JP4032731B2 - インバータ試験装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを負荷とするインバータの試験を行うインバータ試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５はモータを負荷とする従来のインバータ試験装置の一例を示す回路構成図である。
図５において、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３００を設けたものである。
【０００３】
次に動作について説明する。
一般にインバータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御等）とに大別される。
電流制御方式の場合は、角度センサ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm（ 位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１００が制御される。このとき、被試験インバータ１００の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθm に応じた模擬角度センサ信号Ｓθを発生するようになされる。
【０００４】
また、電圧制御方式の場合は、運転条件に応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験インバータ１００から出力される。このとき、被試験インバータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略される。
【０００５】
上記のようにモータの運転状況に応じた電圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるようにＲ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１００の評価を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ試験装置では、
１、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転での試験は不可能
２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするには、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。
３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしまう。
４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができない。
５、電流制御方式の場合、角度センサ３００から模擬角度センサ信号Ｓθを発生させるために、角度センサ３００を回すための小型モータ等の手段を別に用意しなければならない。
等々の問題があった。
【０００７】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、実際にモータを接続することなくモータの運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行うことを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段とを有し前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御するようにしたものである。
【０００９】
従って、本発明によれば、モータの回転数等の運転条件とモータ定数等のモータ特性を制御手段に設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、制御手段は、上記運転条件、モータ特性及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバータを制御することにより、実際のモータを接続することなく、モータを接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
また、本発明によれば、前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御する。これにより、電流制御法による負荷試験が可能になる。
【００１０】
また、被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段と、前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタと、を有し、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップが複数備えられ、当該タップの位置は、インダクタンスの始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬対象とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるように設定されており、前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することを特徴とする。
【００１２】
さらにまた、前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタを設ける。これにより、ＰＷＭ信号の波形が正弦波に変換され、モータの電流波形を再現することが可能になる。
さらにまた、前記第１のインバータの出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失、効率、温度等を計算して、表示又は出力する。これにより、模擬の対象とされるモータの運転状態を把握することが可能になる。
【００１３】
さらにまた、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。これにより、前記複数のインダクタンスの中からモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現される。従って、複数のモータを模擬の対象とすることが可能になる。
さらにまた、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップを備える。これにより、前記複数のタップの中からモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現される。従って、同様に複数のモータを模擬の対象とすることが可能になる。
さらにまた、前記フィルタは、前記モータのインダクタンスに略等しいインダクタンスを有する。これにより、ＰＷＭ信号はモータのインダクタンスに等しいインダクタンスにより波形変換され、従って模擬の対象とするモータの電流波形と略等しい電流波形を再現することが可能になる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。
本試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるものであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバータ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバータが用いられる。
【００１５】
図１において、商用交流電源３からの交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧はインバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダクタンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相当するものである。この第１の実施の形態では、フィルタ７のインダクタンスは、インバータ１の実負荷となるモータのインダクタンスに略等しいものとする。ただし、ここで言う「等しい」とは、負荷としてモータに与える影響に有意な差異を生じない程度のインダクタンスのちがいを含むことを意味する。もちろん、文言通りの「同値」をも含む。
【００１６】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1 信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器１０で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。
【００１７】
モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。
【００１８】
次にインバータ１の試験について原理的に説明する。
インバータ１とインバータ２をインピーダンスを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってインバータ１から見たインピーダンスが変化する。このインピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷インピーダンスは各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分となる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷インピーダンスが可変となる。
【００１９】
従って、本実施の形態によれば、疑似負荷としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
【００２０】
次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示のインバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含むものとする。
モータ模擬運転制御部１１には、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度センサ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２１】
また、モータ模擬運転制御部１は、運転条件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見ながら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００２２】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。
以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００２３】
次に、本実施の形態においては、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を設けることにより、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響をなくし、良好な制御が行われるようにしている。
即ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧を変動させると、その影響によりインバータ１とインバータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の形態においては、トランス８を設けることにより、上記電流ｉx を遮断するようにしている。
【００２４】
次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。ここで、フィルタ７のインダクタンスは実負荷となるモータのインダクタンスに略等しく設定されているので、フィルタ７からトランス８の１次側に供給される電圧（ｖu ′，ｖw ′等）は実際のモータに与えられる波形に等しくなり、負荷に供給されるべき波形を忠実に再現することが可能になる。このトランス８の１次側の電圧と電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖuを次式により算出する。
ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu ′------（１）
【００２５】
負荷がＩＰＭモータの場合は、
【００２６】
【数１】
【００２７】
による電圧方程式を満足するように制御が行われる。（２）式において、
Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで
Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝------（３）
である。
【００２８】
図３は上記（２）式による電圧変換方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１３等により図示のように構成されている。尚、（２）式における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、本実施の形態では無視される。
【００２９】
図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００３０】
図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉd ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求める。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合わせ、その結果を θmを角度補正した値に基づいて２相−３相変換することにより、Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。
この第１の実施の形態では、フィルタ７、７Ａ，７Ｂのインダクタンスを、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに略等しくしたので、ＰＷＭに起因する電流リップルが正確に再現される。従って、この電流リップルに起因するインバータの発熱などの影響を模擬することが可能になる。
【００３１】
次に、本実施の形態の第２の実施の形態について説明する。
上述した第１の実施の形態では、モータ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っているが、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧からモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態を模擬することができる。
即ち、モータが停止している状態からインバータ１が動作して加速していくとき、どのように加速していくのかは、どのようなパターンで電流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３２】
例えば、電気自動車を駆動するモータの場合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれだけトルクが出ているかを計算することができ、そのトルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００３３】
即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎとなり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、そのＮに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバータ１にフィードバックすることにより、実際にモータを加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的定数が入力設定される。
【００３４】
図４は本発明の第３の実施の形態によるインバータ試験装置を示すもので、電圧制御方式の場合を示している。図４においては、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
図４において、制御回路２０は、電圧指令と周波数指令に応じて所定の電流変換式を用いて被試験インバータ１を出力電圧を所定の値に制御する。
【００３５】
また、モータ模擬運転制御部１１において、インバータ１の出力電圧ｖu ，ｖw から電圧位相検出回路２１により電圧位相θを検出する。また、出力電流ｉu ，ｉw をθに基づいて３相−２相変換してｉd ，ｉq を得る。このｉd ，ｉq と、負荷指令に基づいて決定される電流の振幅・位相を持つｉd * ，ｉq * とが突き合わされてｖd * ，ｖq * が得られる。このｖd * ，ｖq * がθに基づいて２相−３相変換されることにより、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。そして、この相電圧指令に基づいてＰＷＭ回路２２によりインバータ２のゲート信号を生成することができる。
【００３６】
本実施の形態によれば、インバータ１の出力電圧が所定の値の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電流の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にモータが接続されているのと同等の状態でインバータ１の試験を行うことができ、モータの任意の運転条件に応じて任意の負荷インピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００３７】
尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモータを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【００３８】
また、第４の実施の形態として、図１に示すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のインバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算して、表示又は出力するように構成してもよい。
【００３９】
（変形例）
以下、上述の第１ないし第４の実施の形態の変形例を説明する。
上述の各実施の形態では、フィルタ７が特定のモータの内部インダクタンスに相当するものとしたので、模擬の対象が特定のモータに制約されることになる。そこで、以下に説明する変形例では、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに応じてフィルタ７のインダクタンスを調整可能とし、上述の制約を回避する。尚、一般には、インダクタは、誘導性を有するものを表し、インダクタンスはその値を表すが、ここでは説明の便宜上、これらの用語の意味は一般的な定義に従うものとしながらも、インダクタとインダクタンスとを同一の符号で表す。
【００４０】
図６に、フィルタ７の第１の変形例として、インダクタンスの調整が可能なフィルタ７Ａの構成を示す。このフィルタ７Ａは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相について、模擬の対象とするモータのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。具体的には、ｕ相について２つのインダクタＬu1，Ｌu2が設けられ、スイッチＳＷu1，ＳＷu2によって何れかが選択される。同様に、ｖ相についてはインダクタＬv1，Ｌv2が設けられ、ｗ相についてはインダクタＬw1，Ｌw2が設けられる。
【００４１】
ここで、インダクタンスＬu1，Ｌv1，Ｌw1の組と、インダクタンスＬu2，Ｌv2，Ｌw2の組は、異なる２つのモータの内部インダクタンスにそれぞれ相当するものであり、これらインダクタンスの組は、スイッチＳＷu1，ＳＷv1，ＳＷw1の組およびスイッチＳＷu2，ＳＷv2，ＳＷw2の組によりそれぞれ選択される。何れを選択するかは模擬の対象とするモータの内部インダクタンスにより決定され、モータの内部インダクタンスに等しいインダクタンスの組が選択される。
この第１の変形例によれば、インダクタを選択することにより、電気的特性の異なる２機のモータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流波形を正確に再現することができる。また、選択するインダクタの数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすことができる。
【００４２】
図７に、第２の変形例を示す。同図に示すフィルタ７Ｂは、模擬の対象となるモータに応じてインダクタンスを変更するためのタップを備える。即ち、ｕ相が供給されるインダクタＬuは、模擬の対象となる複数のモータのうち、最大インダクタンスを有するモータを想定して設定される。この例では、最大インダクタンスを有するモータの内部インダクタンスと等しく設定される。インダクタＬuの始端寄りの中点と終端寄りの中点にはタップＴuaおよびＴubがそれぞれ設けられ、終端部にはタップＴucが設けられる。
【００４３】
各タップの位置は、インダクタンスＬuの始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬の対象とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるように設定される。端子Ｓはトランス８の１次側に接続される。タップＴua，Ｔub，Ｔucのうち、模擬の対象とするモータのインダクタンスに相当するものが端子Ｓｕに選択的に接続される。残りのｖ相、ｗ相のインダクタＬvおよびインダクタＬwについても、上述のｕ相と同様に、タップＴua，Ｔub，ＴucおよびタップＴva，Ｔvb，Ｔvcがそれぞれ設けられ、端子Ｓvおよび端子Ｓwに選択的に接続される。
【００４４】
従って、この第２の変形例によれば、タップを選択することにより、電気的特性の異なる３機のモータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流波形を正確に再現することができる。また、選択するタップ数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすことができる。さらに、１つのインダクタを共用して複数のモータの内部インダクタンスを再現するので、装置の大型化やコストの上昇を有効に抑えることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的に行いながらインバータの試験を行うことができる。また、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの電圧、力率の調整が可能となる。
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたことにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態による電圧制御方式のインバータ試験装置のハード構成例を示す構成図である。
【図５】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成図である。
【図６】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第１の変形例を示す図である。
【図７】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第２の変形例を示す図である。
【符号の説明】
１ 被試験インバータ
２ 疑似負荷用インバータ
７，７Ａ，７Ｂ フィルタ
８ トランス
９ フィルタ
１０ 変流器
１１ モータ模擬運転制御部
１２ 角度センサ模擬制御部
１３、２２ ＰＷＭ回路
Ｌu1，Ｌu2，Ｌv1，Ｌv2，Ｌw1，Ｌw2 インダクタンス（インダクタ）
ＳＷu1，ＳＷu2，ＳＷv1，ＳＷv2，ＳＷw1，ＳＷw2 スイッチ
Ｌu，Ｌv，，Ｌw インダクタンス（インダクタ）
Ｔua，Ｔub，Ｔuc，Ｔva，Ｔvb，Ｔvc，Ｔwa，Ｔwb，Ｔwc タップ
Ｓu，Ｓv，Ｓw 端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを負荷とするインバータの試験を行うインバータ試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５はモータを負荷とする従来のインバータ試験装置の一例を示す回路構成図である。
図５において、被試験インバータ１００の交流出力端子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に複数の抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びスイッチからなる疑似負荷回路２００をそれぞれ接続すると共に、電流制御方式の場合には、モータの角度センサ３００を設けたものである。
【０００３】
次に動作について説明する。
一般にインバータの制御方式は、電流制御ループによる電流制御方式と電流制御ループを持たない電圧制御方式（Ｖ／Ｆ制御等）とに大別される。
電流制御方式の場合は、角度センサ３００で検出したモータ回転子の位置を示す角度θm（ 位相）に対して、運転条件に応じた角度θm ＋θc で振幅ｉc の所定電流が流れるように被試験インバータ１００が制御される。このとき、被試験インバータ１００の出力電圧の角度（電流に対する位相）と振幅が実際の負荷であるモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、角度センサ３００として、例えばレゾルバ、エンコーダ等を用い、上記角度θm が得られるように、角度センサ３００を数ワット程度の小型のモータ（図示せず）を用いて回すことにより、角度センサ３００よりθm に応じた模擬角度センサ信号Ｓθを発生するようになされる。
【０００４】
また、電圧制御方式の場合は、運転条件に応じた角速度（出力周波数）と振幅の電圧が被試験インバータ１００から出力される。このとき、被試験インバータ１００の出力電流の角度（電圧に対する位相）と振幅がモータの運転時と同等になるように、各疑似負荷回路２００のスイッチを切り換えてＲ，Ｌを選択する。尚、電圧制御方式の場合は、角度センサ３００は省略される。
【０００５】
上記のようにモータの運転状況に応じた電圧・電流の振幅、位相、力率、トルクが得られるようにＲ−Ｌを切り換えながら試験を行うことにより、発熱や電圧・電流波形等をチェックし、被試験インバータ１００の評価を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のインバータ試験装置では、
１、モータの力行運転での試験が行われるが、回生運転での試験は不可能
２、力行運転での様々の運転条件に対応可能とするには、疑似負荷回路２００を構成するＲ，Ｌ，スイッチの数を多くする必要があり、このため構成が複雑になり、重量も含めて装置が大型化し、コストもかかる。
３、試験時の電力は全て熱になり、無駄になってしまう。
４、定常時の特性に合わせてＲ，Ｌを選択するので、過渡時の特性をモータ運転時と同じにすることができない。
５、電流制御方式の場合、角度センサ３００から模擬角度センサ信号Ｓθを発生させるために、角度センサ３００を回すための小型モータ等の手段を別に用意しなければならない。
等々の問題があった。
【０００７】
本発明は上記の問題を解決するためになされたもので、実際にモータを接続することなくモータの運転を模擬的に行うことにより、インバータの試験を行うことを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明によるインバータ試験装置は、被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段とを有し前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御するようにしたものである。
【０００９】
従って、本発明によれば、モータの回転数等の運転条件とモータ定数等のモータ特性を制御手段に設定すると共に、第１のインバータの出力電流・電圧を検出し、制御手段は、上記運転条件、モータ特性及び出力電流・電圧に基づいて第２のインバータを制御することにより、実際のモータを接続することなく、モータを接続したのと同様の運転状態を模擬的に実現することができる。
また、本発明によれば、前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御する。これにより、電流制御法による負荷試験が可能になる。
【００１０】
また、被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段と、前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタと、を有し、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップが複数備えられ、当該タップの位置は、インダクタンスの始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬対象とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるように設定されており、前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することを特徴とする。
【００１２】
さらにまた、前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタを設ける。これにより、ＰＷＭ信号の波形が正弦波に変換され、モータの電流波形を再現することが可能になる。
さらにまた、前記第１のインバータの出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失、効率、温度等を計算して、表示又は出力する。これにより、模擬の対象とされるモータの運転状態を把握することが可能になる。
【００１３】
さらにまた、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。これにより、前記複数のインダクタンスの中からモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現される。従って、複数のモータを模擬の対象とすることが可能になる。
さらにまた、前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップを備える。これにより、前記複数のタップの中からモータの内部インダクタンスに応じたものを選択すれば、複数のモータを負荷としたときの各電流波形が再現される。従って、同様に複数のモータを模擬の対象とすることが可能になる。
さらにまた、前記フィルタは、前記モータのインダクタンスに略等しいインダクタンスを有する。これにより、ＰＷＭ信号はモータのインダクタンスに等しいインダクタンスにより波形変換され、従って模擬の対象とするモータの電流波形と略等しい電流波形を再現することが可能になる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態によるインバータ試験装置を示す回路構成図である。
本試験装置は、ＩＰＭモータ（埋込磁石型同期モータ）を実際の負荷として想定した場合の電流制御方式によるものであり、図示のように、被試験インバータ１（以下、インバータ１と言う）に対して疑似負荷用インバータ２（以下、インバータ２と言う）を用いている。インバータ１、２としては、小型化に有利な電圧（源）型インバータが用いられる。
【００１５】
図１において、商用交流電源３からの交流電圧はトランス４を介して整流回路５で直流電圧に変換され、試験電圧調整用のチョッパ回路６で調整された後、インバータ１に供給される。また、上記直流電圧はインバータ２にも供給される。インバータ１の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ1 信号が出力される。このＰＷＭ1 信号は、インダクタンスＬからなるフィルタ７により正弦波に変換されてトランス８の１次側に加えられる。インバータ２の交流出力端子からは、ＰＷＭ変調された矩形波電圧としてのＰＷＭ2 信号が出力される。このＰＷＭ2 信号は、インダクタンスｌ、コンデンサｃ、抵抗ｒからなるフィルタ９を介して基本波の正弦波が取り出され、トランス８の２次側に加えられる。尚、フィルタ７におけるインダクタンスＬは、負荷としてのモータのインダクタンスに相当するものである。この第１の実施の形態では、フィルタ７のインダクタンスは、インバータ１の実負荷となるモータのインダクタンスに略等しいものとする。ただし、ここで言う「等しい」とは、負荷としてモータに与える影響に有意な差異を生じない程度のインダクタンスのちがいを含むことを意味する。もちろん、文言通りの「同値」をも含む。
【００１６】
インバータ１から出力される上記ＰＷＭ1 信号のＵ相及びＷ相の各電流ｉu ，ｉw （電流制御方式により所定の値に制御される）が変流器１０で検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。また、上記ＰＷＭ1 信号をフィルタ７を通じて得られる正弦波の電圧ｖu ′，ｖw ′が検出されてモータ模擬運転制御部１１に加えられる。
【００１７】
モータ模擬運転制御部１１には、負荷としてのモータの運転条件とモータ特性が入力され設定される。運転条件としては、所望のモータ速度Ｎ、トルク（負荷）、制御モード等である。モータ特性としては、モータ定数や電圧・電流方程式である。モータ定数は、モータ等価回路の各構成要素である。ＩＰＭモータの場合のモータ定数としては、モータの電機子抵抗Ｒ、モータ固定子上のｄ，ｑ直交座標軸におけるｄ軸上のモータインダクタンＬd とｑ軸上のモータインダクタンスＬq 、モータ誘起電圧定数φa 及びフィルタ７のインダクタンスＬが入力される。また、モータ模擬運転制御部１１には、角度センサ模擬制御部１２が設けられている。
【００１８】
次にインバータ１の試験について原理的に説明する。
インバータ１とインバータ２をインピーダンスを介して接続された２つの交流電圧源として考えた場合、インバータ１、２の各出力電圧の関係によってインバータ１から見たインピーダンスが変化する。このインピーダンスはモータの負荷インピーダンスに相当する。例えば各出力電圧を同相とすれば、インバータ１の負荷インピーダンスは各出力電圧の振幅に応じた抵抗成分となる。また、インバータ１の出力電圧の位相に対して電流が９０°遅れるようにインバータ２の出力電圧を制御すれば、負荷インピーダンスはインダクタンス成分となる。即ち、インバータ１の出力電圧に対してインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、負荷インピーダンスが可変となる。
【００１９】
従って、本実施の形態によれば、疑似負荷としてのインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、実際の負荷であるモータを模擬的に運転した状態とすることができる。これにより、任意の運転条件で任意の負荷におけるインバータ１の試験を行うことができる。
【００２０】
次に、実際の試験動作について説明する。
電流制御方式によるインバータ１の試験を行う場合は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw は、インバータ２の出力電圧に関わらず所定の値に制御される。尚、図示のインバータ１は、電流制御を行うための制御回路を含むものとする。
モータ模擬運転制御部１１には、前述した運転条件であるＮとモータ定数であるＲ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa がオペレータにより入力設定される。角度センサ模擬制御部１２は、Ｎに応じた模擬角度センサ信号Ｓθを出力し、インバータ１はこの模擬角度センサ信号Ｓθに基づいて出力電流が所定の値に制御される。
【００２１】
また、モータ模擬運転制御部１は、運転条件Ｎ，モータ定数Ｒ，Ｌd ，Ｌq ，Ｌ，φa に基づいてインバータ２をスイッチングするゲート信号を生成して出力し、インバータ２はこのゲート信号に応じて動作する。即ち、インバータ２は、インバータ１の動作に応じた電圧・電流の振幅・位相となるように制御されることになる。モータ模擬運転制御部１１は、インバータ１の出力電流ｉu ，ｉw 及び出力電圧ｖu ′，ｖw ′を見ながら制御を行う。出力電圧ｖu ′，ｖw ′の振幅・位相は、負荷により決まる。
【００２２】
即ち、インバータ１の出力電流が一定の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電圧の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にあたかもモータが接続されているかのような状態でインバータ１の試験を行うことができる。
以上により、モータの任意の運転条件に応じて任意の力率、負荷のインピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００２３】
次に、本実施の形態においては、インバータ１とインバータ２との間にトランス８を設けることにより、インバータ１の３相出力電圧の中性点変動の影響をなくし、良好な制御が行われるようにしている。
即ち、インバータにおいては、図２（ａ）に示すように、出力電圧（線間電圧）の範囲を広げるために、中性点電圧変動回路１５により中性点電圧を所定のタイミングで変動させることがある。この場合、負荷がモータの場合は、中性点電圧がどのように変動してもモータへの影響はないが、図２（ｂ）のように負荷がインバータ２の場合は、中性点電圧変動回路１５、１６により中性点電圧を変動させると、その影響によりインバータ１とインバータ２との間で電流ｉx が流れてしまう。この電流ｉx をゼロに制御することは困難である。そこで、本実施の形態においては、トランス８を設けることにより、上記電流ｉx を遮断するようにしている。
【００２４】
次に、インバータ１、２の各出力電圧はＰＷＭ波形であり、遅れなしでインバータ１の基本波電圧の振幅と位相を検出することが難しいため、フィルタ７、９によりＰＷＭ波形を正弦波状にして、トランス８の１次側の電圧ｖu ′，ｖw ′を検出する。ここで、フィルタ７のインダクタンスは実負荷となるモータのインダクタンスに略等しく設定されているので、フィルタ７からトランス８の１次側に供給される電圧（ｖu ′，ｖw ′等）は実際のモータに与えられる波形に等しくなり、負荷に供給されるべき波形を忠実に再現することが可能になる。このトランス８の１次側の電圧と電流ｉu ，ｉw に基づいてインバータ１の出力電圧ｖuを次式により算出する。
ｖu ＝Ｌ・ｉu ＋ｖu ′------（１）
【００２５】
負荷がＩＰＭモータの場合は、
【００２６】
【数１】
による電圧方程式を満足するように制御が行われる。（２）式において、
Ｖd , Ｖq ：ｄ，ｑ軸の電機子電圧、ｉd , ｉq ：ｄ，ｑ軸の電機子電流、Ｒ：電機子抵抗、Ｌd , Ｌq ：ｄ，ｑ軸インダクタンス、ωm ：角速度（Ｎに対応）、ｐ：ｄ／ｄｔ、φa ：永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値×（３／２の平方根）、ｐn ：極対数である。Ｔは出力トルクで
Ｔ＝〔ｐn ｛φa ｉq ＋（Ｌd −Ｌq ）ｉd ｉq ｝------（３）
である。
【００２８】
図３は上記（２）式による電圧変換方程式をハード構成で実現した場合のモータ模擬運転制御部１１を示すもので、加算器、乗算器、補正回路、微分回路、２／３回路（３相−２相変換回路）、ＰＷＭ回路１３等により図示のように構成されている。尚、（２）式における pＬd , pＬq は過度項であり、実際の運転においては値が小さいので、本実施の形態では無視される。
【００２９】
図３において、上記入力されたＲ，Ｌd ，Ｌq 、θm （模擬角度センサ信号Ｓθが示す角度：Ｎに対応），φa ，Ｌ、及び電圧ｖu ′，ｖw ′、電流ｉu ，ｉw を用いて図示の各演算が行われる。これにより、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * を生成し、これに基づいてＰＷＭ回路１３よりインバータ２のゲート信号が生成される。
【００３０】
図３において、ｉu ，ｉw をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換して直交２軸上のｉd ，ｉq を得ると共に、ｖu ′，ｖw ′をθm を角度補正した値に基づいて３相−２相変換してｖd ，ｖq を得る。また、Ｌd ，Ｌq と実際のＬとの差分を求め、この差分とＲ，ｉd ，ｉq に基づいてｖd * ，ｖq * を求める。このｖd * ，ｖq * と実際のｖd ，ｖq とを突き合わせ、その結果を θmを角度補正した値に基づいて２相−３相変換することにより、Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。
この第１の実施の形態では、フィルタ７、７Ａ，７Ｂのインダクタンスを、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに略等しくしたので、ＰＷＭに起因する電流リップルが正確に再現される。従って、この電流リップルに起因するインバータの発熱などの影響を模擬することが可能になる。
【００３１】
次に、本実施の形態の第２の実施の形態について説明する。
上述した第１の実施の形態では、モータ回転数Ｎ（θm ）を予め設定して制御を行っているが、Ｎを設定せずに、インバータ１の出力電流・電圧からモータトルクを計算し、そのトルクと試験で想定する機械のイナーシャ（重量相当等）からＮ（θm ）を算出して制御に用いることにより、モータの加減速時の状態を模擬することができる。
即ち、モータが停止している状態からインバータ１が動作して加速していくとき、どのように加速していくのかは、どのようなパターンで電流・電圧が加えられたかによって決まる。
【００３２】
例えば、電気自動車を駆動するモータの場合、モータ模擬運転制御部１１により、入力される出力電圧・電流（ｖu ′，ｖw ′，ｉu ，ｉw ）によりとれだけトルクが出ているかを計算することができ、そのトルクに応じてどのように加速していくのかを、車体の重さ等からモータ軸換算でのイナーシャが分かっていれば、走行抵抗等を考慮して計算することができる。
【００３３】
即ち、計算したトルクとイナーシャ、走行抵抗等から、どれだけ加速すればどれだけの回転数Ｎとなり、次にどれだけの回転数Ｎとなるかを計算し、そのＮに基づいて模擬角度センサ信号Ｓθを作ってインバータ１にフィードバックすることにより、実際にモータを加減速している状態で様々な試験を行うことができる。
従って、本実施の形態の場合は、モータ模擬運転制御部１１には、車体重量やイナーシャ、走行抵抗等の機械的定数が入力設定される。
【００３４】
図４は本発明の第３の実施の形態によるインバータ試験装置を示すもので、電圧制御方式の場合を示している。図４においては、図１と対応する部分には同一番号を付して重複する説明は省略する。
図４において、制御回路２０は、電圧指令と周波数指令に応じて所定の電流変換式を用いて被試験インバータ１を出力電圧を所定の値に制御する。
【００３５】
また、モータ模擬運転制御部１１において、インバータ１の出力電圧ｖu ，ｖw から電圧位相検出回路２１により電圧位相θを検出する。また、出力電流ｉu ，ｉw をθに基づいて３相−２相変換してｉd ，ｉq を得る。このｉd ，ｉq と、負荷指令に基づいて決定される電流の振幅・位相を持つｉd * ，ｉq * とが突き合わされてｖd * ，ｖq * が得られる。このｖd * ，ｖq * がθに基づいて２相−３相変換されることにより、相電圧指令Ｖou * ，Ｖov * ，Ｖow * が得られる。そして、この相電圧指令に基づいてＰＷＭ回路２２によりインバータ２のゲート信号を生成することができる。
【００３６】
本実施の形態によれば、インバータ１の出力電圧が所定の値の状態において、出力電圧の振幅・位相が所望となるようにインバータ２の出力電流の振幅・位相を制御することにより、インバータ１にモータが接続されているのと同等の状態でインバータ１の試験を行うことができ、モータの任意の運転条件に応じて任意の負荷インピーダンスを設定して、インバータ１の試験を行うことができる。
【００３７】
尚、上述した各実施の形態は、ＩＰＭモータを負荷とした場合について説明したが、電圧方程式があれば、ＩＭモータ（誘導電動機）、ＳＰＭ（表面磁石同期）モータ等々どのようなモータでも模擬運転可能である。
【００３８】
また、第４の実施の形態として、図１に示すように、モータ模擬運転制御部１において、第１のインバータ１の出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失効率、温度等を計算して、表示又は出力するように構成してもよい。
【００３９】
（変形例）
以下、上述の第１ないし第４の実施の形態の変形例を説明する。
上述の各実施の形態では、フィルタ７が特定のモータの内部インダクタンスに相当するものとしたので、模擬の対象が特定のモータに制約されることになる。そこで、以下に説明する変形例では、模擬の対象とするモータの内部インダクタンスに応じてフィルタ７のインダクタンスを調整可能とし、上述の制約を回避する。尚、一般には、インダクタは、誘導性を有するものを表し、インダクタンスはその値を表すが、ここでは説明の便宜上、これらの用語の意味は一般的な定義に従うものとしながらも、インダクタとインダクタンスとを同一の符号で表す。
【００４０】
図６に、フィルタ７の第１の変形例として、インダクタンスの調整が可能なフィルタ７Ａの構成を示す。このフィルタ７Ａは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相について、模擬の対象とするモータのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替え可能に備える。具体的には、ｕ相について２つのインダクタＬu1，Ｌu2が設けられ、スイッチＳＷu1，ＳＷu2によって何れかが選択される。同様に、ｖ相についてはインダクタＬv1，Ｌv2が設けられ、ｗ相についてはインダクタＬw1，Ｌw2が設けられる。
【００４１】
ここで、インダクタンスＬu1，Ｌv1，Ｌw1の組と、インダクタンスＬu2，Ｌv2，Ｌw2の組は、異なる２つのモータの内部インダクタンスにそれぞれ相当するものであり、これらインダクタンスの組は、スイッチＳＷu1，ＳＷv1，ＳＷw1の組およびスイッチＳＷu2，ＳＷv2，ＳＷw2の組によりそれぞれ選択される。何れを選択するかは模擬の対象とするモータの内部インダクタンスにより決定され、モータの内部インダクタンスに等しいインダクタンスの組が選択される。
この第１の変形例によれば、インダクタを選択することにより、電気的特性の異なる２機のモータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流波形を正確に再現することができる。また、選択するインダクタの数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすことができる。
【００４２】
図７に、第２の変形例を示す。同図に示すフィルタ７Ｂは、模擬の対象となるモータに応じてインダクタンスを変更するためのタップを備える。即ち、ｕ相が供給されるインダクタＬuは、模擬の対象となる複数のモータのうち、最大インダクタンスを有するモータを想定して設定される。この例では、最大インダクタンスを有するモータの内部インダクタンスと等しく設定される。インダクタＬuの始端寄りの中点と終端寄りの中点にはタップＴuaおよびＴubがそれぞれ設けられ、終端部にはタップＴucが設けられる。
【００４３】
各タップの位置は、インダクタンスＬuの始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬の対象とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるように設定される。端子Ｓはトランス８の１次側に接続される。タップＴua，Ｔub，Ｔucのうち、模擬の対象とするモータのインダクタンスに相当するものが端子Ｓｕに選択的に接続される。残りのｖ相、ｗ相のインダクタＬvおよびインダクタＬwについても、上述のｕ相と同様に、タップＴua，Ｔub，ＴucおよびタップＴva，Ｔvb，Ｔvcがそれぞれ設けられ、端子Ｓvおよび端子Ｓwに選択的に接続される。
【００４４】
従って、この第２の変形例によれば、タップを選択することにより、電気的特性の異なる３機のモータを模擬の対象とすることができ、各モータの各電流波形を正確に再現することができる。また、選択するタップ数を増やすことにより、模擬の対象とするモータの種類を任意に増やすことができる。さらに、１つのインダクタを共用して複数のモータの内部インダクタンスを再現するので、装置の大型化やコストの上昇を有効に抑えることができる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、モータを実際に使用することなく、モータの動作を模擬的に行いながらインバータの試験を行うことができる。また、従来のＲ−Ｌ負荷の切り換えではできなかった回生運転試験を行うことができる。また、Ｒ−Ｌ負荷の切り換えの場合に比べて装置の大幅な省エネルギー化が可能となる。さらに、電流制御の場合、被試験インバータの電圧、力率の調整が可能となる。
また、被試験インバータと疑似負荷用インバータとの間にトランスを設けたことにより、被試験インバータにおける中性点電圧の変動による影響をなくし、良好な制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態による電流制御方式のインバータ試験装置を示す回路構成図である。
【図２】 図１におけるトランス８を設けた理由を説明するための構成図である。
【図３】 電流制御方式におけるモータ模擬運転制御部のハード構成例を示す構成図である。
【図４】 本発明の第３の実施の形態による電圧制御方式のインバータ試験装置のハード構成例を示す構成図である。
【図５】 従来のインバータ試験装置の一例を示す構成図である。
【図６】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第１の変形例を示す図である。
【図７】 本発明の実施の形態に係るフィルタの第２の変形例を示す図である。
【符号の説明】
１ 被試験インバータ
２ 疑似負荷用インバータ
７，７Ａ，７Ｂ フィルタ
８ トランス
９ フィルタ
１０ 変流器
１１ モータ模擬運転制御部
１２ 角度センサ模擬制御部
１３、２２ ＰＷＭ回路
Ｌu1，Ｌu2，Ｌv1，Ｌv2，Ｌw1，Ｌw2 インダクタンス（インダクタ）
ＳＷu1，ＳＷu2，ＳＷv1，ＳＷv2，ＳＷw1，ＳＷw2 スイッチ
Ｌu，Ｌv，，Ｌw インダクタンス（インダクタ）
Ｔua，Ｔub，Ｔuc，Ｔva，Ｔvb，Ｔvc，Ｔwa，Ｔwb，Ｔwc タップ
Ｓu，Ｓv，Ｓw 端子
Claims (7)
- 被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、
第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、
第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段とを有し、
前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することを特徴とするインバータ試験装置。 - 被試験用の第１のインバータの疑似負荷となる第２のインバータと、
第１のインバータの交流出力が１次側に入力され、第２のインバータの交流出力が２次側に入力されるトランスと、
第１のインバータの実負荷であるモータについて設定された運転条件及びモータ特性と検出された第１のインバータの出力電圧・電流のいずれかまたは両方に基づいて、第１のインバータを制御する第１の制御信号と第２のインバータを制御する第２の制御信号を生成することにより、モータの運転を模擬する制御手段と、
前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタと、を有し、
前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップが複数備えられ、当該タップの位置は、インダクタンスの始端と各タップとの間のインダクタンスが、模擬対象とする各モータの内部インダクタンスに等しくなるように設定されており、
前記第１のインバータは、電圧指令、周波数指令に基づいて出力電圧を所定の値に制御され、前記制御手段は、前記第１のインバータの出力電圧・周波数と負荷指令による電流の振幅及び位相に基づいて第２のインバータの出力電圧の振幅・位相を制御することを特徴とするインバータ試験装置。 - 前記第１、第２のインバータの出力はＰＷＭ信号であり、前記第１のインバータとトランスとの間に前記モータのインダクタンスに相当するフィルタを設けたことを特徴とする請求項１記載のインバータ試験装置。
- 前記第１のインバータの出力電圧・電流とモータ定数からモータのトルク、速度、回転位置、損失、効率、温度等を計算して、表示又は出力することを特徴とする請求項１から３のうちいずれかに記載のインバータ試験装置。
- 前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じた複数のインダクタを切り替え可能に備えたことを特徴とする請求項３記載のインバータ試験装置。
- 前記フィルタは、模擬の対象となるモータのインダクタンスに応じて当該フィルタのインダクタンスを変更するためのタップを備えたことを特徴とする請求項３記載のインバータ試験装置。
- 前記フィルタは、前記モータのインダクタンスに略等しいインダクタンスを有することを特徴とする請求項２、３、５、６の何れかに記載のインバータ試験装置。
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