JPH07337069A - トルクリップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御システム - Google Patents

トルクリップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御システム

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JPH07337069A
JPH07337069A JP7040284A JP4028495A JPH07337069A JP H07337069 A JPH07337069 A JP H07337069A JP 7040284 A JP7040284 A JP 7040284A JP 4028495 A JP4028495 A JP 4028495A JP H07337069 A JPH07337069 A JP H07337069A
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control system
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JP7040284A
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Sung-Jung Yoon
勝重 尹
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Hanwha Aerospace Co Ltd
Original Assignee
Samsung Aerospace Industries Ltd
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Publication date
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    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明はブラシレス直流電動機制御システム
に関し、電動機のトルクリップルを最小化させることに
より、電動機及び負荷装置の微細振動や、震え現象を減
少させ、速度命令に対する追従性能を向上させることを
目的とする。 【構成】 位置情報から選択される電流命令の波形に電
流命令の大きさを掛けて電流命令を生成する電流命令発
生回路１４と、モーターに実際に流れる電流が前記電流
命令発生回路１４に出力される電流命令に比例微積分方
式で追従されるようにし、前記電流命令からスイッチン
グ動作のためのオン／オフ信号を生成する電流制御器１
５と、前記電流制御器１５から出力されるオン／オフ信
号によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン／オフ動作
を遂行して、電源装置１８から３相コイル１７に所定の
電流量が印加されるようにするインバータ回路１６とを
備え、ブラシレス直流電動機制御システムのトルクリッ
プルを最小化させた。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はブラシレス直流電動機
制御システムと関連されることで、特に電動機のトルク
リップル（ｔｏｒｑｕｅ ｒｉｐｐｌｅ）を最小化させ
る技法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＴＲ（Ｖｉｄｅｏ Ｔａｐｅ Ｒｅｃ
ｏｒｄｅｒ）、カラープリンタ（Ｃｏｌｏｒ Ｐｒｉｎ
ｔｅｒ）などの産業電子製品とかロボット、数値制御工
作機械（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍａｃ
ｈｉｎｅ）などの自動化機器には多数の各種の電動機が
駆動装置に使用されて、最近の自動化趨勢及び傾向に従
ってその需要は続いて急増している。
【０００３】電動機は直流電動機（ＤＣ ｍｏｔｏｒ）
と交流電動機（ＡＣ ｍｏｔｏｒ）の二種類に区分でき
る。直流電動機は制御が容易であるためよく使われてい
るが、周期的なブラシ（ｂｒｕｓｈ）の交換が必要な短
所がある。反面、交流電動機はこのような維持補修作業
が不必要であるが、制御が難しいので高品質の産業製品
には使用されなかった。しかし、マイクロプロセッサ及
び電力電子技術の発達でその制御技術がさらに進歩し、
最近では直流電動機が交流電動機に対処される趨勢であ
る。
【０００４】特に、この中に高性能サーボ（ｓｅｒｖ
ｏ）用によく使う交流電動機としてはブラシレス（Ｂｒ
ｕｓｈｌｅｓｓ）直流電動機とシンクロ（Ｓｙｎｃｈｒ
ｏ）交流電動機がある。ところが、前者は後者に比べて
製作費用が少ない反面、制御が難しくて秒精密性能を要
しない自動化機器とか産業電子製品によく使われてい
る。
【０００５】１）ブラシレス直流電動機の動作原理 図７に図示されるように３フェーズブラシレス直流電動
機の構造は交流電動機の構造と類似である。回転子１３
は極大数（Ｐｏｌｅ ｐａｉｒ ｎｕｍｂｅｒ）がＰで
ある永久磁石になっているし、固定子鉄心１２には巻線
１１が巻かれていてこの巻線１１を通じて３フェーズ電
流が供給される。永久磁石になる回転子１３がωの角速
度で回転して磁束を発生させてこの磁束が固定子巻線１
１に流れる電流を切るとアンペアの法則（Ｆ＝Ｉ×Ｂ）
に従って固定子鉄心１２と回転子１３の間に回転力が発
生される。図７の回転子１３に図示される矢印は磁束の
方向を図示することである。
【０００６】２）ブラシレス直流電動機の動的方程式誘
導 ３相ブラシレス直流電動機の動的方程式を誘導するため
に次のように仮定をする。
【０００７】［１］電動機が線形領域に動作してヒステ
リシス損失は無視できる。
【０００８】［２］回転子と固定子の間の空極は回転子
の半径に比べて一定する。
【０００９】［３］各相間の相互インダクタンスは回転
子の位置に関係なくて一定する。電動機の相電圧は抵抗
による電圧降下分と磁束鎖交数の時間に対する微分値の
和であるので、相電圧方程式は次の通りである。
【００１０】 ｖk＝ｒkｉk＋（ｄλk／ｄｔ），ｋ＝１，２，３・・・（１） 式（１）にｖkは相に入力される電圧でｉk、ｒk、λkは
其々相電流、相抵抗、磁束鎖交数である。
【００１１】一つの相に鎖交される磁束はその相に流れ
る電流により発生される磁束、他の相電流により鎖交さ
れる磁束、永久磁石になる回転子により鎖交される磁束
に区分できるし電動機が線形領域に動作すると仮定
（［１］）によると磁束鎖交数（λk）は式（２）と等
しい。
【００１２】 λk＝Σ Ｌjkｉj＋λmk，ｋ＝１，２，３・・・（２） ｊ＝１ ここにＬjk：相ｊとｋ間の相互インダクタンス Ｌkk：自己インダクタンス λMk：回転子と相ｋ間の磁束鎖交数 前記式（２）を式（１）に代入すると、
【００１３】
【数１】
【００１４】ここでθ：回転子の位置 前記式（３）に右辺の終項は電動機の逆起電圧に該当し
て回転子により固定子上に鎖交される磁束の回転子位置
に対する微分値と回転子速度との積で表す。従って、高
速状態である場合には値が大きい逆起電圧が電動機に印
加される電圧大部分を相殺させるので一定な大きさの電
流が流れ難くなり、そのため所望のトルクを発生させる
ことができない。
【００１５】仮定［３］により次のように定義できる。
【００１６】ｒk＝Ｒ ， ｋ＝１，２，３ Ｌjk＝Ｍ ， ｊ≠ｋ Ｌkk＝Ｌs ，ｋ＝１，２，３ ｄθ／ｄｔ＝ω，Ｌs−Ｍ＝Ｌ・・・（４） 回転子により固定子の相に鎖交される磁束のθに対する
微分値は電動機固有の関数になって、各相はお互いに２
／３π程の位相差があるので、式（５）のように定義で
きる。
【００１７】ｄλm1（θ）／ｄθ＝ｇ（θ） ｄλm2（θ）／ｄθ＝ｇ（θ−２／３π） ｄλm3（θ）／ｄθ＝ｇ（θ＋２／３π）・・・（５） そして、３相がＶ結線形態に連結されるので、３相電流
和はゼロになる。
【００１８】ｉ1＋ｉ2＋ｉ3＝０・・・（６） 前記式（３）、（４）、（５）、（６）により v1=r1+L1l(di1/dt)+L2l(di2/dt)+L3l(di3/dt)+(dλm1(θ)/dθ)(dθ/dt) =Ri1+Lm(di1/dt)+M{(di2/dt)+(di3/dt)}+g（θ）ω =Ri1+(Ls-M)(di1/dt)+g（θ）ω =Ri1+L(di1/dt)+g(θ）ω・・・（７） 式（７）を３相に対してまた書くと、 Ｌ（ｄｉ1／ｄｔ）＝−Ｒｉ1−ｇ（θ）ω＋ｖ1 Ｌ（ｄｉ2／ｄｔ）＝−Ｒｉ2−ｇ（θ−２／３π）ω＋ｖ2 Ｌ（ｄｉ3／ｄｔ）＝−Ｒｉ3−ｇ（θ＋２／３π）ω＋ｖ3・・・（８） 一つの相により発生されるトルクを計算するためにＣｏ
ｅｎｅｒｇｙ懸念を導入する。
【００１９】
【数２】
【００２０】発生トルクＴkはＷcのθに対する偏微分で
あるので、
【００２１】
【数３】
【００２２】前記式（１０）に見ると、一つの相により
発生されるトルクは相電流と電動機固有の関数ｇ（θ）
の積で表示される。全体発生トルクＴはＴ1，Ｔ2，Ｔ3
の和であるので式（５）、（１０）により式（１１）が
与えられる。
【００２３】 Ｔ＝Ｔ1＋Ｔ2＋Ｔ3 ＝ｇ(θ)ｉ1＋ｇ(θ−２/３π)ｉ2＋ｇ(θ＋２/３π)ｉ3・・・（１１） 前記式（１１）で、ｇ（θ）は電動機の固有関数として
梯形形態、正弦波形態、また正弦波と類似な形（Ｑｕａ
ｓｉ−ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ ｆｏｒｍ）ができる。従
って、所望のトルクを発生させるためにはｇ（θ）の形
態に従って適当な電流命令を求めて実際電流は式（８）
に表す動的方程式により支配されるので、相電圧を調節
して実際電流が電流命令を追従できるようにする。そし
て、式（１１）に見ると発生トルクがθに対する関数で
表してθに無関する発生トルクを得ると電流命令またθ
に対する関数がなるべきである。
【００２４】機械的な部分の動的方程式は式（１２）と
等しくてＪとＢは其々電動機の慣性モーメント、摩擦係
数に該当する。
【００２５】 Ｊｄω／ｄｔ＋Ｂω＝Ｔ−ＴL・・・（１２） ３）ブラシレス直流電動機の数学的モデル 前記式（８）、（１１）を基礎にするブラシレス直流電
動機の数学的モデルは図８に図示されている。
【００２６】４）従来のブラシレス直流電動機のトルク
制御方式 トルクリップルを最小化する電流命令誘導 ブラシレス直流電動機の動的方程式は次の通りである。
【００２７】 Ｌ（ｄｉ1／ｄｔ）＝−Ｒｉ1−ｇ（θ）ω＋ｖ1・・・（１３） Ｌ（ｄｉ2／ｄｔ）＝−Ｒｉ2−ｇ（θ−２／３π）π＋Ｖ2・・・（１４） Ｌ（ｄｉ3＋ｄｔ）＝−Ｒｉ3−ｇ（θ＋２／３π）ω４＋ｖ3・・・（１５） Ｔ＝ｇ(θ)ｉ1＋ｇ(θ−２/３π)ｉ2＋ｇ(θ＋２/３π)ｉ3・・・（１６） 前記式（１６）に見ると発生トルクは電流のみならずθ
に対する関数となる。
【００２８】ｇ（θ）項は電動機固有の関数であるの
で、所望のトルクを発生させるには相電流を制御すべき
である。相電流が一般直流電動機のように電流に直接比
例するためには電流制御機により実際トルクが電流命令
を完全に追従する仮定下に発生トルクがθに依存しない
ようにする電流命令を探すべきである。トルクと電流が
お互いに比例する電流命令を探すために式（１７）のよ
うな定義をする。ｉm＊（ｔ）は速度制御機に出力され
る電流命令でｆk（θ）はθに依存しない即ち、トルク
リップルがない発生トルクを作る電流命令波形である。
【００２９】 ｉ1＊（ｉM＊，θ）＝ｉM＊（ｔ）ｆ1（θ） ｉ2＊（ｉM＊，θ）＝ｉM＊（ｔ）ｆ2（θ） ｉ3＊（ｉm＊，θ）＝ｉM＊（ｔ）ｆ3（θ）・・・（１７） 前記式（１３）、（１４）、（１５）により支配される
相電流が電流制御機により式（１７）に表す電流命令を
完全に追従すると仮定すれば式（１７）を式（１６）に
代入して発生トルクを得ることができる。
【００３０】 Ｔ(ｉMθ＊，θ)＝ｉM＊[ｆ1(θ)ｇ(θ)＋ｆ2(θ)ｇ(θ−２/３π)＋ ｆ3（θ）ｇ（θ＋２／３π）］・・・（１８） もし、式（１９）が満足されると発生トルクは電流に比
例するようになって、ただｉm＊の関数となるからθに
対するトルクリップルは存在しない。
【００３１】 ｆ1（θ）ｇ（θ）＋ｆ2（θ）ｇ（θ−２／３π）＋ｆ3（θ）ｇ（θ＋２／ ３π）＝ｋ・・・（１９） すると、ｇ（θ）に対して式（１９）を満足するｆ
k（θ）を探して見る。ｇ（θ）が梯形形態だったら線
形領域と一定な領域がある。線形領域では電流命令をゼ
ロにして一定領域では電流命令を一定にするとトルクリ
ップルが存在しない。
【００３２】
【数４】
【００３３】最終的に式（１９）を満足させるｆ
k（θ）は式（２１）と等しくて、図９に図示されるよ
うに矩形波になる。
【００３４】
【数５】
【００３５】それなら、 ｆ1（θ）ｇ（θ）＋ｆ2（θ）ｇ（θ−２／３π）＋ｆ3（θ）ｇ（θ＋２／ ３π）＝２Ｍ・・・（２２） 実際電流が矩形波形態である電流命令に完全に従うと、
最終的に発生トルクはｉM＊（ｔ）に比例するようにな
る。
【００３６】Ｔ＝２ＭｉM＊（ｔ）・・・（２３） 一方では、ブラシレス直流電動機のトルクリップルを改
善するためのことで、大韓民国特許出願公告番号第９３
−４０３０号（公告日子：西記１９９３年５月１９日）
に‘ブラシレス直流電動機のトルクリップル改善方法’
が開始されることがある。前記の‘ブラシレス直流電動
機のトルクリップル改善方法’はスイッチング瞬間に少
しの傾きを与える線形電圧駆動法を利用することで、こ
れは線形電圧駆動法に駆動電流を最小化してトルク脈動
指数を最小回転させた後、出来るだけ、平均トルクを最
大化するように通電角とスイッチング瞬間の傾き即ち、
インバータ段にある能動増幅機の回転率（Ｓｌｅｗ Ｒ
ａｔｅ）を調節することによって、既存の低電流駆動法
が有する問題を解決させてトルクリップルを向上させる
最適駆動電流に駆動させるためのことである。
【００３７】ところが、前記の‘ブラシレス直流電動機
のトルクリップル改善方法’は出力電流の調波（ｈａｒ
ｍｏｎｉｃｓ）を最小化することで、出力電流と出力ト
ルクの関係が明確に表していない。即ち、出力トルクは
逆起電圧と出力電流の積であるので、出力電流の調波だ
けを減らすことには出力トルクのリップルが制御できな
くて、これを行うためには逆起電力波形に或る制限が必
要である。
【００３８】また、前記技術は電流命令を印加するため
にインバータ段増幅機の回転率を調節する近似的な方法
を使用しているが、現実的にはより正確な電流制御方式
が要求されている。
【００３９】従来のトルク制御回路とインバータは図１
０に図示されている。図１１に図示される電流命令図を
見るとπ／６ほどの各領域ごと二つの相は其々ｉM＊，
−ｉM＊ほどの電流が流れて余りの一相は電流が流れな
い。従って、各線間の電流がｉM＊に一定となるように
制御することが必要となる。例えば、０からπ／６の間
にはａ相からｂ相へ流れる線間電流がｉM＊になるよう
に制御をする。そしてＣ相の電流命令はゼロであるので
制御より断線させることが便利である。
【００４０】トルク制御回路とインバータ回路の各構成
要素の役割は次の通りである。
【００４１】（１）ディローテーター（Ｄｅｒｏｔａｔ
ｏｒ）：回転子の位置に従って３相電流の中の１相電流
を帰還する。 （２）エラー増幅器（Ｅｒｒｏｒ ａｍｐｌｉｆｉｅ
ｒ）：電流エラー信号を増幅する。
【００４２】（３）パルス幅変調器（ＰＷＭ ａｍｐｌ
ｉｆｉｅｒ）：増幅されたエラー信号をパルス幅変調
（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ）信号に変換させる。
【００４３】（４）ローテーター（Ｒｏｔａｔｏｒ）：
パルス幅変調信号を有して制御しようと二つの相の線間
にＢＵＳ電圧と−ＢＵＳ電圧を供給する。そして余りの
一相は非接続状態とする。
【００４４】（５）コミュテーション論理（Ｃｏｍｍｕ
ｔａｔｉｏｎ ｌｏｇｉｃ）：回転子の位置情報を受け
て制御しようとする二つの相を選択する。
【００４５】電流制御器としては高利得制御器（Ｈｉｇ
ｈ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を使用する。位
置及び速度制御器を包含する全体的なブラシレス直流電
動機制御システムをブロックダイアグラムに図示すると
図１３となる。
【００４６】逆起電力ｇ（θ）ωを無視する状態にｉi
＊，ｉ1間の伝達関数は下記の通りである。
【００４７】 Ｉ1＊（Ｓ）／Ｉ1（Ｓ）＝Ｋ／（Ｌs＋Ｒ＋Ｋ）・・・（２４） それでは、制御ループの帯域幅は（Ｒ＋Ｋ）／Ｌがな
る。ところが、電流命令ｉ1＊は矩形波形態であるの
で、無限帯の周波数成分を有するので、ｉ1がｉ1＊を従
うためにはＫが無限帯となるべきである。しかしなが
ら、無限帯のＫは実際的に実現できないので実際電流は
図１２に図示されることと等しい。そんな電流制御エラ
ーのために１回転毎６発のトルクリップルを発生する。
そして、高速回転時には逆起電力ｇ（θ）ωが大きくな
って電流制御入力電圧ｖ1を多く相殺する電圧が電動機
に印加されるので、電流制御性能が落ちてトルクリップ
ルは大きくなる。
【００４８】前記トルクリップルは１回転ごと６発発生
されるので式（２５）のようにフーリエ級数で展開でき
る。
【００４９】
【数６】
【００５０】高速回転時にはリップルの周波数が大きく
なって電動機の貫性により低域フィルタされるので、問
題点が少ない反面、低速回転時にはリップル周波が十分
に電動機を通過して速度リップルが表れるので、速度制
御が不正確になる問題点が発生する。
【００５１】既存のトルク制御方式には電流命令が不連
続関数である矩形波であるので、実際電流が命令を追従
できないことからトルクリップルが表れる。この発明に
よりトルク制御には実際電流が電流命令をよく従う仮定
の下にフーリエ級数を利用して連続関数でありトルクリ
ップルを最小化させる電流命令を求める。
【００５２】Ｔ＝ｇ（θ）ｉ1＋ｇ（θ−２／３π）ｉ2
＋ｇ（θ＋２／３π）ｉ3・・・（１０１） 一般的に次のように仮定する。
【００５３】仮定：電動機の固定子結線形態が対称で回
転子の磁束分布が極軸（Ｐｏｌｅａｘｉｓ）に対して対
称である。
【００５４】ｇ（θ）は周期が２πである周期関数であ
るので、θに対してフーリエ級数で展開できるし、奇関
数であるのでコサイン項が存在しなくて、仮定によると
偶数番目の調和項もまた存在しない。
【００５５】ｇ（θ）＝Ｅ1ｓｉｎθ＋Ｅ3ｓｉｎ３θ＋
Ｅ5ｓｉｎ７θ＋・・・（１０２） 電流命令また周期関数であるのでフーリエ級数展開でき
るし、３相電流和はゼロであるので、ｓｉｎ（３ｎθ）
項は存在しない。
【００５６】ｉ1＊＝ｉM＊ｆ1（θ）＝ｉM＊（Ｉ1ｓｉ
ｎθ＋Ｉ5ＳＩＮ５θ＋Ｉ7ｓｉｎ７θ＋Ｉ11ＳＩＮ１１
θ＋・・・）・・・（１０３） 一相によるトルクを計算するための式（１０２）と式
（１０３）の積をとると、Ｔ1＝ｇ（θ）ｉ1＊＝ｉM＊
（Ｐ0＋Ｐ2ＣＯＳ２θ＋Ｐ4ＣＯＳ４θ＋Ｐ6ＣＯＳ６θ
＋・・・）・・・（１０４） そして、余りの相について、 Ｔ2＝ｇ（θ−２／３π）ｉ1＊（θ−２／３π）・・・（１０５） Ｔ3＝ｇ（θ＋２／３π）ｉ1＊（θ＋２／３π）・・・（１０６） 前記式（１０４）、式（１０５）、式（１０６）を加え
ると６の倍数調和項だけ残る。
【００５７】 Ｔ＝Ｔ1＋Ｔ2＋Ｔ3 ＝Ｔ0＋Ｔ6ＣＯＳ６θ＋Ｔ12ＣＯＳ１２θ＋・・・（１０７） ここに、 Ｔ0＝１．５ｉM＊［Ｅ1Ｉ1＋Ｅ5Ｉ5＋Ｅ7Ｉ7＋Ｅ11Ｉ11＋・・・］ Ｔ6＝１．５ｉM＊［Ｉ1（Ｅ7−Ｅ5）＋Ｉ5（Ｅ11−Ｅ1）＋Ｉ7（Ｅ1＋Ｅ13） ＋Ｉ11（Ｅ5＋Ｅ7）＋・・・］ Ｔ12＝１．５ｉM＊［Ｉ1（Ｅ13−Ｅ11）＋Ｉ5（Ｅ17−Ｅ7）＋Ｉ7（Ｅ19−Ｅ5 ）＋Ｉ11（Ｅ23−Ｅ1）＋・・・］ Ｔ18＝１．５ｉM＊［Ｉ1（Ｅ19−Ｅ17）＋Ｉ5（Ｅ23−Ｅ13）＋Ｉ7（Ｅ25＋ Ｅ11）＋Ｉ11（Ｅ29−Ｅ7）＋・・・］ Ｔ24＝１．５ｉm＊［Ｉ1（Ｅ25−Ｅ23）＋Ｉ5（Ｅ29−Ｅ19）＋Ｉ7（Ｅ31＋ Ｅ17）＋Ｉ11（Ｅ35−Ｅ13）＋・・・］ 式（１０２）にＥ15以上を無視してＴ0、Ｔ12項をゼロ
に作るためのＩ5、Ｉ7を求める。
【００５８】 （Ｅ11−Ｅ1）Ｉ5＋（Ｅ1＋Ｅ13）Ｉ7＝（Ｅ5−Ｅ7）Ｉ1・・・（１０８） Ｅ7Ｉ5＋Ｅ5Ｉ7＝（Ｅ13−Ｅ11）Ｉ1・・・（１０９） 式（１０８）、（１０９）を解すると、 Ｉ5＝｛Ｉ1［Ｅ5（Ｅ5−Ｅ7）−（Ｅ1＋Ｅ13）（Ｅ13−Ｅ11）］｝／｛［Ｅ5 （Ｅ11−Ｅ1）−Ｅ7（Ｅ1＋Ｅ13）］｝・・・（１１０） Ｉ7＝｛Ｉ1［Ｅ7（Ｅ5−Ｅ7）−（Ｅ11＋Ｅ1）（Ｅ13−Ｅ11）］｝／｛［Ｅ7 （Ｅ1＋Ｅ13）−Ｅ5（Ｅ11−Ｅ1）］｝・・・（１１１） 次のような定義をする。
【００５９】 Ｇ5＝｛［Ｅ5（Ｅ5−Ｅ7）−（Ｅ1＋Ｅ13）（Ｅ13−Ｅ11）］｝／｛［Ｅ5（Ｅ 11 −Ｅ1）−Ｅ7（Ｅ1＋Ｅ13）］｝・・・（１１２） Ｇ7＝｛［Ｅ7（Ｅ5−Ｅ7）−（Ｅ11＋Ｅ1）（Ｅ13−Ｅ11）］｝／｛［Ｅ7（Ｅ 1 ＋Ｅ13）−Ｅ5（Ｅ11−Ｅ1）］｝・・・（１１３） それでは、トルクリップルＴ6、Ｔ12を制御する最終的
な電流命令は式（１１４）と等しい。
【００６０】ｉ1＊＝ｉM＊Ｉ1（ＳＩＮθ＋Ｇ5ＳＩＮ５
θ＋Ｇ7ＳＩＮ７θ）・・・（１１４） リップルが制御される最終トルクは Ｔ＝１．５ｉM＊Ｉ1（Ｅ1＋Ｅ5Ｇ5＋Ｅ7Ｇ7）＋Ｔ18ＣＯＳ１８θ＋Ｔ24ＣＯ Ｓ２４θ＋・・・ （１１５） 式（１１５）の周波数が十分に大きいＴ18、Ｔ24項は全
体の関性により低域フィルタされると問題がない。
【００６１】
【発明が解決しようとする課題】図１４は３相ブラシレ
ス直流電動機を負荷とする電流制御形パルス幅変調方式
インバータの基本回路である。電動機に電流を供給する
電力増幅器を線形領域で動作させることは電力トランジ
スターの過多な電力消費に望ましくなくて、この電力消
費を減らす方法として電力トランジスターをスイッチン
グ領域で動作させて電力消費を最小化させる。このよう
な方法がパルス幅変調インバータ方式である。
【００６２】各相の電流命令は実際電流と瞬間的に比較
されるし電流制御器を通じてトランジスターの動作信号
が出力される。電流命令ベクトルをｉ＊とし、実際に流
れる電流ベクトルをｉとした時、電流及び電圧成分を複
素平面に表すと図１５のように示され、この時電流エラ
ーベクトルΔｉは式（１１６）からなる。
【００６３】Δｉ＝ｉ＊−ｉ・・・（１１６） そして、出力電圧ベクトルＶ1〜Ｖ8を利用して実際電流
ベクトルｉを電流命令ベクトルｉ＊に追従させて電流を
制御する。
【００６４】電流ベクトルと３相座標軸を複素平面に表
した図１５において、各相の電流エラーΔｉa、Δｉb、
Δｉcは電流エラーベクトルΔｉを各相に投影すること
により表せる。ところが、実際電流を電流命令に完全に
追従させるためには式（１１６）のΔｉを０にするパル
ス幅変調インバータの出力ベクトルを選択するようにな
る。実際には出力電圧が離散的であるのでΔｉを０にす
ることは不可能であり、電流エラーベクトルにある許容
範囲を設定し、電流エラーベクトルがその許容範囲の中
にあるように電圧ベクトルを選択する。
【００６５】電圧ベクトルを選択する方法としては即
ち、電流制御方式にはヒステリシス制御方式と三角波比
較方式がある。三角波比較方式は電流エラー信号を三角
波と比較してパルス幅変調を発生させる。三角波比較方
式は高利得電流制御器（Ｈｉｇｈ ｇａｉｎ ｃｏｎｔ
ｒｏｌｌｅｒ）に該当するのでその根拠を説明すると次
の通りである。
【００６６】図１６に図示されるように電流エラー信号
がＥに一定する時、電動機に印加される電圧Ｖa（ｔ）
は周波数が三角波周波数に一定な周期関数である。Ｖa
（ｔ）をフーリエ級数展開すると式（１１７）と等し
い。
【００６７】
【数７】
【００６８】ここに、
【００６９】
【数８】
【００７０】三角波の周波数（１／Ｔ＝ｆ）を電動機時
定数より十分に大きくして高周波成分を電動機により制
御すると三角波比較方式の伝達関数は式（１１８）と等
しい。
【００７１】 Ｖa（ｔ）／ε（ｔ）＝Ｂ／Ｂc・・・（１１８） 従って、Ｂがかなり大きい時、高利得電流制御器にな
る。
【００７２】一相に対して二つのスイッチング素子が同
時にオン（ＯＮ）されることを防止するためにスイッチ
ング素子のターンオフ（Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ）時間より長
いデッドタイム（Ｄｅａｄ ｔｉｍｅ）を発生させて比
較器の入力に発生されるノイズを考慮してヒステリシス
幅を設定する。従って、実際に具現される三角波比較方
式のブロックダイヤグラムは図１７に図示されている。
【００７３】図１８に図示されるヒステリシス制御方式
は電流エラー信号を三角波と比較ぜず、直接比較器に伝
達されてパルス幅変調信号を発生させる。ヒステリシス
方式は具現することが三角波方式より容易であり、実際
電流が電流命令をよく追従するが、スイッチング周波数
が一定せず騒音が激しいという短所を有する。三角波比
較方式と同じように比較器にヒステリシス幅とデッドタ
イム発生器を設定するので、実際電流はリップルを有す
る。
【００７４】そのリップルは周波数が大きいので、電動
機の時定数により十分に制御されると仮定できる。それ
では、電動機トルクが電流に直接比例することになるの
で、電動機の応答が速くなって速度制御が容易になる。
このようなヒステリシス電流制御器をａ、ｂ、ｃの三相
に全部使用する時、ブラシレス直流電動機システムは図
１９に図示されるように電動機の抵抗とインダクタンス
を考慮せずに表せる。このため全体システムが線形シス
テムになって分析が容易になる。
【００７５】
【課題を解決するための手段および作用】本発明は、位
置情報から選択される電流命令の波形に電流命令の大き
さを掛けて電流命令を生成するための電流命令発生回路
１４と、モーターに流れる電流が、前記電流命令発生回
路１４から出力される電流命令に比例微積分方式で追従
するようにして、前記電流命令からスイッチング動作を
行うためのオン／オフ信号を生成できるようにする電流
制御器１５と、前記電流制御器１５から出力されるオン
／オフ信号によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン／
オフ動作を遂行して、電源装置１８により３相コイル１
７に所定の電流量が印加されるようにするインバータ回
路１６とから構成されることを特徴としている。
【００７６】
【実施例】以下、この発明の実施例を添付される図面を
参照して説明する。図１はこの発明の実施例によるトル
クリップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御シ
ステムの構成ブロック図であり、電流命令発生回路１４
と、電流制御器（ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅ
ｒ）１５と、インバータ（ｉｎｖｅｒｔｅｒ）回路１６
と、３相コイル１７と、電源装置１８とから構成され
る。
【００７７】図２は前記図１の電流測定回路１５１の詳
細回路図であり、図３は前記図１の比例微積分制御器１
５３の詳細回路図であり、図４は前記図１のデッドタイ
ム発生器１５５の詳細回路図であり、図５は前記図１の
ゲート駆動回路１５７の詳細回路図であり、図６は前記
図１の電流命令発生回路１４の詳細回路図である。
【００７８】電流制御器１５は、詳しくは電流測定回路
１５１と、比例微積分制御器１５３と、デッドタイム発
生器１５５と、ゲート駆動回路１５７で構成される。モ
ーターの３相をａ、ｂ、ｃ相で表記したが、図２以下の
図面及び明細書にはその其々をｕ、ｖ、ｗ相で表記す
る。
【００７９】図６を参照して電流命令発生回路１４の動
作を説明すると次の通りである。図６に図示される電流
命令発生回路１４は位置情報（θ）からｕ相とｗ相の相
電流命令（Ｉu＊，Ｉw＊）を生成するためのものであ
る。電流命令の波形に関するデータはＲＯＭ１４１、１
４２にマッピング（ｍａｐｐｉｎｇ）方式で貯蔵されて
いるし、位置情報（θ）が入力されるとＲＯＭ１４１に
はｆ（θ）に関するデータが出力されるし、ＲＯＭ１４
２にはｆ（θ＋２／３π）に関するデータが出力され
る。
【００８０】ＲＯＭ１４１、１４２に出力される電流命
令の波形に関するデータ（ｆ（θ）、ｆ（θ＋２／３
π）はマルチディジタル／アナログ変換器にアナログ信
号に変換された後、演算増幅器１４５、１４６により電
流命令の大きさに該当するトルク命令（Ｉ＊）と掛けら
れて相電流命令を作る。其々マルチディジタル／アナロ
グ変換器１４３、１４４の出力端に連結される演算増幅
器１４７、１４８はバイポーラ出力を有するためのもの
である。
【００８１】前記演算増幅器１４７、１４８に出力され
る相電流命令（Ｉu＊、Ｉw＊）は図１に図示される電流
制御器１５内の比例微積分制御器１５３に入力される。
次に図２を参照して電流測定回路１５１の動作を観察す
ると、電流測定回路１５１はモーターのＵ相とＷ相に実
際に流れる電流を測定する。前記電流測定回路１５１は
電流トランスデューサ１５１０、１５１２と低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に
なる演算増幅器１５１４、１５１６及び抵抗Ｒ、Ｒ１、
Ｒ２、コンデンサＣ、Ｃ１、Ｃ２に構成される。
【００８２】電流トランスデューサ１５１０、１５１２
はモーターのＵ相とＷ相に流れる電流量を検出するため
のものであり、演算増幅器１５１４、１５１６及び抵抗
Ｒ、Ｒ１、Ｒ２、コンデンサＣ、Ｃ１、Ｃ２で構成され
る低域通過フィルタを通じて前記検出される電流量に包
含されている低周波数領域のノイズが除去されるように
なっている。
【００８３】前記低域通過フィルタに抵抗Ｒ４２とコン
デンサＣ４０また、抵抗Ｒ４５とコンデンサＣ４１の素
子値を調節することによって、通過帯域の帯域の幅が調
節できる。前記電流測定回路１５１の出力信号（ＩUF、
ＩWF）と電流命令発生回路１４の出力信号（ＩU＊、ＩW
＊）が入力される比例微積分制御器１５３の詳細回路は
図３のように図示される。
【００８４】比例微積分制御器１５３はＵ相とＷ相の電
流命令（ＩU＊、ＩW＊）と電流フィードバック（ＩUF、
ＩWF）を受けて３相の出力パルスＵ、Ｖ、Ｗを生成する
ためのものである。Ｖ相は演算増幅器１５３２を使用し
てＵ相及びＷ相の電流命令（ＩU＊、ＩW＊）と電流フィ
ードバック（Ｉuf、Ｉwf）から合成できる。
【００８５】各演算増幅器１５３１、１５３３、１５３
６の利得値は抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２及びコンデンサＣ
１４１、また抵抗Ｒ１４３、Ｒ１４４及びコンデンサＣ
１４２、また抵抗Ｒ１４５、Ｒ１４６及びコンデンサＣ
１４３の素子値を適切に選択することにより調節でき
る。演算増幅器１５３１はＵ相、演算増幅器１５３６は
Ｖ相、演算増幅器１５３３はＷ相のためのもので、前記
其々の演算増幅器１５３１、１５３３、１５３６により
入力信号は比例微積分される。
【００８６】前記演算増幅器１５３１、１５３３、１５
３６に出力される電圧は比較器（ｃｏｍｐａｒａｔｏ
ｒ）として動作する演算増幅器１５３４、１５３５、１
５３７に入力されてパルス幅（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔ
ｈ）に変換されて出力される。前記各演算増幅器１５３
４、１５３５、１５３７の非反転入力段には基準電圧と
して三角波が印加される。
【００８７】比較器として動作する前記演算増幅器１５
３４、１５３５、１５３７の出力電圧Ｕ、Ｖ、Ｗはデッ
ドタイム発生器１５５に入力されるものであり、該デッ
ドタイム発生器１５５の詳細な回路は図４に図示されて
いる。
【００８８】デッドタイム発生器１５５は比例微積分制
御器１５３の演算増幅器１５３４、１５３５、１５３７
に出力されるパルス幅変調された３相出力信号Ｕ、Ｖ、
Ｗからインバータ回路１６内のパワートランジスター
（ｐｏｗｅｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の実際のオン／
オフ信号を生成するためのものであり、一相のパワート
ランジスターの上下段が同時にオンされることを避ける
ためにデッドタイムを設ける。
【００８９】前記デッドタイムは抵抗ＲＡ１とコンデン
サＣ５１〜Ｃ５６の素子値の組合せで決まり、その大き
さはｔd≒ＲＡ１×Ｃ５１と等しい。即ち、デッドタイ
ム発生器１５５に入力される信号は増幅器１５５１、１
５５３、１５５５を通過した後、抵抗ＲＡ１及びコンデ
ンサＣ５１〜Ｃ５６によりデッドタイムが形成されて、
反転器１５５７〜１５６２を介してコネクター１５６３
に入力されてゲート駆動回路１５７に伝達される。
【００９０】前記コネクター１５６３の出力信号を入力
とするゲート駆動回路１５７の詳細な回路は図５に図示
されている。前記ゲート駆動回路１５７は、デッドタイ
ム発生器１５５から受けたパワートランジスターのオン
／オフ信号を、図１に図示するインバータ回路１６の各
パワートランジスターＱ１〜Ｑ６のベース段に印加する
動作を遂行する。
【００９１】即ち、デッドタイム発生器１５５のコネク
ター１５６３から出力される信号は、増幅器を内蔵した
フォトカップラ１５７１〜１５７６により信号処理され
た後、各フォトカップラ１５７１〜１５７６に連結され
る抵抗Ｒ１６１〜Ｒ１６６を介してインバータ回路１６
の各パワートランジスターＱ１〜Ｑ６のベース段に印加
される。前記増幅器を内蔵したフォトカップラ１５７１
〜１５７６としてはＨＣＰＬ３１０１を使用したが、こ
の発明は技術的範囲はここに限定されない。
【００９２】インバータ回路１６のトランジスターＱ１
〜Ｑ６のベース段のオン／オフ速度はゲート駆動回路１
５７の出力段に連結される抵抗Ｒ１６１〜Ｒ１６６の素
子値を選択することにより調節できる。また、フォトカ
ップラ１５７１〜１５７６に連結されたコンデンサＣ１
６１〜Ｃ１６６の印加電源Ｐ１〜Ｐ４、Ｎ１〜Ｎ４は、
トランジスターＱ１〜Ｑ６のベース段を駆動する電圧レ
ベルを生成するためのものである。
【００９３】前記ゲート駆動回路１５７の出力信号
Ａ+、Ａ-、Ｂ+、Ｂ-、Ｃ+、Ｃ-はインバータ回路１６の
パワートランジスターＱ１〜Ｑ６のベース段に其々印加
され、各パワートランジスターＱ１〜Ｑ６のターンオン
またターンオフのスイッチング動作に従って、電源装置
１８の電圧が３相コイル１７に印加される。
【００９４】前記パワートランジスターＱ１〜Ｑ６のオ
ン／オフタイミングに従って３相コイル１７に印加され
る電流量が可変されて、上述するこの発明の制御に従っ
て、モーターのトルクリップルが最小化できる。
【００９５】
【発明の効果】この発明の原理によると、トルクリップ
ルを最小化することができ、これにより電動機とこれに
従う負荷装置が震えるなどの微細振動を減少することが
できて、これに従う電動機適用上の問題解決ができる。
また、速度命令に対する電動機の追従性能が向上されて
より精密な速度制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例によるトルクリップルを最小化
させるブラシレス直流電動機制御システムの構成ブロッ
ク図。
【図２】図１の電流測定回路１５１の詳細回路図。
【図３】図１の比例微積分制御器１５３の詳細回路図。
【図４】図１のデッドタイム発生器１５５の詳細回路
図。
【図５】図１のゲート駆動回路１５７の詳細回路図。
【図６】図１の電流命令発生回路１４の詳細回路図。
【図７】ブラシレス直流電動機の構造を図示する断面
図。
【図８】ブラシレス直流電動機の数学的モデルを図示す
る構成ブロック図。
【図９】梯形形態の逆起電力に対する電流波形を図示す
る波形図。
【図１０】従来のトルク制御方式を具現する電流制御回
路及びインバータの回路図。
【図１１】従来のトルク制御方式を具現する電流波形
図。
【図１２】実際電流命令とトルク波形を図示する波形
図。
【図１３】位置及び速度制御器を包含するブラシレス直
流電動機制御システムのブロック線図。
【図１４】電流制御形パルス幅変調方式インバータの回
路図。
【図１５】図１４の電流制御形パルス幅変調方式インバ
ータに適用される複素平面の電圧及び電流のベクトル
図。
【図１６】三角波比較方式によりパルス幅変調信号を発
生する原理を説明するブロック図。
【図１７】実際に具現される三角波比較電流制御器の構
成ブロック図。
【図１８】実際に具現されるヒステリシス方式電流制御
器の構成ブロック図。
【図１９】完全な電流制御時のブラシレス直流電動機の
位置及び速度制御ブロック線図。
【符号の説明】
１４…電流命令発生回路 １５…電流制御器 １６…インバータ回路 １７…３相コイル １８…電源装置 １５１…電流測定回路 １５３…比例微積分制御器 １５５…デッドタイム発生器 １５７…ゲート駆動回路

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 位置情報から選択される電流命令の波形
    に電流命令の大きさを掛けて電流命令を生成するための
    電流命令発生回路と、 モーターに流れる電流が前記電流命令発生回路に出力さ
    れる電流命令に比例微積分方式で追従するようにして、
    前記電流命令からスイッチング動作をするためのオン／
    オフ信号を生成できるようにする電流制御器と、 前記電流制御器に出力されるオン／オフ信号によりスイ
    ッチング素子がオン／オフ動作を遂行して、電源装置に
    より３相コイルに所定の電流量が印加されるようにする
    インバータ回路とから構成されることを特徴とするトル
    クリップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御シ
    ステム。
  2. 【請求項２】 前記電流命令発生回路は、 電流命令の波形に関する情報が貯蔵されているＲＯＭ
    と、 前記ＲＯＭに出力される電流命令の波形に関するデータ
    をアナログ信号に変換するためのデジタル／アナログ変
    換器と、 前記デジタル／アナログ変換器に出力される電流命令の
    波形に電流命令の大きさを掛けるための第１の演算増幅
    器と、 前記第１の演算増幅器の出力段に連結されて、バイポー
    ラレベル出力信号を得るための第２の演算増幅器とから
    なることを特徴とする請求項１に記載のトルクリップル
    を最小化させるブラシレス直流電動機制御システム。
  3. 【請求項３】 前記電流制御器は、 モーターの３相コイルに実際に流れる電流量を検出する
    ための電流測定回路と、 前記電流測定回路に出力される電流が比例微積分方式に
    より電流命令発生回路に生成される電流命令に追従する
    ための比例微積分制御器と、 インバータ回路の一相のパワートランジスターの上下段
    が同時にターンオンされないように前記比例微積分制御
    器の出力信号にデッドタイムを形成させるデッドタイム
    発生器と、 前記デッドタイム発生器の出力信号をパワートランジス
    ターのベース段に印加するための電圧レベルで昇圧させ
    るためのゲート駆動回路とからなることを特徴とする請
    求項１に記載のトルクリップルを最小化させるブラシレ
    ス直流電動機制御システム。
  4. 【請求項４】 前記電流測定回路は、モーターのＵ相と
    Ｗ相に流れる電流量を検出するための電流トランスデュ
    ーサと、前記電流トランスデューサに検出される電流の
    低周波数領域のノイズを除去するための低域通過フィル
    タとからなることを特徴とする請求項３に記載のトルク
    リップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御シス
    テム。
  5. 【請求項５】 前記低域通過フィルタの帯域幅は、抵抗
    またはコンデンサの素子値を可変できることを特徴とす
    る請求項４に記載のトルクリップルを最小化させるブラ
    シレス直流電動機制御システム。
  6. 【請求項６】 前記比例微積分制御器は、 Ｕ相及びＷ相の電流命令と電流フィードバックからＶ相
    の電流命令を合成するための第３の演算増幅器と、 各相の電流命令を比例微積分するための第４の演算増幅
    器と、 前記第４の演算増幅器の出力信号を三角波により比較で
    きるようにしてオン／オフのパルス幅が変換される信号
    を生成するための第５の演算増幅器とからなることを特
    徴とする請求項３に記載のトルクリップルを最小化させ
    るブラシレス直流電動機制御システム。
  7. 【請求項７】 前記第４の演算増幅器（１５３１、１５
    ３３、１５３６）の利得値は、抵抗（Ｒ１４１、Ｒ１４
    ２）およびコンデンサ（Ｃ１４１）、また抵抗（Ｒ１４
    ３、Ｒ１４４）およびコンデンサ（Ｃ１４２）、また抵
    抗（Ｒ１４５、Ｒ１４６）およびコンデンサ（Ｃ１４
    ３）の素子値を適切に選択することによって調節するこ
    とを特徴とする請求項６に記載のトルクリップルを最小
    化させるブラシレス直流電動機制御システム。
  8. 【請求項８】 前記デッドタイム発生器は、抵抗および
    コンデンサの素子値の組み合せでデッドタイムを形成す
    ることを特徴とする請求項３に記載のトルクリップルを
    最小化させるブラシレス直流電動機制御システム。
  9. 【請求項９】 前記ゲート駆動回路は、 前記デッドタイム発生器の出力信号を処理するための増
    幅器が内蔵されるフォトカップラと、 前記フォトカップラに印加されてパワートランジスター
    のベース段を駆動するためのレベルで電圧を乗圧させる
    ための電源と、 前記フォトカップラの出力信号をパワートランジスター
    のベース段に伝達するための抵抗とからなることを特徴
    とする請求項３に記載のトルクリップルを最小化させる
    ブラシレス直流電動機制御システム。
JP7040284A 1994-05-31 1995-02-28 トルクリップルを最小化させるブラシレス直流電動機制御システム Pending JPH07337069A (ja)

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