JPH07213076A - 3レベルインバータ装置 - Google Patents
3レベルインバータ装置Info
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- JPH07213076A JPH07213076A JP6005618A JP561894A JPH07213076A JP H07213076 A JPH07213076 A JP H07213076A JP 6005618 A JP6005618 A JP 6005618A JP 561894 A JP561894 A JP 561894A JP H07213076 A JPH07213076 A JP H07213076A
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Abstract
ルインバータ装置を得る。 【構成】 11及び12は直流電圧源としての入力コン
デンサ、13〜16はスイッチング素子としてのトラン
ジスタ13〜16である。トランジスタ14及び15の
接続点P2より交流出力端子21を導出する。トランジ
スタ13及び14の接続点P1を結合ダイオード22を
介してコンデンサ11及び12の接続点P4に接続し、
トランジスタ15及び16の接続点P3を結合ダイオー
ド23を介して接続点P4に接続する。トランジスタ1
3と並列にスナバ回路を構成するコンデンサ24及びダ
イオード25の直列回路を接続し、コンデンサ24及び
ダイオード25の接続点を放電用抵抗器26を介して接
続点P4に接続する。トランジスタ13のターンオフ時
等に発生するサージ電圧がコンデンサ24に吸収され、
トランジスタ13にかかる電圧のピーク値が抑制され
る。
Description
路を有してなる3レベルインバータ装置に関する。
方式調査専門委員会編「半導体電力変換回路」第3章
3.4項スナバ回路(36ページ)に示されている電圧
クランプ型スナバ回路を含む従来のインバータ装置(直
流−交流変換装置)を示す接続図である。図において、
1は直流電圧源としての入力コンデンサである。このコ
ンデンサ1の正側端および負側端の間にはスイッチング
素子を構成するnpn形トランジスタ2および3の直列
回路が接続される。そして、トランジスタ2および3の
接続点Pより交流出力端子4が導出される。
プ型スナバ回路を構成するコンデンサ5およびダイオー
ド6の直列回路が接続される。そして、コンデンサ5お
よびダイオード6の接続点は放電用の抵抗器7を介して
コンデンサ1の負側端に接続される。また、トランジス
タ3と並列に電圧クランプ型スナバ回路を構成するダイ
オード8およびコンデンサ9の直列回路が接続される。
そして、ダイオード8およびコンデンサ9の接続点は放
電用の抵抗器10を介してコンデンサ1の正側端に接続
される。
2および3が交互にオン状態とされることで、出力端子
4に交流電圧が得られる。すなわち、トランジスタ2が
オンのときは、出力端子4の電位は略コンデンサ1の正
側端の電位と等しくなり、一方トランジスタ3がオンの
ときは出力端子4の電位は略コンデンサ1の負側端の電
位と等しくなり、出力端子4に交流電圧が発生する。
タ3のオン状態への移行時にはトランジスタ2をターン
オフさせる。このターンオフ動作でトランジスタ2を流
れる電流が急激に遮断されるため、回路の配線インダク
タンス等によるサージ電圧が発生する。このとき、コン
デンサ5およびダイオード6の直列回路に主回路電流が
移行し、サージ電圧がコンデンサ5にコンデンサエネル
ギーとして吸収されるため、トランジスタ2にかかる電
圧のピーク値が抑制される。そして、コンデンサ5の電
荷は抵抗器7を介して放電されるため、コンデンサ5の
両端電圧は常にコンデンサ1の両端電圧(電源電圧)に
クランプ(固定)される。
タ2のオン状態への移行時についても同様であり、ダイ
オード8およびコンデンサ9の直列回路に主回路電流が
移行し、サージ電圧がコンデンサ9にコンデンサエネル
ギーとして吸収されるため、トランジスタ3にかかる電
圧のピーク値が抑制される。また、コンデンサ9の電荷
は抵抗器10を介して放電されるため、コンデンサ8の
両端電圧は常にコンデンサ1の両端電圧にクランプ(固
定)される。
は、スナバ回路のコンデンサ5,9の両端電圧がコンデ
ンサ1の両端電圧、従って直流電圧源の正負間電圧にク
ランプされるため、抵抗器7,10による損失がターン
オフ時のコンデンサ5,9の両端電圧の上昇分だけとな
り、変換周波数が上がっても抵抗器7,10の損失が少
ないというメリットがある。
は以上のように構成され、そこで使用されている電圧ク
ランプ型スナバ回路が、コンデンサ5,9の両端電圧が
直流電圧源の正電位側および負電位側間電圧にクランプ
されるので、直流電圧源の正電位側および負電位側間電
圧とスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧とが等
しいブリッジ形インバータ装置には使用することができ
るが、スイッチング素子の両端電圧が定まらない、つま
り直流電圧源の正電位側および負電位側間に接続される
スイッチング素子の数に応じてその両端電圧が変化する
いわゆる3レベルインバータ装置には使用することがで
きないという問題点があった。
の代わりに、図示せずもスイッチング素子をオン、オフ
させてコンデンサを完全に充電し、そして完全に放電さ
せる動作を繰り返すいわゆる全放電型スナバ回路を用い
ると、斯かる3レベルインバータ装置にも対処できる
が、この全放電型スナバ回路場合、このコンデンサを完
全に放電させることによってスイッチング素子のスイッ
チング周波数が高い場合は1/2・CV2・f(Cはコ
ンデンサの容量、Vはコンデンサの端子電圧、fはスイ
ッチング周波数)で表されるエネルギーが非常に大きく
なり、スナバ回路で発生する損失が大きくなり、スイッ
チング周波数を高くできないという問題点があった。
めになされたもので、電圧クランプ形スナバ回路を適用
でき、しかもスイッチング周波数を高く取った場合でも
スナバ回路の発生損失を小さく抑制できる3レベルイン
バータ装置を提供することを目的とする。
レベルインバータ装置は、直流電圧源の正電位側と負電
位側との間に第1〜第4のスイッチング素子の直列回路
を接続し、第2および第3のスイッチング素子の接続点
より交流出力端子を導出し、第1および第2のスイッチ
ング素子の接続点と直流電圧源の中間電位点との間に第
1の結合ダイオードを接続し、第3および第4のスイッ
チング素子の接続点と直流電圧源の中間電位点との間に
第2の結合ダイオードを接続し、第1のスイッチング素
子と並列にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイ
オードの直列回路を接続すると共に、これらコンデンサ
およびダイオードの接続点を放電用抵抗器を介して直流
電圧源の中間電位点に接続し、第4のスイッチング素子
と並列にスナバ回路を構成するダイオードおよびコンデ
ンサの直列回路を接続すると共に、これらダイオードお
よびコンデンサの接続点を放電用抵抗器を介して直流電
圧源の中間電位点に接続するものである。
装置は、直流電圧源の正電位側と負電位側との間に第1
〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、第2お
よび第3のスイッチング素子の接続点より交流出力端子
を導出し、第1および第2のスイッチング素子の接続点
と直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオー
ドを接続し、第3および第4のスイッチング素子の接続
点と直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオ
ードを接続し、第2のスイッチング素子と並列にスナバ
回路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列回路
を接続すると共に、これらコンデンサおよびダイオード
の接続点を放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回
路を介して直流電圧源の負電位側に接続し、第3のスイ
ッチング素子と並列にスナバ回路を構成するダイオード
およびコンデンサの直列回路を接続すると共に、これら
ダイオードおよびコンデンサの接続点を放電用抵抗器お
よび充電阻止用素子の直列回路を介して直流電圧源の正
電位側に接続するものである。
装置は、直流電圧源の正電位側と負電位側との間に第1
〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、第2お
よび第3のスイッチング素子の接続点より交流出力端子
を導出し、第1および第2のスイッチング素子の接続点
と直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオー
ドを接続し、第3および第4のスイッチング素子の接続
点と直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオ
ードを接続し、第1のスイッチング素子および第4のス
イッチング素子と並列にそれぞれスナバ回路を構成する
コンデンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共
に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点をそれ
ぞれ放電用抵抗器を介して直流電圧源の中間電位点に接
続し、第2および第3のスイッチング素子とそれぞれ並
列にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオード
の直列回路を接続すると共に、これらコンデンサおよび
ダイオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器および充電
阻止用素子の直列回路を介して直流電圧源の負電位側お
よび正電位側にそれぞれ接続するものである。
ータ装置は、請求項1〜3のいずれかの発明において、
第1の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成するダ
イオードおよびコンデンサの直列回路を接続すると共
に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を放電
用抵抗器を介して直流電圧源の正電位側に接続するかま
たは第2の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成す
るコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続すると
共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を放
電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電位側に接続す
るかの少なくとも一方を施すものである。
装置は、直流電圧源の正電位側と負電位側との間に第1
〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記第
2および第3のスイッチング素子の接続点より交流出力
端子を導出し、上記第1および第2のスイッチング素子
の接続点と上記直流電圧源の中間電位点との間に第1の
結合ダイオードを接続し、上記第3および第4のスイッ
チング素子の接続点と上記直流電圧源の中間電位点との
間に第2の結合ダイオードを接続し、上記第1の結合ダ
イオードと並列にスナバ回路を構成するダイオードおよ
びコンデンサの直列回路を接続すると共に、これらダイ
オードおよびコンデンサの接続点を放電用抵抗器を介し
て上記直流電圧源の正電位側に接続するかまたは上記第
2の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成するコン
デンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、
これらコンデンサおよびダイオードの接続点を放電用抵
抗器を介して上記直流電圧源の負電位側に接続するかの
少なくとも一方を施すものである。
グ素子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間
電圧の半分となる。そのため、動作上対称関係にある第
1および第4のスイッチング素子に対してコンデンサの
両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプさ
れる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第1および
第4のスイッチング素子にかかるサージ電圧のピーク値
を低く抑えることが可能となる。また、電圧クランプ形
スナバ回路を適用できるため、変換周波数を高くとった
場合でも放電用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損失
を少なくでき、装置の小型軽量化、また高効率化を図る
ことが可能となる。また、各々のスイッチング素子のタ
ーンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分
となり、その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半
分として構成することが可能となる。
チング素子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正
負間電圧の半分となる。そのため、動作上対称関係にあ
る第2および第3のスイッチング素子に対してコンデン
サの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクラン
プされる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第2お
よび第3のスイッチング素子にかかるサージ電圧のピー
ク値を低く抑えることが可能となる。また、スナバ回路
を構成するコンデンサの充電ルートに充電阻止用素子を
設けたため、このコンデンサの両端電圧が直流電圧源の
正負間電圧まで充電されることはない。また、電圧クラ
ンプ形スナバ回路を適用できるため、変換周波数を高く
とった場合でも放電用抵抗器で発生するスナバ回路の発
生損失を少なくでき、装置の小型軽量化、また高効率化
を図ることが可能となる。また、各々のスイッチング素
子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧
の半分となり、その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電
圧の半分として構成することが可能となる。
チング素子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正
負間電圧の半分となる。そのため、各スイッチング素子
に対してコンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電
圧の半分にクランプされる電圧クランプ形スナバ回路を
適用でき、各スイッチング素子にかかるサージ電圧のピ
ーク値を低く抑えることが可能となる。また、第2およ
び第4のスイッチング素子に対するスナバ回路を構成す
るコンデンサの充電ルートに充電阻止用素子を設けたた
め、このコンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電
圧まで充電されることはない。また、電圧クランプ形ス
ナバ回路を適用できるため、変換周波数を高くとった場
合でも放電用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損失を
少なくでき、装置の小型軽量化、また高効率化を図るこ
とが可能となる。また、各々のスイッチング素子のター
ンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分と
なり、その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半分
として構成することが可能となる。さらに、第1および
第2の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が
直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧ク
ランプ形スナバ回路を適用でき、第1および第2の結合
ダイオードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸
収でき、これら第1および第2の結合ダイオードにかか
るサージ電圧のピーク値を低く抑えることが可能とな
る。
のいずれかの発明において、第1または第2の少なくと
も一方の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧
が直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧
クランプ形スナバ回路を適用でき、第1または第2の結
合ダイオードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを
吸収でき、これらの第1または第2の結合ダイオードに
かかるサージ電圧のピーク値を低く抑えることが可能と
なる。また、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるた
め、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発
生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型
軽量化、また高効率化を図ることが可能となる。
2の少なくとも一方の結合ダイオードに対してコンデン
サの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクラン
プされる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第1ま
たは第2の結合ダイオードの逆回復の逆電流による配線
エネルギーを吸収でき、これらの第1または第2の結合
ダイオードにかかるサージ電圧のピーク値を低く抑える
ことが可能となる。また、電圧クランプ形スナバ回路を
適用できるため、変換周波数を高くとった場合でも放電
用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくで
き、装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能
となる。
装置の一実施例を示す接続図である。図において、11
および12は直流電源としての入力コンデンサである。
コンデンサ11の負側端をコンデンサ12の正側端に接
続し、これらコンデンサ11および12を直列に接続す
る。
12の負側端との間には、第1〜第4のスイッチング素
子を構成するnpn形トランジスタ13〜16の直列回
路を接続する。これらトランジスタ13〜16にはそれ
ぞれフリーホイーリングダイオード17〜20を逆並列
に接続する。そして、トランジスタ14および15の接
続点P2より交流出力端子21を導出する。
点P1を第1の結合ダイオードとしてのダイオード22
のカソード・アノードを介してコンデンサ11および1
2の接続点(中間電位点)P4に接続すると共に、トラ
ンジスタ15および16の接続点P3を第2の結合ダイ
オードとしてのダイオード23のアナード・カソードを
介して接続点P4に接続する。また、トランジスタ13
と並列に電圧クランプ型スナバ回路を構成するコンデン
サ24およびダイオード25の直列回路を接続し、これ
らコンデンサ24およびダイオード25の接続点を放電
用の抵抗器26を介して接続点P4に接続する。
トランジスタ13,14がオン状態、トランジスタ1
5,16がオフ状態となり、例えば単相の交流出力動作
を考えると、このとき、電流がコンデンサ11の正側端
からトランジスタ13,14を通って出力端子21に流
れ、さらに、負荷側を通ってコンデンサ11の負側端が
接続された接続点P4に戻り、出力端子21に所定の交
流電圧が得られる。
5がオン状態、トランジスタ13,16がオフ状態とな
り、負荷電流がコンデンサ12の正側端からダイオード
22,トランジスタ14を通って出力端子21に流れ、
さらに、負荷側を通ってコンデンサ11の負側端が接続
された接続点P4に戻り、出力端子21に所定の交流電
圧が得られる。
6がオン状態、トランジスタ13,14がオフ状態とな
り、負荷側の力率が1であれば、負荷電流が負荷側より
出力端子21を介してトランジスタ15,16を通り、
さらに、コンデンサ12を通って接続点P4に流れ、そ
して、負荷側に戻り、出力端子21に所定の交流電圧が
得られる。
15がオン状態、トランジスタ13,16がオフ状態と
なり、負荷側の力率が1であれば、負荷電流が負荷側よ
り出力端子21を介してトランジスタ15,ダイオード
23を通り、さらに、接続点P4、コンデンサ12を通
って流れ、そして、負荷側に戻り、出力端子21に所定
の交流電圧が得られる。
となるトランジスタ13のターンオフ時には、トランジ
スタ13を流れる負荷電流が急激に遮断されるため、回
路の配線インダクタンス等の蓄積エネルギーによってト
ランジスタ13のコレクタ・エミッタ間に大きなサージ
電圧が発生する。また、フリーホイーリングダイオード
17の逆回復による逆電流の遮断動作に応じて回路の配
線のインダクタンス等の蓄積エネルギーによってトラン
ジスタ13のコレクタ・エミッタ間に大きなサージ電圧
が発生する。
24およびダイオード25の直列回路に負荷電流である
主回路電流が移行され、サージ電圧がコンデンサ24に
コンデンサエネルギーとして吸収されるため、トランジ
スタ13にかかる電圧のピーク値が抑制される。この場
合、コンデンサ24に直列接続されているダイオード2
5は、コンデンサ24を充電するときのみ導通し、トラ
ンジスタ13のオン状態でのコンデンサ24の放電を阻
止している。
時の電圧上昇によるコンデンサ24の電圧上昇を次のト
ランジスタ13のターンオフ時までの間に放電させる必
要があるが、本例においては抵抗器26を介して放電さ
れ、コンデンサ24の両端電圧はコンデンサ11の両端
電圧にクランプ(固定)される。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ11の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ13の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ24の両端電圧が常にコンデンサ11の両端電圧に
クランプされるため、抵抗器26で消費するエネルギー
はターンオフ時のコンデンサ24の電圧上昇分だけでよ
く、変換周波数を高くしても損失が少なく、装置を小型
軽量化および高効率化を図ることができる。
ルインバータ装置の他の実施例を示す接続図である。本
実施例は、モード3のときのみオンとなり負荷電流が流
れ、かつトランジスタ13と動作上対称関係にあるトラ
ンジスタ16のターンオフ時等に発生するサージ電圧の
ピーク値を抑制するものである。この図2において、図
1と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。図において、トランジスタ16と並列にスナ
バ回路を構成するダイオード31およびコンデンサ32
の直列回路を接続し、これらダイオード31およびコン
デンサ32の接続点を放電用の抵抗器33を介して接続
点P4に接続する。本実施例は以上のように構成し、そ
の他は図1の例と同様に構成する。
3〜16の動作、およびスナバ回路の動作は、図1の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ15,16がオン
状態、トランジスタ13,14がオフ状態であるモード
3においてトランジスタ16のターンオフ時等にそのコ
レクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピーク値が
抑制される。この場合、コンデンサ32の電圧上昇は抵
抗器33を介して放電されるため、このコンデンサ32
の両端電圧はコンデンサ12の両端電圧にクランプ(固
定)されることになる。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ12の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ16の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ32の両端電圧が常にコンデンサ12の両端電圧に
クランプされるため、抵抗器33で消費するエネルギー
はターンオフ時のコンデンサ32の電圧上昇分だけでよ
く、変換周波数を高くしても損失が少なく、装置を小型
軽量化および高効率化を図ることができる。
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード1、2および4のときにオンと
なるトランジスタ14の動作モードのうち、実際に負荷
電流が流れるモード1および2におけるトランジスタ1
4のターンオフ時等に発生するサージ電圧のピーク値を
抑制するものである。この図3において、図1と対応す
る部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。
ナバ回路を構成するコンデンサ35およびダイオード3
6の直列回路を接続し、これらコンデンサ35およびダ
イオード36の接続点を放電用の抵抗器37および充電
阻止用素子としてのダイオード38のカソード・アノー
ドの直列回路を介してコンデンサ12の負側端に接続す
る。本例は以上のように構成し、その他は図1の例と同
様に構成する。ここで、各モードにおけるトランジスタ
13〜16の動作、およびスナバ回路の動作は、図1の
例の回路と同様に動作し、実際に負荷電流が流れるモー
ド1および2におけるトランジスタ14のターンオフ時
にそのコレクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピ
ーク値を抑制することができる。
あるとき(モード1のとき)、図示の矢印aで示すルー
トでコンデンサ35を充電する電流が流れ、コンデンサ
35の両端電圧をコンデンサ11および12で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード38によって上述した充電電流が阻止される。
そのため、コンデンサ35の両端電圧は、トランジスタ
13がオン状態にあるときはコンデンサ11の両端電圧
にクランプされ、一方、トランジスタ13がオフ状態に
あるとき(モード2,3,4のとき)は、コンデンサ1
2の両端電圧にクランプされる。
された電荷は、トランジスタ13と14がオン状態,ト
ランジスタ15と16がオフ状態となるモード1および
トランジスタ15と16がオン状態,トランジスタ13
と14がオフ状態となるモード3の場合には、ダイオー
ド38により放電できないが、トランジスタ14と15
がオン状態、トランジスタ13と16がオフ状態となる
モード2およびモード4においては、コンデンサ35に
蓄積された電荷は、コンデンサ35→トランジスタ14
→トランジスタ15→ダイオード23→コンデンサ12
→ダイオード38→抵抗器37→コンデンサ35の経路
で放電することができる。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ12の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ14の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ35の両端電圧がモード1ではコンデンサ11の両
端電圧にクランプされるも、モード2〜4ではいずれも
コンデンサ12の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器37で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ35の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード2〜4のときにオンとなるトラ
ンジスタ15の動作モードのうち、実際に負荷電流が流
れるモード3および4におけるトランジスタ15のター
ンオフ時等に発生するサージ電圧のピーク値を抑制する
ものである。なお、このトランジスタ15は動作上トラ
ンジスタ14と対称関係をなすものである。この図4に
おいて、図1と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明は省略する。
ナバ回路を構成するダイオード41およびコンデンサ4
2の直列回路を接続し、これらダイオード41およびコ
ンデンサ42の接続点を放電用の抵抗器43および充電
阻止用素子としてののダイオード44のアノード.カソ
ードの直列回路を介してコンデンサ11の正側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図1の
例と同様に構成する。ここで、各モードにおけるトラン
ジスタ13〜16の動作、およびスナバ回路の動作は、
図1の例の回路と同様に動作し、実際に負荷電流が流れ
るモード3および4におけるトランジスタ15のターン
オフ時等にそのコレクタ・エミッタ間に発生するサージ
電圧のピーク値を抑制することができる。
あるとき(モード3のとき)、図示の矢印bで示すルー
トでコンデンサ42を充電する電流が流れ、コンデンサ
42の両端電圧をコンデンサ11および12で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード44によって上述した充電電流が阻止される。
そのため、コンデンサ42の両端電圧は、トランジスタ
16がオン状態にあるときはコンデンサ12の両端電圧
にクランプされ、一方、トランジスタ16がオフ状態に
あるとき(モード1,2,4のとき)は、コンデンサ1
1の両端電圧にクランプされる。
された電荷は、トランジスタ13と14がオン状態,ト
ランジスタ15と16がオフ状態となるモード1および
トランジスタ15と16がオン状態,トランジスタ13
と14がオフ状態となるモード3の場合には、ダイオー
ド44により放電できないが、トランジスタ14と15
がオン状態、トランジスタ13と16がオフ状態となる
モード2およびモード4においては、コンデンサ42に
蓄積された電荷は、コンデンサ42→抵抗器43→ダイ
オード44→コンデンサ11→ダイオード22→トラン
ジスタ14→トランジスタ15→コンデンサ42の経路
で放電することができる。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ12の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ15の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ42の両端電圧がモード3ではコンデンサ12の両
端電圧にクランプされるも、モード1、2および4では
いずれもコンデンサ11の両端電圧にクランプされるた
め、抵抗器43で消費するエネルギーはターンオフ時の
コンデンサ42の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を
高くしても損失が少なく、装置を小型軽量化および高効
率化を図ることができる。
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、実施例3と同様にモード1、2および
4のときにオンとなるトランジスタ14の動作モードの
うち、実際に負荷電流が流れるモード1および2におけ
るトランジスタ14のターンオフ時等に発生するサージ
電圧のピーク値を抑制するものである。この図5におい
て、図3と対応する部分には同一符号を付し、その詳細
説明は省略する。
電阻止用のダイオード38の代わりに、例えばnpn形
トランジスタ39aとこれに逆並列に接続されたダイオ
ード39bからなる充電阻止用素子としてのスイッチン
グ素子39を用いる。トランジスタ39は、トランジス
タ15と16がオン状態になるモード3のときのみオン
状態となるように制御する。本実施例は以上のように構
成し、その他は図3の例と同様に構成する。ここで、各
モードにおけるトランジスタ13〜16の動作、および
スナバ回路の動作は、図1の例の回路と同様に動作し、
実際に負荷電流が流れるモード1および2におけるトラ
ンジスタ14のターンオフ時等にそのコレクタ・エミッ
タ間に発生するサージ電圧のピーク値を抑制することが
できる。
あるとき(モード1のとき)、図示の矢印cで示すルー
トでコンデンサ35を充電する電流が流れ、コンデンサ
35の両端電圧をコンデンサ11および12で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード39bによって上述した充電電流が阻止され
る。そのため、コンデンサ35の両端電圧は、トランジ
スタ13がオン状態にあるときはコンデンサ11の両端
電圧にクランプされ、一方、トランジスタ13がオフ状
態にあるとき(モード2,3,4のとき)は、コンデン
サ12の両端電圧にクランプされる。
された電荷は、トランジスタ13と14がオン状態,ト
ランジスタ15と16がオフ状態となるモード1の場合
には、ダイオード39bにより放電できないが、トラン
ジスタ14と15がオン状態、トランジスタ13と16
がオフ状態となるモード2においては、コンデンサ35
に蓄積された電荷は、コンデンサ35→トランジスタ1
4→トランジスタ15→ダイオード23→コンデンサ1
2→ダイオード39b→抵抗器37→コンデンサ35の
経路で放電することができ、また、トランジスタ15と
16がオン状態、トランジスタ13と14がオフ状態と
なるモード3においては、トランジスタ39aもオン状
態になるので、コンデンサ35に蓄積された電荷は、コ
ンデンサ35→抵抗器37→トランジスタ39a→コン
デンサ12→ダイオード22→コンデンサ35の経路で
放電することができる。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ12の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ14の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ35の両端電圧がモード1ではコンデンサ11の両
端電圧にクランプされるも、モード2〜4ではいずれも
コンデンサ12の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器37で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ35の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。さらに、本実施例では、コンデンサ3
5の放電区間がモード2およびモード4に加えて、トラ
ンジスタ39aのオン動作によってモード3でも放電可
能となるため、実施例3に比して例えば放電時定数等の
設計上の許容範囲が広くなる。
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、また実施例3と同様にモード1、2お
よび4のときにオンとなるトランジスタ14の動作モー
ドのうち、実際に負荷電流が流れるモード1および2に
おけるトランジスタ14のターンオフ時等に発生するサ
ージ電圧のピーク値を抑制するものである。この図6に
おいて、図5と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明は省略する。
イッチング素子39の接続点を充電阻止用素子としての
スイッチング素子を構成するnpn形トランジスタ40
を介して接続点P4に接続する。このトランジスタ40
は、トランジスタ13と14がオン状態となるモード1
のときのみオン状態となるように制御する。本実施例は
以上のように構成し、その他は図5の例と同様に構成す
る。ここで、各モードにおけるトランジスタ13〜16
の動作、およびスナバ回路の動作は、図1の例の回路と
同様に動作し、実際に負荷電流が流れるモード1および
2におけるトランジスタ14のターンオフ時等にそのコ
レクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピーク値を
抑制することができる。
あるとき(モード1のとき)、図示の矢印dで示すルー
トでコンデンサ35を充電する電流が流れ、コンデンサ
35の両端電圧をコンデンサ11および12で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード39bによって上述した充電電流が阻止され
る。そのため、コンデンサ35の両端電圧は、トランジ
スタ13がオン状態にあるときはコンデンサ11の両端
電圧にクランプされ、一方、トランジスタ13がオフ状
態にあるとき(モード2,3,4のとき)は、コンデン
サ12の両端電圧にクランプされる。
された電荷は、トランジスタ13と14がオン状態,ト
ランジスタ15と16がオフ状態となるモード1でかつ
トランジスタ40がオン状態となる場合においては、コ
ンデンサ35→抵抗器37→トランジスタ40→コンデ
ンサ11→トランジスタ13→コンデンサ35の経路で
放電することができ、また、トランジスタ14と15が
オン状態、トランジスタ13と16がオフ状態となるモ
ード2およびモード4でかつトランジスタ40がオフ状
態となる場合においては、コンデンサ35に蓄積された
電荷は、コンデンサ35→トランジスタ14→トランジ
スタ15→ダイオード23→コンデンサ12→ダイオー
ド39b→抵抗器37→コンデンサ35の経路で放電す
ることができ、さらに、トランジスタ15と16がオン
状態、トランジスタ13と14がオフ状態となるモード
3でかつトランジスタ40がオフ状態となる場合におい
ては、トランジスタ39aがオン状態になるので、コン
デンサ35に蓄積された電荷は、コンデンサ35→抵抗
器37→トランジスタ39a→コンデンサ12→ダイオ
ード22→コンデンサ35の経路で放電することができ
る。
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ12の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ14の耐電圧を考慮すればよい。
ンサ35の両端電圧がモード1ではコンデンサ11の両
端電圧にクランプされるも、モード2〜4ではいずれも
コンデンサ12の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器37で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ35の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。さらに、本実施例では、コンデンサ3
5の放電区間がモード2〜モード4に加えて、トランジ
スタ40のオン動作によってモード1でも、つまり全モ
ードで放電可能となるため、実施例3および5に比して
例えば放電時定数等の設計上の許容範囲がさらに広くな
ると共に、トランジスタ13〜14を駆動する制御信号
の最小パルス幅等にそれだけ余裕を持たせることができ
るので制御性能が向上する。
ベルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード2において負荷電流が流れる結
合ダイオード22の逆回復による逆電流の遮断動作に応
じて発生するサージ電圧のピーク値を抑制するものであ
る。この図7において、図1と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。図において、結合
ダイオード22と並列にスナバ回路を構成するダイオー
ド45およびコンデンサ46の直列回路を接続し、これ
らダイオード45およびコンデンサ46の接続点を放電
用の抵抗器47を介してコンデンサ11の正側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図1の
例と同様に構成する。
3〜16の動作、およびスナバ回路の動作は、図1の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ14,15がオン
状態、トランジスタ13,16がオフ状態であるモード
2において、結合ダイオード22の逆回復時の逆電流に
よる配線エネルギーを吸収でき、結合ダイオード22に
かかるサージ電圧のピーク値を低く抑えることができ
る。この場合、コンデンサ46の電圧上昇は抵抗器47
を介して放電されるため、このコンデンサ46の両端電
圧はコンデンサ11の両端電圧にクランプ(固定)され
ることになる。
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器47で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、
装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能とな
る。なお、本実施例におけるスナバ回路では、結合ダイ
オード22の逆回復特性のみを考慮すればよく、図1の
例のスナバ回路と異なり、インバータ装置の主回路電流
に依らず常にコンデンサ46の端子電圧の上昇分は一定
となる。
ルインバータ装置のさらに他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード4において負荷電流が流れる結
合ダイオード23の逆回復による逆電流の遮断動作に応
じて発生するサージ電圧のピーク値を抑制するものであ
る。この図8において、図1と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。図において、結合
ダイオード23と並列にスナバ回路を構成するコンデン
サ51およびダイオード52の直列回路を接続し、これ
らコンデンサ51およびダイオード52の接続点を放電
用の抵抗器53を介してコンデンサ12の負側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図1の
例と同様に構成する。
3〜16の動作、およびスナバ回路の動作は、図1の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ14,15がオン
状態、トランジスタ13,16がオフ状態であるモード
4において、結合ダイオード23の逆回復時の逆電流に
よる配線エネルギーを吸収でき、逆電流の遮断時に結合
ダイオード23にかかるサージ電圧のピーク値を低く抑
えることができる。この場合、コンデンサ51の電圧上
昇は抵抗器53を介して放電されるため、このコンデン
サ51の両端電圧はコンデンサ12の両端電圧にクラン
プ(固定)されることになる。
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器47で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、
装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能とな
る。なお、本実施例におけるスナバ回路では、結合ダイ
オード23の逆回復特性のみを考慮すればよく、図1の
例のスナバ回路と異なり、インバータ装置の主回路電流
に依らず常にコンデンサ51の端子電圧の上昇分は一定
となる。
記図3の例に対応したものであるが、図示せずも上記図
4の例に対応するものも同様に構成でき、同様の効果を
奏する。
るダイオード22,23に電圧クランプ型スナバ回路を
付加した構成の少なくとも一方を上記図1〜図6の回路
に適用してもよく、これらと同様の効果を奏する。
4、図7および図8の例を全て組み合わせた、つまり、
トランジスタ13,16,14,15およびダイオード
22,23の全てに電圧クランプ型スナバ回路を付加し
た構成としてもよく、この場合、上述したこれらの実施
例が持つ効果を全て包含することになる。
正電位側と負電位側との間に第1〜第4のスイッチング
素子の直列回路を接続し、第2および第3のスイッチン
グ素子の接続点より交流出力端子を導出し、第1および
第2のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電
位点との間に第1の結合ダイオードを接続し、第3およ
び第4のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間
電位点との間に第2の結合ダイオードを接続し、第1の
スイッチング素子と並列にスナバ回路を構成するコンデ
ンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、こ
れらコンデンサおよびダイオードの接続点を放電用抵抗
器を介して直流電圧源の中間電位点に接続し、第4のス
イッチング素子と並列にスナバ回路を構成するダイオー
ドおよびコンデンサの直列回路を接続すると共に、これ
らダイオードおよびコンデンサの接続点を放電用抵抗器
を介して直流電圧源の中間電位点に接続するので、各々
のスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧は直流電
圧源の正負間電圧の半分となり、第1および第4のスイ
ッチング素子に対してコンデンサの両端電圧が直流電圧
源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クランプ形
スナバ回路を適用でき、第1および第4のスイッチング
素子にかかるサージ電圧のピーク値を低く抑えることが
できるという効果がある。
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、ま
た、第2および第3のスイッチング素子に対する配線を
短くでき、装置の小型軽量化、また高効率化を図ること
ができ、しかも、各々のスイッチング素子のターンオフ
時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、
その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半分として
構成することができるという効果がある。
電位側と負電位側との間に第1〜第4のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第2および第3のスイッチング
素子の接続点より交流出力端子を導出し、第1および第
2のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電位
点との間に第1の結合ダイオードを接続し、第3および
第4のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電
位点との間に第2の結合ダイオードを接続し、第2のス
イッチング素子と並列にスナバ回路を構成するコンデン
サおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、これ
らコンデンサおよびダイオードの接続点を放電用抵抗器
および充電阻止用素子の直列回路を介して直流電圧源の
負電位側に接続し、第3のスイッチング素子と並列にス
ナバ回路を構成するダイオードおよびコンデンサの直列
回路を接続すると共に、これらダイオードおよびコンデ
ンサの接続点を放電用抵抗器および充電阻止用素子の直
列回路を介して直流電圧源の正電位側に接続するので、
各々のスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧は直
流電圧源の正負間電圧の半分となり、第2および第3の
スイッチング素子に対してコンデンサの両端電圧が直流
電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クラン
プ形スナバ回路を適用でき、第2および第3のスイッチ
ング素子にかかるサージ電圧のピーク値を低く抑えるこ
とができるという効果がある。
充電ルートに充電素子用素子を設けたため、このコンデ
ンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧まで充電され
ることはない。また、電圧クランプ形スナバ回路を適用
できるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵
抗器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、ま
た、第1および第4のスイッチング素子に対する配線を
短くでき、装置の小型軽量化、高効率化を図ることがで
き、しかも、各々のスイッチング素子のターンオフ時の
印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、その
耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半分として構成
することができる。
電位側と負電位側との間に第1〜第4のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第2および第3のスイッチング
素子の接続点より交流出力端子を導出し、第1および第
2のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電位
点との間に第1の結合ダイオードを接続し、第3および
第4のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電
位点との間に第2の結合ダイオードを接続し、第1のス
イッチング素子および第4のスイッチング素子と並列に
それぞれスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオ
ードの直列回路を接続すると共に、これらコンデンサお
よびダイオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器を介し
て直流電圧源の中間電位点に接続し、第2および第3の
スイッチング素子とそれぞれ並列にスナバ回路を構成す
るコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続すると
共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点をそ
れぞれ放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を
介して直流電圧源の負電位側および正電位側にそれぞれ
接続するので、各々のスイッチング素子のターンオフ時
の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、第
1〜第4のスイッチング素子に対してコンデンサの両端
電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる
電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第1〜第4のの
スイッチング素子にかかるサージ電圧のピーク値を低く
抑えることができるという効果がある。
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、装置
の小型軽量化、また高効率化を図ることができ、しか
も、各々のスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧
は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、その耐圧レベ
ルを直流電圧源の正負間電圧の半分として構成すること
ができるという効果がある。
子と並列にスナバ回路を構成するコンデンサの充電ルー
トに充電阻止用素子を設けたため、このコンデンサの両
端電圧が直流電圧源の正負間電圧まで充電されることは
なく、しかも第1および第2の結合ダイオードに対して
コンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分
にクランプされる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき
るという効果がある。
いずれかの発明において、第1の結合ダイオードと並列
にスナバ回路を構成するダイオードおよびコンデンサの
直列回路を接続すると共に、これらダイオードおよびコ
ンデンサの接続点を放電用抵抗器を介して直流電圧源の
正電位側に接続するかまたは第2の結合ダイオードと並
列にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオード
の直列回路を接続すると共に、これらコンデンサおよび
ダイオードの接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電
圧源の負電位側に接続するかの少なくとも一方を施すの
で、請求項1〜3の発明の効果に加えて、第1または第
2の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が直
流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クラ
ンプ形スナバ回路を適用でき、第1または第2の結合ダ
イオードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸収
でき、これらの第1または第2の結合ダイオードにかか
るサージ電圧のピーク値を低く抑えることができ、しか
も、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるため、変換
周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発生するス
ナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型軽量化、
また高効率化を図ることができ、特に結合ダイオードの
スイッチング特性が悪い場合などには有用であるという
効果がある。
電位側と負電位側との間に第1〜第4のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第2および第3のスイッチング
素子の接続点より交流出力端子を導出し、第1および第
2のスイッチング素子の接続点と上記直流電圧源の中間
電位点との間に第1の結合ダイオードを接続し、第3お
よび第4のスイッチング素子の接続点と上記直流電圧源
の中間電位点との間に第2の結合ダイオードを接続し、
第1の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成するダ
イオードおよびコンデンサの直列回路を接続すると共
に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を放電
用抵抗器を介して直流電圧源の正電位側に接続するかま
たは 第2の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成
するコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続する
と共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を
放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電位側に接続
するかの少なくとも一方を施すので、第1または第2の
結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が直流電
圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クランプ
形スナバ回路を適用でき、第1または第2の結合ダイオ
ードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸収で
き、これらの第1または第2の結合ダイオードにかかる
サージ電圧のピーク値を低く抑えることができ、しか
も、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるため、変換
周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発生するス
ナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型軽量化、
また高効率化を図ることができ、特に結合ダイオードの
スイッチング特性が悪い場合などには有用であるという
効果がある。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
実施例を示す接続図である。
る。
成するコンデンサ 25,31,36,41,45,52 スナバ回路を構
成するダイオード 26,33,37,43,47,53 放電用の抵抗器 38,39b,44 充電阻止用のダイオード 39 充電阻止用のスイッチング素子 39a,40 充電阻止用のnpn形トランジスタ
Claims (5)
- 【請求項1】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
に第1〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第2および第3のスイッチング素子の接続点より交
流出力端子を導出し、 上記第1および第2のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオード
を接続し、 上記第3および第4のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオード
を接続し、 上記第1のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
するコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続する
と共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を
放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の中間電位点に接
続し、 上記第4のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
するダイオードおよびコンデンサの直列回路を接続する
と共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を
放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の中間電位点に接
続するようにしたことを特徴とする3レベルインバータ
装置。 - 【請求項2】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
に第1〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第2および第3のスイッチング素子の接続点より交
流出力端子を導出し、 上記第1および第2のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオード
を接続し、 上記第3および第4のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオード
を接続し、 上記第2のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
するコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続する
と共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を
放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を介して
上記直流電圧源の負電位側に接続し、 上記第3のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
するダイオードおよびコンデンサの直列回路を接続する
と共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を
放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を介して
上記直流電圧源の正電位側に接続するようにしたことを
特徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項3】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
に第1〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第2および第3のスイッチング素子の接続点より交
流出力端子を導出し、 上記第1および第2のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオード
を接続し、 上記第3および第4のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオード
を接続し、 上記第1のスイッチング素子および上記第4のスイッチ
ング素子と並列にそれぞれスナバ回路を構成するコンデ
ンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、こ
れらコンデンサおよびダイオードの接続点をそれぞれ放
電用抵抗器を介して上記直流電圧源の中間電位点に接続
し、 上記第2および第3のスイッチング素子とそれぞれ並列
にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオードの
直列回路を接続すると共に、これらコンデンサおよびダ
イオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器および充電阻
止用素子の直列回路を介して上記直流電圧源の負電位側
および正電位側にそれぞれ接続するようにしたことを特
徴とする3レベルインバータ装置。 - 【請求項4】 第1の結合ダイオードと並列にスナバ回
路を構成するダイオードおよびコンデンサの直列回路を
接続すると共に、これらダイオードおよびコンデンサの
接続点を放電用抵抗器を介して直流電圧源の正電位側に
接続するかまたは第2の結合ダイオードと並列にスナバ
回路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列回路
を接続すると共に、これらコンデンサおよびダイオード
の接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電
位側に接続するかの少なくとも一方を施すようにした請
求項1〜3のいずれかに記載の3レベルインバータ装
置。 - 【請求項5】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
に第1〜第4のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第2および第3のスイッチング素子の接続点より交
流出力端子を導出し、 上記第1および第2のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第1の結合ダイオード
を接続し、 上記第3および第4のスイッチング素子の接続点と上記
直流電圧源の中間電位点との間に第2の結合ダイオード
を接続し、 上記第1の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成す
るダイオードおよびコンデンサの直列回路を接続すると
共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を放
電用抵抗器を介して上記直流電圧源の正電位側に接続す
るかまたは上記第2の結合ダイオードと並列にスナバ回
路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列回路を
接続すると共に、これらコンデンサおよびダイオードの
接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電位
側に接続するかの少なくとも一方を施すようにしたこと
を特徴とする3レベルインバータ装置。
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