要 本発明は、電動機一次電圧を磁束軸成分とトルク軸成分
に分けて制御する誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、 所定数に分割されたU,V相の正弦波信号のデータをデー
タテーブルに格納しておき、トルク電流指令値ＩＴ ＊と
励磁電流指令値I0 ＊に基づいてベクトル演算を行なつて
一次電流指令値I1 ＊，すべり角周波数ωｓおよび磁束の
位相変化量△を求めるとともに、すべり角周波数ωｓ
と誘導電動機の回転角周波数ωｎに基づいて一次角周波
数信号を出力し、この出力信号に比例したパルス信号を
前記一次角周波数信号の大きさに応じて分周し、この分
周された信号の導入時に一次角周波数の極性に応じたU,
V相の正弦波データを前記データテーブルからルツクア
ツプして取出すとともに、トルク電流指令値ＩＴ ＊の変
化により磁束の位相が変化した場合、前記ルツクアツプ
動作を中止して前記位相変化量△に応じたU,V相の正
弦波データを前記データテーブルから取出し、且つこれ
ら取出されたU,V相の正弦波データおよび前記一次電流
指令値I1 ＊と誘導電動機駆動用インバータの出力電流検
出量とによつて３相の電圧指令値ＶＵ ＊,Vｖ ＊,Vｗ ＊を
求め、これら電圧指令値ＶＵ ＊,Vｖ ＊,Vｗ ＊に基づいて
誘導電動機駆動用インバータをパルス幅変調制御するこ
とにより、 高速なトルク応答性が得られるとともに、広い周波数範
囲で高精度の速度制御ができるようにし且つ演算処理時
間に予裕を持たせ、しかも高精度のアナログ処理回路を
不要にしたものである。B. Outline of the Invention The present invention is a vector controller for an induction motor that controls a primary voltage of a motor by dividing it into a magnetic flux axis component and a torque axis component. It is stored in a data table, and vector calculation is performed based on the torque current command value I T * and the excitation current command value I 0 * to obtain the primary current command value I 1 * , the slip angular frequency ω s, and the magnetic flux phase change. Slip angular frequency ω s
And a primary angular frequency signal based on the rotational angular frequency ω n of the induction motor, the pulse signal proportional to the output signal is divided according to the magnitude of the primary angular frequency signal, and the divided signal is divided. Introducing U depending on the polarity of the primary angular frequency,
When the V-phase sine wave data is retrieved from the data table by pulling up, and when the phase of the magnetic flux changes due to the change of the torque current command value I T * , the look up operation is stopped and the phase change amount Δ is measured. U- and V-phase sine wave data is extracted from the data table, and the extracted U and V-phase sine wave data and the primary current command value I 1 * and the output current detection amount of the induction motor drive inverter Therefore, the three-phase voltage command values V U * , V v * , V w * are obtained, and the inverter for driving the induction motor is subjected to pulse width modulation control based on these voltage command values V U * , V v * , V w *. As a result, high-speed torque response can be obtained, high-accuracy speed control can be performed over a wide frequency range, and the calculation processing time is afforded. It is obtained by the.
C.従来の技術 従来、サーボモータのように高速応答でしかも広範囲の
速度制御が要求される可変速電動機には、例えばDCモー
タが使用されている。しかしこのDCモータは、ブラシが
摩耗するので煩しいメンテナンスが必要である。この為
近年サーボモータとしてブラシの無いACモータとインバ
ータを組み合わせた交流可変速電動機、例えば誘導電動
機が採用されてきている。この誘導電動機の制御方式と
して、電動機の一次電流を励磁電流（磁束を発生するた
めの磁化電流）と二次電流（トルク発生に寄与するトル
ク電流）とに分けて制御し、二次磁束と二次電流のベク
トルを互いに常に直交させることでDCモータと同等の応
答性を得ようとするベクトル制御方式が提案されてい
る。C. Conventional Technology Conventionally, for example, a DC motor is used for a variable speed electric motor, which requires a high speed response and a wide range of speed control such as a servo motor. However, this DC motor requires complicated maintenance because the brush is worn. For this reason, in recent years, an AC variable speed electric motor, for example, an induction electric motor, in which a brushless AC motor and an inverter are combined has been adopted as a servo motor. As a control method of this induction motor, the primary current of the motor is divided into an exciting current (magnetizing current for generating magnetic flux) and a secondary current (torque current that contributes to torque generation) to control the secondary current and the secondary magnetic flux. A vector control method has been proposed in which the vector of the next current is always orthogonal to each other to obtain a response equivalent to that of a DC motor.
D.発明が解決しようとする問題点 上記のようなベクトル制御方式は、ベクトル演算回数が
多くなると速応性のあるトルク応答性が得られず、この
為高速応答の速度制御ができなくなつてしまう。D. Problems to be Solved by the Invention In the vector control method as described above, when the number of vector operations increases, a torque responsiveness with a quick response cannot be obtained, which makes it impossible to perform speed control with a high speed response. .
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、高速なトル
ク応答性が得られるとともに、広い周波数範囲で高精度
の速度制御が行なえる誘導電動機のベクトル制御装置を
提供することを目的としている。The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a vector control device for an induction motor capable of obtaining high-speed torque response and performing highly accurate speed control in a wide frequency range. .
E.問題点を解決するための手段および作用 本発明は、誘導電動機の回転角周波数ωｎと回転角周波
数指令値ωｎ ＊との偏差出力を比例積分して求められた
トルク電流指令値ＩＴ ＊と励磁電流指令値I0 ＊に基づい
て所定のベクトル演算を行ない、一次電流指令値I1 ＊，
すべり角周波数ωｓおよび磁束の位相変化量△を求め
るベクトル演算部と、 前記回転角周波数ωｎと前記すべり角周波数ωｓを加算
して得られる一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|を演算す
るとともに、前記演算された絶対値｜ω0|が設定値以上
のときは該｜ω0|の信号を出力し、前記演算された絶対
値｜ω0|が設定値未満のときは該｜ω0|をｎ倍した信号
を出力する一次角周波数算出部と、 この一次角周波数算出部の出力信号に比例した周波数の
パルス信号を発生させるパルス信号発生部と、 前記一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|が設定値以上のと
きは該｜ω0|の大きさに応じて分周比を決定するととも
に、前記一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|が設定値未満
のときは分周比を1/nに決定し、且つこれら決定された
分周比により前記パルス信号発生部の出力パルス信号を
分周する分周部と、 所定数に分割されたU,V相の正弦波信号のデータが格納
されたデータテーブルと、 前記分周部によつて分周された前記パルス信号発生部の
出力信号が入力されたとき、前記一次角周波数ω０の極
性に応じたU,V相の正弦波データを前記データテーブル
から抽出するとともに、前記ベクトル演算部で求められ
た磁束の位相変化量△が変化したとき、前記抽出動作
を中止して前記△の変化分に応じたU,V相の正弦波デ
ータを前記データテーブルから抽出し、且つこれら抽出
されたU,V相の正弦波データを所定時間遅らせて出力せ
しめる一次電流波形出力部と、 この一次電流波形出力部の出力データと前記ベクトル演
算部から出力される一次電流指令値I1 ＊を乗算してU,V
相の一次電流指令値ＩＵ ＊,Iｖ ＊を求める乗算部と、 誘導電動機駆動用のインバータの出力電流検出量と前記
乗算部の出力とによつて３相の電圧指令値ＶＵ ＊,
Vｖ ＊,Vｗ ＊を求める相電圧演算部と、 この相電圧演算部の出力に応じて誘導電動機駆動用のイ
ンバータをパルス幅変調制御するPWM制御部とを備えた
ことを特徴としている。E. Means and Actions for Solving Problems The present invention is directed to a torque current command value I obtained by proportionally integrating the deviation output between the rotational angular frequency ω n of the induction motor and the rotational angular frequency command value ω n *. A predetermined vector operation is performed based on T * and the exciting current command value I 0 *, and the primary current command value I 1 * ,
A vector calculation unit for obtaining the slip angular frequency ω s and the phase change amount Δ of the magnetic flux, and the absolute value of the primary angular frequency ω 0 obtained by adding the rotational angular frequency ω n and the slip angular frequency ω s | ω 0 | And outputs the signal of | ω 0 | when the calculated absolute value | ω 0 | is greater than or equal to a set value, and when the calculated absolute value | ω 0 | is less than the set value. A primary angular frequency calculation unit that outputs a signal obtained by multiplying | ω 0 | by n, a pulse signal generation unit that generates a pulse signal having a frequency proportional to the output signal of the primary angular frequency calculation unit, and the primary angular frequency ω When the absolute value | ω 0 | of 0 is greater than or equal to the set value, the frequency division ratio is determined according to the magnitude of the | ω 0 |, and the absolute value | ω 0 | of the primary angular frequency ω 0 is set to the set value. If it is less than 1, the frequency division ratio is determined to be 1 / n, and the pulse signal is determined by the determined frequency division ratio. A frequency divider that divides the output pulse signal of the generator, a data table that stores the U and V phase sine wave signal data that has been divided into a predetermined number, and a frequency that is divided by the divider. When the output signal of the pulse signal generator is input, U- and V-phase sine wave data corresponding to the polarity of the primary angular frequency ω 0 is extracted from the data table and obtained by the vector calculator. When the phase change amount Δ of the magnetic flux changes, the extraction operation is stopped and the U and V phase sine wave data corresponding to the change amount of Δ are extracted from the data table, and these extracted U and V A primary current waveform output section that delays and outputs the phase sine wave data for a predetermined time, and output data of this primary current waveform output section is multiplied by the primary current command value I 1 * output from the vector operation section to obtain U, V
The multiplying section for obtaining the primary current command values I U * , I v * of the phase, and the three-phase voltage command value V U * , by the output current detection amount of the inverter for driving the induction motor and the output of the multiplying section
It is characterized by including a phase voltage calculation unit for obtaining V v * , V w * , and a PWM control unit for performing pulse width modulation control of an inverter for driving an induction motor according to the output of the phase voltage calculation unit.
F.実施例 F1 原理の説明 以下、図面を参照しながら本発明の一実施例を説明す
る。まず二次磁束と二次電流のベクトルを常に直交させ
るための原理を第２図のベクトル図とともに述べる。第
２図に示すｄ−ｑ軸同期回転座標上において、励磁電流
指令値I0 ＊を一定にした場合一次角周波数ω０は次式で
求められる。F. Embodiment F 1 Description of Principle An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, the principle for always making the vectors of the secondary magnetic flux and the secondary current orthogonal will be described with the vector diagram of FIG. On the dq axis synchronous rotation coordinates shown in FIG. 2, when the exciting current command value I 0 * is constant, the primary angular frequency ω 0 is calculated by the following equation.
ω０＝ωｎ＋ωｓ ……（２） （ただしωｓはすべり角周波数、ωｎは回転角周波数、
ＩＴ ＊はトルク電流指令値、τ２は二次時定数である。 ω 0 = ω n + ω s (2) (where ω s is the slip angular frequency, ω n is the rotational angular frequency,
I T * is a torque current command value, and τ 2 is a secondary time constant.
ここでｄ−ｑ軸から３相固定座標に変換した場合次式で
表わされる。１ ＝I0 ＊＜ ……（３） ＝tan-1（ＩＴ ＊/I0 ＊） ……（５） （ただし１は一次電流、は励磁電流指令値I0 ＊と一
次電流１をはさむ角度である。Here, when the dq axes are converted into three-phase fixed coordinates, they are expressed by the following equation. 1 = I 0 * <... (3) = Tan -1 (I T * / I 0 *) ...... (5) ( provided that 1 primary current, is the angle sandwiching the exciting current instruction value I 0 * and the primary current 1.
上記（３），（４），（５）式から３相固定軸の電流Ｉ
Ｕ,Iｖ,Iｗを求めれば良い。尚一次電流１と３相電流
ＩＵ,Iｖ,Iｗの関係は第２図から明らかなように、 となる。ここでθはＵ相軸と一次電流ベクトル１のな
す角度であり、ｄ−ｑ軸は角周波数ω０で回転すること
から、が変化しない定常状態ではθ＝ω０となる。し
かし、トルク電流指令値ＩＴ ＊が変動すると位相角が
変るため、この変化分が位相角θに影響し、次式とな
る。From the above equations (3), (4) and (5), the current I of the three-phase fixed shaft is calculated.
It suffices to find U , I v , and I w . The relationship between the primary current 1 and the three-phase currents I U , I v , and I w is as shown in FIG. Becomes Here, θ is an angle formed by the U-phase axis and the primary current vector 1 , and since the dq axes rotate at the angular frequency ω 0 , θ = ω 0 in a steady state where does not change. However, if the torque current command value IT * fluctuates, the phase angle changes, so this change affects the phase angle θ, and the following equation is obtained.
θ＝ω0t＋△ ……（７） （ただし△はの変動分である。） 上記（７）式の△はデイジタル演算においては１サン
プル期間の位相変化量であるので、次式によつて求めら
れる。θ = ω 0 t + Δ (7) (where Δ is the variation of Δ) Since Δ in the above equation (7) is the amount of phase change in one sampling period in the digital calculation, the following equation is used. Desired.
△＝ｎ−ｎ−１ ……（８） （ただしｎは今回のサンプル値，ｎ−１は前回の
サンプル値である。） 以上の（１）〜（８）式を演算し、その演算結果に基づ
いて誘導電動機駆動用のインバータを制御すれば、二次
磁束と二次電流のベクトルを常に直交させることがで
き、トルク電流指令値ＩＴ ＊によつてトルクを線形に制
御することができる。△ = n - n-1 (8) ( where n is the sample value of this time and n-1 is the sample value of the previous time) The above formulas (1) to (8) are calculated, and the calculation result is obtained. by controlling the inverter for driving the induction motor based on, it is possible to always orthogonal vectors of the secondary magnetic flux and secondary current, it is possible to control the Yotsute torque linearly to the torque current command value I T * .
F2 全体構成の説明 以下、（１）〜（８）式の演算を実施した制御方式を第
１図の回路図とともに詳述する。第１図において誘導電
動機１は、パルス幅変調制御がなされるPWMインバータ
２によつて運転制御される。誘導電動機１の回転速度
は、レゾルバ３によつて回転角度に比例した電気信号に
変換された後、中央処理装置（以下CPUと称す）９の速
度演算部10に供給される。速度演算部10はレゾルバ３か
ら入力された回転角度に比例した電気信号に基づいて回
転角周波数ωｎを求め、速度制御用PI演算部11および一
次角周波数算出部12に供給する。前記PI演算部11は、予
め設定した回転角周波数指令値ωｎ ＊と前記回転角周波
数ωｎの偏差をとり、その偏差出力を比例積分してトル
ク電流指令値ＩＴ ＊を演算する。すなわち、 なる式を演算してＩＴ ＊を求める（ただし、ＫＰは利
得、Ｔｉは時定数、Ｓはラプラス変数である）。このト
ルク電流指令値ＩＴ ＊はベクトル演算部13に入力され
る。このベクトル演算部13は一定値に設定した励磁電流
指令値I0 ＊と前記トルク電流指令値ＩＴ ＊に基づいて第
３図に示す演算を行ない、一次電流指令値I1 ＊，すべり
角周波数ωｓ，磁束の位相角，磁束の位相変化量△
を各々求める。すなわち第３図において、励磁電流指令
値I0 ＊とトルク電流指令値ＩＴ ＊を用いて前記第（４）
式を演算することにより一次電流指令値I1 ＊を求め、前
記ＩＴ ＊をI0 ＊で除算した商を用いて前記（１），
（５）式を各々演算することによりすべり角周波数
ωｓ，位相角を各々求め、その位相角を用いて前記
（８）式を演算することにより位相変化量△を求める
ものである。上述のような速度演算,PI演算およびベク
トル演算はCPU9によつて行なうものであり、その演算手
順は、第４図に示すフローチヤートのステツプS1〜ステ
ツプS6およびステツプS14に沿つて行なわれる。尚、ベ
クトル演算部13は、例えばインターバルタイマーにより
定期的に起動されるものであり、制御応答に影響しない
程度の一定期間（例えば500μsec程度）毎に演算を行な
うものとする。ベクトル演算部13の演算結果のうち、す
べり角周波数ωｓは一次角周波数算出部12に入力され、
一次電流指令値I1 ＊はデイジタル−アナログ変換器14に
よつてアナログ信号に変換された後、乗算型デイジタル
−アナログ変換器15に入力され、位相変化量△は一次
電流波形出力部16に入力される。Description of Overall Configuration of F 2 The control system that executes the operations of the expressions (1) to (8) will be described in detail below with the circuit diagram of FIG. 1. In FIG. 1, the induction motor 1 is operation-controlled by a PWM inverter 2 which is pulse width modulated. The rotation speed of the induction motor 1 is converted into an electric signal proportional to the rotation angle by the resolver 3, and then supplied to a speed calculation unit 10 of a central processing unit (hereinafter referred to as CPU) 9. The speed calculation unit 10 obtains the rotation angular frequency ω n based on the electric signal proportional to the rotation angle input from the resolver 3, and supplies it to the speed control PI calculation unit 11 and the primary angular frequency calculation unit 12. The PI calculation unit 11 calculates a torque current command value I T * by taking a deviation between a preset rotational angular frequency command value ω n * and the rotational angular frequency ω n , and proportionally integrating the deviation output. That is, Is calculated to obtain I T * (where K P is the gain, T i is the time constant, and S is the Laplace variable). The torque current command value IT * is input to the vector calculation unit 13. The vector calculation unit 13 performs the calculation shown in FIG. 3 based on the excitation current command value I 0 * and the torque current command value I T * set to a constant value, and the primary current command value I 1 * , the slip angular frequency ω s , magnetic flux phase angle, magnetic flux phase variation Δ
Are calculated respectively. That is, in FIG. 3, by using the exciting current command value I 0 * and the torque current command value I T * , the above (4)
The primary current command value I 1 * is obtained by calculating an equation, and the quotient obtained by dividing the I T * by the I 0 * is used to calculate the above (1),
The slip angle frequency ω s and the phase angle are respectively obtained by calculating the equation (5), and the phase change amount Δ is obtained by calculating the equation (8) using the phase angle. The speed calculation, PI calculation and vector calculation as described above are performed by the CPU 9, and the calculation procedure is performed along steps S 1 to S 6 and S 14 of the flow chart shown in FIG. Be done. The vector calculation unit 13 is periodically activated by, for example, an interval timer, and performs calculation at regular intervals (for example, about 500 μsec) that do not affect the control response. Of the calculation results of the vector calculation unit 13, the slip angular frequency ω s is input to the primary angular frequency calculation unit 12,
The primary current command value I 1 * is converted to an analog signal by the digital-analog converter 14 and then input to the multiplication digital-analog converter 15, and the phase change amount Δ is input to the primary current waveform output unit 16. To be done.
一次角周波数算出部12は、速度演算部10で求められた回
転角周波数ωｎとベクトル演算部13で求められたすべり
角周波数ωｓを加算して一次角周波数ω０を求め、その
絶対値｜ω0|を演算する。一次角周波数ω０の絶対値｜
ω0|はデイジタル−アナログ変換器14によつてアナログ
信号に変換された後V/F変換器17に供給される。このV/F
変換器17は前記絶対値｜ω0|に比例した周波数のパルス
信号を出力する。V/F変換器17の出力パルス信号は、後
述するソフトウエアにより分周比を任意に設定すること
ができる1/n分周器18によつて分周された後、割込み信
号INTRとして一次電流波形出力部16に供給される。尚1/
n分周器18は例えばプログラマブルカウンターで構成す
る。The primary angular frequency calculation unit 12 adds the rotation angular frequency ω n calculated by the speed calculation unit 10 and the slip angular frequency ω s calculated by the vector calculation unit 13 to obtain the primary angular frequency ω 0 , and its absolute value Calculate | ω 0 |. Absolute value of primary angular frequency ω 0 |
ω 0 | is converted into an analog signal by the digital-analog converter 14 and then supplied to the V / F converter 17. This V / F
The converter 17 outputs a pulse signal having a frequency proportional to the absolute value | ω 0 |. The output pulse signal of the V / F converter 17 is frequency-divided by the 1 / n frequency divider 18 whose frequency division ratio can be arbitrarily set by the software described later, and then as a primary current as an interrupt signal INTR. It is supplied to the waveform output section 16. 1 /
The n frequency divider 18 is composed of, for example, a programmable counter.
一次電流波形出力部16は、1/n分周器18から入力される
割込み信号INTRと一次角周波数算出部12で演算された一
次角周波数ω０とベクトル演算部13から入力される位相
変化量△に基づいて、予めCPU9のデータテーブルに格
納された一次電流の正弦波データを取り出して出力す
る。そのときの手順は第５図のフローチヤートに沿つて
行なうものである。すなわち、1/n分周器18の割込み信
号INTRが外部割込み信号としてCPU9に入力されると第５
図のルーチンが起動される。まずステツプS1において一
次角周波数ω０の極性を判別し、正の場合ステツプS2に
おいてＮ＝Ｎ＋ｎを、負の場合ステツプS3においてＮ＝
Ｎ−ｎを各々演算し（Ｎはデータテーブルの呼出し番
号、ｎ＝1,2,4…）、これによつて一次角周波数ω０の
極性に応じたデータテーブルの呼出し番号を決定する。
次にステツプS4においてsinデータテーブルを参照して
呼出し番号Ｎに相当するsinデータを取り出す。そして
ステツプS5においてＵ相電流データＩＵ＝sin（θｎ）,
V相電流データ を各々演算し、ＩＵを例えば下位８ビツトデータD0〜D7
として出力し、ＩＶを例えば上位８ビツトデータD8〜D
15として出力する。尚、sinデータテーブルには例えば
第６図のように正弦波データを、所定の分割数、例えば
360個に分割して呼出し番号Ｎ順に格納しておく。The primary current waveform output unit 16 has an interrupt signal INTR input from the 1 / n frequency divider 18, the primary angular frequency ω 0 calculated by the primary angular frequency calculation unit 12, and the amount of phase change input by the vector calculation unit 13. Based on Δ, the sine wave data of the primary current stored in advance in the data table of the CPU 9 is extracted and output. The procedure at that time is performed along the flow chart of FIG. That is, when the interrupt signal INTR of the 1 / n frequency divider 18 is input to the CPU 9 as an external interrupt signal, the fifth
The routine shown in the figure is started. First, in step S 1 , the polarity of the primary angular frequency ω 0 is discriminated, and when positive, N = N + n in step S 2 , and when negative, N = N in step S 3 .
Each of N-n is calculated (N is a calling number of the data table, n = 1,2,4 ...), and thereby the calling number of the data table is determined according to the polarity of the primary angular frequency ω 0 .
Then take out sin data corresponding to the call number N with reference to the sin data table at step S 4. Then, in step S 5 , U-phase current data I U = sin (θ n ),
V-phase current data Each calculated, the lower such as I U 8-bit data D 0 to D 7
And outputs IV as the upper 8 bit data D 8 to D, for example.
Output as 15 . In the sin data table, for example, sine wave data as shown in FIG.
It is divided into 360 and stored in order of calling number N.
ここでデイジタル−アナログ変換器14を用いて一次角周
波数の絶対値｜ω0|を出力する場合、例えば10000:1の
範囲で速度制御するには、前記変換器14を13ビツト以上
で構成する必要があり（通常12ビツトのデイジタル−ア
ナログ変換器が一般的である）、装置価格が高騰してし
まう。また、定格時デイジタル−アナログ変換器出力を
5Vとすると速度制御範囲が10000:1であれば出力は0.5mV
となり、極めて小レベルとなる。このためデイジタル−
アナログ変換器14のアナログ出力信号は、ノイズの影響
を受ける恐れがある。このため本発明では前記一次角周
波数が所定値未満の極低速回転時には、デイジタル−ア
ナログ変換器14へ供給する｜ω0|をｎ×｜ω0|とすると
ともに、1/n分周器18の分周比を1/nに決定している。こ
のようにすることによりデイジタル−アナログ変換器14
の出力信号のアナログレベルがｎ倍高くなり、ノイズの
影響を受けなくなる（この場合データテーブルの呼出し
番号ＮはＮ＝Ｎ±１とする）。前記一次角周波数が所定
値未満であるか否かの判定は、次の第１表に示す如く一
次角周波数の絶対値｜ω0|と定格時角周波数ωRateの比
（｜ω0|′）が例えば1/512よりも小さいか否かによつ
て行なう。Here, when the absolute value of the primary angular frequency | ω 0 | is output using the digital-analog converter 14, for example, in order to control the speed in the range of 10000: 1, the converter 14 is composed of 13 bits or more. It is necessary (usually a 12-bit digital-to-analog converter is common), and the device price rises. In addition, the rated digital-to-analog converter output
5V, if the speed control range is 10000: 1, the output is 0.5mV
And it will be a very small level. Because of this,
The analog output signal of the analog converter 14 may be affected by noise. Therefore, in the present invention, when the primary angular frequency is rotating at an extremely low speed below a predetermined value, | ω 0 | supplied to the digital-analog converter 14 is set to n × | ω 0 | and the 1 / n frequency divider 18 The frequency division ratio of is determined to be 1 / n. By doing so, the digital-analog converter 14
The analog level of the output signal is increased n times and is not affected by noise (in this case, the calling number N of the data table is N = N ± 1). Whether or not the primary angular frequency is less than a predetermined value is determined by the ratio (| ω 0 | ') between the absolute value of the primary angular frequency | ω 0 | and the rated angular frequency ω Rate as shown in Table 1 below. ) Is smaller than 1/512, for example.
上記第１表において1/512未満のときのｎは例えばｎ＝1
6としているが、これに限らず他の値にしても良い。上
記のような｜ω0|′の演算、判定動作および分周比の決
定は第４図のフローチヤートのステツプS7〜ステツプS
13に沿つて行なう。 In the above Table 1, n when less than 1/512 is n = 1, for example.
Although set to 6, it is not limited to this and may be set to another value. The calculation of | ω 0 | ′, the determination operation and the determination of the frequency division ratio as described above are performed by the steps S 7 to S of the flow chart in FIG.
Follow along 13 .
すなわち、まずステツプS7においてωｎとωｓを加算し
て一次角周波数ω０およびその絶対値｜ω0|を演算し、
さらに絶対値｜ω0|と定格時角周波数ωRateの比｜ω
0|′＝｜ω0|/ωRateを演算する。次にステツプS8では
前述の如く演算された｜ω0|′が所定値、例えば1/512
よりも小さいか否かの判定を行なう。前記｜ω0|′が1/
512より小さい場合はステツプS9において1/n分周器18の
分周比を1/16にセツトせしめるとともにステツプS16に
おいて一次角周波数｜ω0|×16の信号をデイジタル−ア
ナログ変換器14へ出力する。また前記｜ω0|′が1/512
以上であれば、ステツプS11において一次角周波数｜ω0
|の信号をそのままデイジタル−アナログ変換器14へ出
力する。そしてステツプS12において|f0|＝｜ω0|/2π
なる演算を行なつて誘導電動機の一次周波数の絶対値|f
0|を演算する。次にステツプS|13|において前記一次周
波数f0の大きさに応じて予め第２表の如く設定された分
周比を決定するとともに、該決定された分周比に1/n分
周器18をセツトせしめる。That is, first, at step S 7 , ω n and ω s are added to calculate the primary angular frequency ω 0 and its absolute value | ω 0 |
Furthermore, the ratio of absolute value | ω 0 | and rated angular frequency ω Rate | ω
0 | ′ = | ω 0 | / ω Rate is calculated. Next, in step S 8 , | ω 0 | ′ calculated as described above is a predetermined value, for example, 1/512
Is smaller than. Where | ω 0 | ′ is 1 /
If it is smaller than 512, the frequency division ratio of the 1 / n frequency divider 18 is set to 1/16 in step S 9 and the signal of the primary angular frequency │ω 0 | × 16 is converted into digital-analog converter 14 in step S 16 . Output to. Also, the above | ω 0 | ′ is 1/512
If the above, the primary angular frequency | ω 0 in step S 11
The signal of | is output to the digital-analog converter 14 as it is. And at step S 12 | f 0 | = | ω 0 | / 2π
The absolute value of the primary frequency of the induction motor | f
Calculates 0 |. Next, in step S | 13 |, the frequency division ratio set in advance as shown in Table 2 is determined according to the magnitude of the primary frequency f 0 , and the 1 / n frequency divider is applied to the determined frequency division ratio. Set 18.
このように｜ω0|′が1/512以上である場合は、一次周
波数f0の上昇に応じて基準正弦波の量子化数を360/n
（ｎ＝1,2,4…）とし、これと同時にV/F変換器17の出力
側で1/nの分周を行なつて割込み信号INTRを作成してい
るので、一次周波数f0が増加したときに1/nの分周器18
の出力パルス信号（割込み信号）INTRの周波数が増加し
て該信号の周期が短くなることはない。例えば割込み信
号INTRの周波数ｆINTRはω０と正弦波データの量子化数
により決定されるから、 ｆINTR＝360/n×f0 ……（９） 〔ただしf0＝ω0/2π〕 で求められる。そこでこの第（９）式に第２表の如くf0
＝25Hz,n＝１を代入するとｆINTR＝9KHzとなる。また第
（９）式に第２表の如くf0＝100Hz,n＝４を代入すると
ｆINTRは、前記f0＝25Hzの場合と同様に9KHzとなり、割
込み信号ｆINTRの周期は111μsecと変わらない。このた
め割込み信号ｆINTRにより起動する第５図に示すフロー
チヤートを実行するための処理時間が15μsec程度であ
るので、一次周波数f0が上昇しても前記処理時間を充分
に確保できることが理解できる。これによつてCPU9のオ
ーバーヘツド現象は生じない。 Thus, when | ω 0 | ′ is 1/512 or more, the quantization number of the reference sine wave is 360 / n according to the rise of the primary frequency f 0.
(N = 1,2,4 ...) At the same time, the output side of the V / F converter 17 divides the frequency by 1 / n to generate the interrupt signal INTR, so that the primary frequency f 0 is 1 / n divider 18 when increased
The frequency of the output pulse signal (interrupt signal) INTR does not increase and the cycle of the signal does not shorten. For example, the frequency f INTR of the interrupt signal INTR is determined by ω 0 and the quantization number of the sine wave data, so f INTR = 360 / n × f 0 (9) [where f 0 = ω 0 / 2π] Desired. Therefore, in this formula (9), as shown in Table 2, f 0
Substituting 25 Hz and n = 1, f INTR = 9 KHz. Further, when f 0 = 100Hz, n = 4 is substituted into the equation (9) as shown in Table 2, f INTR becomes 9 KHz as in the case of f 0 = 25 Hz, and the period of the interrupt signal f INTR changes to 111 μsec. Absent. Therefore, since the processing time for executing the flow chart shown in FIG. 5 which is activated by the interrupt signal f INTR is about 15 μsec, it can be understood that the processing time can be sufficiently secured even if the primary frequency f 0 rises. . As a result, the CPU 9 overhead phenomenon does not occur.
また、誘導電動機の回転が極めて低速である（｜ω0|′
が1/512未満）場合、一次角周波数算出部12からデイジ
タル−アナログ変換器14へ出力する｜ω0|の値をｎ×｜
ω0|としているので、デイジタル−アナログ変換器14の
アナログ出力信号レベルを大きくしておくことができ
る。例えば定格時デイジタル−アナログ変換器14の出力
が5Vであり、速度制御範囲が10000:1であるときｎを第
１表の如くｎ＝16に設定すると、前記変換器14のアナロ
グ出力信号レベルは５×1/10000×16＝8mVとなる。また
｜ω0|′の値が1/512を越えた直後であるとき定格出力
が5Vであればｎ＝１に設定すると となる。Further, the rotation of the induction motor is extremely low (| ω 0 | '
Is less than 1/512), the value of | ω 0 | output from the primary angular frequency calculation unit 12 to the digital-analog converter 14 is n × |
Since ω 0 |, the analog output signal level of the digital-analog converter 14 can be increased. For example, when the output of the rated digital-analog converter 14 is 5V and the speed control range is 10000: 1 and n is set to n = 16 as shown in Table 1, the analog output signal level of the converter 14 becomes It becomes 5 x 1/10000 x 16 = 8 mV. Also, when the rated output is 5 V immediately after the value of | ω 0 | 'exceeds 1/512, setting n = 1 Becomes
このようにデイジタル−アナログ変換器14のアナログ出
力信号レベルを大きくしておくことができるので、12ビ
ツト程度の安価なデイジタル−アナログ変換器で構成す
ることにより10000:1程度の範囲で速度制御が行なえ
る。Since the analog output signal level of the digital-analog converter 14 can be increased in this way, speed control in the range of about 10000: 1 can be achieved by using an inexpensive digital-analog converter of about 12 bits. I can do it.
尚基準正弦波データは360/n（360,180,90…）毎にデー
タテーブルを持つ必要はなく、第５図のフローチヤート
のステツプS2,S3の如くデータテーブル番号Ｎの計算を
Ｎ＝Ｎ±ｎ（正転；＋、逆転；−）とする。例えばｎ＝
２（1/2分周）の場合は、データテーブル番号Ｎが第６
図に示す360個の量子化データを２つ飛びで増減するの
で、180個のデータテーブルを持つた場合と同様とな
る。The reference sine wave data does not need to have a data table for each 360 / n (360, 180, 90 ...), and the calculation of the data table number N is performed as N = N as in steps S 2 and S 3 of the flow chart in FIG. ± n (normal rotation; +, reverse rotation;-). For example, n =
In the case of 2 (1/2 division), the data table number N is the 6th
Since the 360 quantized data shown in the figure are increased / decreased in two steps, it is the same as having 180 data tables.
ここでトルク電流指令値ＩＴ ＊が変化することにより位
相変化量△が生じて一次電流波形出力部16に入力され
た場合、前記割込み信号（INTR）によつて起動される第
５図のルーチンを中止し、これに替つて第４図のステツ
プS15以降のルーチンを実施する。すなわち、ベクトル
演算部13から位相変化量△が入力されるとステツプS
15において1/n分周器18からの割込み信号INTRの入力を
禁止し、ステツプS16においてＮ＝Ｎ＋△を演算し、
これによつて位相変化量△に応じたデータテーブルの
呼出し番号を決定する。その後は前記同様に呼出し信号
Ｎに相当するsinデータを取り出す。Here, when the torque current command value IT * is changed and the phase change amount Δ is generated and input to the primary current waveform output section 16, the routine of FIG. 5 is started by the interrupt signal (INTR). It was discontinued, to implement step S 15 and subsequent routine replacement connexion Figure 4 thereto. That is, when the phase change amount Δ is input from the vector calculation unit 13, step S
In 15 , the input of the interrupt signal INTR from the 1 / n frequency divider 18 is prohibited, and in step S 16 , N = N + Δ is calculated,
Thereby, the calling number of the data table corresponding to the phase change amount Δ is determined. After that, sin data corresponding to the calling signal N is taken out as described above.
F3一次電流波形出力部の説明 上記のように一次電流波形出力部16は、一次角周波数ω
０の極性に応じたsinデータおよび位相変化量△に応
じたsinデータを出力することができるが、この場合CPU
9が第４図および第５図のルーチンに沿つて演算処理を
行なうときCPU9の処理時間に遅れが生ずる。これによつ
て一次電流波形出力部16の出力としてＵ相正弦波データ
sin（ω0t＋△）,V相正弦波データ が取り出される時間がばらついてしまう恐れがある。こ
の為本発明では一次電流波形出力部16を例えば第７図の
ように構成することにより、データ抽出時間のばらつき
を防止して周波数精度を高めることができる。第７図に
おいて一次電流波形出力部16は、1/n分周器18の出力パ
ルスの立上りにてトリガされ、その後30μsec間パルス
を発生する単安定マルチバイブレータ41と、CPU9と、CP
U9の命令を解読するデコーダー42と、単安定マルチバイ
ブレータ41の端子出力とデコーダー42の出力とのアン
ド条件をとるアンド回路43と、CPU9のリードライト（▲
▼）信号とデコーダー42の出力とが入力されるイン
ヒビツト端子付きアンド回路44と、このアンド回路44の
出力信号が「Ｌ」レベルであるときCPU9から出力される
正弦波データをラツチするラツチ回路45,46と、前記ア
ンド回路43の出力信号が「Ｈ」レベルであるとき前記ラ
ツチ回路45,46の出力データをラツチするラツチ回路47,
48とで構成されている。尚、ラツチ回路47の出力信号、
すなわちＵ相正弦データsin（ω0t＋△）は乗算型デ
イジタル−アナログ変換器15aによつてアナログ信号に
変換された後一次電流指令値I1 ＊と乗算される。これに
よつてＵ相電流指令値ＩＵ ＊＝I1sin（ω0t＋△）が
求められる。またラツチ回路48の出力信号、すなわちＶ
相正弦波データ は乗算型デイジタルーアナログ変換器15bによつてアナ
ログ信号に変換された後一次電流指令値I1 ＊と乗算され
る。これによつてＶ相電流指令値 が求められる。F 3 Description of primary current waveform output section As described above, the primary current waveform output section 16 has the primary angular frequency ω
It is possible to output sin data according to the polarity of 0 and sin data according to the amount of phase change Δ, but in this case the CPU
When the CPU 9 performs arithmetic processing in accordance with the routines of FIGS. 4 and 5, a delay occurs in the processing time of the CPU 9. As a result, the U-phase sine wave data is output as the output of the primary current waveform output unit 16.
sin (ω 0 t + △), V-phase sine wave data There is a risk that the time taken to remove may vary. Therefore, according to the present invention, the primary current waveform output section 16 is configured as shown in FIG. 7, for example, so that it is possible to prevent the variation in the data extraction time and improve the frequency accuracy. In FIG. 7, the primary current waveform output section 16 is triggered by the rising edge of the output pulse of the 1 / n frequency divider 18 and then generates a pulse for 30 μsec, a monostable multivibrator 41, a CPU 9, and a CP.
A decoder 42 that decodes U9 instructions, an AND circuit 43 that takes an AND condition between the terminal output of the monostable multivibrator 41 and the output of the decoder 42, and read / write of the CPU 9 (▲
▼) AND circuit 44 with an inhibit terminal to which the signal and the output of the decoder 42 are input, and a latch circuit 45 that latches the sine wave data output from the CPU 9 when the output signal of the AND circuit 44 is at the “L” level. , 46 and a latch circuit 47, which latches the output data of the latch circuits 45, 46 when the output signal of the AND circuit 43 is at "H" level.
It consists of 48 and. The output signal of the latch circuit 47,
That is, the U-phase sine data sin (ω 0 t + Δ) is converted into an analog signal by the multiplication type digital-analog converter 15a and then multiplied by the primary current command value I 1 * . As a result, the U-phase current command value I U * = I 1 sin (ω 0 t + Δ) is obtained. The output signal of the latch circuit 48, that is, V
Phase sine wave data Is converted into an analog signal by the multiplication type digital-analog converter 15b and then multiplied by the primary current command value I 1 * . As a result, the V-phase current command value Is required.
次に1/n分周器18の出力（ａ），単安定マルチバイブレ
ータ41のＱ端子出力（ｂ），アンド回路44の出力
（ｃ），ラツチ回路45,46の出力（ｄ），（ｄ）′，デ
コーダー42の出力（ｅ），アンド回路43の出力（ｆ），
ラツチ回路47,48の出力（ｇ），（ｇ）′，乗算型デイ
ジタル−アナログ変換器15aの出力（ｈ）の各信号波形
を第８図に示し、第８図とともに一次電流波形出力部16
の動作を述べる。まず、時刻t1において1/n分周器18か
らパルス信号が（ａ）の如く入力されると、単安定マル
チバイブレータ41はパルス信号の立上りから30μsec間
（ｂ）の如くパルス信号INTRを発生し、CPU9の外部入力
端子EXT INTRに供給する。するとCPU9は前述した第５図
のフローチヤートに沿つて正弦波データの呼出し番号Ｎ
の演算を行ない、該呼び出し番号Ｎに相当する正弦波デ
ータを第６図のデータテーブルより抽出する。ここでCP
U9にパルス信号INTRが入力されてから正弦波データを抽
出するまでの時間は、約15μsecである。この為時刻t1
から15μsec経過した時刻t2において、デコーダー42の
出力信号が変化してアンド回路44のアンド条件が成立す
るので、該アンド回路44から第８図（ｃ）のようなパル
ス信号が出力される。このパルス信号がラツチ回路45,4
6のゲート端子に入力されることにより、ラツチ回路45,
46の出力は変化する。次に時刻t1から30μsec経過した
時刻t3において、単安定マルチバイブレータ41の端子
出力が反転し、アンド回路43のアンド条件が成立するの
で、アンド回路43の出力信号（ｆ）は「Ｈ」レベルとな
る。この「Ｈ」レベル信号がラツチ回路47,48のゲート
端子に入力されることにより、ラツチ回路47,48はラツ
チ回路45,46の出力データをラツチし、ラツチ回路47,48
の出力信号は第８図（ｇ），（ｇ）′のようになる。上
記のようにラツチ回路を２段にして設け、データのラツ
チを単安定マルチバイブレータ41の端子出力によつて
一定時間後に行なうように構成したので、CPU9に正弦波
データ抽出時間のばらつきが生じたとしても、正弦波デ
ータが一次電流波形出力部16から乗算形デイジタル−ア
ナログ変換器15に導かれる時間は一定に保たれる。これ
によつて周波数精度が著しく向上する。尚、単安定マル
チバイブレータ41のパルス発生時間は30μsecに限ら
ず、CPU9の正弦波データ抽出時間よりも長ければ任意に
設定しても良い。上記のようにして第６図のデータテー
ブルから抽出された正弦波データが乗算形デイジタル−
アナログ変換器15aにおいて一次電流指令値I1 ＊と乗算
されると、その出力信号は第８図（ｈ）のように変化し
ていく。ここでベクトル演算部13から出力される△が
変化すると各部の信号レベルは第８図の破線に示すよう
に変化する。すなわち、時刻t4において△が変化する
と、CPU9は第４図のステツプS15〜S20を実行して呼出し
番号Ｎ＝Ｎ＋△を求め、該Ｎに相当する正弦波データ
を抽出する。このときCPU9から命令が発せられてデコー
ダー42の出力信号（ｅ）が「Ｌ」レベルになる。この為
アンド回路43の出力信号（ｆ）が「Ｌ」になつてから次
に「Ｈ」となる時刻t5において、ラツチ回路47,48には
△の変化分に相当する正弦波データがラツチされる。
第８図の場合、一次角周波数ω０が正相時で△＝20゜
であるため正弦波データが時刻t5においてθ３からθ23
に切り換わり、これによつて乗算型デイジタル−アナロ
グ変換器15aの出力信号（ｈ）が△＝20゜の変化分に
応じたＵ相電流指令信号になることを示している。Next, the output of the 1 / n frequency divider 18 (a), the output of the Q terminal of the monostable multivibrator 41 (b), the output of the AND circuit 44 (c), the outputs of the latch circuits 45 and 46 (d), (d) ) ′, The output of the decoder 42 (e), the output of the AND circuit 43 (f),
The signal waveforms of the outputs (g), (g) 'of the latch circuits 47, 48, and the output (h) of the multiplication type digital-analog converter 15a are shown in FIG. 8, and together with FIG.
The operation of will be described. First, when the pulse signal is input from the 1 / n frequency divider 18 as shown in (a) at time t 1 , the monostable multivibrator 41 generates the pulse signal INTR as shown in (b) for 30 μsec from the rise of the pulse signal. Supply to the external input pin EXT INTR of CPU9. Then, the CPU 9 calls the sine wave call number N along the flow chart of FIG.
And the sine wave data corresponding to the calling number N is extracted from the data table of FIG. CP here
The time from when the pulse signal INTR is input to U9 to when the sine wave data is extracted is about 15 μsec. Therefore, time t 1
At time t 2 after 15 μsec has elapsed, the output signal of the decoder 42 changes and the AND condition of the AND circuit 44 is satisfied, so that the AND circuit 44 outputs a pulse signal as shown in FIG. 8C. This pulse signal is the latch circuit 45, 4
By inputting to the gate terminal of 6, the latch circuit 45,
The output of 46 changes. Next, at a time t 3 when 30 μsec has elapsed from the time t 1, the terminal output of the monostable multivibrator 41 is inverted and the AND condition of the AND circuit 43 is satisfied. Therefore, the output signal (f) of the AND circuit 43 is “H”. It becomes a level. By inputting this "H" level signal to the gate terminals of the latch circuits 47, 48, the latch circuits 47, 48 latch the output data of the latch circuits 45, 46, and the latch circuits 47, 48.
Output signals are as shown in FIGS. 8 (g) and 8 (g) '. As described above, since the latch circuits are provided in two stages and the data latch is configured to be performed after a fixed time by the terminal output of the monostable multivibrator 41, the sine wave data extraction time varies in the CPU 9. Also, the time during which the sine wave data is guided from the primary current waveform output unit 16 to the multiplication type digital-analog converter 15 is kept constant. This significantly improves the frequency accuracy. The pulse generation time of the monostable multivibrator 41 is not limited to 30 μsec, and may be arbitrarily set as long as it is longer than the sine wave data extraction time of the CPU 9. The sine wave data extracted from the data table of FIG.
When the analog converter 15a is multiplied by the primary current command value I 1 * , its output signal changes as shown in FIG. 8 (h). When Δ output from the vector calculation unit 13 changes, the signal level of each unit changes as shown by the broken line in FIG. That is, when △ is changed at time t 4, CPU 9 obtains the call number N = N + △ running step S 15 to S 20 of FIG. 4, for extracting the sine wave data corresponding to the N. At this time, an instruction is issued from the CPU 9 and the output signal (e) of the decoder 42 becomes "L" level. Therefore, at time t 5 when the output signal (f) of the AND circuit 43 becomes “L” and then “H”, the sine wave data corresponding to the change of Δ is latched in the latch circuits 47 and 48. To be done.
In the case of FIG. 8, since the primary angular frequency ω 0 is Δ = 20 ° in the positive phase, the sine wave data is from θ 3 to θ 23 at time t 5 .
It is shown that the output signal (h) of the multiplication type digital-analog converter 15a becomes a U-phase current command signal corresponding to the change of Δ = 20 °.
上記のようにして求められたＵ相電流指令値ＩＵ ＊は第
１つき合わせ回路25において、インバータ２のＵ相出力
電流を変換器26で検出した信号ｉｕとつき合わせられ
る。また、Ｖ相電流指令値Ｉｖ ＊は第２つき合わせ回路
27において、インバータ２のＶ相出力電流を変流器28で
検出した信号ｉｖとつき合わせられる。前記第１つき合
わせ回路25の偏差出力を電流制御アンプ29にて比例積分
することによつてＵ相一次電圧指令値ＶＵ ＊を得る。ま
た、第２つき合わせ回路27の偏差出力を電流制御アンプ
30にて比例積分することによつてＶ相一次電圧指令値Vv
＊を得る。さらに電流制御アンプ29,30の出力信号を第
３つき合わせ回路31によつて加算した信号を反転アンプ
32を通すことによつてＷ相一次電圧指令値Ｖｗ ＊を得
る。次にこれら電圧指令値ＶＵ ＊,Vｖ ＊,Vｗ ＊をコンバ
レータ33,34,35において三角波発振器36の三角波出力と
各々比較し、該比較出力によつて前記インバータ２をPW
M制御する。これによつて誘導電動機１を、二次磁束と
二次電流のベクトルが常に直交するように制御すること
ができる。The U-phase current command value I U * obtained as described above is matched in the first matching circuit 25 with the signal i u in which the U-phase output current of the inverter 2 is detected by the converter 26. Further, the V-phase current command value I v * is the second matching circuit.
At 27, the V-phase output current of the inverter 2 is matched with the signal i v detected by the current transformer 28. The deviation output of the first matching circuit 25 is proportionally integrated by the current control amplifier 29 to obtain the U-phase primary voltage command value V U * . In addition, the deviation output of the second matching circuit 27 is used as a current control amplifier.
V-phase primary voltage command value Vv
Get * Further, the signals obtained by adding the output signals of the current control amplifiers 29 and 30 by the third matching circuit 31 are inverted amplifiers.
By passing through 32, the W-phase primary voltage command value V w * is obtained. Next, these voltage command values V U * , V v * , V w * are respectively compared with the triangular wave output of the triangular wave oscillator 36 in the converters 33, 34, 35, and the inverter 2 is PWed by the comparison output.
M control. As a result, the induction motor 1 can be controlled so that the vectors of the secondary magnetic flux and the secondary current are always orthogonal.
G.発明の効果 以上のように本発明によれば次のような効果が得られ
る。すなわち、 （１）極座標変換してベクトル演算を行なうので演算回
数が少なくなり、しかもCPUによりデイジタル演算を行
なうため高精度の一次電流指令を高速度で作成すること
ができる。これによつて高速なトルク応答性が得られ
る。G. Effects of the Invention As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained. That is, (1) the number of calculations is reduced because polar coordinates are converted and vector calculations are performed, and moreover, a highly accurate primary current command can be created at high speed because the CPU performs digital calculations. As a result, high-speed torque response can be obtained.
（２）広い周波数範囲で高精度の速度制御が行なえる。(2) High-precision speed control can be performed in a wide frequency range.
（３）磁束の位相角が変化しても、その位相変化量△
に応じた一次電流指令値を得ることができるので、高
精度の制御が可能となる。(3) Even if the phase angle of the magnetic flux changes, the amount of phase change Δ
Since it is possible to obtain the primary current command value according to, it is possible to perform highly accurate control.
（４）一次電流波形出力部は、CPUで抽出された正弦波
データを所定時間遅らせて出力せしめる機能を備えてい
るので、CPUの処理時間のばらつきを是正することがで
きる。これによつて周波数誤差が生じることは無くな
り、周波数精度が著しく向上する。(4) Since the primary current waveform output unit has a function of delaying the sine wave data extracted by the CPU and outputting the delayed sine wave data for a predetermined time, it is possible to correct variations in the processing time of the CPU. As a result, no frequency error is generated and the frequency accuracy is significantly improved.
（５）パルス信号発生部の出力信号を一次角周波数の大
きさに応じて分周しているので、誘導電動機の高速回転
時においても演算処理時間を充分に確保できる。このた
めCPUのオーバーヘッドを解消することができる。(5) Since the output signal of the pulse signal generator is divided according to the magnitude of the primary angular frequency, it is possible to secure a sufficient processing time even when the induction motor rotates at high speed. Therefore, the CPU overhead can be eliminated.
（６）一次角周波数の値が設定値未満のとき（例えば極
低速回転時）はｎ×｜ω0|にして出力させるので、アナ
ログ信号部分の電圧レベルを上げることができノイズの
影響を低減できるとともに、高精度のアナログ処理回路
を不要にすることができ、装置価格の低廉化が図れる。(6) When the value of the primary angular frequency is less than the set value (for example, when rotating at an extremely low speed), n × | ω 0 | is output so that the voltage level of the analog signal portion can be increased and the influence of noise can be reduced. In addition, it is possible to eliminate the need for a high-precision analog processing circuit and reduce the cost of the device.
第１図〜第８図は本発明の一実施例を示し、第１図は全
体構成を示すブロツク図、第２図は極座標変換処理を説
明するためのベクトル図、第３図はベクトル演算部の詳
細を説明するためのブロツク図、第４図および第５図は
ともにCPUのルーチンを示すフローチヤート、第６図は
正弦波データテーブルの一例を示す説明図、第７図は一
次電流波形出力部の詳細を示す回路図、第８図は第７図
の各部における信号波形を示すタイムチヤートである。 １……誘導電動機、２……PWMインバータ、９……CPU、
10……速度演算部、11……PI演算部、12……一次角周波
数算出部、13……ベクトル演算部、14……デイジタル−
アナログ変換器、15……乗算型デイジタル−アナログ変
換器、16……一次電流波形出力部、17……V/F変換器、1
8……1/n分周器、25,27,31……つき合わせ回路、29,30
……電流制御アンプ、33,34,35……コンパレータ、36…
…三角波発振器。1 to 8 show an embodiment of the present invention, FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration, FIG. 2 is a vector diagram for explaining polar coordinate conversion processing, and FIG. 3 is a vector operation unit. FIG. 4 is a block diagram for explaining the details of FIG. 4, FIG. 4 and FIG. 5 are flow charts showing a CPU routine, FIG. 6 is an explanatory view showing an example of a sine wave data table, and FIG. 7 is a primary current waveform output. FIG. 8 is a circuit diagram showing the details of the parts, and FIG. 8 is a time chart showing the signal waveform in each part of FIG. 1 ... Induction motor, 2 ... PWM inverter, 9 ... CPU,
10 …… Velocity calculator, 11 …… PI calculator, 12 …… Primary angular frequency calculator, 13 …… Vector calculator, 14 …… Digital-
Analog converter, 15 …… Multiplying digital-analog converter, 16 …… Primary current waveform output section, 17 …… V / F converter, 1
8 …… 1 / n divider, 25,27,31 …… Butting circuit, 29,30
...... Current control amplifier, 33,34,35 …… Comparator, 36 ・ ・ ・
… Triangular wave oscillator.
Claims (2)
波数指令値ωｎ ＊との偏差出力を比例積分して求められ
たトルク電流指令値ＩＴ ＊と励磁電流指令値Ｉｏ ＊に基
づいて所定のベクトル演算を行ない、一次電流指令値区
I1 ＊、すべり角周波数ωｓおよび磁束の位相変化量△
を求めるベクトル演算部と、 前記回転角周波数ωｎと前記すべり角周波数ωｓを加算
して得られる一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|を演算す
るとともに、前記演算された絶対値｜ω0|が設定値以上
のときは該｜ω0|の信号を出力し、前記演算された絶対
値｜ω0|が設定値未満のときは該｜ω0|をｎ倍した信号
を出力する一次角周波数算出部と、 この一次角周波数演出部の出力信号に比例した周波数の
パルス信号を発生させるパルス信号発生部と、 前記一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|が設定値以上のと
きは該｜ω0|の大きさに応じて分周比を決定するととも
に、前記一次角周波数ω０の絶対値｜ω0|が設定値未満
のときは分周比を1/nに決定し、且つこれら決定された
分周比により前記パルス信号発生部の出力パルス信号る
分周する分周部と、 所定数に分割されたU,V相の正弦波信号のデータが格納
されたデータテーブルと、 前記分周部によつて分周された前記パルス信号発生部の
出力信号が入力されたとき、前記一次角周波数ω０の極
性に応じたU,V相の正弦波データを前記データテーブル
から抽出するとともに、前記ベクトル演算部で求められ
た磁束の位相変化量△が変化したとき、前記抽出動作
を中止して前記△の変化分に応じたU,V相の正弦波デ
ータを前記データテーブルから抽出し、且つこれら抽出
されたU,V相の正弦波データを所定時間遅らせて出力せ
しめる一次電流波形出力部と、 この一次電流波形出力部の出力データと前記ベクトル演
算部から出力される一次電流指令値I1 ＊を乗算してU,V
相の一次電流指令値ＩＵ ＊,IＶ ＊を求める乗算部と、 誘導電動機駆動用のインバータの出力電流検出量と前記
乗算部の出力とによつて３相の電圧指令値ＶＵ ＊,
VＶ ＊,VＷ ＊を求める相電圧演算部と、 この相電圧演算部の出力に応じて誘導電動機駆動用のイ
ンバータをパルス幅変調制御するPWM制御部とを備えた
ことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。1. A torque current command value I T * and an excitation current command value I o * obtained by proportionally integrating a deviation output between a rotation angular frequency ω n of an induction motor and a rotation angular frequency command value ω n *. Performs a predetermined vector calculation based on the
I 1 * , slip angular frequency ω s, and magnetic flux phase change Δ
And the absolute value | ω 0 | of the primary angular frequency ω 0 obtained by adding the rotational angular frequency ω n and the slip angular frequency ω s , and the calculated absolute value | When ω 0 | is a set value or more, the signal of | ω 0 | is output, and when the calculated absolute value | ω 0 | is less than the set value, a signal obtained by multiplying | ω 0 | by n is output. A primary angular frequency calculating section, a pulse signal generating section for generating a pulse signal having a frequency proportional to the output signal of the primary angular frequency rendering section, and the absolute value | ω 0 | of the primary angular frequency ω 0 is a set value or more. and determines the division ratio depending on the size, the primary angular frequency omega absolute value of 0 | | is the case of | ω 0 ω 0 | division ratio when the is less than the set value to 1 / n And a frequency dividing unit for dividing the output pulse signal of the pulse signal generating unit according to the determined dividing ratio. A data table in which the data of the sine wave signals of U and V phases divided into a predetermined number are stored, and when the output signal of the pulse signal generator divided by the divider is input, The U and V phase sine wave data corresponding to the polarity of the primary angular frequency ω 0 is extracted from the data table, and when the phase change amount Δ of the magnetic flux obtained by the vector calculation unit changes, the extraction operation is performed. A primary current waveform that stops and extracts the U and V phase sine wave data according to the change in the above △ from the data table, and delays and outputs the extracted U and V phase sine wave data for a predetermined time. U, V is obtained by multiplying the output section and the output data of this primary current waveform output section by the primary current command value I 1 * output from the vector operation section.
The three-phase voltage command value V U * , is determined by the multiplication unit that obtains the primary current command values I U * , I V * of the phase, and the output current detection amount of the inverter for driving the induction motor and the output of the multiplication unit.
An induction characterized by comprising a phase voltage calculation unit for obtaining V V * , V W * , and a PWM control unit for performing pulse width modulation control on an inverter for driving an induction motor according to the output of the phase voltage calculation unit. Vector control device for electric motor.
ＩＴ ＊および励磁電流指令値I0 ＊に基づいて なる演算を行なつて一次電流指令値I1 ＊を求めるととも
に、 （τ２は誘導電動機の２次時定数）なる演算を行なつて
すべり角周波数ωＳを求め、且つ および△＝ｎ−ｎ−１（ｎは現サンプル時の位
相，ｎ−１は１サンプル前の位相）なる演算を行なつ
て△を求めることを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載の誘導電動機のベクトル制御装置。2. The vector calculation unit is based on a torque current command value I T * and an exciting current command value I 0 *. And obtain the primary current command value I 1 * , (Τ 2 is the secondary time constant of the induction motor) to obtain the slip angular frequency ω S , and And Δ = n - n-1 (n is the phase at the current sample, n-1 is the phase one sample before) to obtain Δ. Induction motor vector control device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60298436A JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60298436A JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62160089A JPS62160089A (en) | 1987-07-16 |
| JPH0759157B2 true JPH0759157B2 (en) | 1995-06-21 |
Family
ID=17859683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60298436A Expired - Lifetime JPH0759157B2 (en) | 1985-12-28 | 1985-12-28 | Induction motor vector controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0759157B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007300752A (en) * | 2006-05-01 | 2007-11-15 | Tietech Co Ltd | Control unit for three-phase motor |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2845911B2 (en) * | 1988-12-24 | 1999-01-13 | ファナック株式会社 | Slip frequency control method for induction motor |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59178995A (en) * | 1983-03-28 | 1984-10-11 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Function generator for controlling vector |
| JPS6028784A (en) * | 1983-07-28 | 1985-02-13 | Mitsubishi Electric Corp | Controller of induction motor |
| JPS60162493A (en) * | 1984-02-01 | 1985-08-24 | Hitachi Ltd | 2-phase sinusoidal signal oscillator for controlling ac motor |
-
1985
- 1985-12-28 JP JP60298436A patent/JPH0759157B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
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|---|---|---|---|---|
| JP2007300752A (en) * | 2006-05-01 | 2007-11-15 | Tietech Co Ltd | Control unit for three-phase motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62160089A (en) | 1987-07-16 |
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